CN1405961A - 用于功率转换器的具有频率调变的脉冲宽度调变控制器 - Google Patents

Abstract

本发明提出PWM控制器的频率调变，用以降低在轻载及无载状况中的切换频率。频率调变是通过调变振荡器的作用点(trip－point)电压来达成。增加作用点电压会降低切换频率。电压反馈回路的反馈电压用来当作参考值。在PWM控制器的电流感应输入中的感应电压表示变压器的初级电流的信息。取样电压是在PWM信号关闭的期间从感应电压来取样。作用点电压为反馈电压及取样电压的函数。启始电压为取样电压与定义轻载状况位准时的定值电压之和。一旦反馈电压低于启始电压，作用点电压将会增加且切换频率将会降低。在PWM控制器中的频率调变可在轻载及无载的情况中，降低电源供应器的功率消耗。

Description

用于功率转换器的具有频率调变的脉冲宽度调变控制器

技术领域

本发明涉及一种切换模式电源供应器，尤其是关于切换模式电源供应器的脉冲宽度调变(Pulse Width Modulation，简称PWM)。

背景技术

PWM为用于切换模式电源供应器中的一种传统技术，以控制输出功率及达成调节为目的。大部分的电子设备，如电视、计算机、打印机等，是使用PWM电源供应器。基于环境保护的限制，计算机及其它的设备等产品一直致力于符合电源管理及节约能源的需求。电源管理的原则就是管理系统，使其只在运作期间消耗功率，而在非运作(睡眠模式)期间消耗极少的功率。近十年来，PWM控制集成电路，3842家族，已被广泛地应用于电源供应器中。其包括3842、3843、3844及3845，在切换式电源供应器中扮演不可或缺的角色。然而，其并未包括节省能量的功能。对于电源管理应用的电源供应器，乃是以如何能在无载或轻载的情况中节省能源为主要的必备条件。经由PWM控制中的频率调变，此发明可降低在轻载及无载的情况中的功率消耗。

图1绘示的是包括3842 PWM控制器100的反驰(flyback)电源供应器的电路图。晶体管300用来切换变压器400。时间常数电阻210及电容260针对应用装置的不同而指定不同的切换频率。当晶体管300关闭时，变压器400的漏电感仍会保持电流在晶体管300中流动一段时间。这部分的电流会继续流入缓慢关闭的晶体管300，而其余的电流会经由二极管310而流入电容275。电容275所充的能量将经由电阻235放电。二极管310、电阻235、以及电容275则构成了一钳位(clamp)电路，用来降低漏电感的尖峰(spike)及避免晶体管300的崩溃。在晶体管300的导通的瞬间，输出整流器320会关闭，并出现指数式的衰减震荡或「振铃(ring)」。振铃的频率，乃由关闭的整流器320的寄生电容值及变压器400的次级(secondary)电感值来决定。振铃的振幅及持续时间是由整流器320的输出电流及反恢复时间来决定。振铃会造成射频干扰(radio frequency interference，简称RFI)的问题，但其能轻易地通过跨接在输出整流器320上的缓冲(snubber)电阻240及缓冲电容280来消除。在轻载的情况中，影响功率转换的损失的主要因素列举如下：

(1)晶体管300的切换损失，P_Q可表示为 $(t_{\mathrm{ol}}/T)({\∫}_0^{t_{\mathrm{ol}}}{V}_Q\×\mathrm{Ipdt}),$ 或 $P_Q=\mathrm{Fs}\×t_{\mathrm{ol}}\×({\∫}_0^{t_{\mathrm{ol}}}{V}_Q\×\mathrm{Ipdt}),$ 其中T为切换周期，Fs为切换频率，而t_ol为电压V_Q及电流I_P重叠的持续时间。Ip为变压器400的初级(primary)电流，而V_Q为跨接晶体管300的电压。

(2)输出整流器320及330的切换损失，P_D可表示为 $(t_{\mathrm{rr}}/T)({\∫}_0^{t_{\mathrm{rr}}}\mathrm{Vd}\×\mathrm{Iddt}),$ 或 $P_D=\mathrm{Fs}\×t_{\mathrm{rr}}\×({\∫}_0^{t_{\mathrm{rr}}}\mathrm{Vd}\×\mathrm{Iddt}),$ 其中t_rr为整流器的反恢复时间。Vd为当整流器关闭时跨接在其上的电压。Id则受限于变压器400的次级电感。

(3)变压器400的铁芯(core)损失，P_T，与磁通量密度Bm、铁芯体积Vv及切换频率Fs成比例。P_T＝K₀×Bm×Vv×Fs，其中K₀为常数。

(4)缓冲器的功率损失，P_R系表示为P_R＝(1/2)×C×Vd²×Fs，其中C为缓冲器的电容值，如电容280。

(5)漏电感的功率损失，P_L可表示为P_L＝(1/2)×Lt×Ip²×Fs，其中Lt为变压器400的初级漏电感。而电阻235是用以消耗Lt所产生的能量。

我们可以发现所有的损失皆与切换频率Fs成正比。然而为了缩小体积，特别是变压器的体积，电源供应器会设计以较高的频率来运作。为避免变压器的饱和，必须控制电压时间比(Vin×Ton)，以限制变压器的磁通量密度Bm。

Bm＝(Vin×Ton)/(Np×Ae)，其中Vin为电源供应器的输入电压，Ton为导通时间，Np为变压器的初级匝(turn)数，Ae为变压器的截面积。(Np×Ae)的值意味着变压器的尺寸大小。较高的频率可以获致较低的Ton极大值及较小尺寸的变压器。

以返驰电源供应器为例；输出功率Po等于(1/2T)×Lp×Ip²，其中Lp为变压器400的初级电感值。因为Ip＝(Vin/Lp)×Ton，所以可表示为Po＝(Vin²×Ton²)/(2×Lp×T)。从此方程式可知，在轻载状况期间，Ton短且显然允许我们增加T(降低Fs)。在轻载状况及无载状况中，随着切换频率Fs的降低，电源供应器的功率消耗亦将大幅降低。图2绘示的是3842PWM控制器的电路图。图1中的电阻210是从接脚V_RC连接到参考电压接脚V_REF，接脚V_RC上的电容260连接到地。图3是显示图2电路的波形。电容260上的电压会被充电直到比较器10的作用点(trip-point)(作用点电压Vx)。比较器10与与非(NAND)门17，18会产生一放电信号Vp以导通晶体管23，借着定电流源24使电容260放电。连续放电，直到电容260上的电压低于充放电波形的低点电压Vy，此时比较器11被致能。电阻210、电容260、比较器10，11、电流源24、晶体管23、以及与非门17，18构成一振荡器，并产生一定频信号，作为正反器20的计时时钟脉冲。当接脚Vs的电压高于反馈信号V_FB时，比较器12会将正反器20重置。电阻230会将变压器400的电流信息转换成电压信号，其为斜波信号，而其斜率乃由输入电压Vin及变压器400的电感所决定，V_R230＝R₂₃₀×(Vin×Ton)/Lp。电阻230上的电压V_R230，经由电阻225及电容270的组成的滤波器输入至接脚Vs。反馈信号V_FB乃由误差放大器14的输出经由电阻R_A，R_B及位准移位二极管21，22衰减后而得。V_FB的电位主要是由控制电压反馈回路的输出功率来决定。电容260的放电时间(当Vp为高电位时)决定了PWM信号39的截止(dead)时间，同时也决定了PWM控制器100的最大工作周期。一旦Vs的电压高于V_FB，PWM信号就会关闭，因此最大的V_FB会设定在1V，以限制最大输出功率。由于当Vs＞1V时，输出的功率将随着Vin的升高而变大，因此跨接在Vin及Vs端的电阻220则用以补偿过功率状况的限制，在正常的操作状况下，通过电压反馈回路，为了保持相同的Ton及同等的功率输出，在Vs脚上的补偿会使V_FB的电压自动增加，由于这样，V_FB的电压不只由输出功率所决定，也会受到接脚Vs的DC偏压的影响。基于此观察，因应在轻载及无载的状况下的低V_FB，切换频率Fs也将跟着降低。此外，为了以V_FB为参考，必须将接脚Vs的DC偏压作偏移。本发明的目的之一就是在传统的3842PWM控制器的中加入频率调变的功能。之后，不需重新设计，在轻载及无载的情况中，大部分配置有3842的电源供应器皆可达到节省能源的目标。

发明内容

本发明提出PWM控制器的频率调变，用以降低在轻载及无载状况中的切换频率。频率调变是通过调变振荡器的作用点(trip-point)电压来达成。增加作用点电压会降低切换频率。从电压反馈回路中误差放大器的输出反馈电压则被视为一指针。感应电压为PWM控制器的电流感应输入的电压，其亦表示变压器的初级电流的信息。在PWM信号关闭的期间，取样电压会从感应电压来取样。作用点电压为反馈电压及取样电压的函数。启始电压为取样电压与入口电压之和。入口电压为常数，其定义了切换频率开始降低时的轻载输出功率的位准。一旦反馈电压低于启始电压，作用点电压增加，切换频率降低。当反馈电压高于启始电压时，作用点电压则由主电压来决定，其决定了在正常负载及高载情况下的切换频率。启始电压与反馈电压相减之差被放大器放大。通过限幅器，放大信号会与主电压相加而变成作用点电压。限幅器会将放大信号钳位于零电压与上限电压间。主电压与上限电压的和会决定出电源供应器的最低的切换频率。

本发明提供了一种用以降低轻载状况及无载状况中的切换频率的具有频率调变的脉冲宽度调变控制器，其包括：一作用点电压调节器，提供一调变的作用点电压，以决定该脉冲宽度调变控制器的切换频率。

该作用点电压调节器产生该调变作用点电压，其为下列的函数：一反馈电压，来自于电源供应器的电压反馈回路；以及一感应电压，其在该脉冲宽度调变控制器的脉冲宽度调变信号关闭的期间，通过来自于该脉冲宽度调变控制器的电流感应输入取样开关来取样。

该调变作用点电压决定该脉冲宽度调变控制器的切换频率，其中切换频率会随着该调变作用点电压的增加而降低。

该反馈电压决定该调变作用点电压，当反馈电压低于启始电压，该调变作用点电压将随着该反馈电压的降低而开始增加；其中一入口电压为常数，用以定义轻载功率的准位且该启始电压为该入口电压及该感应电压之和。

该作用点电压调节器包括：一取样开关，用以取样该脉冲宽度调变控制器之一电流感应输入的电压，其中该取样开关是通过一取样信号来致能；一保持电容，用以保持感应电压，其通过该取样开关来取样；一缓冲放大器，用以放大该感应电压；一第一加法器，用以将该缓冲放大器的输出与一入口电压相加而产生一启始电压；一第二加法器，其将第一加法器的输出减去一反馈电压；一斜率放大器，用以放大该第二加法器的输出，其中该斜率放大器的增益决定了对应于该反馈电压的降低的切换频率的下降斜率；一限幅器，用以钳位该斜率放大器的输出振幅；一第三加法器，用以将该限制器的输出与一主电压相加，并且该第三加法器的输出用于该脉冲宽度调变控制器的该调变作用点电压，其中该调变作用点电压决定该脉冲宽度调变控制器的切换频率，其中该主电压为常数，用以决定在正常状况及高载状况中的切换频率；以及一与门，相连于一高侧比较器及一低侧比较器，用以产生取样信号，其中该与门有三个输入，该与门的第一输入连接至该脉冲宽度调变控制器的一脉波信号，其表示一脉冲宽度调变信号的关闭，该与门的第二输入及第三输入连接至该高侧比较器的输出及该低侧比较器的输出，一高定电压连接至该高侧比较器的正输入，一低定电压连接至该低侧比较器的负输入，该高侧比较器的负输入及该低侧比较器的正输入连接在一起且连接至该脉冲宽度调变控制器的RC输入，其中RC输入用来连接时间常数电阻及时间常数电容，用以决定切换频率。

有助益的是，在PWM控制器中的频率调变可在轻载及无载的情况中，降低电源供应器的功率消耗。且在正常负载及高负载情况下的PWM运作相同，且不受频率调变的影响。

可以知道的是，前述的一般说明及以下的详细说明为范例，对本发明的申请专利范围作更进一步的解释。

附图说明

所包括的附图是用来针对此发明作更进一步的了解，并合并与组成此说明书的一部分。附图是绘示此发明的实例，并且与说明结合，用来解释此发明的原理。在附图中：

图1绘示的是包含有3842 PWM控制器的返驰电源供应器电路图；

图2绘示的是3842 PWM控制器的电路图；

图3是显示图2中的电路的波形；

图4是概略地绘示根据本发明实例之一，针对频率调变的作用点电压调节器的方块图；

图5绘示的是如图4所绘示的作用点电压调节器的范例电路；

图6绘示的是如图4所绘示的作用点电压调节器的另一范例电路。

图中符号说明：

100：3842 PWM控制器

210、215、220、225、230、235、240、245、250：电阻

260、265、270、275、280、285、75、290：电容

300、23、631、632、633、635、636、637、640、641、650、651：晶体管(场效应管)

310、320、330、21、22：二极管

10、11、12、81、82：比较器

14：误差放大器

17，18：与非门

20：正反器

24：电流源

39：PWM信号

51，53：放大器

60、62、64：加法器

55：限幅器

70：开关

85：与门

510、520、610、620：运算放大器

具体实施方式

图4概略地绘示根据本发明一较佳实例，用于频率调变的作用点(trip-point)电压调节器(composer)的方块图。

感应电压(电流感应输入的电压)乃通过取样保持脉波V_HD来取样并保持于电容75之中。增益为G1的放大器51会将储存于电容75中的取样电压V_SH放大。加法器62会将放大器51的输出与入口(entry)电压V_A相加。通过加法器60，加法器62的输出会减去反馈电压V_FB。增益为G2的放大器53会将加法器60的输出放大。放大器53的输出会连接到限幅器55的输入。限幅器55的输出会通过加法器64而与主电压V_B相加，其中主电压V_B是用来决定正常负载及高载状况中的切换频率。加法器64的输出即是PWM控制器的振荡器的作用点电压Vx。限幅器55可定义为：

0≤Vlimit≤Vup

限制器55的输入会被截去，同时输出Vlimit会被钳位于0到上限电压Vup。而作用点电压Vx等于

Vlimit＝(V_A+G1×V_SH-V_FB)×G2

若Vlimit≤0V，Vlimit＝0V；以及

若Vlimit≥Vup，Vlimit＝Vup；

Vx＝V_B+Vlimit

增益G2决定了因应于V_FB下降的切换频率的下降斜率。在PWM信号关闭的期间，取样保持脉波V_HD会被致能且开关70导通。取样保持脉波V_HD由与(AND)门85的输出。与门85的输入包括了PWM控制器的放电信号Vp、比较器81的输出及比较器82的输出。PWM控制器的接脚V_RC同时连接到比较器81的负输入及比较器82的正输入。比较器81的正输入为定值电压Vc。比较器82的负输入为定值电压V_D。Vc及V_D假设为V_B＞Vc＞V_D＞Vy。

图5绘示的是如图4所绘示的用于频率调变的作用点电压调节器的范例电路。保持电压V_SH的电容75连接至运算放大器510的正输入。电阻R1是从运算放大器510的负输入连接到地。电阻R2则配置于运算放大器510的负输入与输出之间。运算放大器510的输出经由电阻R3而连接至运算放大器520的正输入。运算放大器520为开路集极输出。电阻R4从运算放大器520的正输入连接到参考电压V_REF。反馈电压V_FB经由电阻R5而输入至运算放大器520的负输入。电阻R6连接于运算放大器520的负输入与输出之间。作用点电压Vx从运算放大器520的输出经由电阻R7产生。电阻R8从作用点电压Vx连接到参考电压V_REF。藉此，作用点电压Vx可表示为

V_R4＝V_REF×[R3/(R3+R4)]+V_SH×[(R2+R1)/R1]；当运算放大器520的输出定义为Vlimit时，我们可得

Vlimit＝V_R4×[R6+R5)/R5]-V_FB×(R6/R5)；

≈(R6/R5)×(V_R4-V_FB)

≈(V_A+G1×V_SH-V_FB)×G2

其中V_A＝V_REF×[R3/(R3+R4)]；G1＝[(R2+R1)/R1]；G2＝(R6/R5)；作用点电压Vx为

Vx＝V_B+Vlimit

其中V_B＝V_REF×[R7/(R7+R8)]因为运算放大器的输出为开路集极，所以最大Vlimit会受限且最大Vx为

Vx(max.)≈V_REF×[(R5+R6+R7)/(R5+R6+R7+R8)]；

图6绘示的是如图4所绘示的用于频率调变的作用点电压调节器的另一范例电路。电容75连接至运算放大器610的正输入。运算放大器610的输出会驱动晶体管631产生电流I3。晶体管631的源极经电阻R11而连接至地。运算放大器610的负输入连接至晶体管631的源极。晶体管631的漏极连接于晶体管632的漏极与栅极。晶体管632与晶体管633共同组成一电流镜(共轭电路)。晶体管633的栅极连接至晶体管632的栅极。晶体管632及633的源极连接在一起，并连接至参考电压V_REF。定电流源I_A电流会同晶体管633的漏极电流I4一起输出到由晶体管640及641所组成的电流镜。电流镜的输入为晶体管640的漏极，且其与晶体管640，641的栅极连接在一起。晶体管640及641的源极为接地。电流I5会流入晶体管641的漏极。反馈电压V_FB连接至运算放大器620的正输入。运算放大器620的输出会驱动晶体管635而产生电流I1。晶体管635的源极经电阻R12而连接到地。运算放大器620的负输入连接至晶体管635的源极。晶体管635的漏极连接至晶体管636的漏极与栅极。晶体管636与晶体管637共同组成一电流镜。晶体管637的栅极连接至晶体管636的栅极。晶体管636及637的源极连接在一起，并且连接至参考电压V_REF。在晶体管637的漏极电流I2连接至晶体管641的漏极。晶体管650及晶体管651共同组成一电流镜。晶体管650及晶体管651的源极连接在一起。晶体管650，651的栅极及晶体管650的漏极连接在一起，并且连接至晶体管641的漏极。定电流I_B会同晶体管651的漏极电流I7一起输出到电阻R15。作用点电压是通过电流I9流入电阻R15而产生。根据图6中的电路，我们可发现I1＝V_FB/R12；I3＝V_SH/R11；I6＝I5-I2；I9＝I7+I_B及Vx＝I9×R15。电流镜的输出假设为I2＝M1×I1；I4＝M2×I3；I5＝M3×(I4+I_A)及I7＝M4×I6；然后Vx＝R15×{I_B+M4×[M3×(I_A+M2×V_SH/R11)-M1×V_FB/R12])；或Vx＝R15×I_B+M4×[R15×M3×(I_A+M2×V_SH/R11)-R15×M1×V_FB/R12]；并且将此带入下列等式Vx＝V_B+Vlimit；Vlimit＝(V_A+G1×V_SH-V_FB)×G2；其中V_B＝I_B×R15；G2＝M4；V_A＝M3×R15×I_A；G1＝M3×M2×(R15/R11)×V_SH；以及M1×(R15/R12)＝1。Vx的范围钳位于R15×I_B与Vlimit(max.)+R15×I_B之间。因为V_FB的偏移相等于V_SH(Vs的直流偏压)，所以G1×V_SH设计用来补偿V_FB的直流偏压。因此，Vlimit(max.)＝M4×M3×I_A×R15。

如上所述，具有本发明频率调变的PWM控制器可在轻载及无载的情况中，降低功率转换器的功率消耗。

显然可知的是，本领域技术人员在不脱离本发明的范围或精神之下，可使本发明的结构做各种修饰及变化。鉴于上述的观点，其意指本发明涵盖落于权利要求书及其等效内的本发明的修饰及变化。

Claims (7)

1.一种用以降低轻载状况及无载状况中的切换频率的具有频率调变的脉冲宽度调变控制器，其包括：

一作用点电压调节器，提供一调变的作用点电压，以决定该脉冲宽度调变控制器的切换频率。

2.如权利要求1所述的用以降低轻载状况及无载状况中的切换频率的具有频率调变的脉冲宽度调变控制器，其特征在于：该作用点电压调节器产生该调变作用点电压，其为下列的函数：

一反馈电压，来自于电源供应器的电压反馈回路；以及

一感应电压，其在该脉冲宽度调变控制器的脉冲宽度调变信号关闭的期间，通过来自于该脉冲宽度调变控制器的电流感应输入取样开关来取样。

3.如权利要求1所述的用以降低轻载状况及无载状况中的切换频率的具有频率调变的脉冲宽度调变控制器，其特征在于：该调变作用点电压决定该脉冲宽度调变控制器的切换频率，其中切换频率会随着该调变作用点电压的增加而降低。

4.如权利要求2所述的用以降低轻载状况及无载状况中的切换频率的具有频率调变的脉冲宽度调变控制器，其特征在于：该反馈电压决定该调变作用点电压，当反馈电压低于启始电压，该调变作用点电压将随着该反馈电压的降低而开始增加；其中一入口电压为常数，用以定义轻载功率的准位且该启始电压为该入口电压及该感应电压之和。

5.如权利要求1所述的用以降低轻载状况及无载状况中的切换频率的具有频率调变的脉冲宽度调变控制器，其特征在于：该作用点电压调节器包括：

一取样开关，用以取样该脉冲宽度调变控制器之一电流感应输入的电压，其中该取样开关是通过一取样信号来致能；

一保持电容，用以保持感应电压，其通过该取样开关来取样；

一缓冲放大器，用以放大该感应电压；

一第一加法器，用以将该缓冲放大器的输出与一入口电压相加而产生一启始电压；

一第二加法器，其将第一加法器的输出减去一反馈电压；

一斜率放大器，用以放大该第二加法器的输出，其中该斜率放大器的增益决定了对应于该反馈电压的降低的切换频率的下降斜率；

一限幅器，用以钳位该斜率放大器的输出振幅；

一第三加法器，用以将该限制器的输出与一主电压相加，并且该第三加法器的输出用于该脉冲宽度调变控制器的该调变作用点电压，其中该调变作用点电压决定该脉冲宽度调变控制器的切换频率，其中该主电压为常数，用以决定在正常状况及高载状况中的切换频率；以及

一与门，相连于一高侧比较器及一低侧比较器，用以产生取样信号，其中该与门有三个输入，该与门的第一输入连接至该脉冲宽度调变控制器的一脉波信号，其表示一脉冲宽度调变信号的关闭，该与门的第二输入及第三输入连接至该高侧比较器的输出及该低侧比较器的输出，一高定电压连接至该高侧比较器的正输入，一低定电压连接至该低侧比较器的负输入，该高侧比较器的负输入及该低侧比较器的正输入连接在一起且连接至该脉冲宽度调变控制器的RC输入，其中RC输入用来连接时间常数电阻及时间常数电容，用以决定切换频率。

6.如权利要求1所述的用以降低轻载状况及无载状况中的切换频率的具有频率调变的脉冲宽度调变控制器，其特征在于：该作用点电压调节器具有一范例电路，包括：

一取样开关，用以取样该脉冲宽度调变控制器之一电流感应输入的电压，其中该取样开关系通过一取样信号来致能；

一保持电容，用以保持一其通过取样开关来取样的感应电压。

一输入运算放大器，其正输入连接至该保持电容；

一第一缓冲电阻与一第二缓冲电阻，决定了该输入运算放大器的增益，其中该第一缓冲电阻是从该输入运算放大器的负输入连接至地，而该第二缓冲电阻配置于该输入运算放大器的负输入与输出之间；

一输出运算放大器及一第一输出电阻，其中该输出运算放大器的输出会经由该第一输出电阻而产生用于该脉冲宽度调变控制器的调变作用点电压；

一第一限制电阻，连接于该输入运算放大器的输出与该输出运算放大器的正输入之间；

一第二限制电阻，从该输出运算放大器的正输入连接至该脉冲宽度调变控制器的参考电压；

第一增益电阻与一第二增益电阻，决定了该输出运算放大器的增益，其中该第一增益电阻连接于该输出运算放大器的负输入与一反馈电压之间，其中该第二增益电阻连接于该输出运算放大器的负输入与输出之间；以及

一第二输出电阻，从该调变作用点电压连接至该脉冲宽度调变控制器的参考电压，用以产生主电压。

7.如权利要求1所述的用以降低轻载状况及无载状况中的切换频率的具有频率调变的脉冲宽度调变控制器，其特征在于：该作用点电压调节器具有一范例电路，包括：

一取样开关，用以取样该脉冲宽度调变控制器之一电流感应输入中的电压，其中该取样开关系通过一取样信号来致能；

一保持电容，用以保持一通过取样开关取样的感应电压；

一感应运算放大器、一感应电阻及一第一VI晶体管，组成一第一V-I转换器，用以将该感应电压转换成一感应电流，其中该感应运算放大器的正输入连接至该保持电容，该感应运算放大器的负输入连接至该第一VI晶体管的源极及感应电阻，该感应电阻连接至地，而第一VI晶体管的栅极通过该感应运算放大器的输出来驱动；

一第一镜晶体管与一第二镜晶体管，组成一第一电流镜，其中该感应电流驱动该第一电流镜的输入；

一第一定电流源，与该第一电流镜的输出相加，用以产生一入口电流；

一第三镜晶体管与一第四镜晶体管，组成一第二电流镜及输出一启始电流，其中该第二电流镜的输入是通过该入口电流来驱动；

一反馈运算放大器、一反馈电阻及一第二VI晶体管，组成一第二V-I转换器，用以将一反馈电压转换成一反馈电流，其中该反馈运算放大器的正输入连接至该保持电容，该反馈运算放大器的负输入连接至该第二VI晶体管的源极及该反馈电阻，该反馈电阻连接至地，该第二VI晶体管的栅极是由该反馈运算放大器的输出驱动；

一第五镜晶体管与一第六镜晶体管，组成一第三电流镜及输出一边缘电流，其中该第三电流镜的输入是通过该反馈电流来驱动；

一第七镜晶体管与一第八镜晶体管，组成一第四电流镜，其中该第四电流镜的输入是由该启始电流减去该边缘电流的电流来驱动，其中该第四电流镜的增益决定了对应于反馈电压的降低的切换频率的下降斜率；

一第二定电流源，与该第四电流镜的输出相加，用以产生一作用点电流；以及

一作用点电阻与该作用点电流，用以产生该调变作用点电压。

Images