JPS59158607A - パルス幅変調増幅回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 この発明はパルス幅増幅変調回路に関し、特に、オーデ
ィオアンプ等に用いる負帰還を容易に施すことのできる
パルス幅変調増幅回路に関するものである。

従来、この種の装置として第１図に示すものがあった。

図において、入力端子１はバッファー２の入力に接続さ
れ、バッファー２の一出力はコンパレータ５の非反転入
力端子に接続される。

また、矩形波発振器３の出力は積分器４の入力に接続さ
れ、積分器４の出力はコンパレータ５の反転入力端子に
接続される。コンノくレータ５の出力はパルス増幅器６
の入力に接続され、パルス増幅器６の出力は低域通過フ
ィルタ（ＬＰＦ）７の入力に接続され、Ｌ　Ｐ　ｌｉ”
　７の出力は出力端子８に接続される。

上記従来の回路において、次に、その動作について説明
する。矩形波発振器３と積分器４により、入力信号の周
波数よシも十分高い周波数の三角波を発生させる。この
三角波とバッファー２を通過した入力信号はコンパレー
タ５においてレベル比較され、入力信号レベルに応じた
パルス幅を有するパルス幅変調信号が得られる。

これをパルス増幅器６にて増幅し、ＬＰＦ７でキャリア
信号成分を十分減衰させることにより、出力端子８には
入力信号が増幅された信号が得られる。

従来のパルス幅変調増幅回路は、以上のように構成され
ているので、パルス増幅器６の出力では信号がパルス波
であること、ＬＰＦ７の出力では、高域において信号の
位相ずれが大きいこと、および負荷の値によりこの位相
ずれが変動すること等の理由により、負帰還を施すには
特殊な手法が必要となって、回路設計が困難となってい
る。

さらに、コンパレータ５の反転入力に印加される三角波
は、その直線性が重要であり、積分器４ではミラー積分
回路を用いるなどの手法が必要で、構成が複雑になって
し甘う欠点も有していた。

この発明は、上記のような従来のものの欠点を除去する
ためになされたもので、出カッ（ルス波を積分して入力
信号に対して負帰還を施すとともに、変調キャリア信号
の供給部分を上記負帰還ループ内に取り込んだ構成にす
ることによシ、簡単な構成でひずみの少ない・くルス幅
変調増幅回路を提供することを目的としている。

以下、この発明の一実施例を図に基いて説明する。第２
図において、入力端子１は演算増幅器１０の非反転入力
端子に接続され、演算増幅器１０の出力と反転入力端子
間には、容量Ｃ８が接続される。演算増幅器１ｏの出力
は、コンパレータ５の非反転入力端子に導かれる。

一方、矩形波発振器３の出力は低域通過フィ・　ルタ（
ＬＰＦ　）　１１　’＆通って、コンパレータ５の反転
入力端子に接続される。コンパレータ５の出力は出力端
子８に導かれる一方、抵抗Ｒ１の一端が接続される。こ
の抵抗Ｒ１の他端は抵抗Ｒ６を通して接地されるととも
に、抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ１の接続点と演算増幅器１０の反
転入力端子間に抵抗Ｒ５が接続される。

なお、以下の説明の便宜上、抵抗Ｒ８の値は、抵抗Ｒ１
と抵抗Ｒ７の並列合成値より十分大きいものとする。

次に、この発明の動作について説明する。第３図および
第４図の■〜０は、第２図の回路の各部信号（８）〜０
の波形を各々対応して示している。まず、第３図に示す
ように、入力信号（６）がゼロ（すなわち無信号）の場
合を考える。

いま、コンパレータ５の反転入力端子には、第３図（Ｑ
の如き波形が印加され、例えば、■で示す時点では、コ
ンパレータ５の非反転入力端子の印加電圧が低く、コン
パレータ５の出力には、Ωのように負の電圧が現れてい
るものとする。このため、コンパレータ５の非反転入力
端子の電圧は、波形０を反転・積分した波形となり、（
ハ）のように直線的に上昇する。

時間が経過し、■の時点になると、（ト）の電位と（ｑ
の電位が逆転して、出力電圧０が反転する。

すると、■は下降しはじめ、■の時点で（ハ）と（ｑの
電位が再び逆転して、出力電圧０が反転する。

この動作を繰り返し、出力端子８にはデユーティ−比５
０％の矩形波が得られる。この時の波形［相］の傾斜は
、出力電圧０の振幅、抵抗Ｒ，，Ｒ２による分圧比、抵
抗Ｒ３と容量Ｃ１との時定数により決定される。

次に、入力端子１に、例えば、正レベルの信号が第４図
（８）の如く印加されたとする。コンパレータ５の反転
入力端子には、上記と同じ波形が印加されており、■で
示す時点では、コンパレータ５の出力には０のように負
電圧が現れているとする。

このとき、（ハ）の電位は上昇するが、（イ）が正、υ
が負であるため、その傾斜は第３図の場合より大きくな
る。■の時点で［相］と０が逆転し、０が反転して、（
ハ）の電位は下降しはじめるが、ここでは（５）も０も
正であるため、（ハ）の下降する傾斜は無信号時よりゆ
るやかとなり、次に、＠と（Ｑが逆転する１での時間が
長くなる。■の時点で（ハ）と０の逆転がおこり、０が
再び反転すると（ト）は大きな傾斜で上昇しはじめる。

このため、次に（ハ）と０が逆転するまでの時間が短く
なる。

この動作を繰り返す結果、出力端子８には、パルス幅変
調信号が得られる。

ここで、低周波入力信号に対して第２図の構成をみると
、容ｔＣ１はほぼ開放とみなせ、しかも、コンパレータ
５は、反転入力端子が低周波的に接地された増幅器とみ
ることができるため、全体で一個の負帰還増幅器を構成
していると考えてよい。

しだがって、低周波入力信号に対する電圧増幅度は、は
ぼ（Ｒ□十Ｒｔ　）／　Ｒｔで与えられる。このように
、入力信号に対しては負帰還が施されているため、ひず
みの少ないパルス幅変調信号を得ることができる。

同、上記実施例においては、コンパレータ５の出力から
入力に対して負帰還を施すようにしているが、第５図に
示すように、コンパレータ５の出力を、さらにパルス増
幅器６で増幅し、その出力点よシ負帰還を施しても同様
の動作を行なう。

また、以上の例では、抵抗Ｒ３が、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ２
の並列合成値より十分大きいことを前提に説明したが、
積分の時定数は、抵抗Ｒ８と上記並列合成値との直列合
成値および容ｉｔ　ＣＩで決定されるため、上記の条件
は特に満足させる必要はない。第６図にその例を示す。

第６図の例では抵抗Ｒ３をゼロとしたもので、積分時定
数は、抵抗Ｒ，，Ｒ２の並列合成値と容量Ｃ４で決定さ
れる。

さらに、本発明では、コンパレータ５は負帰還ループ内
にあるため、コンパレータ５の反転入力端子に印加され
る波形は、三角波に限定されず、正弦波のような波形で
もよい。壕だ、三角波を用いる場合でも、特に、その直
線性を要求されガいため、第７図に示すように、矩形波
発振器３の出力を、単に抵抗Ｒ４＋　容量Ｃ，による低
域通過フィルタを通した程度の簡単なもので十分である
。

また、演算増幅器の直流オフセットの影響を防止するた
めに、第８図に示すように、容量Ｃ１と並列に大きい値
の抵抗Ｒ３を接続してもよい。

以上のように、この発明によれば、出力パルス波を積分
して入力信号に対する負帰還を施すとともに、変調キャ
リア信号の供給部分を上記負帰還ループ内に取シ込んだ
構成にしだので、簡単に構成でひずみの少ないパルス幅
変調信号を得ることがで角る。また、前述のように、変
調キャリア信号は、従来のように直線性を厳しく要求さ
れないため、キャリア発生回路は、簡単な構成で安価に
作ることができる。さらに、第７図のように構成すると
、コンパレータ５の反転入力端子が容量によって接地さ
れるため、高周波ノイズの混入による誤動作を防止する
こともできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のパルス幅変調増幅回路の例を示すブロッ
ク図、第２図は本発明の一実施例によるパルス幅変調増
幅回路のブロック図、第３図および第４図は本発明の詳
細な説明するだめの各都電圧波形を示す図、第５図乃至
第８図は本発明の他の実施例を示すブロック図である。 １・・・入力端子　３・・・矩形波発振器　４・・・積
分器５・・・コンパレータ　　６・・・パルス増幅器７
．１１・・−低域通過フィルタ　８・・・出力端子１０
・・・演算増幅器 −３シ 第１図 第２図 第３図 第４図 第５図 第６図 第７図 ７カー 第８図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 非反転入力端子に入力信号が印加される演算増幅手段と
   、入力信号より十分高い周波数の三角波、正弦波または
   これに近似する波形の変調キャリアを発生するキャリア
   発生手段と、前記演算増幅手段の出力と前記変調キャリ
   アとのレベルを比較する比較手段とを有し、前記比較手
   段の出力を抵抗によって分圧し、前記演算増幅手段の反
   転入力端子に印加するとともに、前記演算増幅手段の出
   力と反転入力端子間に容量を接続したことを特徴とする
   パルス幅変調増幅回路。