JPS6043681B2 - 周波数逓倍回路 - Google Patents
周波数逓倍回路Info
- Publication number
- JPS6043681B2 JPS6043681B2 JP8321379A JP8321379A JPS6043681B2 JP S6043681 B2 JPS6043681 B2 JP S6043681B2 JP 8321379 A JP8321379 A JP 8321379A JP 8321379 A JP8321379 A JP 8321379A JP S6043681 B2 JPS6043681 B2 JP S6043681B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- circuit
- frequency
- multiplier circuit
- multiplied
- Prior art date
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- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J1/00—Frequency-division multiplex systems
- H04J1/02—Details
- H04J1/04—Frequency-transposition arrangements
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Manipulation Of Pulses (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は周波数逓信回路に関する。
従来より第1図に示すような周波数逓信回路が知られて
る。
る。
第1図の回路では、例えば色副搬送波(3.58MH2
)の入力信号をりミッタ1に供給し、その出力に含まれ
る高調波成分を例えばセラミックスフィルタから成るバ
ンドパスフィルタ2で取り出して、3逓倍された10.
7MH2の正弦波信号を得るようにしている。この周波
数逓信回路からO、2Vp−pの出力を得るためには、
バンドパスフィルタ2における1.5dB程度の損失を
見込んで、りミッタ1の出力の振巾を相当大きくしなけ
ればならず、りミッタ1の駆動バイアス電流を例えば1
5mA程度流さなければならない。従つて消費電力の面
で極めて能率が悪く、実用的でない。またバンドパスフ
ィルタ2に用いているセラミツクフイルタは、極力損失
を少なくするために、高価なものを使用しなければなら
ない。本発明は上述の問題点にかんがみてなされたもの
であつて、回路の能率をよくし、また比較的安価な部品
で構成することを目的としている。
)の入力信号をりミッタ1に供給し、その出力に含まれ
る高調波成分を例えばセラミックスフィルタから成るバ
ンドパスフィルタ2で取り出して、3逓倍された10.
7MH2の正弦波信号を得るようにしている。この周波
数逓信回路からO、2Vp−pの出力を得るためには、
バンドパスフィルタ2における1.5dB程度の損失を
見込んで、りミッタ1の出力の振巾を相当大きくしなけ
ればならず、りミッタ1の駆動バイアス電流を例えば1
5mA程度流さなければならない。従つて消費電力の面
で極めて能率が悪く、実用的でない。またバンドパスフ
ィルタ2に用いているセラミツクフイルタは、極力損失
を少なくするために、高価なものを使用しなければなら
ない。本発明は上述の問題点にかんがみてなされたもの
であつて、回路の能率をよくし、また比較的安価な部品
で構成することを目的としている。
以下本発明の実施例を図面を参照して説明する。第2図
は本発明を適用した周波数3逓倍回路を示し、第3図は
第2図の各部の波形を示している。
は本発明を適用した周波数3逓倍回路を示し、第3図は
第2図の各部の波形を示している。
第2図において、入力端子3から3.58MH2の色副
搬送波(第3図a)がオペアンプ4に供給され、このオ
ペアンプ4の2つの出力から互に逆極性の信号(第3図
aの実線及び点線)が得られる。これらの信号はトラン
ジスタTl、T2及び定電流源5から成る差動回路6に
供給されるので、この差動回路6のトランジスタTl、
T2が、夫々のベースの入力信号のクロス点で交互にオ
ンオフし、Tiのコレクタから得る第3図をに示すよう
な3.58MH2の矩形波信号が得られる。また差動回
J路6のTl、T。の共通エミッタ回路からは第3図c
に示す両波整流信号cが得られる。両波整流信号cは、
直流電圧Erを比較基準とするコンパレータ7に供給さ
れるので、このコンパレータ7から第3図dに示すデュ
ーティ比が71:2のパルス信号dが得られる。
搬送波(第3図a)がオペアンプ4に供給され、このオ
ペアンプ4の2つの出力から互に逆極性の信号(第3図
aの実線及び点線)が得られる。これらの信号はトラン
ジスタTl、T2及び定電流源5から成る差動回路6に
供給されるので、この差動回路6のトランジスタTl、
T2が、夫々のベースの入力信号のクロス点で交互にオ
ンオフし、Tiのコレクタから得る第3図をに示すよう
な3.58MH2の矩形波信号が得られる。また差動回
J路6のTl、T。の共通エミッタ回路からは第3図c
に示す両波整流信号cが得られる。両波整流信号cは、
直流電圧Erを比較基準とするコンパレータ7に供給さ
れるので、このコンパレータ7から第3図dに示すデュ
ーティ比が71:2のパルス信号dが得られる。
このパルス信号dと差動回路6の出力をとは、例えは排
他的論理和回路から成る掛算器8に供給される。従つて
、掛算器8の出力から第3図eに示すような原信号の周
波数を逓倍したパルスeが得られ、このパルスeは出力
端子9からバンドパスフィルタ回路に供給される。第2
図に示す周波数逓倍回路では、デューティ比が1:2の
パルスと1:1のパルスとを掛算して3逓倍パルスを形
成しているので、逓倍出力の3次高調波含有率を極めて
大きくすることができ、また基本波レベルを大巾に減少
させることができる。
他的論理和回路から成る掛算器8に供給される。従つて
、掛算器8の出力から第3図eに示すような原信号の周
波数を逓倍したパルスeが得られ、このパルスeは出力
端子9からバンドパスフィルタ回路に供給される。第2
図に示す周波数逓倍回路では、デューティ比が1:2の
パルスと1:1のパルスとを掛算して3逓倍パルスを形
成しているので、逓倍出力の3次高調波含有率を極めて
大きくすることができ、また基本波レベルを大巾に減少
させることができる。
この結果、端子9から得られる逓倍回路の出力の振巾が
それほど大きくなくても、バンドパスフィルタで十分に
レベルの大きい3次高調波を抽出することができる。従
つて、回路の消費電流を低く押えることができ、またバ
ンドパスフィルタとして使用されるセラミックスフィル
タは、損失が大きくてもよく、比較的安価なものを使用
できる利点があるる。次に第4図は本発明の別の実施例
を示す周波数3逓倍回路である。
それほど大きくなくても、バンドパスフィルタで十分に
レベルの大きい3次高調波を抽出することができる。従
つて、回路の消費電流を低く押えることができ、またバ
ンドパスフィルタとして使用されるセラミックスフィル
タは、損失が大きくてもよく、比較的安価なものを使用
できる利点があるる。次に第4図は本発明の別の実施例
を示す周波数3逓倍回路である。
第2図に示す実施例では、入力信号aの振巾が変化した
とき、コンパレータ7から得られるパルスdのデューテ
ィ比が1:2からすれて、掛算器8の出力に歪分が多く
発生する。このため第4図では、入力信号のレベルが変
化しても、コンパレータ7の出力パルスのデューティ比
が常に1:2に保たれるようにしている。第4図におい
て、コンパレータ7の出力パルスd(第2図d)はロー
パスフィルタ10に供給されるので、このローパスフィ
ルタ10からパルスdのデューティ比に対応したレベル
のDC電圧Vd.が得られる。この電圧Edはコンパレ
ータ11において基準の直流電圧■REFと比較される
。従つて、逓倍回路の入力レベルが増大してコンパレー
タ7の出力のデューティ比が大きくなり、ローパスフィ
ルタ10の入力のパルスdの高レベル区間!のパルス巾
が長くなると、ローパスフィルタ10の出力レベルも増
加する。このためコンパレータ11の出力が増加する。
この出力は、抵抗12、コンデンサ13ら成るローパス
フィルタを介してコンパレータ7にスレツシヨールド電
圧として供4給されるので、コンパレータ7のスレツシ
ヨールドレベルが上ががり、その出力dのデューティ比
が小さくなる。この結果、パルスdのデューティ比が、
所定値112に常に一定に保たれる。次に第5図は、逓
倍回路の入力レベル依存性を除去するようにした別の方
法を示している。この方法では、入力信号aをりミッタ
15で矩形波に直し、この矩形波を積分回路16で積分
して、第5図に示すような三角波を形成し、この三角波
をノ例えば第2図の入力端子3に供給して周波数逓倍す
るようにしている。この場合、入力信号aのレベルが変
動しても、りミッタ15の出力の矩形波のレベルは変動
しないので、積分回路16から常に一定の三角波が得ら
れる。従つて第2図の逓倍回路が安定に動作し、良好な
3逓倍出力が得られる。なお、上述の実施例においては
、周波数3逓倍回路について説明したが、5倍、7倍等
の逓倍回路も同様に構成することができる。
とき、コンパレータ7から得られるパルスdのデューテ
ィ比が1:2からすれて、掛算器8の出力に歪分が多く
発生する。このため第4図では、入力信号のレベルが変
化しても、コンパレータ7の出力パルスのデューティ比
が常に1:2に保たれるようにしている。第4図におい
て、コンパレータ7の出力パルスd(第2図d)はロー
パスフィルタ10に供給されるので、このローパスフィ
ルタ10からパルスdのデューティ比に対応したレベル
のDC電圧Vd.が得られる。この電圧Edはコンパレ
ータ11において基準の直流電圧■REFと比較される
。従つて、逓倍回路の入力レベルが増大してコンパレー
タ7の出力のデューティ比が大きくなり、ローパスフィ
ルタ10の入力のパルスdの高レベル区間!のパルス巾
が長くなると、ローパスフィルタ10の出力レベルも増
加する。このためコンパレータ11の出力が増加する。
この出力は、抵抗12、コンデンサ13ら成るローパス
フィルタを介してコンパレータ7にスレツシヨールド電
圧として供4給されるので、コンパレータ7のスレツシ
ヨールドレベルが上ががり、その出力dのデューティ比
が小さくなる。この結果、パルスdのデューティ比が、
所定値112に常に一定に保たれる。次に第5図は、逓
倍回路の入力レベル依存性を除去するようにした別の方
法を示している。この方法では、入力信号aをりミッタ
15で矩形波に直し、この矩形波を積分回路16で積分
して、第5図に示すような三角波を形成し、この三角波
をノ例えば第2図の入力端子3に供給して周波数逓倍す
るようにしている。この場合、入力信号aのレベルが変
動しても、りミッタ15の出力の矩形波のレベルは変動
しないので、積分回路16から常に一定の三角波が得ら
れる。従つて第2図の逓倍回路が安定に動作し、良好な
3逓倍出力が得られる。なお、上述の実施例においては
、周波数3逓倍回路について説明したが、5倍、7倍等
の逓倍回路も同様に構成することができる。
本発明は上述の如く構成したので、周波数逓倍出力の高
調波含有率を高くすることができ、また基本波レベルを
大巾に減少させることができる。
調波含有率を高くすることができ、また基本波レベルを
大巾に減少させることができる。
従つて周波数逓倍出力の振巾を大きくしなくても、バン
ドパスフィルタを用いて十分にレベルの大きい高調波成
分を抽出することができる。このための逓倍回路の消費
電力を小さくして回路の能率を良くすることができ、ま
た比較的簡単て安価なバンドパスフィルタを用いて高調
波成分を抽出することができる。
ドパスフィルタを用いて十分にレベルの大きい高調波成
分を抽出することができる。このための逓倍回路の消費
電力を小さくして回路の能率を良くすることができ、ま
た比較的簡単て安価なバンドパスフィルタを用いて高調
波成分を抽出することができる。
第1図は従来から知られている周波数逓倍回路のブロッ
ク図、第2図は本発明を適用した周波数逓倍回路の回路
図、第3図は第2図の各部の波形図、第4図は本発明の
別の実施例を示す周波数逓倍回路の回路図、第5図は第
2図の逓倍回路の入力振巾依存性を除去するようにした
回路のブロック図である。 なお図面に用いられている符号において、4・・・・・
・オペアンプ、6・・・・・・差動回路、7・・・・・
コンパレータ、8・・・・・・掛算器、Er・・・・・
・基準電圧。
ク図、第2図は本発明を適用した周波数逓倍回路の回路
図、第3図は第2図の各部の波形図、第4図は本発明の
別の実施例を示す周波数逓倍回路の回路図、第5図は第
2図の逓倍回路の入力振巾依存性を除去するようにした
回路のブロック図である。 なお図面に用いられている符号において、4・・・・・
・オペアンプ、6・・・・・・差動回路、7・・・・・
コンパレータ、8・・・・・・掛算器、Er・・・・・
・基準電圧。
Claims (1)
- 1 一対のトランジスタのエミッタを共通接続して差動
増巾器を構成し、この差動増巾器の一対の入力に互に逆
相の入力信号を供給し、上記共通接続エミッタより得ら
れる上記入力信号の逓倍出力と基準レベルとを比較して
上記逓倍出力の周期が1/nに分割された出力を得るよ
うに構成し、この分割出力と上記差動増巾器の少くとも
一方の出力を掛算し、上記入力信号が周波数逓倍された
信号を得るようにした周波数逓倍回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8321379A JPS6043681B2 (ja) | 1979-06-29 | 1979-06-29 | 周波数逓倍回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8321379A JPS6043681B2 (ja) | 1979-06-29 | 1979-06-29 | 周波数逓倍回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS567511A JPS567511A (en) | 1981-01-26 |
JPS6043681B2 true JPS6043681B2 (ja) | 1985-09-30 |
Family
ID=13796032
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP8321379A Expired JPS6043681B2 (ja) | 1979-06-29 | 1979-06-29 | 周波数逓倍回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6043681B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS57158238U (ja) * | 1981-03-31 | 1982-10-05 | ||
JPS57184306A (en) * | 1981-05-08 | 1982-11-13 | Rohm Co Ltd | Multiplying circuit of frequency |
JPS59158107A (ja) * | 1983-02-28 | 1984-09-07 | Yokogawa Hokushin Electric Corp | 周波数逓倍回路 |
GB2147754A (en) * | 1983-10-07 | 1985-05-15 | Philips Electronic Associated | Frequency multiplying circuit |
CN102790587B (zh) * | 2012-07-30 | 2015-04-08 | 四川和芯微电子股份有限公司 | 倍频器电路及系统 |
-
1979
- 1979-06-29 JP JP8321379A patent/JPS6043681B2/ja not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS567511A (en) | 1981-01-26 |
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