JPS58130617A - パルス幅変調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、例えばオーディオ信号を増幅する場合など
に用いて好適なパルス幅変調回路に関する。

従来、オーディオ用の増幅器として、パルス幅変調回路
を用いて極めて効率のよい増幅作用を行なわせるように
したものが知られている。例えば第１図は、このような
増幅器の従来の一例を示す回路図である。この図におい
て、符号１で示す部分は、増幅すべきオ−ディオ信号を
同オーディオ個号の振幅に応じたデユーティ−比を持つ
パルス信号に変換するパルス幅変調回路である。このパ
ルス幅変調回路１は、比較器２を有してなるもので、こ
の比較器２のｅ入力端子には入力端子８を介して、増幅
すべきオーディオ信号ｅ、−（電圧信号）が供給され、
一方間比較器２のｅ入力端子には入力端子偽を介して、
パルス幅変調を行なうに要する三角波あるいはランプ波
等のキャリア信号ｅ、　（電圧信号）が供給されるよう
になっている。このようなパルス幅変調回路１において
は、オーディオ信号Ｃ１および牛ヤリア信号ｅ０が例え
ばＩＩＪ図げ）に示すような波形であると、出力として
ＩＩ！２図←）に示すような波形の信号、すなわち、周
期がキャリア信号ｅ、の周期と等しく、かつデユーティ
−比がオーディオ信号ｅ、の振幅に応じて変化するパル
ス信号ｅ−τ得られる。この信号〜はパルス増幅器５に
よって電力増幅されたー、ｐ−パスフィルタ６によって
キャリア信号へに対応する信号成分が除去され、オーデ
ィオ信号−に対応する信号成分だけを持つ信号に復調さ
れてスピーカ７に供給される。

ところで、この１Ｍ１図に示したような従来のパルス幅
変調回路ｌは、第２図に示す各波形から明らかなように
、三角波あるいはランプ波等のキャリア信号の各勾配の
１Ｍ性が良好でないと大きな歪が生ずる（信号Ｃ１の振
幅と信号５のデユーティ−片とが正しく比例しなくなる
）。しかしながら、三角波あるいはランプ波の勾配の直
線性を良くすることは、実際には極めて困難である。

このような従来のパルス幅変調回路の欠点を克服するも
のとして、１１１１３ｍに示すようなものが提案されて
いる。

第３図において、パルス幅変調回路ｌは、演算増幅器８
と、比較器９と、パルス増幅器１０とを有してなるもの
であり、ここで入力端子８にはオーディオ信号−が供給
され、入力端子会には矩形波であるキャリア信号ｅ０が
供給されるようになっている。前記演算増幅□８は、抵
抗１１とコンデンサ１８とが設けられてミラー積分回路
構成となっており、キャリア信号ｅ、　（矩形波）を積
分して三角波を発生させると共に、この三角波にオーデ
ィオ信号−を加算して出力する。したがって演算増幅器
８の出力としては、例えば第４！図（イ）に示すような
波形の信号ｅ、が得られる。この信号ｅ。

は比較器９のΦ入力端子に供給され、同比較器９によっ
て接地レベルと比較される。したがってこの比較器９か
らは＠ｑ図仲）に示すようなパルス信号ｅ、（周期がキ
ャリア信号Ｃ０の周期に等しく、デユーティ−比がオー
ディオ信４！ｊｅ、の振幅に比例するパルス信号）が出
力される。この信号〜は、パルス増幅器ＩＯによって非
反転増幅された後、抵抗１８を介して前記演算増幅器８
の反転入力端子へ帰還（貴帰還）される。なお、このパ
ルス幅変調回路１の出力（パルス増幅器１０の出力）は
、ローパスフィルタ６によって復調されてスピー力フへ
供給される。

この＠３図に示すパルス幅変調回路ｌによれば、信号ｅ
０の積分信号（三角波）とオーディオ信号−とに対して
は貴帰還がかけられるため、Ｉｌｉ／図に示したパルス
幅変調回路１によるものよりも格段に歪の少ない変調出
力を得ることができる。しかしながら、この第３図に示
すパルス幅変調回路ｌにおいては、キャリア信号ｅ６が
帰還ループの外から供給されるようになっているから、
このキャリア信号ｅ、　（矩形波）が持つ残留ノイズ、
角形比の不正確さ、あるいは振幅の非対称性等の歪はそ
のまま増幅されて出力されることになる。したがってこ
のようなパルス幅変調回路ｌにおいては、極めて正確な
矩形波であるキャリア信号ｅ、が必要である。しかしな
がらこのようなキャリア信号ｅ０を発生する発振回路を
構成することは極めて困難である。

この発明は以上に述べた諸事情に鑑み、容易に得られる
ようなキャリア信号を用いかつ簡単な回路構成でありな
がら、極めて歪の少ない変調出力を得ることができるパ
ルス幅変調回路を提供せんとしてなされたもので、非反
転入力端子に入力信号が供給され反転入力端子と出力端
子との間にコンデンサが介挿されかつ反転入力端子が＠
ｌのインピーダンス素子を介して接地された増幅器と、
この増幅器の出力信号とキャリア信号とを比較する比較
器と、この比較器の出力に対応する信号を第２のインピ
ーダンス素子を介して前記増幅器の反転入力端子へ帰還
させる帰還回路とを各々設け、前記比較器の出力に対応
する信号を出力信号として取出すようにしたものである
。

以下、この発明の一実施例を図面を参照して詳細に請明
する。

第３′図は、この発明の一実施例であるパルス幅変調回
路を具備するオーディオ用増幅器の構成を示す回路図で
ある。

＠５図において、符号１はパルス幅変調回路を示してお
り、このパルス幅変調回路ｌにおいて、８は演算増幅器
（増幅器）、９は比較器、１０はパルス増幅器である。

また端子８はパルス幅変調すべきオーディオ信号−（入
力信号）が入力される入力端子、端子鳴はパルス幅変調
を行なうに要するキャリア信号ｅ、が入力される入力端
子である。

以下、このパルス幅変調回路ｌの接続状態を詳細に述べ
ると、入力端子８は演算増幅器８の非反転入力端子に接
続されると共に、抵抗１４を介して接地されている。演
算増幅器８の反転入力端子は、抵抗１５（＠／のインピ
ーダンス素子であり、値をも　とする）を介して接地さ
れると共に、コンデンサ１２（容量素子）を介して同演
算増幅器８の出力端子に接続されている。演算増幅器８
の出力端子は、比較器９のｅ入力端子に接続され、同比
較器９のｅ入力端子は前記入力端子ｉに接続さｔ］てい
る。比較器９の出力端子はパルス増幅器（非反転亀幅を
行なうパルス増幅器）１０の入力端子にＦ６−糾され、
同パルス増幅器ｌＯの出力端子は抵抗１８　（第２のイ
ンピーダンス素子であり・値をＲ，とする）を介して前
記演算増幅器８の反転入力端子に接続されている。

そして、前記パルス増幅器１０の出力は、ローパスフィ
ルタ６へ供給されている。このローパスフィルタ６は、
パルス増幅器１０の出力（変調出力）から、キャリア信
号ｅａに対応する信号成分を除失しオーディオ信号−に
対応する信号成分だけを取出すために、すなわち同出力
を復調するために設けられている。このローパスフィル
タ６の出力はスピーカ７へ供給されている。

次に以上の構成におけるパルス幅変調回路１の動作を、
＠６図〜＠９図に示す信号波形図を＃照して説明する。

まず、パルス増１ｔｉＩ器１０が出力する信号ｅ、は、
ハイレベル時の電圧がパルス増幅器１０の正電源電圧＋
Ｖｃに略等しく、またはローレベル時の電圧がパルス増
幅器１０の負ｍａｔ圧−Ｖｃに絡路しいパルス信号であ
り、その繰返し周期は後述するようにキャリア信号への
周期Ｔによって決まる。

また演算増幅器８の反転入力端子における信号Ｃ３は、
負帰還が施された演算増幅器の性質から同演算増幅器８
の非反転入力端子に供給されるオーディオ信号−と常に
同電位となる。またキャリア信号ｅ０の周波数は、オー
ディオ信号−の高域周波数より充分に高い周波数に設定
されている。

ここで、キャリア信号ｅ０としてｓ１！６図ピ）に示す
ように、周期Ｔの三角波が供給されており、またオーデ
ィオ信号へは同図←）に示すように、今、接ｈ１．ルベ
ルであるとする。この場合、Ｗ！ＦＥ　ｅ　ｓは当然接
地レベルであるから、信号ｅ、がハイレベルである期間
において抵抗１８を介してパルス増幅器１０の出力端子
側からコンデンサ１２側に流れる電流をｉ、とすれば、
信号ｅ、がｐ−レベルである期口）１に同抵抗１８に流
れる電流は−１１となる。またこの場合、抵抗１５には
電流が流れないから、前記電流ｔ、または電流−１，は
全でコンデンサ１２に流れる。すなわち、コンデンサ１
２への充放電電流１．（又は−１，）は、信号ｅ。

の電圧、演算増幅器８の反転入力端子電圧、および抵抗
１８．１５の値ａ、、ａｉ　によって一義的に決定され
るものであり、ここではその絶対値がともにヱ１に等し
い。そして演算増幅器８の出力Ｉ′ｔ！ 端子にはコンデンサ１ｚの値と上述した充放電電流１．
（又は−１ｍ）によって決定される勾配を有した第６図
（ハ）に示すような三角波状の信号ｅ４が得られること
になる。この信号ｅ、は信号ｅ。

がハイレベルである期間（例えば第６図（ハ）の期間Ｔ
ｔ　）における勾配と、信号ｅ、がローレベルである期
間（例えば第６図（ハ）の期間Ｔ、）における勾配とが
、符号は異なるが当然等しくなる。またこの信号ｅ４　
は、第６図←）に示すように比較器９においてキャリア
信号Ｃ０と比較され、さらに、第６図（ホ）に示すよう
にこの比較結果として得られる信号ｅ１に応じて前記信
号Ｃ３が変化されるようになっており、結果として負帰
還ループが構成される。なお、この場合の動作過程にお
いてキャリア信号ｅ０に対する信号ｅ４の位相はキャリ
ア信号Ｃ０の波形および上述した信号ｅ、に与えられた
勾配に応じて変化はするが一義的に定まるものであり、
かつ、その過程中では周期については、何ら変化しない
ので、各信号の周期はすべて中ヤリア信号ｅ０の周期Ｔ
と同一となる。したがってこの場合に得られる信号ｅｔ
、　、すなわちこのパルス幅変胴回路１の出力信号は、
第６図（ホ）に示すように、周期がＴで、かつデユーテ
ィ−比が１のパルス信号となる。

次に１オーディオ信：号へが第７図←）に示すように、
接地レベルより高いある電圧レベルである場合、信号ｅ
、は信号−と同一電圧レベルであるから、抵抗１５を介
して、コンデンサ１２側から接地盾へ電流ｉ、が流れる
。したがってこの場合、コンデンサ１２には、信号ｅ、
がハイレベルである期間においては電流（Ｉｔ−Ｉｍ）
が流れ、一方イ１号ｅ、かり一レベルである期間におい
ては電流−（ｉｌ＋１りが流れる。この結果、信号ｅ。

は、第７図（ハ）に示すように、信Ｓｓ、がハイレベル
である期間（例えば＃１７図（ハ）の期間ＴＩ）におけ
る勾配の方が、信号ｅ雪がｐ−レベルである期間（例え
ば１１１７図（ハ）の期間Ｔ、）における勾配より緩や
かな三角波となる。またこの信号ｅ４　は、前述した場
合と同様に、１１８７図に）に示すように比較盤９にお
いてキャリア信号へと比較され、さらにこの比較結果と
して得られる信号ｅｓ　　（第７図つて、キャリア信号
ｅ０と同一周期で繰返される。

したがってこの場合に得られる信号ｅ、は＠７図（ホ）
に示すように、周期がＴであり、かつハイレベルの期間
がローレベルの期間より長いパルス信号となる。

次に、オーディオ信号ｅ１がＷＥｒ図←）に示すように
、接地レベルより低いある電圧である場合は、信号ｅ３
も信号−と同一電圧レベルであるから、抵抗１５には接
地点からコンデンサ１２方向に電流−１雪が流れる。し
たがってこの場合、信ｆａｍがハイレベルである期間に
おいては、コンデンサ１２には電流（１１＋１重）が流
れ、一方信号ｅ。

がｐ−レベルである期間においては、コンデンサ１２に
電流−（ｉ、　−ｉ、　）が流れる。したがって、信号
ｅ４は、第を図（ハ）に示すように、信号Ｃ８がハイレ
ベルである期間（例えば第ｒ図（ハ）の期間Ｔ、）にお
ける勾配が、信号Ｃ８がローレベルである期間（例えば
第ｔｒｙＪ（ハ）の期間Ｔｔ　）における勾配より急峻
な三角波となる。またこの信号ｃ４（三角波）は前述し
た場合と同様に、キャリア信号ｅ０と同一周期で繰返さ
れる。したがって、この場合に得られる信号Ｃ１は、ｔ
Ｉｇｌｒ図（ホ）に示すように、周期がＴであり、かつ
ハイレベルである期間の方が、ローレベルである期間よ
り短いパルス信号となる。

次に、オーディオ信号−と、このパルス幅変調回路１の
出力信号Ｊのデユーティ−比との関係を考察する。

第９図は、オーディオ信号へと、信号ｅ、と、ｆｄ号ｅ
、の各波形の関係を示す図である。今、前１コンデンサ
１２を介して抵抗１８側から演算増幅器８の出力端子側
へ流れる電流をｉ、とすれば、第９図に示す期ｗＪＴ１
における電流量、、すなわちイｇ号ｅ、がハイレベルで
ある期間における電流量、は、 となる。一方、第９１ｉ！ｆｆに示す期間Ｔ、における
電流ｉ、、すなわち信号ｅ、がローレベルである期間に
おける電流ｉ、は、 となる。また一方、電流ｉ、によって生ずる電圧ｅ、は
連続する信号であることから、次式が成立またキャリア
信号ｅ、の周期Ｔと第９図に示す期間Ｔ、、Ｔ、の和と
は等しいから、次式が成立つ。

Ｔ＝Ｔ、＋Ｔ、・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・（４）この（４）式に（８）式を代入して整理す
ると、が得られる。ここで信号Ｃ８のデエーテイー比り
は、 であるから、このデユーティ−比りは、（６）式を用い
れば と表わすことができる。この（γ）式から明らかなよう
に、鴫、ｔＸに示した回路構成によれば、パルス幅変調
回路ｌの出力信号ｅ！のデユーティ−比りは、オーディ
オ信号Ｃ１の振幅に完全に比例すると共に、その変調利
得を抵抗１８．１５の各値鳥。

Ｒ８により決定することができる。また以上の議論から
明らかなようにこのデユーティ−比りはキャリア信号ｅ
、の周期Ｔを除けばこのキャリア信号ｅ０の波形とは無
関係に定まることが理解されよう。

したがってこの第５図の回路においては、キャリア信号
ｅ６として、正しい繰返し周期Ｔを有するものでｉ、れ
ば、前述した３角波に限らず、ランプ波、正弦波等の各
種の周期信号を用いることができ、こねらの信号の非対
称性痔の歪の影響を受けることがない。すなわち、この
＊ｓｖ４に示す回路においては、抵抗１８を含む帰還回
路によって、オーディオ信号ｅ、に対して充分な負帰遣
がかけられて歪が低減されるばかりか、キャリアイ目号
ｅ。の歪に対しては信号ｅ４が面歪の影−を受けないよ
うに操作されることになる。

以上の説明から明らかなように、この発明によるパルス
幅変調回路によれば、非反転入力端子に人力信号が供給
され反転入力端子と出力端子とのｍ；に合量素子が介挿
されかつ反転入力端子が第１のインピーダンス素子を介
して接地された増幅器と、この増幅器の出力信号とキャ
リア信号とを比較する比較器と、この比較器の出力に対
応する信号を１８２のインピーダンス素子を介して前記
増幅器の反転入力端子へ帰還させる帰還回路とを各々設
けて構成したので、正しい周期を持つ繰返し信号であれ
ば三角波、ランプ波、正弦波等の各種の信号をキャリア
信号として用いることができ、しかもこのキャリア信号
の歪、すなわち傾斜部の非直線性あるいは非対称性はパ
ルス幅変調を行なう場合の歪とならない。したがってこ
の発明によるパルス幅変調回路によれば極めて容品に発
生し得る繰返し信号をキャリア信号として用いても極め
て歪の少ないパルス幅変調を行なうことができる。

またこの発明によるパルス幅変調回路によれば、第２の
インピーダンス素子を介してなされる貴帰還によりオー
ディオ信号自体に対しても歪は低減される。またこの発
明によるパルス幅変調回路によれば、回路構成が極めて
単純であるという効果も得られる。

【図面の簡単な説明】

＠１図は従来のパルス幅変調回路の一例を示す回路図、
第２図は同例の動作を説明するための信号波形図、第３
図は従来のパルス幅変調回路の他の楢を示す回路図、纂
ｖ図は同例の動作を説明するための信号波形図、第５図
はこの発明の一実施例であるパルス幅変調回路を具備す
るオーディオ用増幅器の構成を示す回路図、第６図ない
し第９図は同実施例を説明するための信号波形図である
。 １・・・・・・パルス幅変調回路、８・・・・・・増幅
器（演算ｔｊＭ幅器χ９・・・・・・比較器、ｌＯ・・
・・・・パルス増幅器、１２・・・・・・＠ｉｉ素子（
２ンデンサ）、１８・・・・・・第２のインピーダンス
素子（抵抗）、１５・・・・・・ＩＩ！／のインピーダ
ンス素子（抵抗）。 出願人　日本楽器製造株式会社 ｒ− は く く）嶋＼ 第

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 非反転入力端子に入力信号が供給され反転入力端子と出
   力端子との間に容量素子が介挿されかつ前記反転入力端
   子がＩｔ！／のインピーダンス素子を介して接地された
   増幅器と、この増幅器の出力信号とキャリア信号とを比
   較する比較器と、この比較器の出力に対応する信号を栴
   ２のインピーダンス素子を介して前記増幅器の反転入力
   端子に帰還させる帰還回路とを具備してなり、前記比較
   器の出力に対応する信号を出力信号として取出すことを
   特徴とするパルス幅変調回路。