CN110932524A - 多相电源转换的控制器及电流平衡方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种多相电源转换的控制器及电流平衡方法。控制器耦接N相输出级。N为大于1的正整数。该些N相输出级分别提供输出电流。控制器包括反馈电路、电流平均电路及N个导通时间计算电路。反馈电路耦接该些N相输出级且产生控制信号。电流平均电路耦接该些N相输出级且根据该些N相输出级的输出电流产生平均电流信号。该些N个导通时间计算电路分别耦接反馈电路、电流平均电路及该些N相输出级。每个导通时间计算电路根据其相对应输出级于前一周期的导通时间信号、相对应输出级的输出电流与平均电流信号的差值以及控制信号产生脉宽调变控制信号。本发明的多相电源转换的控制器及电流平衡方法可提升电流平衡的精确度并维持工作频率的恒定。

Description

多相电源转换的控制器及电流平衡方法

技术领域

本发明与电压转换有关，特别是关于一种多相电源转换的控制器及电流平衡方法。

背景技术

传统上，应用于多相电源转换器的电流平衡机制包括计算平均输出电流、计算各相输出级的输出电流与平均输出电流的差值，并应用此差值调整分别传送至各相输出级的各脉宽调变信号的导通时间，以平衡各相输出级的输出电流。

然而，上述传统的电流平衡机制在实际应用中仍存在许多问题。举例而言，若以四相电源转换器进行说明，假设其第四相输出级的系统回路有偏移量(Offset)存在，而第一相输出级～第三相输出级的系统回路则无偏移量存在，导致第四相输出级的第四导通时间会额外多出一误差时间而使其输出电流会大于其他三相输出级的输出电流。

请参照图1，在时间t1之前，电流平衡机制尚未启动，由于第四相输出级的回路具有偏移量存在而使第四导通时间信号TON4大于第一相输出级～第三相输出级的第一导通时间信号TON1～第三导通时间TON3，导致第四相输出级的第四输出电流I4会持续上升，而第一相输出级～第三相输出级的第一输出电流I1～第三输出电流I3则会持续下降；当电流平衡机制于时间t1启动时，通过调整第四相输出级的第四导通时间TON4与第一相输出级～第三相输出级的第一导通时间信号TON1～第三导通时间信号TON3，使得第四相输出级的第四输出电流I4会往下降且第一相输出级～第三相输出级的第一输出电流I1～第三输出电流I3则会往上升而开始进入彼此趋于平衡的过程，直到时间t2达到电流平衡状态后，如图1中的虚线圈起处所示，第四相输出级的第四输出电流I4仍具有大于第一相输出级～第三相输出级的第一输出电流I1～第三输出电流I3的稳态误差，用以抵销第四相回路中既存的偏移量所造成的影响，以致于各相输出级的输出电流无法达到完全平衡。

此外，由于各相输出级的导通时间均与电流平衡增益参数(Current balancegain parameter)有关，为了减少各相输出电流之间的稳态误差，传统的电流平衡技术也可采用增大电流平衡增益参数的作法，但却也导致多相电源转换器的输出电压出现振荡的现象，因而严重影响其输出电压的稳定性。

由上述可知：传统应用于多相电源转换器的电流平衡机制仍存在许多问题，亟待改善。

发明内容

本发明提供一种多相电源转换的控制器及电流平衡方法，以解决现有技术所述及的问题。

本发明的一较佳具体实施例为一种多相电源转换的控制器。于此实施例中，控制器耦接N相输出级。该些N相输出级分别提供输出电流，N为大于1的正整数。控制器包括反馈电路、电流平均电路及N个导通时间计算电路。反馈电路耦接该些N相输出级且产生控制信号。电流平均电路耦接该些N相输出级，且根据该些N相输出级的输出电流产生平均电流信号。该些N个导通时间计算电路分别耦接反馈电路、电流平均电路及该些N相输出级。每个导通时间计算电路根据其相对应输出级于前一周期的导通时间信号、相对应输出级的输出电流与平均电流信号的差值以及控制信号产生脉宽调变控制信号。

在本发明的一实施例中，控制器还包括导通时间平均电路，耦接该些N个导通时间计算电路，以提供平均导通时间。

在本发明的一实施例中，该些N个导通时间计算电路中的第i相导通时间计算电路还根据平均导通时间与预设导通时间的差值产生第i相导通时间信号，i＝1～N。

在本发明的一实施例中，反馈电路还耦接参考电压，且根据输出电压与参考电压产生控制信号。

在本发明的一实施例中，反馈电路包括运算放大器及序列控制器。运算放大器的两接收端分别耦接参考电压与输出电压。序列控制器耦接运算放大器的输出端，且输出控制信号。

在本发明的一实施例中，反馈电路包括第一运算放大器、斜波产生器、第二运算放大器及序列控制器。第一运算放大器的两接收端分别耦接参考电压与输出电压。斜波产生器用以产生斜波信号。第二运算放大器的两接收端分别耦接第一运算放大器的输出端及斜波产生器且其输出端耦接斜波产生器。序列控制器耦接第二运算放大器的输出端，且输出控制信号。

本发明的另一较佳具体实施例为一种电流平衡方法。于此实施例中，电流平衡方法应用于多相电源转换的控制器。控制器耦接N相输出级。该些N相输出级分别提供输出电流，N为大于1的正整数。电流平衡方法包括下列步骤：根据该些N相输出级的输出电流产生平均电流信号(Iavg)；以及根据该些N相输出级中的相对应输出级于前一周期的导通时间信号(Ton，i)、相对应输出级的输出电流(Ii)与平均电流信号(Iavg)的差值产生脉宽调变控制信号，i＝1～N。脉宽调变控制信号包含校正后的导通时间信号(Ton，i’)且Ton，i’＝Ton，i+K*(Ii-Iavg)，K为放大参数。

在本发明的一实施例中，电流平衡方法还包括下列步骤：根据该些N相输出级的N个导通时间产生平均导通时间(Tavg)；以及根据预设导通时间(Ton0)与平均导通时间(Tavg)的差值产生校正后的导通时间信号(Ton，i”)且Ton，i”＝Ton，i+(Ton0-Tavg)+K*(Ii-Iavg)。

相较于现有技术，本发明所提出的多相电源转换的控制器及电流平衡方法可有效地消除系统偏移量(Offset)并提升电流平衡的精确度，使得各相输出级能够平均地稳定提供输出电压及输出电流。此外，本发明所提出的多相电源转换的控制器及电流平衡方法还可监测各相导通时间的平均值并与预设导通时间比较，由以维持工作频率的恒定。

关于本发明的优点与精神可以通过以下的发明详述及所附附图得到进一步的了解。

附图说明

图1为采用传统的电流平衡机制达到电流平衡状态后，第四相输出级的第四输出电流仍具有大于第一相输出级～第三相输出级的第一输出电流～第三输出电流的稳态误差的波形图。

图2为根据本发明的一较佳具体实施例中的多相电源转换的控制器的示意图。

图3为本发明的多相电源转换的控制器实现电流平衡与恒定工作频率的波形图。

图4A为具有恒定导通时间(COT)型式的反馈电路的示意图。

图4B为另一种具有增益型恒定导通时间(Robust constant-on-time，RCOT)型式的反馈电路的示意图。

图5为数字式的第一导通时间计算电路的示意图。

图6为模拟式的多相电源转换的控制器先将各信息转换为电流信号并进行运算后产生脉宽调变控制信号至各相输出级的示意图。

图7A为图6中的电压电流转换电路65的一实施例。

图7B为图6中的电压电流转换电路66的一实施例。

图7C为图6中的电压电流转换电路67的一实施例。

图7D为图6中的电压电流转换电路64A的一实施例。

图8为根据本发明的另一较佳具体实施例中的多相电源转换的电流平衡方法的流程图。

主要元件符号说明：

S10～S16：步骤

1、6：控制器

10、60：反馈电路

11：模拟数字转换器

12、62：电流平均电路

14A～14D、64A～64D：第一导通时间计算电路～第四导通时间计算电路

15：模拟数字转换器

16：导通时间产生电路

17：模拟数字转换器

18：导通时间平均电路

PS1～PS4：第一相输出级～第四相输出级

VIN：输入电压

IVIN：输入电流

VOUT：输出电压

M1～M2：第一开关～第二开关

B1～B2：第一缓冲器～第二缓冲器

L：输出电感

C：电容

GND：接地端

I1～I4：第一输出电流～第四输出电流

TON1～TON4：第一导通时间信号～第四导通时间信号

PWM1～PWM4：第一脉宽调变控制信号～第四脉宽调变控制信号

TR1～TR4：第一控制信号～第四控制信号

TON0：预设导通时间

ITON0：预设导通时间电流

Iavg：平均电流信号

Tavg：平均导通时间

ITavg：平均导通时间电流

D1～D6：逻辑运算单元

Z^-1：延迟单元

+：加法器

CLK：时脉信号

VREF：参考电压

100：运算放大器

102：序列控制器

104：运算放大器

106：斜波产生器

>、R、S：输入端

Q、

：输出端

65～67：电压电流转换电路

68：导通时间电流平均电路

GND：接地端

650、660、670：运算放大器

651、661、671、644：第一电流源

652、662、672、646：第二电流源

R：电阻

SW：开关

640：第一运算放大器

642：第二运算放大器

ICOMP：补偿电流源

SW1～SW3：第一开关～第三开关

VTON1～VTON4：第一导通时间电压～第四导通时间电压

ITON1～ITON4：第一导通时间电流～第四导通时间电流

具体实施方式

现在将详细参考本发明的示范性实施例，并在附图中说明所述示范性实施例的实例。在图式及实施方式中所使用相同或类似标号的元件/构件是用来代表相同或类似部分。

根据本发明的一较佳具体实施例为一种多相电源转换的控制器。于此实施例中，多相电源转换的控制器用以控制多相输出级将输入电压转换为输出电压，且每一相输出级分别提供各自的输出电流，但不以此为限。

请参照图2，图2为此实施例中的多相电源转换的控制器的示意图。需注意的是，图2以控制器1耦接并控制四相输出级(亦即第一相输出级PS1～第四相输出级PS4)将输入电压VIN转换为输出电压VOUT为例进行说明，但不以此为限。实际上，多相电源转换的控制器可耦接并控制N相输出级，且N为大于1的正整数。

如图2所示，控制器1包括反馈电路10、模拟数字转换器11、电流平均电路12、第一导通时间计算电路14A～第四导通时间计算电路14D、模拟数字转换器15、导通时间产生电路16、模拟数字转换器17及导通时间平均电路18。

反馈电路10分别耦接输出电压VOUT及第一导通时间计算电路14A～第四导通时间计算电路14D；模拟数字转换器11分别耦接第一相输出级PS1～第四相输出级PS4及电流平均电路12；电流平均电路12分别耦接模拟数字转换器11及第一导通时间计算电路14A～第四导通时间计算电路14D；第一导通时间计算电路14A～第四导通时间计算电路14D分别耦接反馈电路10、电流平均电路12、导通时间产生电路16、导通时间平均电路18及第一相输出级PS1～第四相输出级PS4；模拟数字转换器15耦接于第一相输出级PS1～第四相输出级PS4与导通时间产生电路16之间；模拟数字转换器17耦接于输出电压VIN与导通时间产生电路16之间。

第一相输出级PS1包含第一缓冲器B1、第二缓冲器B2、第一开关M1、第二开关M2及输出电感L。第一缓冲器B1耦接于第一导通时间计算电路14A与第一开关M1的栅极之间；第二缓冲器B2耦接于第一导通时间计算电路14A与第二开关M2的栅极之间；第一开关M1及第二开关M2串接于输入电压VIN与接地端GND之间；输出电感L耦接至第一开关M1及第二开关M2之间，以提供第一支路输出电流I1。至于第二相输出级PS2～第四相输出级PS4的电路架构则可依此类推，故于此不另行赘述。

反馈电路10用以接收输出电压VOUT并分别产生第一控制信号TR1～第四控制信号TR4至第一导通时间计算电路14A～第四导通时间计算电路14D。模拟数字转换器11用以将第一相输出级PS1～第四相输出级PS4的第一输出电流I1～第四输出电流I4由模拟信号转换为数字信号后传送至电流平均电路12。电流平均电路12用以根据第一相输出级PS1～第四相输出级PS4的第一输出电流I1～第四输出电流I4产生平均电流信号Iavg至第一导通时间计算电路14A～第四导通时间计算电路14D。

若以第一导通时间计算电路14A为例，第一导通时间计算电路14A可根据相对应的第一相输出级PS1于前一周期的第一导通时间信号TON1、第一相输出级PS1提供的第一输出电流I1与平均电流信号Iavg的差值以及第一控制信号TR1产生第一脉宽调变控制信号PWM1给第一相输出级PS1，并且第一脉宽调变控制信号PWM1包含校正后的第一导通时间信号TON1’且TON1’会等于第一导通时间信号TON1+放大参数K*(第一输出电流I1-平均电流信号Iavg)，亦即TON1’＝TON1+K*(I1-Iavg)，由以有效消除第一相输出级PS1的系统回路所存在的偏移量。

同理，第二导通时间计算电路14B可根据相对应的第二相输出级PS2于前一周期的第二导通时间信号TON2、第二相输出级PS2提供的第二输出电流I2与平均电流信号Iavg的差值以及第二控制信号TR2产生第二脉宽调变控制信号PWM2给第二相输出级PS2，并且第二脉宽调变控制信号PWM2包含校正后的第二导通时间信号TON2’且TON2’会等于第二导通时间信号TON2+放大参数K*(第二输出电流I2-平均电流信号Iavg)，亦即TON2’＝TON2+K*(I2-Iavg)，由以有效消除第二相输出级PS2的系统回路所存在的偏移量。

至于第三导通时间计算电路14C及第四导通时间计算电路14D也可依此类推，故于此不另行赘述。

模拟数字转换器15及17用以分别将输出电压VOUT及输入电压VIN由模拟信号转换为数字信号后传送至导通时间产生电路16。导通时间产生电路16用以根据输入电压VIN及输出电压VOUT提供预设导通时间TON0至第一导通时间计算电路14A～第四导通时间计算电路14D。导通时间平均电路18用以根据第一相输出级PS1于前一周期的第一导通时间信号TON1、第二相输出级PS2于前一周期的第二导通时间信号TON2、第三相输出级PS3于前一周期的第三导通时间信号TON3及第四相输出级PS4于前一周期的第四导通时间信号TON4提供平均导通时间Tavg至第一导通时间计算电路14A～第四导通时间计算电路14D。

若以第一导通时间计算电路14A为例，第一导通时间计算电路14A还可根据平均导通时间Tavg与预设导通时间TON0的差值校正第一脉宽调制控制信号PWM1。

举例而言，由于第一导通时间计算电路14A所产生的第一脉宽调制控制信号PWM1包含校正后的第一导通时间信号TON1’且TON1’＝TON1+K*(I1-Iavg)，则第一导通时间计算电路14A可进一步根据预设导通时间Ton0与平均导通时间Tavg的差值产生校正后的第一导通时间信号TON1”且TON1”＝TON1+(Ton0-Tavg)+K*(I1-Iavg)。由此，不仅第一相输出级PS1的系统回路所存在的偏移量可被消除，还可进一步维持工作频率的恒定。

至于第二导通时间计算电路14B～第四导通时间计算电路14D也可依此类推，故于此不另行赘述。经整理后，可得到校正后的第一导通时间信号TON1”～校正后的第四导通时间信号TON4”如下列式1～式4：

TON1”＝TON1+(Ton0-Tavg)+K*(I1-Iavg) (式1)

TON2”＝TON2+(Ton0-Tavg)+K*(I2-Iavg) (式2)

TON3”＝TON3+(Ton0-Tavg)+K*(I3-Iavg) (式3)

TON4”＝TON4+(Ton0-Tavg)+K*(I4-Iavg) (式4)

接着，请参照图3，图3为本发明的多相电源转换的控制器1实现电流平衡与恒定工作频率的波形图。

如图3所示，假设第四相输出级PS4的系统回路有偏移量(Offset)存在，而第一相输出级PS1～第三相输出级PS3的系统回路则无偏移量存在，在时间t1之前，电流平衡机制尚未启动，第四相输出级PS4的第四导通时间信号TON4由于多出误差时间而持续大于第一相输出级PS1～第三相输出级PS3的第一导通时间信号TON1～第三导通时间信号TON3，导致第四相输出级PS4的第四输出电流I4会持续上升，而第一相输出级PS1～第三相输出级PS3的第一输出电流I1～第三输出电流I3则会持续下降。

于时间t1，控制器1开始启动其电流平衡与恒定工作频率的机制。在时间t1～时间t2的期间内，第四相输出级PS4的第四输出电流I4与第一相输出级PS1～第三相输出级PS3的第一输出电流I1～第三输出电流I3会开始上下起伏变化而逐渐趋于一致，控制器1会根据式1～式4分别校正第一相输出级PS1～第四相输出级PS4的第一导通时间信号TON1～第四导通时间信号TON4，直到时间t2达到电流平衡与恒定工作频率的状态为止。

需说明的是，如图3中的虚线圈起处所示，第四相输出级的第四输出电流I4会与第一相输出级～第三相输出级的第一输出电流I1～第三输出电流I3趋于一致，故能实现各相输出级的输出电流达到完全平衡，而不会有图1中的虚线圈起处所示现有技术所产生的稳态误差，而第一相输出级PS1～第四相输出级PS4的第一导通时间信号TON1～第四导通时间信号TON4也趋于一致，故能实现恒定的工作频率。

此外，在理想状况下，各相的导通时间信号在电流平衡后会维持于相同的固定值，但实际上仍会有些微的量化误差(quantization error)，导致电流平衡机制仍持续运作，因而各相的导通时间信号偶而会有些许变化，例如在图3中，于时间t2之后虽已达到电流平衡状态，但各相的导通时间信号仍会不时地上下稍微增减。

请参照图4A，图4A为具有恒定导通时间(COT)型式的反馈电路的示意图。

如图4A所示，若反馈电路10具有恒定导通时间(COT)型式，则反馈电路10可包含运算放大器100及序列控制器102。运算放大器100的两接收端+及－分别耦接参考电压VREF与输出电压VOUT。序列控制器102耦接运算放大器100的输出端并且输出第一控制信号TR1～第四控制信号TR4。需说明的是，图4A仅为具有恒定导通时间(COT)型式的反馈电路的一实施例，但不以此为限。

请参照图4B，图4B为具有RCOT型式的反馈电路的示意图。

如图4B所示，若反馈电路10具有RCOT型式，则反馈电路10可包含运算放大器100、序列控制器102、运算放大器104及斜波产生器106。运算放大器100的两接收端+及－分别耦接参考电压VREF与输出电压VOUT。斜波产生器106用以产生斜波信号。运算放大器104的两接收端+及－分别耦接运算放大器100的输出端及斜波产生器106且其输出端耦接斜波产生器106。序列控制器102耦接运算放大器100的输出端并且输出第一控制信号TR1～第四控制信号TR4。需说明的是，图4B仅为具有RCOT型式的反馈电路的一实施例，但不以此为限。

接着，请参照图5，图5为数字式的第一导通时间计算电路14A的示意图。

如图5所示，数字式的第一导通时间计算电路14A可包含逻辑运算单元D1～D6。逻辑运算单元D1用以算出第一相输出级PS1的第一输出电流I1与平均电流信号Iavg的差值后再乘以放大参数K。逻辑运算单元D2用以算出预设导通时间TON0与平均导通时间Tavg的差值。接着，通过加法器+将逻辑运算单元D1与D2的计算结果相加后输入至逻辑运算单元D3，逻辑运算单元D3再将其加上第一导通时间信号TON1即可得到修正后的第一导通时间信号TON1’。第一输出电流I1经模拟数字转换器转换为数字信号。第一导通时间信号TON1为数字信号。

逻辑运算单元D4可以是计数器，其两接收端>及R分别接收时脉信号CLK及第一控制信号TR1且其输出端Q耦接逻辑运算单元D5的接收端+。第一控制信号TR1为脉冲信号。逻辑运算单元D5的接收端-则耦接逻辑运算单元D3，用以接收修正后的第一导通时间信号TON1’。逻辑运算单元D6可以是正反器，其两接收端S及R分别耦接第一控制信号TR1及逻辑运算单元D5的输出端且其输出端Q输出第一脉宽调制信号PWM1。第一脉宽调制信号PWM1为数字信号。

需说明的是，图5仅为数字式的第一导通时间计算电路14A的一实施例，但不以此为限。至于数字式的第二导通时间计算电路14B～第四导通时间计算电路14D也可依此类推，故于此不另行赘述。

请参照图6，图6为模拟式的多相电源转换的控制器6先将各信息转换为电流信号并进行运算后产生脉宽调变控制信号至各相输出级的示意图。

如图6所示，反馈电路60用以根据输出电压VOUT分别产生第一控制信号TR1～第四控制信号TR4至第一导通时间计算电路64A～第四导通时间计算电路64D；电流平均电路62用以根据第一相输出级PS1～第四相输出级PS4的第一输出电流I1～第四输出电流I4产生平均电流信号Iavg；电压电流转换电路65用以将输入电压信号VIN转换为相对应的输入电流IVIN；电压电流转换电路66用以将输出电压信号VOUT转换为预设导通时间电流ITON0；电压电流转换电路67用以将第一导通时间计算电路64A～第四导通时间计算电路64D的第一导通时间电压VTON1～第四导通时间电压VTON4转换为第一导通时间电流ITON1～第四导通时间电流ITON4，再由导通时间电流平均电路68根据第一导通时间电流ITON1～第四导通时间电流ITON4产生平均导通时间电流ITavg。

然后，第一导通时间计算电路64A～第四导通时间计算电路64D分别接收第一控制信号TR1～第四控制信号TR4、平均电流信号Iavg、输入电流IVIN、预设导通时间电流ITON0及平均导通时间电流ITavg并据以分别产生第一脉宽调制控制信号PWM1～第四脉宽调制控制信号PWM4至第一相输出级PS1～第四相输出级PS4。

接着，请参照图7A至图7C。图7A为图6中的电压电流转换电路65的一实施例；图7B为图6中的电压电流转换电路66的一实施例；图7C为图6中的电压电流转换电路67的一实施例；图7D为图6中的第一导通时间计算电路64A的一实施例。

如图7A所示，电压电流转换电路65包括运算放大器650、第一电流源651、第二电流源652及电阻R。电阻R耦接于第一电流源651与接地端GND之间；运算放大器650的第一输入端+耦接输入电压VIN且其第二输入端－及输出端均耦接至第一电流源651与电阻R之间；第二电流源652耦接输入电流IVIN。需说明的是，电压电流转换电路65的电路架构并不以图7A为限，只要能够将输入电压VIN转换为输入电流IVIN即可。

如图7B所示，电压电流转换电路66包括运算放大器660、第一电流源661、第二电流源662及电阻R。电阻R耦接于第一电流源661与接地端GND之间；运算放大器660的第一输入端+耦接输出电压VOUT且其第二输入端－及输出端均耦接至第一电流源661与电阻R之间；第二电流源662耦接预设导通时间电流ITON0。需说明的是，电压电流转换电路66的电路架构并不以图7B为限，只要能够将输出电压VOUT转换为预设导通时间电流ITON0即可。

如图7C所示，电压电流转换电路67包括运算放大器670、第一电流源671、第二电流源672、电阻R、电容C及开关SW。电阻R耦接于第一电流源671与接地端GND之间；运算放大器670的第一输入端+通过开关SW耦接第一导通时间电压VTON1～第四导通时间电压VTON4且其第二输入端－及输出端均耦接至第一电流源671与电阻R之间；电容C的一端耦接至运算放大器670的第一输入端+与开关SW之间且其另一端耦接至接地端GND；第二电流源672耦接第一导通时间电流ITON1～第四导通时间电流ITON4。

需说明的是，电压电流转换电路67的电路架构并不以图7C为限，只要能够将第一导通时间电压VTON1～第四导通时间电压VTON4转换为第一导通时间电流ITON1～第四导通时间电流ITON4即可。

如图7D所示，第一导通时间计算电路64A包括第一运算放大器640、第二运算放大器642、第一电流源644、第二电流源646、补偿电流源ICOMP、电阻R、电容C及第一开关SW1～第三开关SW3。第一开关SW1耦接于第二电流源646与接地端GND之间；第二电流源646耦接输入电流IVIN；电容C耦接于第一运算放大器640的第二输入端－与接地端GND之间，并由输入电流IVIN对电容C充电产生斜波信号；第一运算放大器640的第一输入端+耦接补偿电流源ICOMP且其第二输入端－耦接至第二电流源646与第一开关SW1之间，第一运算放大器640的第一输入端+与第二输入端－分别接收第一导通时间电压VTON1及斜波信号并进行比较后由其输出端输出包括第一导通时间TON1的第一脉宽调变信号PWM1；电阻R的一端耦接至第一运算放大器640的第一输入端+与补偿电流源ICOMP之间且其另一端耦接至第二运算放大器642的第二输入端－；第二开关SW2与第三开关SW3串接于第二运算放大器642的第一输入端+与第一导通时间电压VTON1之间；电容C的一端耦接于第三开关SW3与第二运算放大器642的第一输入端+之间且其另一端耦接至接地端GND；电容C的一端耦接于第二开关SW2与第三开关SW3之间且其另一端耦接至接地端GND；补偿电流源ICOMP耦接于第二运算放大器642的输出端与接地端GND之间。第一开关SW1～第三开关SW3的操作可由时脉产生器所产生的时脉信号所控制，且此时脉信号可为预设的脉宽调变周期，但不以此为限。

至于第二导通时间计算电路64B～第四导通时间计算电路64D的实施例也可依此类推，于此不另行赘述。

本发明的另一较佳具体实施例为一种电流平衡方法。于此实施例中，电流平衡方法可应用于多相电源转换的控制器。多相电源转换的控制器用以控制多相输出级将输入电压转换为输出电压。假设多相输出级为N相输出级，且该些N相输出级分别提供各自的输出电流，其中N为大于1的正整数。

请参照图8，图8为此实施例中的电流平衡方法的流程图。

如图8所示，电流平衡方法可包括下列步骤：

步骤S10：根据该些N相输出级的输出电流产生平均电流信号Iavg；以及

步骤S12：根据该些N相输出级中的相对应输出级于前一周期的导通时间信号Ton，i、该相对应输出级的输出电流Ii与平均电流信号Iavg的差值产生脉宽调变控制信号。脉宽调变控制信号包含校正后的导通时间信号Ton，i’且Ton，i’＝Ton，i+K*(Ii-Iavg)，其中i＝1～N且K为放大参数。

若以第一相输出级为例，第一相输出级于前一周期的第一导通时间信号为Ton1且第一相输出级的输出电流I1与平均电流信号Iavg的差值为(I1-Iavg)，因此，步骤S12提供给第一相输出级的脉宽调变控制信号包含校正后的第一导通时间信号Ton1’＝Ton1+K*(I1-Iavg)，故可有效消除第一相输出级的系统回路所存在的偏移量。至于其余相输出级均可依此类推，由以达到各相输出级的输出电流完全平衡的功效，于此不另行赘述。

于实际应用中，如图8所示，电流平衡方法还可包括下列步骤：

步骤S14：根据该些N相输出级的N个导通时间产生平均导通时间Tavg；以及

步骤S16：根据预设导通时间Ton0与平均导通时间Tavg的差值产生校正后的导通时间信号Ton，i”且Ton，i”＝Ton，i+(Ton0-Tavg)+K*(Ii-Iavg)。

若以第一相输出级为例，校正后的第一导通时间信号Ton1”＝Ton，i+(Ton0-Tavg)+K*(I1-Iavg)。至于其余相输出级均可依此类推，故于此不另行赘述。由此，本发明的电流平衡方法可维持各相输出级的导通时间的平均值趋近于预设导通时间，以维持工作频率的恒定。

相较于现有技术，本发明所提出的多相电源转换的控制器及电流平衡方法可有效地消除系统偏移量并提升电流平衡的精确度，使得各相输出级能够平均地稳定提供输出电压及输出电流。此外，本发明所提出的多相电源转换的控制器及电流平衡方法还可监测各相导通时间的平均值并与预设导通时间比较，由以维持工作频率的恒定。

通过以上较佳具体实施例的详述，希望能更加清楚描述本发明的特征与精神，而并非以上述所公开的较佳具体实施例来对本发明的范畴加以限制。相反地，其目的是希望能涵盖各种改变及具相等性的安排于本发明所欲申请的专利范围的范畴内。

Claims (8)

1.一种多相电源转换的控制器，其特征在于，上述控制器耦接N相输出级，其中该些N相输出级分别提供一输出电流，N为大于1的正整数，上述控制器包括：

一反馈电路，耦接该些N相输出级，且产生一控制信号；

一电流平均电路，耦接该些N相输出级，且根据该些N相输出级的输出电流产生一平均电流信号；以及

N个导通时间计算电路，分别耦接上述反馈电路、上述电流平均电路及该些N相输出级，

其中每个导通时间计算电路根据其相对应输出级于前一周期的一导通时间信号、上述相对应输出级的输出电流与上述平均电流信号的差值以及上述控制信号产生一脉宽调变控制信号。

2.根据权利要求1所述的多相电源转换的控制器，其特征在于，上述控制器还包括：

一导通时间平均电路，耦接该些N个导通时间计算电路，以提供一平均导通时间。

3.根据权利要求2所述的多相电源转换的控制器，其特征在于，该些N个导通时间计算电路中的一第i相导通时间计算电路还根据上述平均导通时间与一预设导通时间的差值产生一第i相导通时间信号，其中i＝1～N。

4.根据权利要求1所述的多相电源转换的控制器，其特征在于，上述反馈电路还耦接一参考电压，且根据输出电压与上述参考电压产生上述控制信号。

5.根据权利要求4所述的多相电源转换的控制器，其特征在于，上述反馈电路包括：

一运算放大器，其两接收端分别耦接上述参考电压与上述输出电压；以及

一序列控制器，耦接上述运算放大器的输出端，且输出上述控制信号。

6.根据权利要求4所述的多相电源转换的控制器，其特征在于，上述反馈电路包括：

一第一运算放大器，其两接收端分别耦接上述参考电压与上述输出电压；

一斜波产生器，用以产生一斜波信号；

一第二运算放大器，其两接收端分别耦接上述第一运算放大器的输出端及上述斜波产生器且其输出端耦接上述斜波产生器；以及

一序列控制器，耦接该第二运算放大器的输出端，且输出上述控制信号。

7.一种电流平衡方法，应用于多相电源转换的一控制器，其特征在于，上述控制器耦接N相输出级，其中该些N相输出级分别提供一输出电流，N为大于1的正整数，上述电流平衡方法包括下列步骤：

根据该些N相输出级的输出电流产生一平均电流信号Iavg；以及

根据该些N相输出级中的一相对应输出级于前一周期的一导通时间信号(Ton，i)、上述相对应输出级的输出电流Ii与上述平均电流信号Iavg的差值产生一脉宽调制控制信号，i＝1～N，

其中，上述脉宽调制控制信号包含校正后的上述导通时间信号(Ton，i’)且Ton，i’＝Ton，i+K*(Ii-Iavg)，K为一放大参数。

8.根据权利要求7所述的电流平衡方法，其特征在于，上述电流平衡方法还包括下列步骤：

根据该些N相输出级的N个导通时间产生一平均导通时间Tavg；以及

根据一预设导通时间Ton0与上述平均导通时间Tavg的差值产生校正后的上述导通时间信号(Ton，i”)且Ton，i”＝Ton，i+(Ton0-Tavg)+K*(Ii-Iavg)。

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