CN216016721U - 用于电子转换器的开关级的控制电路、集成电路及电子转换器 - Google Patents

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Abstract

本公开的实施例涉及用于电子转换器的开关级的控制电路、集成电路及电子转换器。一种用于控制转换器的开关级的开关操作的控制电路包括相位检测器电路，该相位检测器电路响应于两个时钟信号的相位比较，生成脉宽调制(PWM)信号。第一时钟信号的频率根据与转换器输出电压成比例的第一反馈信号确定。第一跨导放大器生成第一电流，该第一电流指示参考电压与第一反馈信号之间的差；并且第二跨导放大器生成第二电流，该第二电流指示参考电压与第二反馈信号之间的差，该第二反馈信号与转换器输出电压的导数成比例。延迟线在第一时钟信号中引入取决于第一电流和第二电流的延迟以及取决于转换器的选定操作模式的补偿电流。

Description

用于电子转换器的开关级的控制电路、集成电路及电子转 换器
优先权要求
本申请要求于2020年6月8日提交的意大利专利申请号 102020000013627的优先权，其全部内容在法律可允许的最大程度上通过引用并入于此。
技术领域
本说明书的各实施例涉及一种用于降压转换器的控制设备。
背景技术
电源电路，诸如AC/DC开关模式电源或DC/DC开关模式电源在本领域中是众所周知的。现有的电子转换器的类型很多，主要分为隔离式转换器和非隔离式转换器。比如，非隔离式电子转换器为“降压”型转换器、“升压”型转换器、“降压-升压”型转换器、
Figure DEST_PATH_GDA0003377393470000011
型转换器、“SEPIC”型转换器、以及“ZETA”型转换器。相反，隔离式转换器比如为“反激”型转换器、“正激”型转换器、“半桥”型转换器和“全桥”型转换器。对于本领域技术人员而言，根据例如通过应用说明AN513/0393“开关模式电源的拓扑(Topologies for Switched ModePower Supplies)”，L.Wuidart，1999，STMicroelectronics的证明，这些类型的转换器是众所周知的。
图1示意性地图示了DC/DC电子转换器20。具体地，通用电子转换器20包括用于接收DC电压Vin的两个输入端子200a和200b 以及用于供应DC电压Vout的两个输出端子202a和202b。例如，输入电压Vin可以由诸如电池之类的DC电压源10提供，或可以借助于诸如桥式整流器之类的整流器电路以及可能的滤波电路从AC电压获得。输出电压Vout可以用于供应负载30。
图2示意性地示出了典型降压转换器20的电路。具体地，降压转换器20包括用于接收DC输入电压Vin的两个输入端子200a和 200b以及用于供应经调节的电压Vout的两个输出端子202a和202b，其中输出电压等于或低于输入电压Vin。
具体地，降压转换器20通常包括两个电子开关Q1和Q2(具有其电流路径)，该两个电子开关Q1和Q2(例如，直接)串联连接在输入端子200a和200b之间，其中电子开关Q1和Q2之间的中间节点表示开关节点Lx。具体地，电子开关Q1为(例如，直接)连接在(正)端子200a与开关节点Lx之间的高侧开关，而电子开关Q2 为(例如，直接)连接在开关节点Lx与(负)端子200b之间的低侧开关，该(负)端子200b通常表示接地GND。因此，(高侧)开关Q1和(低侧)开关Q2表示被配置为将开关节点Lx连接到端子 200a(电压Vin)或端子200b(接地GND)的半桥。
例如，开关Q1和/或Q2通常为晶体管，诸如场效应晶体管 (FET)，诸如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，例如， n沟道FET，诸如NMOS。通常，第二电子开关Q2也只使用二极管实现，其中阳极连接到端子200b，而阴极连接到开关节点Lx。
在所考虑的示例中，诸如电感器L之类的电感(例如，直接) 连接在开关节点Lx与(正)输出端子202a之间。相反，(负)输出端子202b(例如，直接)连接到(负)输入端子200b。
在所考虑的示例中，为了稳定输出电压Vout，转换器20通常包括电容器Cout，该电容器Cout(例如，直接)连接在输出端子202a 和202b之间。
在该背景下，图3示出了这种电子转换器的信号的示例波形，其中
-波形a)示出了用于切换电子开关Q1的信号DRV1；
-波形b)示出了用于切换第二电子开关Q2的信号DRV2；
-波形c)表示穿过电子开关Q1的电流IQ1；
-波形d)示出了开关节点Lx处的电压VLx(即，第二开关Q2 处的电压)；以及
-波形e)表示穿过电感器L的电流IL。
具体地，当电子开关Q1在时刻t1闭合(ON状态)时，电感器 L中的电流IL(基本上)线性增加。同时，电子开关Q2打开。然后，当电子开关Q1在间隔TON1之后在时刻t2打开(OFF状态)时，电子开关Q2闭合，并且电流IL(基本上)线性减小。最后，开关Q1 在间隔TOFF1之后再次闭合。因此，在所考虑的示例中，当开关Q1 打开时，开关Q2(或类似二极管)闭合，相反亦然。
因此，电流IL可以用于为电容器Cout充电，该电容器Cout在端子202a和202b处供应电压Vout。
因此，在所考虑的示例中，电子转换器20包括控制电路22，该控制电路22被配置为驱动开关Q1的切换并可能驱动开关Q2的切换，用于周期性地重复间隔TON1和TOFF1。例如，降压转换器20通常包括反馈电路(FBC)24，诸如分压器，该反馈电路24被配置为生成反馈信号FB，该反馈信号FB指示输出电压Vout(优选地，与其成比例)，并且控制电路22被配置为通过比较反馈信号FB与参考信号(诸如参考电压VREF)来生成驱动信号DRV1和可选的DRV2。
用于生成驱动信号DRV1和可选的DRV2的大量驱动方案是已知的。这些解决方案共同具有通过调节间隔TON1和/或间隔TOFF1的持续时间来调节输出电压Vout的可能性。
例如，在许多应用中，控制电路22生成脉冲宽度调制(PWM) 信号DRV1，其中开关间隔TSW＝TON1+TOFF1的持续时间恒定，但占空比TON/TSW可变。例如，典型控制方案包括间隔TON1的持续时间经由具有至少一个积分分量的调节器电路(诸如PI(比例积分)调节器或PID(比例积分导数)调节器)发生变化。
具体地，众所周知，降压转换器可以在连续导通模式(CCM)、不连续导通模式(DCM)或过渡模式(TM)下操作。
如图4A所示，当控制电路20在CCM模式下操作转换器时，流过电感L的电流IL在间隔TOFF1的结束时的值不为零。在这种情况下，控制电路20使用两个开关相位T1和T2，其中TSW＝T1+T2，其中
-在相位T1(T1＝TON1＝TOFF2)期间，开关Q1闭合，而开关/二极管Q2打开；以及
-在相位T2(T2＝TOFF1＝TON2)期间，开关Q1打开，而开关/二极管Q2闭合。
例如，在CCM下，控制电路20可以使用持续时间固定的开关周期TSW，但是接通持续时间TON1＝T1可以经由PID调节器发生变化，即，信号DRV1为具有(固定频率或预先确定的频率)PWM信号，但接通持续时间/占空比根据输出电压(和参考信号VREF)来确定。相反，可选信号DRV2可以与信号DRV1的反相版本相对应。
相反，如图4B所示，当控制电路20在DCM模式下操作转换器时，流过电感L的电流IL在间隔TOFF1期间达到零，并且保持为零，直至间隔TOFF1的结束。在这种情况下，控制电路20实际上使用三个开关相位T1、T2和T3，其中TSW＝T1+T2+T3，其中：
-在相位T1(T1＝TON1)期间，开关Q1闭合，而开关/二极管Q2 打开；
-在相位T2(T2＝TON2)期间，开关Q1打开，而开关/二极管Q2 闭合；以及
-在相位T3(TOFF1＝T2+T3和TOFF2＝T3+T1)期间，开关Q1打开，并且开关/二极管Q2打开。
例如，当使用二极管作为开关Q2时，当电流IL达到零时该二极管将自动打开，从而结束间隔T2。相反，当使用可控电子开关Q2 时，控制电路20通常包括(或连接到)去磁检测电路，该去磁检测电路被配置为确定电流IL达到零的时刻(与间隔T2的结束和间隔T3的开始相对应)。例如，这种去磁检测电路可以监测电流IL。例如，图2中示出了与电子开关Q2串联连接的电流传感器24b，诸如分流电阻器，该电流传感器24b因此生成测量信号CS，该测量信号CS 指示在间隔T2期间流过电感L(优选地，与其成比例)的电流IL。
因而，在DCM下，控制电路20可以再次使用持续时间固定的开关周期TSW，其中接通持续时间TON1＝T1可以经由PID调节器再次发生变化，即，信号DRV1为具有(固定或预先确定频率)的PWM 信号，并且接通持续时间/占空比根据输出电压(和参考信号VREF) 来确定。然而，当使用可控电子开关Q2时，控制电路20可以被配置为当信号CS指示电感L的去磁时，打开电子开关Q2。
因此，降压转换器的CCM模式和DCM模式的共同之处在于，频率固定的PWM信号DRV1通常可以用来驱动电子开关Q1。相反，可选的驱动信号DRV2可以根据驱动信号DRV1和(当在DCM下操作时)指示电感L的去磁的附加信号CS来确定。
一般而言，还可以在切换驱动信号之间(例如，在信号DRV1的下降边缘与信号DRV2的上升边缘之间以及同样(在CCM模式下) 在信号DRV2的下降边缘与信号DRV1的上升边缘之间)引入(通常为固定的)死区时间。由于这些间隔通常与持续时间TON和TOFF相比较短，所以以下不再考虑这些间隔，并且在图3、图4A和图4B 中未明确示出。然而，在这种情况下，驱动信号DRV2还可以根据驱动信号DRV1来确定。
经常使用PWM调制的其他电子转换器例如为升压转换器、降压 -升压转换器、反激转换器或正激转换器、各种类型的半桥转换器等。
例如，图5示出了升压转换器的示例。具体地，在所考虑的示例中，诸如电感器L之类的电感器(例如，直接)连接在正输入端子200a与开关节点Lx之间。开关节点Lx经由第一电子开关S1(的电流路径)(例如，直接)连接到负输入端子200b，该负输入端子 200b通常又(例如，直接)连接到负输出端子202b。开关节点Lx 还经由第二电子开关S2(的电流路径)(例如，直接)连接到正输出端子202a。例如，电子开关S1和S2可以为MOSFET。通常，电子开关S2还可以仅使用二极管来实现。通常，诸如电容器之类的电容 Cout连接在输出端子202a和202b之间。
此外，在这种情况下，电子开关S1可以经由PWM信号DRV1来驱动，其中占空比根据输出电压Vout和参考电压VREF来确定。相反，当使用可控电子开关S2时，电子开关S2可以经由信号DRV2驱动，该信号DRV2：
-在CCM下，可以与信号DRV1的反相版本相对应；或
-在DCM下，可以根据信号DRV1和指示电感L的去磁的信号 CS(诸如与流过电感L的电流IL成比例的电流测量信号CS)来确定。
在这方面中，图6示出了使用具有固定频率或预先确定的频率的PWM信号DRV的通用电子转换器20。具体地，电子转换器20 包括开关级26，该开关级26连接在输入端子200a和200b与输出端子202a和202b之间。这种开关级26包括一个或多个电子开关SW26和至少一个电感L26(诸如由电感器或变压器提供的电感)、以及可选的一个或多个电容C26(诸如电容器)。例如，在降压转换器(图2) 中，这些部件是开关Q1、开关或二极管Q2、电感器L和电容器Cout。相反，在升压转换器(图5)中，这些部件是开关S1、开关或二极管S2、电感器L和电容器Cout。
在所考虑的示例中，控制电路22包括驱动器电路222，该驱动器电路222被配置为根据以下各项生成用于开关级26的一个或多个驱动信号：
-PWM信号DRV，该PWM信号DRV具有开关周期TSW(具有固定周期或预先确定的周期)，其中信号DRV在第一持续时间TON内被设置为第一逻辑电平(例如，高)，并且在第二持续时间TOFF内被设置为第二逻辑电平(例如，低)，其中TSW＝TON+TOFF(另请参见图7)；以及
-可选测量信号CS，该可选测量信号CS指示电感L26的去磁。
例如，如先前所提及的，PWM信号DRV可以用于驱动图2的开关Q1和图5的开关S1。相反，当电子转换器在DCM模式下操作时，测量信号CS可以例如用于驱动图2的电子开关Q2或图5的开关S2。
根据图2的描述，反馈电路24通常用于生成反馈信号FB，该反馈信号FB指示输出电压Vout(优选地，与其成比例，例如，与其对应)。接下来，诸如PID调节器之类的调节器电路220可以根据反馈信号FB和参考信号VREF来使PWM信号DRV的持续时间TON发生变化。
例如，如美国专利号9,091,741B2中所描述的，这样的PID调节器通常使用包括运算放大器的误差放大器和包括一个或多个电容器和电阻器的反馈网络来实现。
最近，另一类型的调节器电路220已经被使用，其中基于时间的调节用于生成PWM信号DRV。因为这种类型的控制方案具有许多优点，所以基于时间的DC-DC转换器越来越受欢迎。凭借基于时间的调节器的连续时间数字性质，这些基于时间的调节器结合了传统模拟和数字控制器电路220的优点。基本上，基于时间的调节器使用(例如，CMOS级)数字信号来操作，但不增加通常在数字控制器中找到的任何量化误差。部署简单电路(诸如环形振荡器、延迟线和触发器)时，基于时间的调节器电路220消除对模拟调节器电路或高分辨率模数转换器(ADC)中的宽带误差放大器和PWM模块以及数字调压器电路中的数字PWM模块的需要。使用时间作为处理变量，这种新型控制提供了一种用于实现宽带宽高开关频率的基于PWM的电子转换器的具有吸引力的解决方案，因为它排除了对传统PID控制器中具有功率和面积需求的宽带宽放大器和高速比较器的需要。
考虑到前述内容，本领域中需要提供一种用于诸如降压转换器或升压转换器之类的PWM驱动的电子转换器的基于时间的控制设备。
实用新型内容
本公开的实施例使得能够克服现有技术的缺点中的至少一些缺点。
一个或多个实施例涉及一种用于电子转换器的控制电路。各实施例还涉及一种相关的集成电路、电子转换器。
如上文所提及的，本公开的各种实施例涉及一种用于诸如降压转换器或升压转换器之类的电子转换器的开关级的控制电路。在各种实施例中，电子转换器被配置为经由两个输出端子提供输出电压。
在各种实施例中，控制电路包括一个或多个第一端子，该一个或多个第一端子被配置为向开关级的一个或多个电子开关提供一个或多个相应驱动信号；第二端子，该第二端子被配置为从反馈电路接收与输出电压成比例的第一反馈信号；第三端子，该第三端子被配置为从模拟微分器接收与输出电压的导数成比例的第二反馈信号；以及第四端子，该第四端子被配置为从处理电路接收指示请求的操作模式的控制信号。
在各种实施例中，控制电路包括驱动器电路，该驱动器电路被配置为根据脉宽调制(PWM)信号生成一个或多个驱动信号，其中该驱动器电路被配置为根据控制信号改变操作模式。例如，在各种实施例中，驱动器电路被配置为根据控制信号选择性地在DCM或 CCM下操作开关级。
在各种实施例中，控制电路还包括PWM信号生成器电路，该 PWM信号生成器电路被配置为根据第一反馈信号、第二反馈信号和参考电压生成PWM信号。
具体地，在各种实施例中，PWM信号生成器电路包括第一振荡器，该第一振荡器被配置为生成第一时钟信号；以及第二振荡器，该第二振荡器被配置为生成第二时钟信号，其中第一振荡器和第二振荡器中的至少一个振荡器生成频率根据第一反馈信号确定的相应的第一时钟信号和第二时钟信号。PWM信号生成器还包括相位检测器，该相位检测器具有耦合到第一振荡器和第二振荡器的输入，并且在输出处提供PWM信号。例如，在各种实施例中，第一振荡器为电压控制振荡器，该电压控制振荡器被配置为生成频率根据第一反馈信号确定的第一时钟信号，并且第二振荡器被配置为生成频率根据参考电压确定的第二时钟信号。相反，在各种实施例中，第一振荡器为电流控制振荡器，该电流控制振荡器被配置为生成频率根据第一电流确定的第一时钟信号，并且第二振荡器为电流控制振荡器，该电流控制振荡器被配置为生成频率根据第二电流确定的第二时钟信号。在这种情况下，运算跨导放大器可以被配置为提供第一电流和第二电流，其中第二电流与第一电流之间的差与参考电压与第一反馈信号之间的差成比例。
具体地，在各种实施例中，PWM信号生成器电路还包括第一运算跨导放大器，该第一运算跨导放大器被配置为生成第一电流，该第一电流指示参考电压与第一反馈信号之间的差；以及第二运算跨导放大器，该第二运算跨导放大器被配置为生成第二电流，该第二电流指示参考电压与第二反馈信号之间的差。电流生成器被配置为根据控制信号生成补偿电流，并且一个或多个第一电流控制延迟线连接在第一振荡器与相位检测器之间和/或一个或多个第二电流控制延迟线连接在第二振荡器与相位检测器之间，其中一个或多个第一电流控制延迟线和/或一个或多个第二电流控制延迟线经由第一电流、第二电流和补偿电流而被驱动。
例如，在各种实施例中，PWM信号生成器电路包括第一电流控制延迟线，该第一电流控制延迟线连接在第一振荡器与相位检测器之间，其中第一电流控制延迟的延迟根据相应电流确定；以及第二电流控制延迟线，该第二电流控制延迟线连接在第二振荡器与相位检测器之间，其中第二电流控制延迟的延迟根据相应电流确定。
在这种情况下，第一运算跨导放大器可以为差分运算跨导放大器，该差分运算跨导放大器被配置为提供第一电流和第二电流，其中第二电流与第一电流之间的差与参考电压与第一反馈信号之间的差成比例。同样，第二运算跨导放大器可以为差分运算跨导放大器，该差分运算跨导放大器被配置为提供第一电流和第二电流，其中第二电流与第一电流之间的差与参考电压与第二反馈信号之间的差成比例。因而，第一求和节点可以通过将第一运算跨导放大器和第二运算跨导放大器所提供的相应第一电流相加来将电流提供给第一电流控制延迟。相反，第二求和节点可以通过将第一运算跨导放大器和第二运算跨导放大器所提供的相应第二电流相加来将电流提供给第二电流控制延迟。
例如，在这种情况下，补偿电流可以从第一求和节点减去或可以与第二求和节点相加。一般而言，补偿电流的一部分还可以从第一求和节点减去，并且补偿电流的一部分可以与第二求和节点相加。
例如，当控制信号指示DCM操作或CCM操作时，当控制信号指示DCM操作时，补偿电流可以具有第一值，而当控制信号指示 CCM操作时，补偿电流可以具有第二值，其中第二值大于第一值。
根据一个方面，提供了一种用于电子转换器的开关级的控制电路，该电子转换器被配置为提供输出电压。该控制电路包括：被配置为向所述开关级的电子开关提供驱动信号的第一端子；被配置为接收与所述输出电压成比例的第一反馈信号的第二端子；被配置为接收与所述输出电压的导数成比例的第二反馈信号的第三端子；被配置为响应于第一时钟信号与第二时钟信号之间的相位差而生成所述驱动信号的相位检测器电路；被配置为生成所述第一时钟信号的第一振荡器电路，所述第一时钟信号具有根据所述第一反馈信号确定的频率；以及第一受控延迟线，连接在所述第一振荡器与所述相位检测器的第一输入之间，所述第一受控延迟线被配置为响应于所述第一反馈信号、所述第二反馈信号和指示所述电子转换器的请求操作模式的补偿信号的组合，向所述第一时钟信号施加延迟。
根据一个实施例，所述驱动信号经脉宽调制PWM。
根据一个实施例，控制电路还包括被配置为生成所述第二时钟信号的第二振荡器电路，所述第二时钟信号具有根据参考电压确定的频率。
根据一个实施例，控制电路还包括被配置为生成所述第二时钟信号的第二振荡器电路，所述第二时钟信号具有根据所述第一反馈信号确定的频率。
根据一个实施例，控制电路还包括被配置为响应于所述第一反馈信号与参考电压的比较生成差分信号的差分放大器电路，并且其中所述差分信号的第一电流输出和第二电流输出被施加为分别控制所述第一振荡器电路和所述第二振荡器电路的所述频率。
根据一个实施例，控制电路还包括第二受控延迟线，所述第二受控延迟线连接在所述第二振荡器与所述相位检测器的第二输入之间，所述第二受控延迟线被配置为响应于所述第一反馈信号、所述第二反馈信号和所述补偿信号的组合，向所述第二时钟信号施加延迟。
根据一个实施例，控制电路还包括被配置为响应于所述第一反馈信号与参考电压的比较生成第一差分信号的第一差分放大器电路，并且其中所述第一差分信号的第一输出和第二输出被施加为分别控制所述第一受控延迟线和所述第二受控延迟线的所述延迟。
根据一个实施例，控制电路还包括被配置为响应于所述第二反馈信号与参考电压的比较生成第二差分信号的第二差分放大器电路，并且其中所述第二差分信号的第一输出和第二输出被施加为分别控制所述第一受控延迟线和所述第二受控延迟线的所述延迟。
根据一个实施例，所述补偿信号包括差分补偿信号，并且其中所述差分补偿信号的第一输出和第二输出被施加为分别控制所述第一受控延迟线和所述第二受控延迟线的所述延迟。
根据一个实施例，控制电路还包括被配置为响应于所述第二反馈信号与参考电压的比较生成第二差分信号的第二差分放大器电路，并且其中所述第二差分信号的第一输出和第二输出被施加为分别控制所述第一受控延迟线和所述第二受控延迟线的所述延迟。
根据一个实施例，所述补偿信号包括差分补偿信号，并且其中所述差分补偿信号的第一输出和第二输出被施加为分别控制所述第一受控延迟线和所述第二受控延迟线的所述延迟。
根据一个实施例，所述驱动器电路被配置为根据所述请求操作模式来选择性地在连续导通模式CCM或不连续导通模式DCM下操作所述开关级。
根据一个实施例，当所述请求操作模式指示DCM操作时，所述补偿信号具有第一值，并且当所述请求操作模式指示CCM操作时，所述补偿信号具有第二值，并且所述第二值大于所述第一值。
根据一个实施例，所述电子转换器为降压转换器或升压转换器。
根据一个实施例，控制电路还包括所述开关级的一个或多个电子开关。
根据一个实施例，控制电路还包括被配置为生成所述第一反馈信号的反馈电路。
根据一个实施例，控制电路还包括被配置为根据所述第一反馈信号生成所述第二反馈信号的模拟微分器。
根据一个方面，提供了一种集成电路。该集成电路包括前述的控制电路。
根据一个方面，提供了一种电子转换器。该电子转换器包括：开关级，以及前述方面的控制电路。
根据一个方面，提供了一种用于电子转换器的开关级的控制电路，该电子转换器被配置为提供输出电压。该控制电路包括：被配置为分别向所述开关级的一个或多个电子开关提供一个或多个驱动信号的一个或多个第一端子；被配置为从反馈电路接收与所述输出电压成比例的第一反馈信号的第二端子；被配置为从模拟微分器接收与所述输出电压的导数成比例的第二反馈信号的第三端子；被配置为从处理电路接收指示请求操作模式的控制信号的第四端子；被配置为根据脉宽调制PWM信号生成所述一个或多个驱动信号的驱动器电路，其中所述驱动器电路被配置为根据所述控制信号改变操作模式；以及被配置为根据所述第一反馈信号、所述第二反馈信号和参考电压生成所述PWM信号的PWM信号生成器电路，其中所述 PWM信号生成器电路包括：被配置为生成第一时钟信号的第一振荡器；被配置为生成第二时钟信号的第二振荡器，其中所述第一时钟信号和所述第二时钟信号中的至少一个时钟信号的频率根据所述第一反馈信号确定；被配置为生成第一电流的第一运算跨导放大器，所述第一电流指示所述参考电压与所述第一反馈信号之间的差；被配置为生成第二电流的第二运算跨导放大器，所述第二电流指示所述参考电压与所述第二反馈信号之间的差；被配置为根据所述控制信号生成补偿电流的电流生成器；相位检测器，在输出处提供所述 PWM信号；一个或多个第一电流控制延迟线，连接在所述第一振荡器与所述相位检测器的第一输入之间；以及一个或多个第二电流控制延迟线，连接在所述第二振荡器与所述相位检测器的第二输入之间；其中所述一个或多个第一电流控制延迟线所提供的所述第一时钟信号的延迟和所述一个或多个第二电流控制延迟线所提供的所述第二时钟信号的延迟由所述第一电流、所述第二电流和所述补偿电流控制，并且其中所述相位检测器根据所述延迟的第一时钟信号和所述延迟的第二时钟信号之间的相位差来生成所述PWM信号。
根据一个实施例，所述第一振荡器为电压控制振荡器，所述电压控制振荡器被配置为生成频率根据所述第一反馈信号确定的所述第一时钟信号，并且其中所述第二振荡器被配置为生成频率根据参考电压确定的所述第二时钟信号。
根据一个实施例，所述第一振荡器为电流控制振荡器，所述电流控制振荡器被配置为生成频率根据第三电流确定的所述第一时钟信号，并且其中所述第二振荡器为电流控制振荡器，所述电流控制振荡器被配置为生成频率根据第四电流确定的所述第二时钟信号，并且其中所述控制电路包括：被配置为提供所述第三电流和所述第四电流的第三运算跨导放大器，其中所述第三电流与第四电流之间的差与参考电压与所述第一反馈信号之间的差成比例。
根据一个实施例，所述一个或多个第一电流控制延迟线包括具有根据第五电流确定的延迟的第一电流控制延迟线；以及所述一个或多个第二电流控制延迟线包括具有根据第六电流确定的延迟的第二电流控制延迟线。
根据一个实施例，所述第一运算跨导放大器为差分运算跨导放大器，所述差分运算跨导放大器被配置为提供第七电流和第八电流，其中所述第七电流与所述第八电流之间的差与参考电压与所述第一反馈信号之间的差成比例；其中所述第二运算跨导放大器为差分运算跨导放大器，所述差分运算跨导放大器被配置为提供第九电流和第十电流，其中所述第九电流与所述第十电流之间的差与所述参考电压与所述第二反馈信号之间的差成比例；以及其中所述控制电路还包括：第一求和节点，通过将所述第七电流与所述第九电流相加来提供所述第五电流；以及第二求和节点，通过将所述第八电流与所述第十电流相加来提供所述第六电流。
根据一个实施例，所述补偿电流从所述第一求和节点减去。
根据一个实施例，所述补偿电流与所述第二求和节点相加。
根据一个实施例，所述补偿电流的一部分从所述第一求和节点减去，并且所述补偿电流的一部分与所述第二求和节点相加。
根据一个实施例，所述驱动器电路被配置为根据所述控制信号选择性地在连续导通模式CCM或不连续导通模式DCM下操作所述开关级。
根据一个实施例，所述补偿电流当所述控制信号指示DCM操作时具有第一值，并且当所述控制信号指示CCM操作时具有第二值，其中所述第二值大于所述第一值。
根据一个实施例，所述电子转换器为降压转换器或升压转换器。
根据一个实施例，控制电路还包括所述开关级的所述一个或多个电子开关。
根据一个实施例，控制电路还包括所述反馈电路。
根据一个实施例，控制电路还包括所述模拟微分器。
根据一个实施例，控制电路还包括所述处理电路。
根据一个方面，提供了一种集成电路，该集成电路包括前述的控制电路。
根据一个方面，提供了一种电子转换器。该电子转换器包括：开关级，以及前述的控制电路。
附图说明
现在，参照所附附图对本公开的实施例进行描述，附图仅通过非限制性示例提供，并且其中：
通过以下对通过附图中的非限制性示例示出的本实用新型的实际实施例的详细描述，本实用新型的特征和优点将变得显而易见，其中：
图1示出了电子转换器的示例；
图2示出了降压转换器的示例；
图3示出了图2的降压转换器的示例性波形；
图4A示出了图2的降压转换器在CCM模式下操作时的波形；
图4B示出了图2的降压转换器在DCM模式下操作时的波形；
图5示出了升压转换器的示例；
图6示出了使用PWM信号的电子转换器的示例；
图7示出了图6的电子转换器的PWM信号的示例；
图8示出了图6的电子转换器的控制电路的第一实施例；
图9示出了图8的控制电路的示例性波形；
图10示出了电子转换器在CCM模式下操作时的波形；
图11示出了图6的电子转换器的控制电路的第二实施例；
图12示出了图11的控制电路的示例性波形；
图13示出了图6的电子转换器的控制电路的第三实施例；以及
图14示出了图6的电子转换器的控制电路的第四实施例。
具体实施方式
在后续描述中，对各种具体细节进行说明，这些具体细节旨在实现对实施例的深入理解。可以在没有具体细节中的一个或多个特定细节的情况下或在其他方法、部件、材料等的情况下提供实施例。在其他情况下，没有详细示出或描述已知结构、材料或操作，以使不会模糊实施例的各个方面。
在本说明书的框架中对“一实施例”或“一个实施例”的引用意指指示相对于该实施例所描述的特定配置、结构或特点包括在至少一个实施例中。因此，本说明书的各个方面中可能出现的诸如“在一实施例中”、“在一个实施例中”之类的短语不一定是指同一实施例。而且，在一个或多个实施例中，可以以任何适当方式组合特定构型、结构或特点。
本文中所使用的引用仅是为了方便而提供，因此不限定实施例的保护界限或范围。
在下文所描述的图8至图14中，已经参考图1至图7所描述的部分、元件或部件由这些图中先前所使用的相同附图标记指示。已经做出对这些元件的描述，并且下文不再重复，以免加重本具体实施方式的负担。
如前述所解释的，本说明书的各种实施例涉及一种用于电子转换器的改进的基于时间的控制电路22a。使用PWM信号的电子转换器的一般描述参考图1至7的先前描述。
图8示意性地示出了形式例如为集成电路的基于时间的控制电路22a。具体地，在这种情况下，控制电路22a还包括：
-PWM信号生成器220a，被配置为根据反馈信号FB生成PWM 信号DRV，该反馈信号指示电子转换器的开关级26所生成的输出电压Vout以及参考电压VREF；以及
-驱动器电路222，被配置为根据PWM信号DRV驱动开关级26。具体地，在所考虑的实施例中，PWM信号生成器220a包括：
-第一电压控制振荡器2220，被配置为根据反馈信号FB生成第一时钟信号CLK1；
-模拟微分器2222，被配置为生成指示反馈信号FB的导数(优选地，与其成比例)的信号，例如，使用串联连接在反馈信号FB与参考电压(例如，接地(其可以与负输入端子200b或负输出端子202b 相对应))之间的电容器CD和电阻器RD来实现，其中电容器CD与电阻器RD之间的中间节点与指示反馈信号FB的导数的信号相对应；
-延迟根据反馈信号FB的第一延迟线2224和延迟根据指示反馈信号FB的导数的信号的第二延迟线2226，其中第一延迟线和第二延迟线级联连接并且生成所延迟的第一时钟信号CLK1'；
-第二电压控制振荡器2228，被配置为根据参考电压VREF生成第二时钟信号CLK2；以及
-相位检测器电路2230，被配置为生成PWM信号DRV，其中 PWM信号DRV的占空比根据时钟信号CLK2与所延迟的时钟信号 CLK1'之间的相位差Φ来确定。
具有根据电压信号或电流信号的可编程延迟的延迟线在本领域中是众所周知的。例如，在该背景下，可以引用美国专利号5,650,739 A或7,696,799B2。
例如，如图9所示，相位检测器电路2230可以被配置为当第二时钟信号CLK2为高并且所延迟的第一时钟信号CLK1'为低时，将信号DRV设置为高。例如，相位检测器2230可以使用一个或多个逻辑门和/或一个或多个锁存器来实现。
因此，在所考虑的实施例中，第二电压控制振荡器2228根据参考电压VREF提供具有给定(固定或可设置)频率的时钟信号CLK2。相反，第一电压控制振荡器2220使第一时钟信号CLK1的频率发生变化，直至反馈信号FB与参考电压VREF相对应，并且在这种稳定条件下，第一时钟信号CLK1的频率与第二时钟信号CLK2的频率相对应，但是使时钟信号相移给定相位ΦI。因此，第一振荡器2220 实现具有相位ΦI的积分分量的调节器。相反，第一延迟线2224和第二延迟线2226引入与反馈信号FB成比例的附加相位ΦP以及与反馈信号FB的导数成比例的附加相位ΦD，即，总相移Φ与以下各项相对应：
Φ＝ΦI+ΦP+ΦD
其中如图9所示，相移Φ与接通持续时间TON成比例(优选地，与之相对应)(例如，TON＝TSW(Φ/2π))，即，信号DRV为PWM信号，其中接通持续时间TON/占空比根据反馈信号FB和参考电压VREF经由相移Φ的基于时间的控制(通过PID调节)发生变化。因而，相位检测器2230还可以执行其他操作，诸如时钟信号CLK1/CLK2的频率的缩小操作，并且唯一相关的是，相位检测器2230被配置为生成PWM信号DRV，其中信号DRV的接通持续时间TON根据相移Φ确定。
发明人已经观察到，在许多应用中，要求电子转换器具有很大的灵活性。为了使效率和性能最大，通常要求在不同模式(例如， DCM、CCM、异步模式、同步模式、针对TDMA变化进行优化、确定性/重复性负载/线路突然变化等)下操作，并且在不同场景下维持非常高的性能。在这样的条件下，DC-DC转换器的设计相当复杂。
如前述所描述的，DC-DC转换器通常是具有一定环路带宽的闭环系统。在这方面中，发明人已经观察到前馈动作可以用作附加“回路外补偿动作”，该附加“回路外补偿动作”可以帮助补偿特定事件或可变性。这些前馈在主回路之外动作，被设计为非常快并且快速地补偿特定事件，以使主回路不必负责输入事件，根据定义，该主回路是缓慢的，并且具有有限带宽。
例如，如前述所描述的，控制电路20a可以判定以在CCM模式或DCM模式下操作转换器。因而，控制电路20a可以使用前馈动作以补偿这些操作模式之间的过渡，诸如降压DC-DC或升压DC-DC 中从CCM开关到DCM(相反亦然)。
具体地，在稳态(例如，恒定输入电压Vin和负载30)下，控制电路20a以操作条件所给定的占空比来操作转换器。如果迫使控制电路20a从CCM模式切换到DCM模式，则维持调节所需的占空比可能不同。
例如，通常，当较小负载30连接到输出端子202a、202b时，转换器应当在DCM模式下操作。实际上，如图10所示，当负载减小时，间隔T2的结束时的电流IL在CCM模式下可能变为负值。然而，因为在电流IL变为负值时的时刻，开关Q2将被停用，所以当迫使控制电路在这种条件下从CCM切换到DCM(另请参见图4B)时，负电流会被抑制。因而，这(缺少负电流)导致过量电荷转移到输出电容器Cout，从而增加输出电压Vout。因而，在没有任何前馈动作的情况下，可以通过转换器环路(反馈电路24、PWM信号生成器 220a和驱动器222)简单管理这种过渡，例如，通过以下各项：
1)转换器在CCM下处于稳态，
2)迫使DCM操作，
3)由于在DCM下，电流IL不允许在电感L中变为负值(与CCM 相反)，所以在输出202a/202b处可能会转移过量电荷，从而增加输出电压Vout，
4)控制回路(负反馈)检测到这种偏差并且产生纠正动作，并且
5)通过新占空比达到新稳态点。
DCM下的这种新占空比不同于(通常小于)CCM下的先前占空比。然而，如先前所提及的，在转换器的设定点或操作模式的这种变化期间，输出电压Vout可能发生过冲或下冲，这些过冲或下冲通常并非所期望的。
相反，在适当设计的特定前馈补偿的情况下，当迫使从CCM通过到DCM时，前馈补偿器可能接通，并且在开环中，它可能会移动控制动作以减少占空比并直接获得新占空比。以这种方式，输出电压Vout不会经历任何非需要瞬变，或至少减少了这种瞬变。
图11示出了基于时间的PWM信号生成器220a的第二实施例。
具体地，在所考虑的实施例中，已经执行了以下修改，还可以单独使用这些修改：
-电压控制振荡器2220和/或延迟线2224和2226已经使用电流控制振荡器和/或延迟线替换；
-延迟线2224和2226已经组合到相同延迟线2234中；
-使用差分途径，其中振荡器2220/2228和/或延迟线2234/2235 使用差分信号驱动。
具体地，在所考虑的实施例中，再次使用反馈电路24来确定与输出电压Vout成比例的反馈信号FB。例如，在各种实施例中，反馈电路24使用分压器24实现，该分压器24包括串联连接在端子202a 和202b之间的两个或更多个电阻器RFB1和RFB2，其中电阻器中的一个电阻器(例如，电阻器RFB2)处的电压VFB与反馈信号FB相对应。
在所考虑的实施例中，反馈信号FB和参考电压VREF提供给第一差分跨导器2236，诸如差分运算跨导放大器(OTA)。例如，在各种实施例中，差分跨导器2236提供：
-第一电流iI+＝iI0+iI/2；以及
-第二电流iI-＝iI0-iI/2。
具体地，在差分跨导器2236中，电流iI+和iI-之间的差iI＝iI+–iI-与相应输入电压(即，参考电压VREF和反馈电压VFB)之间的差成比例，即，iI＝GMI(VREF-VFB)。
在所考虑的实施例中，电流iI+提供给电流控制振荡器2228，并且电流iI-提供给电流控制振荡器2220，诸如两个环形振荡器。因而，振荡器2228生成频率与电流iI+成比例的时钟信号CLK2，并且振荡器2220生成频率与电流iI-成比例的时钟信号CLK1。因此，当反馈电压VFB与参考电压VREF相对应时，两个振荡器都供应有电流iI0，该电流iI0因此确定时钟信号CLK1和CLK2的稳态频率。
同样，反馈信号FB和参考电压VREF提供给第二差分跨导器 2238，诸如差分运算跨导放大器(OTA)。例如，在各种实施例中，差分跨导器2238提供：
-第一电流iP+＝iP0+iP/2；以及
-第二电流iP-＝iP0–iP/2。
具体地，在差分跨导器2238中，电流iP+和iP-之间的差iP＝iP+–iP-与相应输入电压(即，参考电压VREF和反馈电压VFB)之间的差成比例，即，iP＝GMP(VREF-VFB)。
在所考虑的实施例中，再次使用模拟微分器2222来生成与输出电压Vout的导数成比例的信号VD。例如，在所考虑的实施例中，模拟微分器2222使用连接在输出电压Vout或反馈信号FB与参考电压 (诸如接地，或优选地，参考电压VREF)之间的电容器CD和电阻器RD来实现。例如，当将电阻器RD连接到参考电压VREF时，导数信号VD的偏移为VREF，输出电压Vout的导数分量与该偏移相加。
在所考虑的实施例中，导数信号VD(例如，电容器CD与电阻器 RD之间的中间节点处的电压)和参考电压VREF提供给第三差分跨导器2240，诸如差分运算跨导放大器(OTA)。例如，在各种实施例中，差分跨导器2240提供：
-第一电流iD+＝iD0+iD/2；以及
-第二电流iD-＝iD0–iD/2。
具体地，在差分跨导器2240中，电流iD+和iD-之间的差iD＝iD+–iD-与相应输入电压(即，参考电压VREF与导数信号VD)之间的差成比例，即，iP＝GMD(VREF–VD)。
与图7的描述相似，电流iP+和iD+和/或电流iP-和iD-可以提供给相应延迟线，诸如：
-串联连接的两个延迟线(基本上与延迟线2224和2226相对应) 可以被配置为分别根据电流iP-和iD-生成时钟信号CLK1的延迟版本 CLK1'；和/或
-串联连接的两个延迟线可以被配置为根据电流iP+和iD+生成时钟信号CLK2的延迟版本CLK2'。
通常，术语“和/或”突显了可以为每个时钟信号(如图11所示，差分途径)或仅为单个时钟信号(如图8所示)提供这些延迟线的可能性。
相反，在所考虑的实施例中，电流iP+和iD+提供给第一求和节点，该第一求和节点提供电流IR＝iP++iD+，和/或电流iP-和iD-提供给第二求和节点，该第二求和节点提供电流IF＝iP-+iD-。在所考虑的实施例中，电流IR提供给延迟线2235和/或电流IF提供给延迟线2234，诸如具有根据相应供应电流(即，电流IF和IR)的延迟级序列。
因而，在所考虑的实施例中并且还如图12所示，延迟级2235 生成相对于时钟信号CLK2具有延迟td2的延迟时钟信号CLK2'和/或延迟级2235生成相对于时钟信号CLK1具有延迟td1的延迟时钟信号CLK1'。
然后，在所考虑的实施例中，延迟时钟信号CLK2'和CLK1'提供给相位检测器，该相位检测器被配置为例如：
-在CLK2'的上升边缘处将信号DRV设置为第一逻辑电平(例如，高)；以及
-在信号CLK1'的上升边缘处将信号DRV设置为第二逻辑电平 (例如，低)。
因此，在所考虑的实施例中，在稳态下，反馈信号VFB与参考电压VREF相对应，并且通过将模拟微分器连接到参考电压VREF，信号 VD也与参考电压VREF相对应。因此，在稳态下，差分电流iD、iP和 iI为零，并且(当使用差分途径时)延迟线2234的延迟td1与延迟线 2235的延迟td2相对应。而且，振荡器2220和2228提供具有相同频率和相移ΦI的两个时钟信号CLK1和CLK2。由于在所考虑的实施例中延迟线2234和2235引入相同延迟td1＝td2的事实，所以延迟时钟信号CLK1'和CLK2'之间的相移Φ与ΦI相对应，例如，持续时间TON与延迟ΦI(例如，TON＝TSW(ΦI/2π)相对应(或与之成比例)。因而，信号DRV的占空比D＝TON/TSW因此与ΦI/2π相对应。例如，在降压转换器中，占空比可以根据输入和输出电压来(近似)确定(即，D ＝ΦI/2π＝Vout/Vin)。
如先前所提及的，还可能使用延迟线2234或2235中的仅一个延迟线，或延迟线中的一个延迟线可能引入恒定延迟，即，延迟td1或td2中的一个延迟可以为零或至少恒定。实际上，在这种情况下，振荡器2220和2228可能会生成具有相移ΦI的时钟信号，该时钟信号也补偿恒定延迟td1或td2。
因此，当分析延迟td1或td2时，可以观察到：
-当延迟td1增加(并且延迟td2保持恒定或减小)时，接通持续时间TON/占空比D立即增加，以及
-当延迟td2增加(并且延迟td1保持恒定或减小)时，接通持续时间TON/占空比D立即减小。
因此，发明人已经观察到，信号DRV的占空比的切换(例如，由于操作条件发生改变)可以通过改变延迟线2234的延迟td1和/或延迟线2235的延迟td2来获得。
例如，当使用电流控制延迟线2234和/或2235时，延迟td1和/ 或td2可以通过使延迟线的偏置电流IF和/或IR发生变化来修改。
例如，图13示出了实施例，其中PWM信号生成器电路22a包括电流源2242，该电流源2242被配置为提供可变电流I*(根据前馈动作确定)，该可变电流I*与提供给延迟线2235的电流相加，即， IR＝iP++iD++I*。然而，如先前所提及的，可以为电流I*提供与延迟线 2234相反的符号，即，IF＝iP-+iD--I*，或可以向两个延迟线提供给定贡献(其中符号相反)2234和2235，例如，IR＝iP++iD++I*/2，并且 IF＝iP-+iD--I*/2。
电流I*的量取决于不同因素，这些不同因素从电流控制延迟线 2234和/或2235的增益K，要补偿的现象/事件、以及DC-DC转换器的操作条件开始。
例如，考虑用于补偿CCM/DCM过渡的前馈动作的示例，可以如下所述确定前馈电流I*。例如，假设关于图5所描述的升压转换器，其中驱动器电路26被配置为驱动电子开关S1和S2以在CCM 或DCM下操作转换器。例如，当负载30为高时，可以使用CCM，而当负载减少时，可以使用DCM。这样的操作模式之间的动态过渡应当在输出电压上无缝衔接。
例如，如先前所提及的，驱动信号DRV1可以与PWM信号DRV 相对应。而且，在CCM下，驱动信号DRV2可以与PWM信号DRV 的互补版本(可能具有附加死区时间)相对应。相反，在DCM下，当PWM信号DRV变为低(可能具有附加死区时间)时，驱动信号 DRV2可以设置为高，而当信号CS指示电流IL达到零/电感L的去磁时，驱动信号DRV2可以设置为低。
例如，为了确定是使用CCM还是DCM，控制电路20a可以被配置为例如根据信号CS来监测输出电流iout或电流IL的峰值或平均值。例如，假设控制电路20a被配置为使用：
-当验证操作指示输出电流iout大于给定阈值(例如，100mA)时， CCM；以及
-当验证操作指示输出电流iout小于给定阈值(例如，100mA)(可能也使用滞后操作)时，DCM。
例如，基于输入电压Vin和输出电压Vout的值以及转换器的特点， PWM信号DRV的频率可以为1.5MHz，以及
-在CCM(100mA)下，接通持续时间TON为95ns；以及
-在DCM(100mA)下，接通时间TON为65ns。
因而，当从CCM切换到DCM时，接通时间TON应当减少30ns，即，电流生成器2242应当提供电流I*，该电流I*例如：
-将延迟td1减少30ns，即，增加电流IF；
-将延迟td2增加30ns，即，减小电流IR；或
-一般而言，将延迟td1减少时间t1并且将延迟td2增加时间t2，其中t1+t2＝30ns。
例如，假设增益为K＝100ns/μA且处于稳态的电流控制延迟线 2234和2235使用4.5μA的电流IF＝IR＝iD0+iP0偏置，则电流I*可以计算如下：
I*＝(-30ns)/(100ns/μA)＝-0.3μA
一般而言，电流可以以给定比例k(其中0≤k≤1(例如，k＝0.5)) 施加到延迟线2234和2235，即：
IR＝iP++iD++k·I*。
IF＝iP-+iD--(1-k)·I*。
因此，由于I*为负值的事实，所以电流IR会减小，从而增加值 td2，和/或电流IF会增加，从而减小值td1。通常，当从DCM切换到 CCM时，必须再次移除电流I*。
因而，如图14所示，在各种实施例中，控制电路20a还可以包括(数字和/或模拟)处理电路2246，该处理电路2246被配置为监测开关级26的一个或多个操作参数并且判定是否激活驱动器电路222的给定操作模式，诸如DCM模式或CCM模式。例如，在图14 中，处理电路2246监测测量信号CS。接下来，处理电路2246生成用于驱动器电路222的一个或多个控制信号CTRL，例如，以便激活 DCM模式或CCM模式。同样，处理电路2246提供一个或多个控制信号CTRL(其还可以与驱动器电路222的先前提及的控制信号相对应)，以便选择给定补偿电流I*。例如，当仅支持DCM模式和CCM 模式时，控制电路20a可以被配置为在DCM模式下提供电流I*而在 CCM模式下不提供电流I*，这经由电流生成器2242与延迟线2235 之间的电子开关2244示意性地示出，该电子开关2244当DCM模式被激活时闭合，而当CCM模式被激活时打开。
因此，所提出的解决方案准许前馈控制以克服维持高性能的特定现象/事件。所提出的解决方案对功耗的影响可忽略不计，因为它仅包括：生成适当电流，该适当电流为延迟线2234和/或2235提供电源的输入(或从其汲取)。
就系统复杂性和面积消耗而言，在没有所提出的前馈补偿的情况下，关于实现方式的差异可以忽略不计，并且优点克服了这种增加的较小复杂性。最终，它仅需要最小逻辑来响应于要补偿的现象而触发前馈，并且例如使用电流镜实现的电流生成器2242来创建适当前馈电流I*。
一般而言，所提出的前馈实现方式允许多于一个的前馈工作，而与其他前馈无关(即，特定前馈的存在并不妨碍/削弱另一前馈的动作)，例如，因为可以使多个前馈电流I*求和。
如先前所提及的，在各种实施例中，控制电路20a也可以集成在集成电路中。在这种情况下，集成电路可以包括：
-端子，用于连接到反馈电路24，该反馈电路还可以集成在同一集成电路中；
-端子，用于连接到模拟微分器2222，该模拟微分器还可以集成在同一集成电路中；
-一个或多个端子，用于向电子转换器的开关级26提供相应的一个或多个驱动信号，其中开关级26的开关中的一个或多个开关也可以集成在集成电路中；
-端子，用于从控制电路2246接收至少一个控制信号CTRL，该控制电路还可以集成在同一集成电路中；
-驱动器电路222，被配置为根据PWM信号DRV生成一个或多个驱动信号，其中驱动器电路222被配置为根据控制信号CTRL来改变操作模式；以及
-PWM信号生成器电路220a，被配置为生成PWM信号DRV，其中PWM信号生成器电路220a包括至少一个电流控制延迟线2234 和/或2235(或同样，2224或2226)，其中相应控制电流(IF和/或 IR)根据控制信号CTRL发生变化(基本瞬时)。
当然，在不损害本实用新型原理的情况下，根据随后权利要求的定义，构造细节和实施例可以相对于仅通过示例而在本文中进行描述并说明的内容发生宽泛的变化，而不会因此背离本实用新型的范围。
例如，在各种实施例中，可以使用电流控制延迟线来实现延迟线2234和2235，而振荡器2220和2228可以为如图8所示的电压控制振荡器或如图11所示的电流控制振荡器。实际上，在两种情况下，至少振荡器2220的频率根据反馈信号FB确定。例如，还可以向振荡器2228供应(恒定)偏置电流iI0，并且可以仅向振荡器2220供应可变电流iI-。可替代地，还可以向振荡器2220供应(恒定)偏置电流iI0，并且可以仅向振荡器2228供应可变电流iI+。
而且，当使用单端跨导放大器2238和2240时，相应电流iP、iD和补偿电流I*(每个都有相应偏移偏置电流)可以以任何合适组合提供给延迟线2234和/或2235，其还可以通过由相应电流或电流组合驱动的一系列单独延迟线来实现，例如：
-可以将电流iP、iD和I*提供给延迟线2234，诸如分别接收电流 iP、iD和I*的第一延迟线、第二延迟线和第三延迟线，并且可以省略延迟线2235；
-可以将电流iP、iD提供给延迟线2234，并且可以将补偿电流I* 提供给延迟线2236。
因而，在各种实施例中，一个或多个第一延迟线2234连接在振荡器2220与相位检测器2230之间，和/或一个或多个第二延迟线 2235连接在振荡器2228与相位检测器2230之间，其中一个或多个第一延迟线2234和/或一个或多个第二延迟线2235经由电流iP、iD和I*驱动。
权利要求形成本文中所提供的描述的技术教导的组成部分。

Claims (36)

1.一种用于电子转换器的开关级的控制电路，其特征在于，所述电子转换器被配置为提供输出电压，所述控制电路包括：
被配置为向所述开关级的电子开关提供驱动信号的第一端子；
被配置为接收与所述输出电压成比例的第一反馈信号的第二端子；
被配置为接收与所述输出电压的导数成比例的第二反馈信号的第三端子；
被配置为响应于第一时钟信号与第二时钟信号之间的相位差而生成所述驱动信号的相位检测器电路；
被配置为生成所述第一时钟信号的第一振荡器电路，所述第一时钟信号具有根据所述第一反馈信号确定的频率；以及
第一受控延迟线，连接在所述第一振荡器与所述相位检测器的第一输入之间，所述第一受控延迟线被配置为响应于所述第一反馈信号、所述第二反馈信号和指示所述电子转换器的请求操作模式的补偿信号的组合，向所述第一时钟信号施加延迟。
2.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，其中所述驱动信号经脉宽调制PWM。
3.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，还包括被配置为生成所述第二时钟信号的第二振荡器电路，所述第二时钟信号具有根据参考电压确定的频率。
4.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，还包括被配置为生成所述第二时钟信号的第二振荡器电路，所述第二时钟信号具有根据所述第一反馈信号确定的频率。
5.根据权利要求4所述的控制电路，其特征在于，还包括被配置为响应于所述第一反馈信号与参考电压的比较生成差分信号的差分放大器电路，并且其中所述差分信号的第一电流输出和第二电流输出被施加为分别控制所述第一振荡器电路和所述第二振荡器电路的所述频率。
6.根据权利要求4所述的控制电路，其特征在于，还包括第二受控延迟线，所述第二受控延迟线连接在所述第二振荡器与所述相位检测器的第二输入之间，所述第二受控延迟线被配置为响应于所述第一反馈信号、所述第二反馈信号和所述补偿信号的组合，向所述第二时钟信号施加延迟。
7.根据权利要求6所述的控制电路，其特征在于，还包括：
被配置为响应于所述第一反馈信号与参考电压的比较生成第一差分信号的第一差分放大器电路，并且其中所述第一差分信号的第一输出和第二输出被施加为分别控制所述第一受控延迟线和所述第二受控延迟线的所述延迟。
8.根据权利要求7所述的控制电路，其特征在于，还包括：
被配置为响应于所述第二反馈信号与参考电压的比较生成第二差分信号的第二差分放大器电路，并且其中所述第二差分信号的第一输出和第二输出被施加为分别控制所述第一受控延迟线和所述第二受控延迟线的所述延迟。
9.根据权利要求8所述的控制电路，其特征在于，其中所述补偿信号包括差分补偿信号，并且其中所述差分补偿信号的第一输出和第二输出被施加为分别控制所述第一受控延迟线和所述第二受控延迟线的所述延迟。
10.根据权利要求6所述的控制电路，其特征在于，还包括：
被配置为响应于所述第二反馈信号与参考电压的比较生成第二差分信号的第二差分放大器电路，并且其中所述第二差分信号的第一输出和第二输出被施加为分别控制所述第一受控延迟线和所述第二受控延迟线的所述延迟。
11.根据权利要求10所述的控制电路，其特征在于，其中所述补偿信号包括差分补偿信号，并且其中所述差分补偿信号的第一输出和第二输出被施加为分别控制所述第一受控延迟线和所述第二受控延迟线的所述延迟。
12.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，其中所述控制电路被配置为根据所述请求操作模式来选择性地在连续导通模式CCM或不连续导通模式DCM下操作所述开关级。
13.根据权利要求12所述的控制电路，其特征在于，其中当所述请求操作模式指示DCM操作时，所述补偿信号具有第一值，并且当所述请求操作模式指示CCM操作时，所述补偿信号具有第二值，并且所述第二值大于所述第一值。
14.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，其中所述电子转换器为降压转换器或升压转换器。
15.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，还包括所述开关级的一个或多个电子开关。
16.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，还包括被配置为生成所述第一反馈信号的反馈电路。
17.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，还包括被配置为根据所述第一反馈信号生成所述第二反馈信号的模拟微分器。
18.一种集成电路，其特征在于，包括根据权利要求1所述的控制电路。
19.一种电子转换器，其特征在于，包括：
开关级，以及
根据权利要求1所述的控制电路。
20.一种用于电子转换器的开关级的控制电路，其特征在于，所述电子转换器被配置为提供输出电压，所述控制电路包括：
被配置为分别向所述开关级的一个或多个电子开关提供一个或多个驱动信号的一个或多个第一端子；
被配置为从反馈电路接收与所述输出电压成比例的第一反馈信号的第二端子；
被配置为从模拟微分器接收与所述输出电压的导数成比例的第二反馈信号的第三端子；
被配置为从处理电路接收指示请求操作模式的控制信号的第四端子；
被配置为根据脉宽调制PWM信号生成所述一个或多个驱动信号的驱动器电路，其中所述驱动器电路被配置为根据所述控制信号改变操作模式；以及
被配置为根据所述第一反馈信号、所述第二反馈信号和参考电压生成所述PWM信号的PWM信号生成器电路，其中所述PWM信号生成器电路包括：
被配置为生成第一时钟信号的第一振荡器；
被配置为生成第二时钟信号的第二振荡器，
其中所述第一时钟信号和所述第二时钟信号中的至少一个时钟信号的频率根据所述第一反馈信号确定；
被配置为生成第一电流的第一运算跨导放大器，所述第一电流指示所述参考电压与所述第一反馈信号之间的差；
被配置为生成第二电流的第二运算跨导放大器，所述第二电流指示所述参考电压与所述第二反馈信号之间的差；
被配置为根据所述控制信号生成补偿电流的电流生成器；
相位检测器，在输出处提供所述PWM信号；
一个或多个第一电流控制延迟线，连接在所述第一振荡器与所述相位检测器的第一输入之间；以及
一个或多个第二电流控制延迟线，连接在所述第二振荡器与所述相位检测器的第二输入之间；
其中所述一个或多个第一电流控制延迟线所提供的所述第一时钟信号的延迟和所述一个或多个第二电流控制延迟线所提供的所述第二时钟信号的延迟由所述第一电流、所述第二电流和所述补偿电流控制，并且
其中所述相位检测器根据所述延迟的第一时钟信号和所述延迟的第二时钟信号之间的相位差来生成所述PWM信号。
21.根据权利要求20所述的控制电路，其特征在于，其中所述第一振荡器为电压控制振荡器，所述电压控制振荡器被配置为生成频率根据所述第一反馈信号确定的所述第一时钟信号，并且其中所述第二振荡器被配置为生成频率根据参考电压确定的所述第二时钟信号。
22.根据权利要求20所述的控制电路，其特征在于，其中所述第一振荡器为电流控制振荡器，所述电流控制振荡器被配置为生成频率根据第三电流确定的所述第一时钟信号，并且其中所述第二振荡器为电流控制振荡器，所述电流控制振荡器被配置为生成频率根据第四电流确定的所述第二时钟信号，并且其中所述控制电路包括：
被配置为提供所述第三电流和所述第四电流的第三运算跨导放大器，其中所述第三电流与第四电流之间的差与参考电压与所述第一反馈信号之间的差成比例。
23.根据权利要求20所述的控制电路，其特征在于，其中：
所述一个或多个第一电流控制延迟线包括具有根据第五电流确定的延迟的第一电流控制延迟线；以及
所述一个或多个第二电流控制延迟线包括具有根据第六电流确定的延迟的第二电流控制延迟线。
24.根据权利要求23所述的控制电路，其特征在于，
其中所述第一运算跨导放大器为差分运算跨导放大器，所述差分运算跨导放大器被配置为提供第七电流和第八电流，其中所述第七电流与所述第八电流之间的差与参考电压与所述第一反馈信号之间的差成比例；
其中所述第二运算跨导放大器为差分运算跨导放大器，所述差分运算跨导放大器被配置为提供第九电流和第十电流，其中所述第九电流与所述第十电流之间的差与所述参考电压与所述第二反馈信号之间的差成比例；以及
其中所述控制电路还包括：
第一求和节点，通过将所述第七电流与所述第九电流相加来提供所述第五电流；以及
第二求和节点，通过将所述第八电流与所述第十电流相加来提供所述第六电流。
25.根据权利要求24所述的控制电路，其特征在于，其中所述补偿电流从所述第一求和节点减去。
26.根据权利要求24所述的控制电路，其特征在于，其中所述补偿电流与所述第二求和节点相加。
27.根据权利要求24所述的控制电路，其特征在于，其中所述补偿电流的一部分从所述第一求和节点减去，并且所述补偿电流的一部分与所述第二求和节点相加。
28.根据权利要求20所述的控制电路，其特征在于，其中所述驱动器电路被配置为根据所述控制信号选择性地在连续导通模式CCM或不连续导通模式DCM下操作所述开关级。
29.根据权利要求28所述的控制电路，其特征在于，其中所述补偿电流当所述控制信号指示DCM操作时具有第一值，并且当所述控制信号指示CCM操作时具有第二值，其中所述第二值大于所述第一值。
30.根据权利要求20所述的控制电路，其特征在于，其中所述电子转换器为降压转换器或升压转换器。
31.根据权利要求20所述的控制电路，其特征在于，还包括所述开关级的所述一个或多个电子开关。
32.根据权利要求20所述的控制电路，其特征在于，还包括所述反馈电路。
33.根据权利要求20所述的控制电路，其特征在于，还包括所述模拟微分器。
34.根据权利要求20所述的控制电路，其特征在于，还包括所述处理电路。
35.一种集成电路，其特征在于，包括根据权利要求20所述的控制电路。
36.一种电子转换器，其特征在于，包括：
开关级，以及
根据权利要求20所述的控制电路。
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