JPS6121007B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPS6121007B2 JPS6121007B2 JP54115511A JP11551179A JPS6121007B2 JP S6121007 B2 JPS6121007 B2 JP S6121007B2 JP 54115511 A JP54115511 A JP 54115511A JP 11551179 A JP11551179 A JP 11551179A JP S6121007 B2 JPS6121007 B2 JP S6121007B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- feedback
- output
- frequency
- self
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 19
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 7
- 230000010354 integration Effects 0.000 claims 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/30—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、自励式D級増幅器に関し、大量の負
帰還を安定に掛けることにより、電源電圧の変動
による影響を抑圧し歪特性および周波数特性を改
善すると共に、負荷条件や、出力レベルによる発
振周波数の変動を抑えることを目的とする。
帰還を安定に掛けることにより、電源電圧の変動
による影響を抑圧し歪特性および周波数特性を改
善すると共に、負荷条件や、出力レベルによる発
振周波数の変動を抑えることを目的とする。
第1図に、最も基本的な自励式D級増幅器の従
来例を示す。
来例を示す。
第1図において、1は入力端、2は比較器、3
はスイツチング回路、4,5はローパスフイルタ
を構成するインダクタおよびコンデンサ、6,7
は遅延回路を構成する抵抗およびコンデンサ、8
は出力端である。
はスイツチング回路、4,5はローパスフイルタ
を構成するインダクタおよびコンデンサ、6,7
は遅延回路を構成する抵抗およびコンデンサ、8
は出力端である。
つぎに、第1図に示す自励式D級増幅器の動作
原理を説明する。
原理を説明する。
第1図のD級増幅器のオープンループの位相特
性を第2図のa,bに示す。aは出力端8に負荷
を接続した場合、bは出力端8を開放にした場合
である。
性を第2図のa,bに示す。aは出力端8に負荷
を接続した場合、bは出力端8を開放にした場合
である。
比較器2、とスイツチング回路3を含めた利得
は、十分大きな任意の値を取りうる。したがつて
オープンループの位相が−180゜となる周波数f0
でこの増幅器は発振を行つている。
は、十分大きな任意の値を取りうる。したがつて
オープンループの位相が−180゜となる周波数f0
でこの増幅器は発振を行つている。
スイツチング回路3の出力における発振波形は
方形波であるが、それがローパスフイルタ4,5
および遅延回路6,7を通過し、比較器の負入力
端に加わる時には、正弦波に近い波形になり、入
力信号と比較される。
方形波であるが、それがローパスフイルタ4,5
および遅延回路6,7を通過し、比較器の負入力
端に加わる時には、正弦波に近い波形になり、入
力信号と比較される。
入力信号がゼロの時は方形波のデユーテイサイ
クルは50%となり、ローパスフイルタ4,5の出
力の直流レベルもゼロになつている。
クルは50%となり、ローパスフイルタ4,5の出
力の直流レベルもゼロになつている。
つぎに、入力端1に、第3図cに示すような信
号が加えられると、スイツチング回路3の出力波
形はdのようにデユーテイサイクルが変化し、そ
の結果、ローパスフイルタ4,5の出力の平均レ
ベルが変化し、それが遅延回路6,7を通して、
リツプル成分と共に、eに示す波形で帰還され、
入力信号と比較される。このリツプル成分はかな
り小さいため、波形eの平均値、すなわちローパ
スフイルタ4,5の出力平均値は、ほぼ入力信号
に追従して変化し、その結果D級増幅が行われ
る。
号が加えられると、スイツチング回路3の出力波
形はdのようにデユーテイサイクルが変化し、そ
の結果、ローパスフイルタ4,5の出力の平均レ
ベルが変化し、それが遅延回路6,7を通して、
リツプル成分と共に、eに示す波形で帰還され、
入力信号と比較される。このリツプル成分はかな
り小さいため、波形eの平均値、すなわちローパ
スフイルタ4,5の出力平均値は、ほぼ入力信号
に追従して変化し、その結果D級増幅が行われ
る。
ところで、D級増幅器の一般的な性質として、
帰還がない場合は、D級増幅器の利得は電源電圧
に比例する。したがつて、電源電圧が変動した場
合、それによつて出力信号が振幅変調を受ける。
また、正負の電源電圧が非対称に変動した場合に
は、そのアンバランス分が出力信号に重畳され
る。例えば、電源として、交流電圧をトランスを
介して整流したものを使用する場合、トランスの
巻線のわずかなアンバランスによつて、整流後の
正負電源電圧に多少アンバランス分が普通であ
る。このような場合には、増幅器出力にそのアン
バランス成分が現れ、例えばスピーカを駆動する
ような場合には、ハム音が出て来る。
帰還がない場合は、D級増幅器の利得は電源電圧
に比例する。したがつて、電源電圧が変動した場
合、それによつて出力信号が振幅変調を受ける。
また、正負の電源電圧が非対称に変動した場合に
は、そのアンバランス分が出力信号に重畳され
る。例えば、電源として、交流電圧をトランスを
介して整流したものを使用する場合、トランスの
巻線のわずかなアンバランスによつて、整流後の
正負電源電圧に多少アンバランス分が普通であ
る。このような場合には、増幅器出力にそのアン
バランス成分が現れ、例えばスピーカを駆動する
ような場合には、ハム音が出て来る。
このような問題点に対し、第1図に示すような
自励式D級増幅器では帰還が掛つているため、か
なり改善される。
自励式D級増幅器では帰還が掛つているため、か
なり改善される。
ところで、第3図からわかるように、入力信号
cと帰還信号eの平均値との誤差成分によつて、
方形波がパルス幅変調され、増幅が行われるので
ある。そのため、この誤差成分は原理的に必要な
ものである。そして、この誤差成分があるという
ことは、帰還量が有限であり、そのため、第1図
に示すD級増幅器では電源電圧の変動による影響
を十分には抑え切れないという問題が残つてい
る。
cと帰還信号eの平均値との誤差成分によつて、
方形波がパルス幅変調され、増幅が行われるので
ある。そのため、この誤差成分は原理的に必要な
ものである。そして、この誤差成分があるという
ことは、帰還量が有限であり、そのため、第1図
に示すD級増幅器では電源電圧の変動による影響
を十分には抑え切れないという問題が残つてい
る。
本発明はこのような問題を解決する自励式D級
増幅器を提供するものである。
増幅器を提供するものである。
第4図に本発明の第1の実施例を示す。第4図
において、1〜8は第1図の同番号のものに対応
しており、9,10は積分器を構成する演算増幅
器およびコンデンサ、11,12は全体の帰還回
路を構成する抵抗である。
において、1〜8は第1図の同番号のものに対応
しており、9,10は積分器を構成する演算増幅
器およびコンデンサ、11,12は全体の帰還回
路を構成する抵抗である。
第4図において、2〜7の部分は第1図と全く
同じものである。そしてこの部分の周波数特性
は、第5図gに示すように、低域では平坦で、発
振周波数付近で急激に立上るような特性になる。
同じものである。そしてこの部分の周波数特性
は、第5図gに示すように、低域では平坦で、発
振周波数付近で急激に立上るような特性になる。
第4図で、増幅器9の出力点をA、点8をBと
すると、Aから2〜7を含めたBまでの周波数特
性は第5図gとなり、Bから9〜12を含めたA
までの周波数特性はhとなる。オープンループの
周波数特性はこれらを縦続接続したものであるか
らgとhを合成したものすなわちiとなる。
すると、Aから2〜7を含めたBまでの周波数特
性は第5図gとなり、Bから9〜12を含めたA
までの周波数特性はhとなる。オープンループの
周波数特性はこれらを縦続接続したものであるか
らgとhを合成したものすなわちiとなる。
したがつて、第4図の実施例のオープンループ
の周波数特性は、第5図iに示すようになる。こ
の特性iは、利得が1となる周波数f1付近の傾斜
がほぼ−6dB/octとなつているため、クローズ
ドループにした場合、非常に安定に帰還を掛ける
ことができる。というのは、周波数特性の傾斜が
−6dB/octとなつている所は、ほぼ位相回りも
−90゜となつている。オープンループの利得が1
となる周波数における位相と−180゜との差が位
相マージンで、これが大きいほど負帰還クローズ
ドループにした時に安定となる。したがつて、こ
の場合の位相マージンはほぼ90゜となり、安定と
なる。
の周波数特性は、第5図iに示すようになる。こ
の特性iは、利得が1となる周波数f1付近の傾斜
がほぼ−6dB/octとなつているため、クローズ
ドループにした場合、非常に安定に帰還を掛ける
ことができる。というのは、周波数特性の傾斜が
−6dB/octとなつている所は、ほぼ位相回りも
−90゜となつている。オープンループの利得が1
となる周波数における位相と−180゜との差が位
相マージンで、これが大きいほど負帰還クローズ
ドループにした時に安定となる。したがつて、こ
の場合の位相マージンはほぼ90゜となり、安定と
なる。
第5図からもわかるように、第4図の実施例
は、低域で大量の帰還を掛けることができるた
め、特に低い周波数成分を多く含む電源電圧の変
動による影響を十分に抑えることができる。さら
に、大量の帰還によつて、2〜7の部分で発生す
る歪み成分についても、十分抑えることができる
という効果がある。
は、低域で大量の帰還を掛けることができるた
め、特に低い周波数成分を多く含む電源電圧の変
動による影響を十分に抑えることができる。さら
に、大量の帰還によつて、2〜7の部分で発生す
る歪み成分についても、十分抑えることができる
という効果がある。
ところで、ローパスフイルタ4,5の位相特性
は、第2図a,bに示すように、負荷の有無によ
つて大きく変化する。特に負荷が開放になつてい
る場合の位相特性bは、−180゜のラインに対し広
い周波数に亘つて接するような形になつているた
め、発振周波数f0が決まりにくく、非常に不安定
になるという問題があつた。これは第4図の実施
例の場合でも同様である。
は、第2図a,bに示すように、負荷の有無によ
つて大きく変化する。特に負荷が開放になつてい
る場合の位相特性bは、−180゜のラインに対し広
い周波数に亘つて接するような形になつているた
め、発振周波数f0が決まりにくく、非常に不安定
になるという問題があつた。これは第4図の実施
例の場合でも同様である。
そこで、発振周波数を決める帰還系路と、全体
の周波数特性を決める帰還系路とを分離すること
により、負荷状態によつて発振条件が変動しない
ようにした、本発明の第2の実施例を第6図に示
す。
の周波数特性を決める帰還系路とを分離すること
により、負荷状態によつて発振条件が変動しない
ようにした、本発明の第2の実施例を第6図に示
す。
第6図において、1〜12は第4図の同番号の
ものに対応しており、13はコンデンサ10と共
に積分回路のゼロ点を与える抵抗、14〜19は
遅延回路を構成する抵抗およびコンデンサであ
る。
ものに対応しており、13はコンデンサ10と共
に積分回路のゼロ点を与える抵抗、14〜19は
遅延回路を構成する抵抗およびコンデンサであ
る。
第6図の実施例に示すように、遅延回路14〜
19が3個以上のポールを含んでおれば、第7図
jに示すように必ず位相が−180゜となる周波数
f0が存在し、その周波数で発振する。そして、そ
の発振条件を決める遅延回路は、ローパスフイル
タ4,5を含んでいないため、負荷の有無によつ
て影響を受けることがなく、常に安定した発振を
行うことができる。
19が3個以上のポールを含んでおれば、第7図
jに示すように必ず位相が−180゜となる周波数
f0が存在し、その周波数で発振する。そして、そ
の発振条件を決める遅延回路は、ローパスフイル
タ4,5を含んでいないため、負荷の有無によつ
て影響を受けることがなく、常に安定した発振を
行うことができる。
即ち、第6図において、14と15,16と1
7および18と19でそれぞれ位相が−90゜遅延
する(すなわち1個のポールを持つ)遅延回路3
段を構成しているため、合計の位相遅れは無限大
周波数で−270゜となるため、それ以下の有限の
周波数で、位相遅れが−180゜となる周波数0
が必ず存在する。
7および18と19でそれぞれ位相が−90゜遅延
する(すなわち1個のポールを持つ)遅延回路3
段を構成しているため、合計の位相遅れは無限大
周波数で−270゜となるため、それ以下の有限の
周波数で、位相遅れが−180゜となる周波数0
が必ず存在する。
そして、比較器2とスイツチング回路3を含め
た利得は、十分大きな任意の値をとりうる。従つ
て、第1図の従来例と同様、オープンループの位
相が−180゜となる周波数0で発振する。発振
状態における第6図の比較器2の正相入力、スイ
ツチング回路3の出力および比較器2の逆相入力
の波形はそれぞれ第3図のc,dおよびeとな
り、第1図の従来例と同様な自励式D級増幅器と
して動作する。
た利得は、十分大きな任意の値をとりうる。従つ
て、第1図の従来例と同様、オープンループの位
相が−180゜となる周波数0で発振する。発振
状態における第6図の比較器2の正相入力、スイ
ツチング回路3の出力および比較器2の逆相入力
の波形はそれぞれ第3図のc,dおよびeとな
り、第1図の従来例と同様な自励式D級増幅器と
して動作する。
第6図の実施例において、遅延回路14〜19
の中の一つのポールの周波数、および積分回路
9,10,13のゼロ点の周波数を、ローパスフ
イルタ4,5のカツトオフ周波数fc付近に設定
すると、まず遅延回路14〜19で帰還を掛けた
状態での比較器2の入力からスイツチング回路3
の出力までの周波数特性は第8図kのようにな
り、ローパスフイルタ4,5の周波数特性は第8
図のようになり、帰還回路11,12を含めた
積分器9,10,13の周波数特性は第8図mの
ようになる。したがつて、k,,mを含めた全
体のオープンループの周波数特性は、第8図nの
ようになり、第5図の特性iと同様に、オープン
ループの利得が1となる周波数f1付近での傾斜が
−6dB/octとなつているため、非常に安定な帰
還が得られると共に、低域では十分な帰還量が得
られる。
の中の一つのポールの周波数、および積分回路
9,10,13のゼロ点の周波数を、ローパスフ
イルタ4,5のカツトオフ周波数fc付近に設定
すると、まず遅延回路14〜19で帰還を掛けた
状態での比較器2の入力からスイツチング回路3
の出力までの周波数特性は第8図kのようにな
り、ローパスフイルタ4,5の周波数特性は第8
図のようになり、帰還回路11,12を含めた
積分器9,10,13の周波数特性は第8図mの
ようになる。したがつて、k,,mを含めた全
体のオープンループの周波数特性は、第8図nの
ようになり、第5図の特性iと同様に、オープン
ループの利得が1となる周波数f1付近での傾斜が
−6dB/octとなつているため、非常に安定な帰
還が得られると共に、低域では十分な帰還量が得
られる。
第6図の実施例では、抵抗13によつて特性m
のゼロ点を作つているが、その代りに、抵抗11
に並列にコンデンサを入れることによつても同様
の効果が得られる。
のゼロ点を作つているが、その代りに、抵抗11
に並列にコンデンサを入れることによつても同様
の効果が得られる。
ところで、自励式D級増幅器の他の問題点とし
て、出力レベルの変化によつて、方形波のデユー
テイーサイクルが変化すると共に、周波数が変化
してしまうということがあげられる。特に、出力
レベルが大きくなるに従つて、発振周波数は限り
なく低くなり、ピークにおいては、発振周波数が
ゼロにまで下つてしまう。そのため、出力レベル
の大きな所では、発振周波数が信号周波数帯域に
まで入り込み、ローパスフイルタ4,5で抑える
ことができなくなつて出力に現われて来たり、ま
た発振条件がくずれて、不安定になつたりすると
いう問題があつた。
て、出力レベルの変化によつて、方形波のデユー
テイーサイクルが変化すると共に、周波数が変化
してしまうということがあげられる。特に、出力
レベルが大きくなるに従つて、発振周波数は限り
なく低くなり、ピークにおいては、発振周波数が
ゼロにまで下つてしまう。そのため、出力レベル
の大きな所では、発振周波数が信号周波数帯域に
まで入り込み、ローパスフイルタ4,5で抑える
ことができなくなつて出力に現われて来たり、ま
た発振条件がくずれて、不安定になつたりすると
いう問題があつた。
この問題を解決するためには、第4図または第
6図の実施例において、積分回路9の出力振幅
を、それに対する発振周波数が、信号周波数帯域
の上限または安定な発振が得られる下限周波数等
によつて決まる周波数以上になるように制限すれ
ば良い。この制限方法は、積分回路の電源電圧に
よつて自然に制限されることを利用しても良い
し、他のクランプ手段を設けても良い。
6図の実施例において、積分回路9の出力振幅
を、それに対する発振周波数が、信号周波数帯域
の上限または安定な発振が得られる下限周波数等
によつて決まる周波数以上になるように制限すれ
ば良い。この制限方法は、積分回路の電源電圧に
よつて自然に制限されることを利用しても良い
し、他のクランプ手段を設けても良い。
以上のように、本発明によれば、自励式D級増
幅器において大量の負帰還を安定に掛けることが
でき、その結果、電源電圧の変動による影響を抑
圧し、歪特性および周波数特性を改善すると共
に、負荷条件や出力レベルによる発振周波数の変
動を抑えることができる。
幅器において大量の負帰還を安定に掛けることが
でき、その結果、電源電圧の変動による影響を抑
圧し、歪特性および周波数特性を改善すると共
に、負荷条件や出力レベルによる発振周波数の変
動を抑えることができる。
第1図は従来例の回路図、第2図、第3図は第
1図の動作説明図、第4図は本発明の第1実施例
の回路図、第5図は第4図の動作説明図、第6図
は本発明の第2の実施例の回路図、第7図、第8
図は第6図の動作説明図である。 2……比較器、3……スイツチング回路、4,
5……ローパスフイルタ、6,7……第1の帰還
回路、9,10,13……積分回路、11,12
……第2の帰還回路、14〜19……第1の帰還
回路。
1図の動作説明図、第4図は本発明の第1実施例
の回路図、第5図は第4図の動作説明図、第6図
は本発明の第2の実施例の回路図、第7図、第8
図は第6図の動作説明図である。 2……比較器、3……スイツチング回路、4,
5……ローパスフイルタ、6,7……第1の帰還
回路、9,10,13……積分回路、11,12
……第2の帰還回路、14〜19……第1の帰還
回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1 積分回路と、上記積分回路出力を入力とする
比較器と、上記比較器出力で駆動されるスイツチ
ング回路と、上記スイツチング回路の出力側に接
続された、インダクタを含むローパスフイルタと
で構成され、上記ローパスフイルタ出力から、上
記比較器入力へ第1の帰還回路を介して帰還を掛
けると共に、上記ローパスフイルタ出力から、上
記積分回路入力へ第2の帰還回路を介して帰還を
掛けたことを特徴とする自励式D級増幅器。 2 特許請求の範囲第1項において、主として第
1の帰還回路によつて発振周波数を決定し、主と
して第2の帰還回路によつて周波数特性を決定す
るようにしたことを特徴とする自励式D級増幅
器。 3 特許請求の範囲第1項において、ローパスフ
イルタが、1個のインダクタと1個のコンデンサ
とで構成され、さらに、第1の帰還回路が、少く
とも1個の極を持つ遅延回路を含むことを特徴と
する自励式D級増幅器。 4 特許請求の範囲第1項において、積分回路の
出力振幅の制限により、発振周波数の変動が制限
されるようにしたことを特徴とする自励式D級増
幅器。 5 積分回路と、上記積分回路出力を入力とする
比較器と、上記比較器出力で駆動されるスイツチ
ング回路と、上記スイツチング回路の出力側に接
続されたインダクタを含むローパスフイルタとで
構成され、上記スイツチング回路出力から第1の
帰還回路を介して上記比較器入力へ帰還を掛ける
と共に、上記ローパスフイルタ出力から、上記積
分回路入力へ第2の帰還回路を介して帰還を掛け
たことを特徴とする自励式D級増幅器。 6 特許請求の範囲第5項において、第1の帰還
回路が、少くとも3個の極を持つ遅延回路で構成
されたことを特徴とする自励式D級増幅器。 7 特許請求の範囲第5項において、主として第
1の帰還回路によつて発振周波数を決定し、主と
して第2の帰還回路によつて周波数特性を決定す
るようにしたことを特徴とする自励式D級増幅器 8 特許請求の範囲第6項において、遅延回路の
極の1つの周波数、および積分回路のゼロ点また
は第2の帰還回路中に設けられたゼロ点の周波数
を、ローパスフイルタのカツトオフ周波数付近に
設定したことを特徴とする自励式D級増幅器。 9 特許請求の範囲第5項において、積分回路の
出力振幅の制限により、発振周波数の変動が制限
されるようにしたことを特徴とする自励式D級増
幅器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11551179A JPS5639606A (en) | 1979-09-07 | 1979-09-07 | Self-excited type d-class amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11551179A JPS5639606A (en) | 1979-09-07 | 1979-09-07 | Self-excited type d-class amplifier |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5639606A JPS5639606A (en) | 1981-04-15 |
JPS6121007B2 true JPS6121007B2 (ja) | 1986-05-24 |
Family
ID=14664325
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP11551179A Granted JPS5639606A (en) | 1979-09-07 | 1979-09-07 | Self-excited type d-class amplifier |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5639606A (ja) |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6452168U (ja) * | 1987-09-28 | 1989-03-30 | ||
JP2011199485A (ja) * | 2010-03-18 | 2011-10-06 | Yamaha Corp | D級電力増幅装置 |
EP3223427A1 (en) | 2016-03-25 | 2017-09-27 | Yamaha Corporation | Btl output self-oscillating class d amplifier |
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