JPH0522415B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 発明の分野 本発明はプレエンフアシス段と、振幅制限増幅
器と信号処理回路の出力に結合された低域フイル
タを有する可聴周波信号処理回路に関するもので
ある。

陸上移動FM送信機においては、この種送信機
の過負荷動作ならびに周波数レスポンスに対する
主管庁の規定があり、これらの規定に合致させる
ため、可聴周波変調信号を処理して可聴周波変調
信号が比較的低いレベルを有する場合には送信機
がその全変調能力を発揮するまでには至らないよ
うにし、高レベルを有する場合にはチヤネルが元
の状態に保持されるよう、周波数特性を制限する
ようにしている。一般的に、送信信号の周波数レ
スポンスをプレエンフアシス特性を有し、これに
より送受信機系全体において雑音に関し種々の利
点を与えるようにしている。プレエンフアシス特
性は変調音声信号を約3KHzまで強調（エンフア
シス）するものである。また、この場合には、音
声信号レベルを3KHz以降かなり尖鋭に抑圧また
はロールオフするような特性を有するフイルタを
必要とする。

第１図は、それぞれ、低レベル、中間レベルお
よび高レベルのＬを有する変調信号のプレエンフ
アシス特性を表わす３つの曲線を示す。図におい
て、水平の破線１６は最大ピーク電圧を示し、こ
れは送信機の最大ピーク偏移周波数に対応する。
特性曲線１２と１４を比較した場合、送信機の周
波数レスポンスは、変調信号レベルが破線１６で
示すような最大ピーク偏移に近づくにしたがつて
変わることが分る。この変化はプレエンフアシス
特性を有する曲線１２から、可聴周波数において
は最大ピーク周波数偏移を超えることのない平坦
な制限されたレスポンスに至る。かくして、可聴
周波信号処理回路は、低いレベルおよび中間レベ
ルの変調信号をほとんど無ひずみで通過させる
が、高レベルの変調信号は、周波数に関係なく、
第１図に破線１６で示す最大ピーク電圧を超えな
いようこれをクリツプまたは振幅制限しうるよう
構成する必要がある。またこの場合、可聴周波信
号処理回路により生成される電圧は送信機の瞬時
周波数偏移に対応し、処理回路の絶対最大出力電
圧は送信機の生成しうるピークシステム偏移に対
応するものでなければならない。

従来技術 第２図は既知の可聴周波信号処理回路を示し、
また、第３図は第２図示回路の各段の周波数特性
を示すものである。第２図において、可聴周波信
号処理回路はプレエンフアシス装置２０に接続し
たマイクロホン１８の形状の変換器を含む。装置
２０よりの出力はクリツパ回路２２に供給し、該
出力が所定レベル以上のときプレエンフアシス信
号をクリツプするようにする。クリツパ回路２２
よりの出力は3KHz以上で尖鋭なロールオフ特性
を有する低域フイルタ２３に供給する。前記低域
フイルタ２３は、所望のロールオフ特性を得るた
め、その出力をバタワース（Butterworth）フイ
ルタ２６に結合したチエビシエフ（Chebyschev）
フイルタ２４を含む。低域フイルタ２３よりの出
力は端子２８から導出するようにし、この出力信
号を用いて送信機を周波数変調する。

第３図は第２図示回路の各部の周波数特性を示
しているが、図においては識別の便宜のため、回
路の各部を示す符号数字に添字Ａを付して表示し
てある。すなわち、マイクロホン１８は300Hzな
いし5KHzの間ほぼ平坦な特性１８Ａを有する。
また、図示のように、プレエンフアシス特性２０
Ａは300Hzないし3KHzの間でほぼ直線的に増加
し、これに対して、クリツパ特性２２Ａはこの周
波数範囲にわたつてほぼ平坦で、最大ピーク電圧
（第１図の破線１６参照のこと）に対応する。ま
た、チエビシエフフイルタ２４の特性２４Ａは
300Hzないし3KHzの間で非直線的に上昇し、その
後かなり急速にロールオフする。これに対して、
バタワースフイルタ２６の特性２６Ａは300Hzな
いし3KHzの間で緩かにロールオフし、その後や
や急速にロールオフする。フイルタ２４および２
６により低域フイルタ２３を構成することの効果
は第４図の総合濾波特性２３Ａに示すとおりで、
特性曲線２３Ａは3KHzまではほぼ平坦で、その
後尖鋭にロールオフする。

第２図に示す既知の回路配置は、例えば正弦波
のような無ひずみ信号に対する最大ピーク出力レ
ベルが標準的に高レベル最大ピーク出力レベルの
60％ないし70％の間にあるという欠点を有する。
この理由は第５図から理解することができる。第
５図において、破線で示す正弦波は、第２図示回
路を用いてひずみなしに処理しうる最大ピーク信
号を示し、文字符号Ｐは出力ピーク振幅を示す。
この信号の周波数は1KHzである。また、実線で
示す波形は、オーデイオ処理期間中に振幅制限さ
れるに充分な大きさを有する高信号レベルを表わ
す。第５図の図Ａは入力信号を示し、図Ｂはプレ
エンフアシスし、クリツプした後の信号の波形を
示し、また、図Ｃはチエビシエフフイルタ２４の
出力における波形を示す。この場合には、フイル
タ２４への入力波形が階段状（ステツプ波形）で
あるため、フイルタの遮断周波数、すなわち、
3KHzにおいて、波形の立上り縁部にはオーバー
シユート（行過ぎ）およびリンギングが生ずる。
この波形はほどんど変わることなしにバタワース
フイルタ２６を通過する。図Ｄはこの波形を示
す。前記オーバーシユートは、周波数変調器にお
いては、文字符号Ｑで示す最大ピーク出力レベル
として取扱われ、これにより最大周波数偏移をも
たらす。ピーク無ひずみ出力Ｐは、大部分の移動
無線機の場合、標準的に最大ピーク出力レベルの
60％ないし70％の間にある。

発明の開示 本発明は、クリツピングひずみなしに生成しう
る可聴周波信号レベルをクリツピング期間中に到
達しうるピーク出力により近い値まで増大させる
ように形成した可聴周波信号処理回路を提供しよ
うとするものである。

本発明に係る可聴周波信号処理回路は特許請求
の範囲に記載の如くの構成を特徴とする。

本発明によるときは、クリツプ信号に応じてレ
ベル感知フイルタとして作動する増幅フイルタを
使用しているため、オーバーシユートやリンギン
グが生ずることはない。したがつて、前述の従来
技術による回路と比較した場合、本発明回路は、
送信機ピーク周波数偏移の90％以内まで低ひずみ
（＜３％）オーデイオ変調を行うことが可能とな
る。

また本発明回路の一実施例は、振幅制限増幅器
および増幅フイルタはそれぞれ第１および第２の
演算増幅器を具え、電源レール上の出力装置を飽
和させることにより該第２演算増幅器をレベル感
知フイルタとして作動させるようにしている。こ
のように、演算増幅器を使用することにより、低
価格で回路を実現することが可能となる。

また、必要に応じて、ポテンシヨメータにより
該第１演算増幅器にバイアス電圧を供給し、該ポ
テンシヨメータを調整して、可聴周波信号の対称
形クリツピングを与えるようにする。

さらに、クリツプ信号により生成される高調波
からいわゆる側波帯スプラツタを防止するため、
増幅フイルタの出力に他のフイルタを結合するこ
ともでき、また増幅フイルタと他のフイルタの間
に減衰器を接続して、信号振幅を減少させ、他の
フイルタにおいてさらにクリツピングが行われな
いようにすることもできる。

実施例 以下添付図面の第６図および第７図により本発
明を説明する。

第６図において、マイクロホン１８よりの可聴
周波信号がこれをプレエンフアシス装置２０に供
給し、プレエンフアシス装置２０の出力を振幅制
限増幅器３０に供給するようにする。前記振幅制
限増幅器３０は付加的マイクロホン利得を与える
ほか、対称形クリツパを可とするレベルクリツパ
としての機能を有する。振幅制限増幅器３０の出
力はレベル感知増幅フイルタ・チエビシエフフイ
ルタ３２に直接結合するようにし、前記フイルタ
３２の出力を減衰器３２に接続する。減衰器３４
のタツプ３６によりの出力は４次のバタワースフ
イルタ３８に直接結合するようにする。前記フイ
ルタ３８は図示回路の場合、２つの２次のバタワ
ースフイルタを含む。また、チエビシエフフイル
タの出力を減衰器３４を介して振幅制限増幅器３
０の非反転入力にも帰還させるようにする。

第６図示回路を実現するに際しては、カツド
（quad）パツケージで市販されているLS204フア
ミリーによる演算増幅器（オペアンプ）を使用す
るのが好都合である。振幅制限増幅器３０におい
ては、抵抗４２と直列に配置したコンデンサ４０
を介して可聴周波信号を演算増幅器４４の反転入
力に結合し、前記演算増幅器４４の出力とその反
転入力との間に帰還抵抗４６を接続する。バイア
ス電圧は演算増幅器４４の非反転入力に供給する
ようにする。前記バイアス電圧は、対称形クリツ
ピングを与えるよう調整したポテンシヨメータ４
８のタツプから抽出するようにすることが望まし
い。クリツピングレベル以下の演算増幅器４４の
利得は帰還抵抗４６の抵抗値と入力抵抗４２の抵
抗値の比により決まるようにし、出力電圧スイン
グが演算増幅器４４の出力装置を飽和させるに充
分な程大きくなり、標準的には、0Vおよび＋
10Vの電源レールのとき、8Vのピーク・ピーク
電圧となつた場合に、クリツピングが行われるよ
うにする。すなわち、クリツピングにおけるピー
ク・ピーク電圧は（10−V_sat）ボルトに等しい。
ここで、V_satは演算増幅器４４の出力装置の飽和
電圧の和に等しい。また、演算増幅器４４の非反
転入力と0Vレール間には減結合コンデンサ５０
を接続する。

チエビシエフフイルタ３２は、その非反転入力
を、等しく抵抗値Ｒを有する直列接続抵抗５４，
５６を介して振幅制限増幅器３０の出力に接続す
るようにした演算増幅器５２を含む一般の設計に
よる２次フイルタにより形成し、前記演算増幅器
５２の非反転入力と0Vレール間にはコンデンサ
５８を接続する。演算増幅器５２の出力はその反
転入力に帰還するようにし、前記反転入力を他の
コンデンサ６０を介して直列接続抵抗５４，５６
の接続点に接続する。コンデンサ５８，６０の容
量値Ｃ５８およびＣ６０はそれぞれ次式により決
定することができる。

Ｃ５８＝ξ／Rωc および Ｃ６０＝１／Rξωc ここで、 ωc＝２π×（遮断周波数、すなわち、3KHz）、
ξは減衰率で、√5860に等しい。この値は、
チエビシエフフイルタに対して、√２／２より小
さい値を有し、この場合はほぼ0.35に等しい。

また、最大出力電圧スイングは（１０−V_sat）
ボルトに等しく、フイルタのきわめて低い周波数
における通過帯域利得は１に等しい。

チエビシエフフイルタ３２の出力は、直列に接
続した２つの固定抵抗６２，６４をふくく減衰器
３４の一端に供給するようにし、前記抵抗６２お
よび６４の接続点により減衰器３４のタツプ３６
を形成せしめる。減衰器３４の他端（下方端部）
には、本実施例の場合、ポテンシヨメータ４８の
タツプから抽出するようにした演算増幅器４４の
非反転入力のバイアス電圧を供給するようにす
る。この場合、減衰器３４の他端と演算増幅器４
４の非反転入力に別々にバイアスを与えるように
することができる。

４次のバタワースフイルタ３８を構成する２つ
の２次バタワースフイルタは２つの同じ段を含む
が、ここでは説明の便宜のため、バタワースフイ
ルタの１つの段についてのみ記述することにし、
他の段の同一構成素子はダツシユを付けた同一符
号数字により表示している。

バタワースフイルタ段は、その非反転入力を等
しい抵抗値R′を有する２つの直列接続抵抗６８，
７０を介して減衰器３４のタツプ３６に接続する
ようにした演算増幅器６６を含み、前記増幅器６
６の非反転入力をコンデンサ７２を介して0Vレ
ールに接続する。また、演算増幅器６６の出力を
その反転入力に帰還させ、前記反転入力と直列接
続抵抗６８，７０の接続点間にコンデンサ７４を
配置する。コンデンサ７４の容量値Ｃ７４はコン
デンサ７２の容量値Ｃ７２の２倍、すなわち、Ｃ
７４＝２×Ｃ７２であり、また、減衰率ξ＝√
C72／74＝√２／２，Ｃ７２＝0.707／R′ωcであ
る。ここで、ωc＝２π×（遮断周波数）である。

演算増幅器６６′よりの出力は端子２８を介し
て、搬送周波数100MHzのFM送信機段に接続す
る。

以下、第７図示の波形図により第６図示回路の
作動につき説明することにする。第７図におい
て、波形ＡおよびＢはそれぞれ振幅制限増幅器３
０の入力および出力波形を示し、波形Ｃは演算増
幅器５２の出力波形を示し、また、波形Ｄは演算
増幅器６６′の出力波形を示す。

振幅制限増幅器３０をチエビシエフフイルタ３
２にDC結合させることは、可聴周波信号処理回
路に、第２図示回路の場合より高い無ひずみ信号
レベルを通過させることを可能とするという有用
な効果をもたらす。すなわち、クリツピングレベ
ル以下の信号レベルでは、回路の動作は、図Ａな
いし図Ｄの破線1KHz正弦波で示すような正常で
あるが、信号レベルがクリツピングを起させるに
充分な程高い場合は（図Ｂ参照）、チエビシエフ
フイルタ３２のステツプレスポンスは、それ自体
の演算増幅器５２においてクリツピングが行われ
ることにより、大幅に省略される。かくして、フ
イルタ３２はクリツピングレベル以下においては
普通のチエビシエフフイルタとして応答し、クリ
ツピングが行われるレベル以上においては、１次
（より高い遮断周波数）のフイルタへの零オーバ
ーシユート近似を有するようなレベル感知フイル
タとして機能する。

すなわち、第７図のブロツク信号の場合（増幅
器３０がクリツピングを起こしている場合）にお
いて制限増幅器３０が、レベル感知増幅フイルタ
３２にDC結合されていない場合には、増幅器３
０の出力端のブロツク信号は、キヤパシタを経由
してフイルタ３２の入力端に結合されることにな
る。

このようなキヤパシタは、ブロツク信号に、小
さいピークが立上り側部に生じた小さな歪を発生
させることになる。このオーバーシユートは、ま
たフイルタ３２の出力端において生ずる信号の望
ましくない歪を発生させることになる。従つて
DC結合を採用することにより、信号が制限増幅
器内のクリツピングのためのブロツクフオームを
持つた際にもフイルタには余分な歪は誘起されな
いことになる。また、オーバーシユートが発生す
ることもない。何故ならば、フイルタ３２が入力
端にブロツク信号を受けると、フイルタ自身の演
算増幅器５２が、また信号偏位を供給電位の値に
よつて定まる正・負電圧に最大限度まで制限する
からである。

レベル感知増幅フイルタ・チエビシエフフイル
タ３２の入力信号がクリツピングが生ずるような
特定レベル以上であると、演算増幅器５２の出力
信号の振幅は、電源レ−ルの供給電圧レベルに達
する。その理由はこの演算増幅器５２の出力段の
出力トランジスタが、いわゆる飽和状態となるか
らである。このことは、この演算増幅器５２の出
力信号は、正弦波形でなくなり、第７図の波形Ｂ
に実線で示すような矩形形状となることを意味す
る。演算増幅器５２の出力信号は供給電圧によつ
て定まる振幅より大なる振幅をとり得ないので、
供給電圧以上の信号のオーバーシユートはあり得
ない。従つてクリツピング状態におけるチエビシ
エフフイルタは、その作動が非クリツピング状態
からクリツピング状態に変り、チエビシエフフイ
ルタの演算増幅器５２は飽和状態となつてフイル
タとしての動作は行わなくなる。これは演算増幅
器５２の出力回路の装置が飽和状態となるとフイ
ルタの伝送特性が完全に変化するからである。す
なわち帰還回路の飽和状態ではフイルタ特性が完
全に変化するからであり、この状態ではフイルタ
特性では作動しない。これは帰還回路には実際の
信号電圧が表われず、供給電圧の上限レベルと下
限レベルで定まるレベルのDC′電圧のみが表われ
るからである。

さらに説明すると、演算増幅器４４および５２
の双方に対する振幅制限機構は電源レール上の出
力装置の飽和により行われる。すなわち、各演算
増幅器は事実上それ自体の電源レール上でクリツ
ピングが行われるよう駆動され、したがつて、オ
ーバーシユートの可能性が回避される。

４次のバタワースフイルタ３８は、高レベル信
号と測定された隣接チヤネル側波帯規格を合致さ
せるためこれを配置し、また、抵抗減衰器３４は
バタワースフイルタ３８でさらにクリツピングが
行われることを防止する機能を有する。かくし
て、演算増幅器６６′の出力には、図Ｄで示すよ
うに、クリツプされた信号に応じて僅かなオーバ
ーシユートが認められるが、その影響は、第２図
示回路よりの出力に比し大幅に少ないものとな
る。第７図において、図Ａの破線で示す正弦波は
クリツピングレベルより僅かに低い振幅を有し、
実線により正弦波は破線による正弦波より＋１２
dBだけ高いレベルを有する。また、演算増幅器
６６′の出力における無ひずみ正弦波のピーク振
幅P′は最大ピーク出力レベルQ′の90％となる。か
くして、FM陸上移動送信機の可聴周波信号処理
部分に第６図に示すような型式の可聴周波信号処
理回路を使用した場合は、送信機ピーク周波数偏
移の90％までの低ひずみ（＜３％）オーデイオ変
調を得ることができ、したがつて、現在システム
の有害なステツプレスポンスなしに、所要のフイ
ルタリングを行なうことが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図はそれぞれ低、中、高の３つのレベルを
有する変調信号のプレエンフアシス特性を示す
図、第２図は既知の可聴周波信号処理回路のブロ
ツクダイヤグラム、第３図は第２図示回路の各段
における周波数特性を示す図、第４図は第２図示
回路のフイルタの特性を示す図、第５図は第２図
示回路の作動説明用波形図、第６図は本発明によ
る可聴周波信号処理回路の概要図、第７図は第６
図示回路の作動説明用波形図である。 １８……マイクロホン（または変換器）、２０
……プレエンフアシス装置、２２，３０……振幅
制限増幅器（またはクリツパ回路）、２３……低
域フイルタ、２４，３２……チエビシエフフイル
タ（または増幅フイルタ）、２６，３８……バタ
ワースフイルタ、２８……端子、３４……減衰
器、４４，５２，６６，６６′……演算増幅器、
４８……ポテンシヨメータ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ プレエンフアシス段と、振幅制限増幅器と、
   低域フイルタとを有し、プレエンフアシスを行つ
   た可聴周波信号をFM送信機で変調するように処
   理する可聴周波信号処理回路において、 振幅制限増幅器と直列に、クリツプされたステ
   ツプ状レスポンスを有するレベル感知増幅フイル
   タを設けたこと、 該レベル感知増幅フイルタには演算増幅器を包
   含させたこと、 振幅制限増幅器と、レベル感知増幅フイルタ
   と、低域フイルタとのそれぞれの間に直流結合を
   設けたこと、 前記レベル感知増幅フイルタのレスポンスは、
   プレエンフアシスされた可聴周波信号が、特定の
   ピーク振幅以下のときは、このプレエンフアシス
   された可聴周波信号がほどんど無歪で前記低域フ
   イルタに供給され、またプレエンフアシスされた
   可聴周波信号が前記ピーク振幅を超えるときは、
   レベル感知増幅フイルタは、その演算増幅器を供
   給電源電圧によつて飽和させることにより、その
   出力の信号にオーバーシユートを生ぜしめないよ
   うにすることを特徴とする可聴周波信号処理回
   路。 ２ レベル感知増幅フイルタを所定ピーク振幅以
   下の信号に対して２次のチエビシエフフイルタと
   して作動させるようにしたことを特徴とする特許
   請求の範囲第１項記載の可聴周波信号処理回路。 ３ 低域フイルタは、少なくとも３次のバタワー
   スフイルタであることを特徴とする特許請求の範
   囲第１項または第２項記載の可聴周波信号処理回
   路。 ４ レベル感知増幅フイルタの出力に直流結合に
   よつて減衰器を接続した特許請求の範囲第１，２
   または３項記載の可聴周波信号処理回路。 ５ 振幅制限増幅器およびレベル感知増幅フイル
   タはそれぞれ第１および第２の演算増幅器を具え
   たこと、該第２演算増幅器内の電源電圧に接続さ
   れている出力装置を飽和させることにより、第２
   演算増幅器をレベル感知フイルタとして作動させ
   るようにしたことを特徴とする特許請求の範囲第
   １項ないし第４項のいずれか１項に記載の可聴周
   波信号処理回路。 ６ 第１演算増幅器の非反転入力にバイアス電圧
   を供給し、このバイアス電圧は、プレエンフアシ
   スされた可聴周波信号が振幅制限増幅器内で対称
   的にクリツピングされるようにした特許請求の範
   囲第５項記載の可聴周波信号処理回路。 ７ 前記バイアス電圧の印加手段は、ポテンシヨ
   メータを有し、そのタツプを第１演算増幅器の非
   反転入力に接続した特許請求の範囲第６項記載の
   可聴周波信号処理回路。