JPH05315857A - 電力増幅器 - Google Patents
電力増幅器Info
- Publication number
- JPH05315857A JPH05315857A JP11776192A JP11776192A JPH05315857A JP H05315857 A JPH05315857 A JP H05315857A JP 11776192 A JP11776192 A JP 11776192A JP 11776192 A JP11776192 A JP 11776192A JP H05315857 A JPH05315857 A JP H05315857A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- component
- harmonic
- fet
- power
- section
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 送信機等に用いられる電力増幅器に関し、飽
和出力点より前で電力付加効率（ドレイン効率）が最大
となるようにすることを目的とする。 【構成】 入力信号から基本波成分並びに高調波成分を
発生させ、これら高調波成分のうちの第２高調波又は第
３高調波或いは第２高調波と第３高調波との組合せを取
り出してその振幅及び位相を基本波に対して調整し且つ
合成することにより擬似方形波を生成するとともに、こ
の擬似方形波の基本波成分並びに上記の高調波成分を最
大レベルでＦＥＴ増幅部に与えこのＦＥＴ増幅部で最小
の動作角で電力増幅したのち基本波成分のみを取り出す
ように構成する。
和出力点より前で電力付加効率（ドレイン効率）が最大
となるようにすることを目的とする。 【構成】 入力信号から基本波成分並びに高調波成分を
発生させ、これら高調波成分のうちの第２高調波又は第
３高調波或いは第２高調波と第３高調波との組合せを取
り出してその振幅及び位相を基本波に対して調整し且つ
合成することにより擬似方形波を生成するとともに、こ
の擬似方形波の基本波成分並びに上記の高調波成分を最
大レベルでＦＥＴ増幅部に与えこのＦＥＴ増幅部で最小
の動作角で電力増幅したのち基本波成分のみを取り出す
ように構成する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は電力増幅器に関し、特に
送信機等に用いられる電力増幅器に関するものである。
送信機等に用いられる電力増幅器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来の送信機等に用いられている電力増
幅器は普通、ＦＥＴのドレイン効率（これは電力付加効
率に対応する）を高くするためにＣ級増幅が採用されて
いる。
幅器は普通、ＦＥＴのドレイン効率（これは電力付加効
率に対応する）を高くするためにＣ級増幅が採用されて
いる。
【０００３】即ち、ＦＥＴのゲートバイアス電圧を深く
掛け、励振電圧は十分ゲートＧがプラス電位になるまで
与え、ドレイン電流流通角はπ以下になるようにする。
掛け、励振電圧は十分ゲートＧがプラス電位になるまで
与え、ドレイン電流流通角はπ以下になるようにする。
【０００４】このような状態が図１１に示されており、
ＦＥＴをＣ級増幅動作させた場合のドレイン効率は７５
〜８２％であり、入力の一部はドレイン損失として無駄
に消費される。もし、ドレイン電流が流れる期間にドレ
イン電圧が“０”であれば、ドレイン損失は“０”とな
るので効率は１００％となる。
ＦＥＴをＣ級増幅動作させた場合のドレイン効率は７５
〜８２％であり、入力の一部はドレイン損失として無駄
に消費される。もし、ドレイン電流が流れる期間にドレ
イン電圧が“０”であれば、ドレイン損失は“０”とな
るので効率は１００％となる。
【０００５】このようなＣ級増幅で動作角（動作角の値
はＡ級増幅でπ、Ｂ級増幅でπ／２であり、Ｃ級増幅で
π／２より小さくなる。）を小さくすれば、図１２に示
すように流通角２θ1 （流通角とは一周期間にドレイン
電流が流れている期間を電気角で表したものであり、そ
の半分を動作角という）を小さくすると、ドレイン電流
が流れる期間にドレイン電圧が低いのでドレイン効率が
向上することとなる。
はＡ級増幅でπ、Ｂ級増幅でπ／２であり、Ｃ級増幅で
π／２より小さくなる。）を小さくすれば、図１２に示
すように流通角２θ1 （流通角とは一周期間にドレイン
電流が流れている期間を電気角で表したものであり、そ
の半分を動作角という）を小さくすると、ドレイン電流
が流れる期間にドレイン電圧が低いのでドレイン効率が
向上することとなる。
【０００６】しかしながら、動作角を小さくして大きい
出力を取り出そうとすればドレイン電流は大きくなり、
ドレイン電圧効果も増大するので損失が増大してしま
う。従って、余り動作角を小さくするとドレイン効率は
却って低下することになる。
出力を取り出そうとすればドレイン電流は大きくなり、
ドレイン電圧効果も増大するので損失が増大してしま
う。従って、余り動作角を小さくするとドレイン効率は
却って低下することになる。
【０００７】一方、電力増幅器の効率を上げるために
は、材木の乾燥やビニールの接合及び金属の表面焼き入
れ等の特殊な場合に利用される高周波加工機において既
に知られているように、電力増幅器に方形波の入力電圧
を加えるとその出力電流は方形波となり、方形波の入力
電圧が低い間に出力電流を流すことが出来るので最大出
力の場合でも効率を９０乃至９５％にすることが可能と
なる。
は、材木の乾燥やビニールの接合及び金属の表面焼き入
れ等の特殊な場合に利用される高周波加工機において既
に知られているように、電力増幅器に方形波の入力電圧
を加えるとその出力電流は方形波となり、方形波の入力
電圧が低い間に出力電流を流すことが出来るので最大出
力の場合でも効率を９０乃至９５％にすることが可能と
なる。
【０００８】このような観点から、現在盛んに用いられ
ている携帯用電話器での電力増幅器の回路構成は、図１
３（ａ）に示すように、正弦波の入力信号をＦＥＴの
ゲートＧに入力し、この時のゲート入力に対してバイア
ス電源４０によりゲートバイアスＶGSをかけることによ
りＦＥＴをＡ級増幅するが、同図（ｂ）に示すように
ゲート入力の振幅が大きいので、ドレイン電源５３から
ドレインＤに流れる電流ＩDSS としては飽和した波形
（方形波）が発生する。
ている携帯用電話器での電力増幅器の回路構成は、図１
３（ａ）に示すように、正弦波の入力信号をＦＥＴの
ゲートＧに入力し、この時のゲート入力に対してバイア
ス電源４０によりゲートバイアスＶGSをかけることによ
りＦＥＴをＡ級増幅するが、同図（ｂ）に示すように
ゲート入力の振幅が大きいので、ドレイン電源５３から
ドレインＤに流れる電流ＩDSS としては飽和した波形
（方形波）が発生する。
【０００９】そして、この方形波のドレイン電流ＩDSS
を、Ｂ級バイアスＶGSが掛けられている電力増幅用ＦＥ
Ｔのゲートに印加してそのドレインから取り出した出
力信号中の第２高調波成分２ｆ0 を並列共振回路５１で
カットし、更に先端開放スタブ７０で第３高調波成分２
ｆ0 をカットして基本波成分ｆ0 のみを電力増幅するよ
うにしている。
を、Ｂ級バイアスＶGSが掛けられている電力増幅用ＦＥ
Ｔのゲートに印加してそのドレインから取り出した出
力信号中の第２高調波成分２ｆ0 を並列共振回路５１で
カットし、更に先端開放スタブ７０で第３高調波成分２
ｆ0 をカットして基本波成分ｆ0 のみを電力増幅するよ
うにしている。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
方形波ＩDSS には、基本波成分ｆ0,第２高調波成分２ｆ
0,第３高調波成分２ｆ0 が含まれている（実際には、そ
の他の高調波成分も含まれているが、レベルとしては無
視できる）が、各成分の振幅や位相が調整されずに単に
混在しているだけであるので、必ず同図（ｂ）に示すよ
うな波形になるとは言えない。
方形波ＩDSS には、基本波成分ｆ0,第２高調波成分２ｆ
0,第３高調波成分２ｆ0 が含まれている（実際には、そ
の他の高調波成分も含まれているが、レベルとしては無
視できる）が、各成分の振幅や位相が調整されずに単に
混在しているだけであるので、必ず同図（ｂ）に示すよ
うな波形になるとは言えない。
【００１１】従って、基本波成分ｆ0 のみを電力増幅し
たと言っても、図１４の一点鎖線で示すように、入力電
力に対する出力電力が飽和した付近で最大付加効率（ド
レイン効率）が得られてしまい、通常の携帯電話器にお
いて望ましい形として飽和出力点の前で最大効率を得る
ことできなくなってしまうという問題点があった。
たと言っても、図１４の一点鎖線で示すように、入力電
力に対する出力電力が飽和した付近で最大付加効率（ド
レイン効率）が得られてしまい、通常の携帯電話器にお
いて望ましい形として飽和出力点の前で最大効率を得る
ことできなくなってしまうという問題点があった。
【００１２】従って本発明は、飽和出力点より前で電力
付加効率（ドレイン効率）が最大となるような電力増幅
器を実現することを目的とする。
付加効率（ドレイン効率）が最大となるような電力増幅
器を実現することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明に係る電力増幅器は、図１に原理的に示すよ
うに、基本波成分を入力して高調波成分を発生する高調
波発生部１と、該高調波発生部１で発生された高調波成
分のうちの第２高調波成分のみを取り出してその振幅及
び位相を該基本波成分に対して調整し該基本波成分と合
成することにより擬似方形波を生成する振幅位相調整部
２と、該擬似方形波の該基本波成分と該第２高調波成分
を最大レベルで取り出す入力整合部３と、該入力整合部
３の出力信号に対して擬似方形波の動作角を小さくして
電力増幅するＦＥＴ増幅部４と、該ＦＥＴ増幅部４の出
力信号の内、該基本波成分のみを取り出す出力整合部５
と、を備えている。
め、本発明に係る電力増幅器は、図１に原理的に示すよ
うに、基本波成分を入力して高調波成分を発生する高調
波発生部１と、該高調波発生部１で発生された高調波成
分のうちの第２高調波成分のみを取り出してその振幅及
び位相を該基本波成分に対して調整し該基本波成分と合
成することにより擬似方形波を生成する振幅位相調整部
２と、該擬似方形波の該基本波成分と該第２高調波成分
を最大レベルで取り出す入力整合部３と、該入力整合部
３の出力信号に対して擬似方形波の動作角を小さくして
電力増幅するＦＥＴ増幅部４と、該ＦＥＴ増幅部４の出
力信号の内、該基本波成分のみを取り出す出力整合部５
と、を備えている。
【００１４】尚、上記の本発明の構成において、該第２
高調波の代わりに第３高調波又は第２高調波及び第３高
調波との組合せを用いてもよい。
高調波の代わりに第３高調波又は第２高調波及び第３高
調波との組合せを用いてもよい。
【００１５】更に本発明では、図２に原理的に示すよう
に、該入力整合部３と該ＦＥＴ４と該出力整合部５との
組合せを２つ用いてプッシュプル構成とすることも可能
である。
に、該入力整合部３と該ＦＥＴ４と該出力整合部５との
組合せを２つ用いてプッシュプル構成とすることも可能
である。
【００１６】
【作用】図１に示した本発明に係る電力増幅器（シング
ル電力増幅器）においては、高調波発生部１において基
本波成分ｆ0 の入力信号から種々の高調波を発生して振
幅位相調整部２に与えると、この振幅位相調整部２では
基本波成分ｆ0 と共に高調波のうちの第２高調波成分２
ｆ0 のみを取り出し且つその振幅と位相を基本波成分ｆ
0 に対して調整し更に基本波成分ｆ0 と合成することに
より擬似方形波を生成して出力する。
ル電力増幅器）においては、高調波発生部１において基
本波成分ｆ0 の入力信号から種々の高調波を発生して振
幅位相調整部２に与えると、この振幅位相調整部２では
基本波成分ｆ0 と共に高調波のうちの第２高調波成分２
ｆ0 のみを取り出し且つその振幅と位相を基本波成分ｆ
0 に対して調整し更に基本波成分ｆ0 と合成することに
より擬似方形波を生成して出力する。
【００１７】このようにして生成された擬似方形波を、
その前段に設けた入力整合部３により基本波成分ｆ0 と
第２高調波成分２ｆ0 とを最大レベルでＦＥＴ増幅部４
に与え、ＦＥＴ増幅部４ではこの入力整合部３の出力信
号に対し擬似方形波の動作角を小さくして電力増幅す
る。そして、このＦＥＴ増幅部４の出力信号は出力整合
部５において基本波成分ｆ0 のみが取り出され出力され
ることとなる。
その前段に設けた入力整合部３により基本波成分ｆ0 と
第２高調波成分２ｆ0 とを最大レベルでＦＥＴ増幅部４
に与え、ＦＥＴ増幅部４ではこの入力整合部３の出力信
号に対し擬似方形波の動作角を小さくして電力増幅す
る。そして、このＦＥＴ増幅部４の出力信号は出力整合
部５において基本波成分ｆ0 のみが取り出され出力され
ることとなる。
【００１８】図１のシングル電力増幅器においては高調
波成分として第２高調波成分２ｆ0を取り上げたが、こ
の第２高調波成分の代わりに第３高調波成分３ｆ0 又は
第２高調波成分２ｆ0 と第３高調波成分３ｆ0 との組合
せを用いることができ、これらの各高調波成分は振幅位
相調整部２から与えられ、入力整合部３において最大レ
ベルでＦＥＴ増幅部４に与えられると共に、出力整合部
５において基本波成分のみが取り出されるようになって
いる。
波成分として第２高調波成分２ｆ0を取り上げたが、こ
の第２高調波成分の代わりに第３高調波成分３ｆ0 又は
第２高調波成分２ｆ0 と第３高調波成分３ｆ0 との組合
せを用いることができ、これらの各高調波成分は振幅位
相調整部２から与えられ、入力整合部３において最大レ
ベルでＦＥＴ増幅部４に与えられると共に、出力整合部
５において基本波成分のみが取り出されるようになって
いる。
【００１９】また、図２に示した本発明に係る電力増幅
器のプッシュプル構成においては、高調波発生部１及び
振幅位相調整部２の構成は図１と同様であるが、電力増
幅部に関してはプッシュプル構成になっており、このた
め図１に示した入力整合部とＦＥＴ増幅部と出力整合部
との組合せにとして２組（入力整合部３−１，３−２と
ＦＥＴ増幅部４−１，４−２と出力整合部５−１，５−
２）が設けられており、これら二つの組合せの入力側に
は位相反転部６が設けられると共に出力側においても位
相反転部７が設けられている。
器のプッシュプル構成においては、高調波発生部１及び
振幅位相調整部２の構成は図１と同様であるが、電力増
幅部に関してはプッシュプル構成になっており、このた
め図１に示した入力整合部とＦＥＴ増幅部と出力整合部
との組合せにとして２組（入力整合部３−１，３−２と
ＦＥＴ増幅部４−１，４−２と出力整合部５−１，５−
２）が設けられており、これら二つの組合せの入力側に
は位相反転部６が設けられると共に出力側においても位
相反転部７が設けられている。
【００２０】従って振幅位相調整部２からの出力信号
（基本波成分ｆ0 ＋第２高調波成分２ｆ0 、基本波成分
ｆ0 ＋第３高調波成分３ｆ0 、又は第２高調波成分２ｆ
0 ＋第３高調波成分３ｆ0 ）が二つの入力整合部３−
１，３−２に対して互いに位相が反転した入力となるよ
うに与えられ、入力整合部３−１，３−２とＦＥＴ増幅
部４−１，４−２と出力整合部５−１，５−２とをそれ
ぞれ経由した出力信号は位相反転部６とは丁度逆の形で
位相反転部７で位相反転されることにより基本波成分ｆ
0 のみを取り出すことが出来る。
（基本波成分ｆ0 ＋第２高調波成分２ｆ0 、基本波成分
ｆ0 ＋第３高調波成分３ｆ0 、又は第２高調波成分２ｆ
0 ＋第３高調波成分３ｆ0 ）が二つの入力整合部３−
１，３−２に対して互いに位相が反転した入力となるよ
うに与えられ、入力整合部３−１，３−２とＦＥＴ増幅
部４−１，４−２と出力整合部５−１，５−２とをそれ
ぞれ経由した出力信号は位相反転部６とは丁度逆の形で
位相反転部７で位相反転されることにより基本波成分ｆ
0 のみを取り出すことが出来る。
【００２１】このようにして本発明では、基本波と高調
波の電圧波形の振幅及び位相を調整して合成波形とし、
この合成波形をＦＥＴ増幅部へ供給することにより増幅
部での出力電圧が低い間にゲート電流が流れるので、電
力付加効率を上げることができ、以て図１４に実線で示
すように飽和出力より入力電力が低い点において最大の
電力付加効率を得ることが出来る。
波の電圧波形の振幅及び位相を調整して合成波形とし、
この合成波形をＦＥＴ増幅部へ供給することにより増幅
部での出力電圧が低い間にゲート電流が流れるので、電
力付加効率を上げることができ、以て図１４に実線で示
すように飽和出力より入力電力が低い点において最大の
電力付加効率を得ることが出来る。
【００２２】
【実施例】図３は本発明に係る電力増幅器の実施例を示
したもので、この実施例では基本波成分ｆ0 と第３高調
波成分３ｆ0 とを扱っている。
したもので、この実施例では基本波成分ｆ0 と第３高調
波成分３ｆ0 とを扱っている。
【００２３】この実施例において、図１に示した高調波
発生部１は増幅器で構成され、振幅位相調整部２は、増
幅器１の出力信号に含まれる種々の高調波成分の中から
第３高調波成分３ｆ0 のみを取り出すバンドパスフィル
タ２１と、このバンドパスフィルタ２１の出力信号を増
幅する電圧制御型利得可変増幅器２２と、この増幅器２
２の出力信号の位相を変化させる移相器２３と、この移
相器２３の出力信号の内の直流成分を除去するコンデン
サ２４と、増幅器１の出力信号の中から基本波成分ｆ0
のみを取り出すバンドパスフィルタ２５と、このバンド
パスフィルタ２５の出力信号における直流成分を除去す
るコンデンサ２６と、コンデンサ２４及び２６の各出力
信号を入力して合成するデュアルゲートＦＥＴとこの
ＦＥＴにゲートバイアスＶGSを与えるバイアス電源２
７とで構成されている。
発生部１は増幅器で構成され、振幅位相調整部２は、増
幅器１の出力信号に含まれる種々の高調波成分の中から
第３高調波成分３ｆ0 のみを取り出すバンドパスフィル
タ２１と、このバンドパスフィルタ２１の出力信号を増
幅する電圧制御型利得可変増幅器２２と、この増幅器２
２の出力信号の位相を変化させる移相器２３と、この移
相器２３の出力信号の内の直流成分を除去するコンデン
サ２４と、増幅器１の出力信号の中から基本波成分ｆ0
のみを取り出すバンドパスフィルタ２５と、このバンド
パスフィルタ２５の出力信号における直流成分を除去す
るコンデンサ２６と、コンデンサ２４及び２６の各出力
信号を入力して合成するデュアルゲートＦＥＴとこの
ＦＥＴにゲートバイアスＶGSを与えるバイアス電源２
７とで構成されている。
【００２４】また、図１に示した入力整合部３はＦＥＴ
の出力信号の中から基本波成分ｆ 0 と第３高調波成分
３ｆ0 をそれぞれ取り出す為の並列共振回路３１及び３
２との直列回路で構成されており、この直列回路は後述
するバイアス電源５３に接続されている。
の出力信号の中から基本波成分ｆ 0 と第３高調波成分
３ｆ0 をそれぞれ取り出す為の並列共振回路３１及び３
２との直列回路で構成されており、この直列回路は後述
するバイアス電源５３に接続されている。
【００２５】更に、図１に示したＦＥＴ増幅部４は、動
作角を決めるためのＦＥＴとＢ級電力増幅を行うＦＥ
Ｔとを含んでおり、ＦＥＴについては入力信号中の
直流成分を除去するコンデンサ４１とゲートバイアスＶ
GSを与える為のバイアス電源４２とドレイン出力に対し
て基本波成分ｆ0 及第３高調波成分３ｆ0 をそれぞれ取
り出す為の並列共振回路４３及び４４とが直列接続され
てドレイン電源５３に接続されている。またＦＥＴに
ついてはＦＥＴの出力信号における直流成分を除去す
る為のコンデンサ４５とゲートバイアスＶGSを与える為
のバイアス電源４６とが設けられている。
作角を決めるためのＦＥＴとＢ級電力増幅を行うＦＥ
Ｔとを含んでおり、ＦＥＴについては入力信号中の
直流成分を除去するコンデンサ４１とゲートバイアスＶ
GSを与える為のバイアス電源４２とドレイン出力に対し
て基本波成分ｆ0 及第３高調波成分３ｆ0 をそれぞれ取
り出す為の並列共振回路４３及び４４とが直列接続され
てドレイン電源５３に接続されている。またＦＥＴに
ついてはＦＥＴの出力信号における直流成分を除去す
る為のコンデンサ４５とゲートバイアスＶGSを与える為
のバイアス電源４６とが設けられている。
【００２６】そして出力整合部５においては、ＦＥＴ
の出力における第３高調波成分３ｆ 0 を除去する為の並
列共振回路５１と、同じくＦＥＴの出力における基本
波成分ｆ0 のみを取り出す並列共振回路５２と、この並
列共振回路５２の出力信号を取り出すトランスＴ１と、
このトランスＴ１から更に基本波成分ｆ0 を厳密に取り
出すためのバンドパスフィルタ５４とで構成されてお
り、並列共振回路５２はドレイン電源５３が接続されて
いる。
の出力における第３高調波成分３ｆ 0 を除去する為の並
列共振回路５１と、同じくＦＥＴの出力における基本
波成分ｆ0 のみを取り出す並列共振回路５２と、この並
列共振回路５２の出力信号を取り出すトランスＴ１と、
このトランスＴ１から更に基本波成分ｆ0 を厳密に取り
出すためのバンドパスフィルタ５４とで構成されてお
り、並列共振回路５２はドレイン電源５３が接続されて
いる。
【００２７】このような本発明に係る電力増幅器の動作
においては、増幅器１において入力信号が増幅される
際、その基本波成分ｆ0 と共に種々の高調波成分が発生
されるが、この内の基本波成分ｆ0 はバンドパスフィル
タ２５により、また第３高調波成分３ｆ0 はバンドパス
フィルタ２１によりそれぞれ取り出され第３高調波成分
３ｆ0 については振幅が増幅器２２により調整され位相
が移相器２３により移相されることによりＦＥＴで基
本波成分ｆ0 と第３高調波成分３ｆ0 とが合成され、図
４〜図６に示すような合成電圧波形が得られる。
においては、増幅器１において入力信号が増幅される
際、その基本波成分ｆ0 と共に種々の高調波成分が発生
されるが、この内の基本波成分ｆ0 はバンドパスフィル
タ２５により、また第３高調波成分３ｆ0 はバンドパス
フィルタ２１によりそれぞれ取り出され第３高調波成分
３ｆ0 については振幅が増幅器２２により調整され位相
が移相器２３により移相されることによりＦＥＴで基
本波成分ｆ0 と第３高調波成分３ｆ0 とが合成され、図
４〜図６に示すような合成電圧波形が得られる。
【００２８】これら図４〜図６では、基本波成分と第３
高調波成分の電圧波形がθ＝０の位置で逆相になるよう
に移相器２３で位相調整されており、そして、図４の場
合には基本波成分ｆ0 の電圧波形の振幅を“１”とし第
３高調波３ｆ0 の電圧波形の振幅を利得可変増幅器２２
により基本波成分ｆ0 の１／８あるいは１／９になるよ
うにした場合を示しており、この場合には平坦な特性の
部分が狭くなっていることが分かる。
高調波成分の電圧波形がθ＝０の位置で逆相になるよう
に移相器２３で位相調整されており、そして、図４の場
合には基本波成分ｆ0 の電圧波形の振幅を“１”とし第
３高調波３ｆ0 の電圧波形の振幅を利得可変増幅器２２
により基本波成分ｆ0 の１／８あるいは１／９になるよ
うにした場合を示しており、この場合には平坦な特性の
部分が狭くなっていることが分かる。
【００２９】また図５に示す例では第３高調波成分３ｆ
0 の電圧波形の振幅を１／６〜１／７にした場合を示し
ており、平坦な部分が比較的広く方形波に近くなってい
ることが分かる。更に図６に示すように第３高調波の電
圧波形の振幅を１／４〜１／５にすると振幅最大の位置
で双方特性になることを示しており、このような波形の
位置で方形波に近く且つ方形波の平坦部分が窪んでいな
い図５に示すような例の波形が最も好ましいこととな
る。
0 の電圧波形の振幅を１／６〜１／７にした場合を示し
ており、平坦な部分が比較的広く方形波に近くなってい
ることが分かる。更に図６に示すように第３高調波の電
圧波形の振幅を１／４〜１／５にすると振幅最大の位置
で双方特性になることを示しており、このような波形の
位置で方形波に近く且つ方形波の平坦部分が窪んでいな
い図５に示すような例の波形が最も好ましいこととな
る。
【００３０】そして、このようにしてＦＥＴから出力
される合成電圧波形（方形波）の内、基本波成分ｆ0 と
第３高調波成分３ｆ0 とがそれぞれ共振回路３１及び３
２により最大のレベルとしてＦＥＴに与えられるよう
になっており、このようにしてＦＥＴに入力された基
本波成分ｆ0 と第３高調波成分３ｆ0 との合成電圧波形
（方形波）はゲートバイアスＶGSを与えて増幅され、更
にこのＦＥＴで生じた高調波成分の内からやはり基本
波成分ｆ0 と第３高調波成分３ｆ0 とをそれぞれ並列共
振回路４３及び４４により通過させ、次の電力増幅用Ｆ
ＥＴに与えると、このＦＥＴではゲートバイアスＶ
GSによりＢ級増幅が行われて出力整合部５における並列
共振回路５１及び５２を介してバンドパスフィルタ５４
より基本波成分ｆ0 のみが電力増幅された形で出力され
るようになっている。
される合成電圧波形（方形波）の内、基本波成分ｆ0 と
第３高調波成分３ｆ0 とがそれぞれ共振回路３１及び３
２により最大のレベルとしてＦＥＴに与えられるよう
になっており、このようにしてＦＥＴに入力された基
本波成分ｆ0 と第３高調波成分３ｆ0 との合成電圧波形
（方形波）はゲートバイアスＶGSを与えて増幅され、更
にこのＦＥＴで生じた高調波成分の内からやはり基本
波成分ｆ0 と第３高調波成分３ｆ0 とをそれぞれ並列共
振回路４３及び４４により通過させ、次の電力増幅用Ｆ
ＥＴに与えると、このＦＥＴではゲートバイアスＶ
GSによりＢ級増幅が行われて出力整合部５における並列
共振回路５１及び５２を介してバンドパスフィルタ５４
より基本波成分ｆ0 のみが電力増幅された形で出力され
るようになっている。
【００３１】図３に示した実施例では基本波成分ｆ0 に
加えて高調波成分として第３高調波成分３ｆ0 を用いる
場合を示したが、第３高調波の代わりに第２高調波を用
いても良く、この場合にはバンドパスフィルタ２１とし
て第２高調波２ｆ0 のみを抽出するものを用い、これに
対応して利得可変増幅器２２及び移相器２３並びにコン
デンサ２４とを用いることとなる。また並列共振回路３
２，４４，５１をそれぞれ第２高調波２ｆ0 を抽出又は
除去する為の回路構成とすれば良い。
加えて高調波成分として第３高調波成分３ｆ0 を用いる
場合を示したが、第３高調波の代わりに第２高調波を用
いても良く、この場合にはバンドパスフィルタ２１とし
て第２高調波２ｆ0 のみを抽出するものを用い、これに
対応して利得可変増幅器２２及び移相器２３並びにコン
デンサ２４とを用いることとなる。また並列共振回路３
２，４４，５１をそれぞれ第２高調波２ｆ0 を抽出又は
除去する為の回路構成とすれば良い。
【００３２】このように基本波成分ｆ0 と第２高調波成
分２ｆ0 とを用いた場合には、図７に示すように、基本
波成分ｆ0 の振幅を“１”とすると第２高調波成分の電
圧波形の振幅は１／３となり、図示のように位相角４５
°遅らせればθ＝０の位置で互いに逆位相となって振幅
最大で平坦な特性となり電力付加効率が高くなる為の不
可欠な方形波（合成電圧波形）が得られる。
分２ｆ0 とを用いた場合には、図７に示すように、基本
波成分ｆ0 の振幅を“１”とすると第２高調波成分の電
圧波形の振幅は１／３となり、図示のように位相角４５
°遅らせればθ＝０の位置で互いに逆位相となって振幅
最大で平坦な特性となり電力付加効率が高くなる為の不
可欠な方形波（合成電圧波形）が得られる。
【００３３】また、図８に示す波形は、第２高調波成分
２ｆ0 と第３高調波成分３ｆ0 の双方を用いて方形波を
生成した場合の波形を示しており、この場合には第２高
調波成分２ｆ0 の振幅は基本波成分ｆ0 の１／７であり
位相差は４５°とし、第３高調波成分３ｆ0 の振幅は基
本波成分の１／１０で位相差が全く無い状態を示してい
る。尚、この場合には、ＦＥＴを３入力用の合成器と
し、図３の構成に加えて、バンドパスフィルタ２１と利
得可変増幅器２２と移相器２２とコンデンサ２４との直
列回路と並列にもう一つ別のバンドパスフィルタと利得
可変型増幅器と移相器とコンデンサとの第２高調波２ｆ
0 用の直列回路を用いることとなり、また並列共振回路
３２，４４，５１に加えて別の並列共振回路をそれぞれ
第２高調波２ｆ0 を抽出又は除去する為の回路構成とす
れば良い。
２ｆ0 と第３高調波成分３ｆ0 の双方を用いて方形波を
生成した場合の波形を示しており、この場合には第２高
調波成分２ｆ0 の振幅は基本波成分ｆ0 の１／７であり
位相差は４５°とし、第３高調波成分３ｆ0 の振幅は基
本波成分の１／１０で位相差が全く無い状態を示してい
る。尚、この場合には、ＦＥＴを３入力用の合成器と
し、図３の構成に加えて、バンドパスフィルタ２１と利
得可変増幅器２２と移相器２２とコンデンサ２４との直
列回路と並列にもう一つ別のバンドパスフィルタと利得
可変型増幅器と移相器とコンデンサとの第２高調波２ｆ
0 用の直列回路を用いることとなり、また並列共振回路
３２，４４，５１に加えて別の並列共振回路をそれぞれ
第２高調波２ｆ0 を抽出又は除去する為の回路構成とす
れば良い。
【００３４】上記のような各実施例で述べたように、利
得可変型増幅器２２の増幅利得及び移相器２３の位相に
ついては種々の値が考えられるが、この場合にＦＥＴ
に与える信号が最も好ましい方形波になるようにする為
には、第２高調波の場合、上記のように振幅を１／３と
し、位相角を４５°遅らせれば良く、また動作角θ1に
ついてはその値を大きく取ると上記のように電力付加効
率が低下する為、出来る限り動作角θ1 が小さく（但し
ドレイン電流が大きくなり過ぎない程度に小さく）且つ
方形波に近いところで動作角θ1 を選べば良いこととな
り、図示のような動作角θ1 が与えられるように図３に
示すバイアス電源４２及び４６がバイアス電圧ＶGSに設
定されることとなる。
得可変型増幅器２２の増幅利得及び移相器２３の位相に
ついては種々の値が考えられるが、この場合にＦＥＴ
に与える信号が最も好ましい方形波になるようにする為
には、第２高調波の場合、上記のように振幅を１／３と
し、位相角を４５°遅らせれば良く、また動作角θ1に
ついてはその値を大きく取ると上記のように電力付加効
率が低下する為、出来る限り動作角θ1 が小さく（但し
ドレイン電流が大きくなり過ぎない程度に小さく）且つ
方形波に近いところで動作角θ1 を選べば良いこととな
り、図示のような動作角θ1 が与えられるように図３に
示すバイアス電源４２及び４６がバイアス電圧ＶGSに設
定されることとなる。
【００３５】言い換えると、平坦な部分が広い合成電圧
波形をＦＥＴ及びＦＥＴのゲートへ与えるとそのド
レイン電圧が低い期間が長くなってその期間にドレイン
電流を流せば増幅器として効率が高くなるが、実際には
この時の流通角にθ1 が大きくなってしまうと効率は低
下してしまう。
波形をＦＥＴ及びＦＥＴのゲートへ与えるとそのド
レイン電圧が低い期間が長くなってその期間にドレイン
電流を流せば増幅器として効率が高くなるが、実際には
この時の流通角にθ1 が大きくなってしまうと効率は低
下してしまう。
【００３６】この流通角に２θ1 によってドレイン効率
がどのように変化するかは図１２に示した通りである
が、例えば図５に示す場合の流通角としては、できるだ
け合成電圧波形が方形波に近づき、電流が零から急激に
立ち上がるようにできるだけ小さな値であるが、ドレイ
ン電流が大きくならない値として７０°〜７４°が最も
好ましいことが実験より確かめられている。更に、図７
の場合には７８°〜８３°の間、図８の場合には７５°
〜８０°の間に選べばよい。
がどのように変化するかは図１２に示した通りである
が、例えば図５に示す場合の流通角としては、できるだ
け合成電圧波形が方形波に近づき、電流が零から急激に
立ち上がるようにできるだけ小さな値であるが、ドレイ
ン電流が大きくならない値として７０°〜７４°が最も
好ましいことが実験より確かめられている。更に、図７
の場合には７８°〜８３°の間、図８の場合には７５°
〜８０°の間に選べばよい。
【００３７】このような観点からすると合成電圧波形の
振幅最大の位置で平坦な特性になっていてもその波形の
裾が広がっていたり（１８０°の位置を越える点でゼロ
交差したり）、平坦部分の真ん中部分が窪んでいたりす
ることは好ましくないという観点から図５に示す合成電
圧波形が最も方形波に近い好ましいものであることが分
かる。
振幅最大の位置で平坦な特性になっていてもその波形の
裾が広がっていたり（１８０°の位置を越える点でゼロ
交差したり）、平坦部分の真ん中部分が窪んでいたりす
ることは好ましくないという観点から図５に示す合成電
圧波形が最も方形波に近い好ましいものであることが分
かる。
【００３８】図９には、図５に示した動作角７４°の場
合の合成電圧波形（方形波）をＦＥＴのドレインから
ＦＥＴのゲートに与えた場合の動作波形が示されてお
り、この図５の場合では動作角７４°の位置から上側の
波形だけが必要になるので、ＦＥＴのバイアス電圧Ｖ
GSを動作角７４°の位置に来るように調整する。但し、
バイアス電圧ＶGSを正確に合わせることはなかなか難し
いので、ＦＥＴ、ＦＥＴのドレイン側でサンプリン
グオシロスコープで合成電圧を観測しながら、ほぼ７４
°と思われる位置にバイアス電圧ＶGSを合わせることが
出来る。
合の合成電圧波形（方形波）をＦＥＴのドレインから
ＦＥＴのゲートに与えた場合の動作波形が示されてお
り、この図５の場合では動作角７４°の位置から上側の
波形だけが必要になるので、ＦＥＴのバイアス電圧Ｖ
GSを動作角７４°の位置に来るように調整する。但し、
バイアス電圧ＶGSを正確に合わせることはなかなか難し
いので、ＦＥＴ、ＦＥＴのドレイン側でサンプリン
グオシロスコープで合成電圧を観測しながら、ほぼ７４
°と思われる位置にバイアス電圧ＶGSを合わせることが
出来る。
【００３９】もし上記の実施例において第３高調波成分
３ｆ0 に対する並列共振回路がなく、基本波成分ｆ0 の
並列共振回路だけであるとすると第３高調波成分の電圧
波形に対して付加インピーダンスが共振インピーダンス
よりずっと小さくなるために付加の両端に現れる電圧中
の高調波成分は基本波よりずっと小さくなる。
３ｆ0 に対する並列共振回路がなく、基本波成分ｆ0 の
並列共振回路だけであるとすると第３高調波成分の電圧
波形に対して付加インピーダンスが共振インピーダンス
よりずっと小さくなるために付加の両端に現れる電圧中
の高調波成分は基本波よりずっと小さくなる。
【００４０】従って負荷の両端の電圧波形は基本波成分
の電圧波形になり図５に示す合成電圧波形にはならなく
なってしまう。従って、図５に示すような合成電圧波形
にするには第３高調波成分３ｆ0 に対する並列共振回路
が不可欠であることがわかる。
の電圧波形になり図５に示す合成電圧波形にはならなく
なってしまう。従って、図５に示すような合成電圧波形
にするには第３高調波成分３ｆ0 に対する並列共振回路
が不可欠であることがわかる。
【００４１】図１４においては入力電力対出力電力及び
電力付加効率の特性曲線が示されており、この例には周
波数を０．９ＧＨZ （これは基本波成分ｆ0 の周波数に
相当する）に固定して入力電力を１６〜２６ｄＢｍまで
変化させた時、出力電力が２９から３６ｄＢｍまで変化
し、電力付加効率が４４から６０％まで変化したことを
示しており、この特性曲線に示されるように出力電力が
最大の位置で電力付加効率は最大になっておらず、入力
電力２２ｄＢｍの時に電力付加効率が最大の６０％とし
て得られており、通常の携帯電話などにおいて好ましい
特性となっていることが分かる。
電力付加効率の特性曲線が示されており、この例には周
波数を０．９ＧＨZ （これは基本波成分ｆ0 の周波数に
相当する）に固定して入力電力を１６〜２６ｄＢｍまで
変化させた時、出力電力が２９から３６ｄＢｍまで変化
し、電力付加効率が４４から６０％まで変化したことを
示しており、この特性曲線に示されるように出力電力が
最大の位置で電力付加効率は最大になっておらず、入力
電力２２ｄＢｍの時に電力付加効率が最大の６０％とし
て得られており、通常の携帯電話などにおいて好ましい
特性となっていることが分かる。
【００４２】図１０は図２に示した本発明に係る電力増
幅器（プッシュプル電力増幅器）の実施例を示したもの
であり、この実施例は図３に示したＦＥＴより後の部
分についての実施例を示したもので、この実施例では並
列共振器４３及び４４の直列回路を介してＦＥＴのド
レイン出力をコンデンサ４５で直流成分を除去したのち
ハイブリッドカプラＨＣにより図２に示したように位相
反転を行い、このハイブリッドカプラＨＣで位相反転さ
れたそれぞれの出力信号を入力整合部３−１及び３ー２
で入力整合を行った後、ＦＥＴ−１及びＦＥＴー２
においてそれぞれ増幅を行い、出力整合部としての並列
共振器５１−１及び５１−２並びに並列共振器５２を介
してトランスＴ１より出力させている。
幅器（プッシュプル電力増幅器）の実施例を示したもの
であり、この実施例は図３に示したＦＥＴより後の部
分についての実施例を示したもので、この実施例では並
列共振器４３及び４４の直列回路を介してＦＥＴのド
レイン出力をコンデンサ４５で直流成分を除去したのち
ハイブリッドカプラＨＣにより図２に示したように位相
反転を行い、このハイブリッドカプラＨＣで位相反転さ
れたそれぞれの出力信号を入力整合部３−１及び３ー２
で入力整合を行った後、ＦＥＴ−１及びＦＥＴー２
においてそれぞれ増幅を行い、出力整合部としての並列
共振器５１−１及び５１−２並びに並列共振器５２を介
してトランスＴ１より出力させている。
【００４３】
【発明の効果】以上説明したように本発明に係る電力増
幅器によれば、入力信号から基本波成分並びに高調波成
分を発生させ、これら高調波成分のうちの第２高調波又
は第３高調波或いは第２高調波と第３高調波との組合せ
を取り出してその振幅及び位相を基本波に対して調整し
且つ合成することにより擬似方形波を生成するととも
に、この擬似方形波の基本波成分並びに上記の高調波成
分を最大レベルでＦＥＴ増幅部に与えこのＦＥＴ増幅部
で最小の動作角で電力増幅したのち基本波成分のみを取
り出すように構成したので、電話用等の送信機において
音声波を電力増幅する場合には所望の動作角で擬似方形
波により好ましい高効率の電力増幅を行うことが出来る
こととなる。
幅器によれば、入力信号から基本波成分並びに高調波成
分を発生させ、これら高調波成分のうちの第２高調波又
は第３高調波或いは第２高調波と第３高調波との組合せ
を取り出してその振幅及び位相を基本波に対して調整し
且つ合成することにより擬似方形波を生成するととも
に、この擬似方形波の基本波成分並びに上記の高調波成
分を最大レベルでＦＥＴ増幅部に与えこのＦＥＴ増幅部
で最小の動作角で電力増幅したのち基本波成分のみを取
り出すように構成したので、電話用等の送信機において
音声波を電力増幅する場合には所望の動作角で擬似方形
波により好ましい高効率の電力増幅を行うことが出来る
こととなる。
【図１】本発明に係る電力増幅器（シングル電力増幅
器）の構成を原理的に示したブロック図である。
器）の構成を原理的に示したブロック図である。
【図２】本発明に係る電力増幅器（プッシュプル増幅
器）の構成を原理的に示したブロック図である。
器）の構成を原理的に示したブロック図である。
【図３】本発明に係る電力増幅器（シングル電力増幅
器）の実施例（基本波成分＋第３高調波成分の場合）を
示した回路図である。
器）の実施例（基本波成分＋第３高調波成分の場合）を
示した回路図である。
【図４】本発明により基本波成分と第３高調波成分とを
合成して得られる擬似方形波を示す波形図である。
合成して得られる擬似方形波を示す波形図である。
【図５】本発明により基本波成分と第３高調波成分とを
合成して得られる別の擬似方形波を示す波形図である。
合成して得られる別の擬似方形波を示す波形図である。
【図６】本発明により基本波成分と第３高調波成分とを
合成して得られる更に別の擬似方形波を示す波形図であ
る。
合成して得られる更に別の擬似方形波を示す波形図であ
る。
【図７】本発明により基本波成分と第２高調波成分とを
合成して得られる擬似方形波を示す波形図である。
合成して得られる擬似方形波を示す波形図である。
【図８】本発明により基本波成分と第２高調波成分と第
３高調波成分とを合成して得られる擬似方形波を示す波
形図である。
３高調波成分とを合成して得られる擬似方形波を示す波
形図である。
【図９】本発明により与えられるＦＥＴのゲート入力信
号とドレイン出力信号との関係を示す波形図である。
号とドレイン出力信号との関係を示す波形図である。
【図１０】本発明に係る電力増幅器（プッシュプル電力
増幅器）の実施例を部分的に示した回路図である。
増幅器）の実施例を部分的に示した回路図である。
【図１１】Ｃ級電力増幅を行う場合のドレイン電圧の波
形図である。
形図である。
【図１２】流通角とドレイン効率との関係を示したＣ級
電力増幅器の特性グラフ図である。
電力増幅器の特性グラフ図である。
【図１３】従来のシングル電力増幅器を示した回路図で
ある。
ある。
【図１４】本発明及び従来の電力増幅器の入力電力に対
する出力電力及び電力付加効率を示した特性グラフ図で
ある。
する出力電力及び電力付加効率を示した特性グラフ図で
ある。
１ 高調波発生部 ２ 振幅位相調整部 ３ （３−１，３−２） 入力整合部 ４ （４−１，４−２） ＦＥＴ増幅部 ５ （５−１，５−２） 出力整合部 ６，７ 位相反転部 図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。
Claims (4)
- 【請求項１】 基本波成分を入力して高調波成分を発生
する高調波発生部(1) と、 該高調波発生部(1) で発生された高調波成分のうちの第
２高調波成分のみを取り出してその振幅及び位相を該基
本波成分に対して調整し該基本波成分と合成することに
より擬似方形波を生成する振幅位相調整部(2) と、 該擬似方形波の該基本波成分と該第２高調波成分を最大
レベルで取り出す入力整合部(3) と、 該入力整合部(3) の出力信号に対し擬似方形波の動作角
を小さくして電力増幅するＦＥＴ増幅部(4) と、 該ＦＥＴ増幅部(4) の出力信号の内、該基本波成分のみ
を取り出す出力整合部(5) と、 を備えたことを特徴とする電力増幅器。 - 【請求項２】 該第２高調波の代わりに第３高調波を用
いることを特徴とした請求項１記載の電力増幅器。 - 【請求項３】 該第２高調波の代わりに第２高調波及び
第３高調波を用いることを特徴とした請求項１記載の電
力増幅器。 - 【請求項４】 該入力整合部(3) と該ＦＥＴ(4) と該出
力整合部(5) との組合せを２つ用いてプッシュプル構成
とすることを特徴とした請求項１乃至３のいずれかに記
載の電力増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11776192A JPH05315857A (ja) | 1992-05-11 | 1992-05-11 | 電力増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11776192A JPH05315857A (ja) | 1992-05-11 | 1992-05-11 | 電力増幅器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05315857A true JPH05315857A (ja) | 1993-11-26 |
Family
ID=14719675
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11776192A Withdrawn JPH05315857A (ja) | 1992-05-11 | 1992-05-11 | 電力増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05315857A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101753108A (zh) * | 2008-12-16 | 2010-06-23 | 株式会社瑞萨科技 | 具有变压器的功率放大器 |
| JP2013042527A (ja) * | 2012-10-10 | 2013-02-28 | Renesas Electronics Corp | 電力増幅回路 |
| KR101399053B1 (ko) * | 2007-06-05 | 2014-05-28 | 포항공과대학교 산학협력단 | 신호 크기 정보 제거와 복원 기술을 사용한 전력송신기에서의 전력 증폭을 위한 장치 및 방법 |
-
1992
- 1992-05-11 JP JP11776192A patent/JPH05315857A/ja not_active Withdrawn
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101399053B1 (ko) * | 2007-06-05 | 2014-05-28 | 포항공과대학교 산학협력단 | 신호 크기 정보 제거와 복원 기술을 사용한 전력송신기에서의 전력 증폭을 위한 장치 및 방법 |
| CN101753108A (zh) * | 2008-12-16 | 2010-06-23 | 株式会社瑞萨科技 | 具有变压器的功率放大器 |
| JP2010147574A (ja) * | 2008-12-16 | 2010-07-01 | Renesas Technology Corp | 電力増幅器 |
| JP2013042527A (ja) * | 2012-10-10 | 2013-02-28 | Renesas Electronics Corp | 電力増幅回路 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7541864B2 (en) | Power amplifier and pulse-width modulated amplifier | |
| US6788137B2 (en) | Switching amplifier and signal amplifying method | |
| US8744378B2 (en) | LINC transmitter with improved efficiency | |
| TW201312932A (zh) | 用於音頻放大系統中減少失真的系統和方法 | |
| JPS6121007B2 (ja) | ||
| EP3909131A1 (en) | Class d amplifier current feedback | |
| JPH06338728A (ja) | 高周波高効率増幅回路 | |
| JP6219057B2 (ja) | 高周波電源 | |
| JPH05315857A (ja) | 電力増幅器 | |
| WO2002025357A2 (en) | Controlled self-oscillation modulator | |
| JP2006506887A (ja) | パルス変調電力変換器 | |
| JP2004088431A (ja) | Ｄ級増幅器 | |
| JPWO2011024598A1 (ja) | 電力増幅回路ならびにそれを用いた送信装置および通信装置 | |
| JP2005260703A (ja) | 電力合成型増幅器 | |
| Ma et al. | An output match design method for high efficiency and broadband class-J PA | |
| JPH07231231A (ja) | 高効率増幅器 | |
| JP2010016532A (ja) | 周波数逓倍器 | |
| JPH0690118A (ja) | 電力増幅器 | |
| JP2005204208A (ja) | 増幅器 | |
| US10483914B2 (en) | Very high fidelity audio amplifier | |
| JP2005236600A (ja) | 高周波２逓倍回路 | |
| JP2006093857A (ja) | 歪補償回路 | |
| Heiskanen et al. | Comparison of two class E amplifiers for EER transmitter | |
| KR100567458B1 (ko) | 리플궤환 필터를 이용한 아날로그/디지털 혼합형 증폭기 | |
| KR20070032308A (ko) | 전력 증폭기 및 펄스 폭 변조된 증폭기 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19990803 |