JPS58170125A - 周波数変調用可聴周波信号処理回路 - Google Patents
周波数変調用可聴周波信号処理回路Info
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- JPS58170125A JPS58170125A JP58040860A JP4086083A JPS58170125A JP S58170125 A JPS58170125 A JP S58170125A JP 58040860 A JP58040860 A JP 58040860A JP 4086083 A JP4086083 A JP 4086083A JP S58170125 A JPS58170125 A JP S58170125A
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- H03C3/02—Details
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/62—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission for providing a predistortion of the signal in the transmitter and corresponding correction in the receiver, e.g. for improving the signal/noise ratio
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Transmitters (AREA)
- Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
発明の分針
゛ 本発明は周波数変調用の音声のような可聴周波数信
号を処理する回路ならびにこのような回路を含む周波数
変調（ＦＭ）送信４３Ｉｉに関するものである。
号を処理する回路ならびにこのような回路を含む周波数
変調（ＦＭ）送信４３Ｉｉに関するものである。
陸上移動ＦＭ送信機においては、この柚送信機の過負荷
動作ならびに周波数レスポンスに対する主管庁の規定が
あり、これらの規定に合致させるため、可聴周波変調信
号を処理して可聴周波変調信号が比較的低いレベルを有
する場合には送（１ｇＩＡがその全変調能力を発揮する
までには至らないようにし、高レベルを有゛する場合に
はチャネルが元の状態に保持されるよう、周波数特価を
制限するようにしている。一般的に、送信信号の周波数
レスポンスはプレエン７アシス特性を有し、これにより
送受ｍ線糸全体において雑音に関し抛々の利点を与える
ようにしている。プレエン７アシス特性は変調音声信号
を約８ＫＨ２まで強ＩＩｍ（エンファシスンするもので
ある。また、この場合には、音声ｆｆ１号レベルを８１
Ｑ（Ｚ以降かなり尖鋭に抑圧またはロールオフするよう
な特性を有するフィルタを必要とする。第１図は、それ
ぞれ、低レベル、中間レベルおよび高レベルのＬを有す
る変調信号のプレエン７アシス特性を表わす８つの曲線
を示す。
動作ならびに周波数レスポンスに対する主管庁の規定が
あり、これらの規定に合致させるため、可聴周波変調信
号を処理して可聴周波変調信号が比較的低いレベルを有
する場合には送（１ｇＩＡがその全変調能力を発揮する
までには至らないようにし、高レベルを有゛する場合に
はチャネルが元の状態に保持されるよう、周波数特価を
制限するようにしている。一般的に、送信信号の周波数
レスポンスはプレエン７アシス特性を有し、これにより
送受ｍ線糸全体において雑音に関し抛々の利点を与える
ようにしている。プレエン７アシス特性は変調音声信号
を約８ＫＨ２まで強ＩＩｍ（エンファシスンするもので
ある。また、この場合には、音声ｆｆ１号レベルを８１
Ｑ（Ｚ以降かなり尖鋭に抑圧またはロールオフするよう
な特性を有するフィルタを必要とする。第１図は、それ
ぞれ、低レベル、中間レベルおよび高レベルのＬを有す
る変調信号のプレエン７アシス特性を表わす８つの曲線
を示す。
図において、水平の破１１１６は最大ピーク電圧を示し
１これは送信機の最大ビーク偏移周波数に対応する。特
性曲４１１２と１４を比較した場合、送信機の周波数レ
スポンスは、変調信号レベルが破Ｉ／ｓ１６で示すよう
な最大ピーク偏移に近づくにしたがって変わることが分
る。この変化はプレエンファシス特性を有する曲ｍ１２
から、可聴１Ｍ波数においては最大ピーク周波数―移を
超えることのない平坦な制限されたレスポンスに至る◇
かくして、呵聴周波信ヤ処理回路は、低レベルおよび中
間レベルの変調信号をはとんど無ひずみで通過させるが
、高レベルの変調信号は、周波数に関係なく、第１図に
破線１６で示す最大ピーク電圧を超えないようこれをク
リップまたは振幅制限しうるよう構成する必要がある。
１これは送信機の最大ビーク偏移周波数に対応する。特
性曲４１１２と１４を比較した場合、送信機の周波数レ
スポンスは、変調信号レベルが破Ｉ／ｓ１６で示すよう
な最大ピーク偏移に近づくにしたがって変わることが分
る。この変化はプレエンファシス特性を有する曲ｍ１２
から、可聴１Ｍ波数においては最大ピーク周波数―移を
超えることのない平坦な制限されたレスポンスに至る◇
かくして、呵聴周波信ヤ処理回路は、低レベルおよび中
間レベルの変調信号をはとんど無ひずみで通過させるが
、高レベルの変調信号は、周波数に関係なく、第１図に
破線１６で示す最大ピーク電圧を超えないようこれをク
リップまたは振幅制限しうるよう構成する必要がある。
またこの場合、口Ｉ聴周波信号処ＭＩＡ回路により生成
される電圧は送４ｇ機の瞬時周波数伽移に対応し、処理
回路の絶対最大出力電圧は送信機の生成しつるピーク
システム偏移に対応するものでなければならない。
される電圧は送４ｇ機の瞬時周波数伽移に対応し、処理
回路の絶対最大出力電圧は送信機の生成しつるピーク
システム偏移に対応するものでなければならない。
＃１２図は既知の可聴周波信号処理回路を示し、また、
第８１１！！ｌは第２図示囲路の各段の周波数特性を示
すものである。第２図において、可聴周波信号処理回路
はプレエン７アシス装置２ｏに接続したマイクロホン１
８の形状の変換器を含む。装置８０よりの出力はクリッ
パ回路２２に供給し・該出力が所定レベル以上のときプ
レエン７アシス信号をクリップするようにする。クリッ
パ回路２２よりの出力は５ ＫＨｚ以上で尖鋭なロール
オフ特性を有する低域フィルタ２８に供給する。前記低
域フィルタ２８は、所望のロールオフ、特性を得るため
、その出力をバタワース（Ｂｕｔｔｅｒｗｏｒｔｈ、）
７ イル＊２Ｂに結合したチェビシｘ ７ （ａｈｅ
ｂｙｓｃｈｅｖ ）フィルタ２４を含む。低域フィルタ
２８より出力は端子２８から導出するようにし、この出
力ｆｄ＠を用いて送信機を周波数変調する。
第８１１！！ｌは第２図示囲路の各段の周波数特性を示
すものである。第２図において、可聴周波信号処理回路
はプレエン７アシス装置２ｏに接続したマイクロホン１
８の形状の変換器を含む。装置８０よりの出力はクリッ
パ回路２２に供給し・該出力が所定レベル以上のときプ
レエン７アシス信号をクリップするようにする。クリッ
パ回路２２よりの出力は５ ＫＨｚ以上で尖鋭なロール
オフ特性を有する低域フィルタ２８に供給する。前記低
域フィルタ２８は、所望のロールオフ、特性を得るため
、その出力をバタワース（Ｂｕｔｔｅｒｗｏｒｔｈ、）
７ イル＊２Ｂに結合したチェビシｘ ７ （ａｈｅ
ｂｙｓｃｈｅｖ ）フィルタ２４を含む。低域フィルタ
２８より出力は端子２８から導出するようにし、この出
力ｆｄ＠を用いて送信機を周波数変調する。
第８図は第２図示回路の各部の周波数特性を示している
が、図においては識別の便宜のため、回路の各部を示す
符号数字に添字Ａを付して表示しである。すなわち、マ
イクロホン１８は８００Ｈ２ないし５ ＫＨｚの間はぼ
平坦な特性１８ムを有する。
が、図においては識別の便宜のため、回路の各部を示す
符号数字に添字Ａを付して表示しである。すなわち、マ
イクロホン１８は８００Ｈ２ないし５ ＫＨｚの間はぼ
平坦な特性１８ムを有する。
また、図示のように、プレエン７アシス特性２０Ａは８
００ Ｈｚないし８ ＫＨ２の間でほぼ直線的に増加し
、これに対して、クリッパ特性２２Ａはこの周波数範囲
にわたってほぼ平坦で、最大ピーク電圧（第１図の破＠
Ｊ［１６参照のこと）に対応する。
００ Ｈｚないし８ ＫＨ２の間でほぼ直線的に増加し
、これに対して、クリッパ特性２２Ａはこの周波数範囲
にわたってほぼ平坦で、最大ピーク電圧（第１図の破＠
Ｊ［１６参照のこと）に対応する。
また、チェビシェフフィルタ２４の特性２４ムは３００
）ｉｚないし８ ＫＨ２の間で非直線的に上昇し、そ
の後かなり急速にロールオフする。これに対し□ １ て、バタワースフィルタ２６の特性２６Ａはδ０
ＯＨｚないし８ ＫＨ２の間で板かにロールオフし、そ
の後やや急速にロールオフする◎フィルタ２４および２
６により低域フィルタ２８を構成することの効果は第４
図の総合Ｐ波特性２８Ａに示すとおりで、特性曲１２８
Ａは８ ＫＨｚまでははぼ平坦で、その後尖鋭にロール
オフする。
）ｉｚないし８ ＫＨ２の間で非直線的に上昇し、そ
の後かなり急速にロールオフする。これに対し□ １ て、バタワースフィルタ２６の特性２６Ａはδ０
ＯＨｚないし８ ＫＨ２の間で板かにロールオフし、そ
の後やや急速にロールオフする◎フィルタ２４および２
６により低域フィルタ２８を構成することの効果は第４
図の総合Ｐ波特性２８Ａに示すとおりで、特性曲１２８
Ａは８ ＫＨｚまでははぼ平坦で、その後尖鋭にロール
オフする。
第２図に示す既知の回路配置は、例えば正弦波のような
無ひずみ信号に対する最大ピーク出力レベルが標準的に
高レベル最大ピーク出力レベルの６０％ないし７０％の
間にあるという欠点を有する。この理由は第５図から理
解することができる。
無ひずみ信号に対する最大ピーク出力レベルが標準的に
高レベル最大ピーク出力レベルの６０％ないし７０％の
間にあるという欠点を有する。この理由は第５図から理
解することができる。
第す図において、破線で示す正弦波は１第２図示回路を
用いてひずみなしに処理しつる最大ピーク信号を示し、
文字符号Ｐは出力ビーク振幅を示す。
用いてひずみなしに処理しつる最大ピーク信号を示し、
文字符号Ｐは出力ビーク振幅を示す。
この信号の周波数はｌＫＨ２である。また、実線で示す
波形は、オーディオ処理期間中に振幅制限されるに充分
な大きざを有する高信号レベルを表わす。第５図の図ム
は入力信号を示し、図Ｂはプレエンファシスし、クリッ
プした後の信号の波形を示シ、また、図Ｃはチェビシェ
フフィルタ２４の出力における波形を示す。この場合に
は・フィルタ２４への入力波形が階段状（ステップ波形
ンであるため、フィルタの遮断周波数、すなわち、８Ｋ
Ｈｚにおいて、波形の立上り縁部にはオーバーシュート
（行過ぎ）およびリンギングが生ずる。この波形はほと
んど変わることなしにバタワースフイルタ２６を通過す
る。図りはこの波形を示す。
波形は、オーディオ処理期間中に振幅制限されるに充分
な大きざを有する高信号レベルを表わす。第５図の図ム
は入力信号を示し、図Ｂはプレエンファシスし、クリッ
プした後の信号の波形を示シ、また、図Ｃはチェビシェ
フフィルタ２４の出力における波形を示す。この場合に
は・フィルタ２４への入力波形が階段状（ステップ波形
ンであるため、フィルタの遮断周波数、すなわち、８Ｋ
Ｈｚにおいて、波形の立上り縁部にはオーバーシュート
（行過ぎ）およびリンギングが生ずる。この波形はほと
んど変わることなしにバタワースフイルタ２６を通過す
る。図りはこの波形を示す。
前記オーバーシュートは、周波数変調器においては、文
字符号Ｑで示す最大ピーク出力レベルとして取扱われ、
これにより最大周波数４Ｊａ移をもたらす。ピーク無ひ
ずみ出力（Ｐ）は、大部分の移動無線機の場合、標準的
に最大ピーク出力レベルの６０％ないし７０％の間にあ
る。
字符号Ｑで示す最大ピーク出力レベルとして取扱われ、
これにより最大周波数４Ｊａ移をもたらす。ピーク無ひ
ずみ出力（Ｐ）は、大部分の移動無線機の場合、標準的
に最大ピーク出力レベルの６０％ないし７０％の間にあ
る。
発明の目的
本発明は、クリッピングひずみなしに生成しつる可聴周
波信号レベルをクリッピング期間中に到達しつるピーク
出力により近い値まで増大させるよう形成した可聴周波
信号処理回路を提供しようとするものである。
波信号レベルをクリッピング期間中に到達しつるピーク
出力により近い値まで増大させるよう形成した可聴周波
信号処理回路を提供しようとするものである。
発明の構成および効果
本発明に係る周波数変調用プレエン７アシスロｆ聴周波
信号処理回路の場合、該ｒｑｔ路はその出方をクリップ
ステップ レスポンスを有する増幅フィルタの一方の大
刀に直接結合するようにしたｈＩｌｌＩＩｌ＃限増幅器
を含み、プレエン７アシス可聴Ｉｔｄ 波ｆＪ号が所定
ピーク振幅以下の場合には、該信号を処理してほとんど
ひずみなくＰ波するようにし、プレエン７アシス可聴周
波信号が前記ビーク振幅を超える場合には、該信号を該
珈幅制限増ｆＩＩＩ器でクリップした後、レベル感知フ
ィルタとして働く該増幅フィルタでｐ波するようにした
ことを特徴とする。
信号処理回路の場合、該ｒｑｔ路はその出方をクリップ
ステップ レスポンスを有する増幅フィルタの一方の大
刀に直接結合するようにしたｈＩｌｌＩＩｌ＃限増幅器
を含み、プレエン７アシス可聴Ｉｔｄ 波ｆＪ号が所定
ピーク振幅以下の場合には、該信号を処理してほとんど
ひずみなくＰ波するようにし、プレエン７アシス可聴周
波信号が前記ビーク振幅を超える場合には、該信号を該
珈幅制限増ｆＩＩＩ器でクリップした後、レベル感知フ
ィルタとして働く該増幅フィルタでｐ波するようにした
ことを特徴とする。
本発明によるときは、クリップ信号に応じてレベル感知
フィルタとして作動する増幅フィルタを使用しているた
め、オーバーシュートやリンギングが生ずることはない
。したがって、前述の従来技術による回路と比較した場
合、本発明回路は、送信機ピーク周波数偏移の９０％以
内まで低ひずみ（〈δ％ンオーディオ変調を行うことが
可能となる。
フィルタとして作動する増幅フィルタを使用しているた
め、オーバーシュートやリンギングが生ずることはない
。したがって、前述の従来技術による回路と比較した場
合、本発明回路は、送信機ピーク周波数偏移の９０％以
内まで低ひずみ（〈δ％ンオーディオ変調を行うことが
可能となる。
また本発明回路の一実施例においては、該伽幅制限増幅
器および増幅フィルタはそれぞれ第１および第２の演算
増幅器を具えたこと、電源レール上の出力装置を飽和さ
せることにより該第２演算増幅器をレベル感知フィルタ
として作動させるようにしたことを特徴とする。このよ
うに、演算増幅器を使用することにより、低価格で回路
を実現することが可能となる。
器および増幅フィルタはそれぞれ第１および第２の演算
増幅器を具えたこと、電源レール上の出力装置を飽和さ
せることにより該第２演算増幅器をレベル感知フィルタ
として作動させるようにしたことを特徴とする。このよ
うに、演算増幅器を使用することにより、低価格で回路
を実現することが可能となる。
また、必要に応じて、ポテンショメータにより該第１演
算増幅器にバイアス電圧を供給し・該ポテンショメータ
を＃整して、可聴周波信号の対称形クリッピングを与え
るようにすることもできる。
算増幅器にバイアス電圧を供給し・該ポテンショメータ
を＃整して、可聴周波信号の対称形クリッピングを与え
るようにすることもできる。
さらに、クリップ信号により生成される高ＩＮ４波から
いわゆる側波帯スブラツタを防止するため、該増幅フィ
ルタの出力に他のフィルタを結合することもでき、また
該増幅フィルタと他のフィルタの間に減衰器を接続して
、信号振幅を減少させ、他のフィルタにおいて２ら、：
、、にクリッピングが行われないようにすることもでき
る。
いわゆる側波帯スブラツタを防止するため、該増幅フィ
ルタの出力に他のフィルタを結合することもでき、また
該増幅フィルタと他のフィルタの間に減衰器を接続して
、信号振幅を減少させ、他のフィルタにおいて２ら、：
、、にクリッピングが行われないようにすることもでき
る。
また、本発明回路によるときは、該増幅フィルタはクリ
ッピング レベル以゛下でチェビシェフフィルタとして
作動するフィルタを具えたこと、該他のフィルタは少な
くとも３次のバタワースフィルタを具えたことを特徴と
する。
ッピング レベル以゛下でチェビシェフフィルタとして
作動するフィルタを具えたこと、該他のフィルタは少な
くとも３次のバタワースフィルタを具えたことを特徴と
する。
また、本発明は本発明可聴周波信号処理回路を含むＦＭ
送信機に関するものである。
送信機に関するものである。
実 施 例
以下添付回向の第６図および第７図により本発明を説明
する。
する。
第６図において、マイクロホン１８よりの可聴周波信号
はこれをプレエン７アシス装置２０に供給し、装置２０
よりの出力を増幅制限増幅器８０に供給するようにする
。前記条幅制限増幅器８０は付加的マイクロホン利得を
与えるほか、対称形クリッパを可とするレベル クリッ
パとしての機鉋を有する。加縮制限増幅器８０の出力は
チェビシェフフィルタ８２に直接結合するようにし、前
記フィルタ８１１の出力を減衰器８４に接続する。
ｌ減衰器８４のタップ８６よりの出力は４次のバタワ
ースフイルタ８８に直接結合するようにする。
はこれをプレエン７アシス装置２０に供給し、装置２０
よりの出力を増幅制限増幅器８０に供給するようにする
。前記条幅制限増幅器８０は付加的マイクロホン利得を
与えるほか、対称形クリッパを可とするレベル クリッ
パとしての機鉋を有する。加縮制限増幅器８０の出力は
チェビシェフフィルタ８２に直接結合するようにし、前
記フィルタ８１１の出力を減衰器８４に接続する。
ｌ減衰器８４のタップ８６よりの出力は４次のバタワ
ースフイルタ８８に直接結合するようにする。
前記フィルタ８８は図示回路の場合、２つの２次のバタ
ワースフイルタを含む。また、チェビシェフフィルタの
出力を減衰器８４を介して条幅制限増幅器８０の非反転
入力にも帰還させるようにする。
ワースフイルタを含む。また、チェビシェフフィルタの
出力を減衰器８４を介して条幅制限増幅器８０の非反転
入力にも帰還させるようにする。
糖６図示回路を実現するに際しては、カッド（ｑｕａｄ
）パッケージで市販されているＬ Ｓ ２０４フアミ
リーによる演算増幅器（オペアンプ）を使用するのが好
都合である。加縮制限増＠ｉ＠８０に力とその反転入力
との間に帰還抵抗４６を接続する。バイアス電圧は演算
増幅器４４の非反転入力に供給するようにする。前記バ
イアス電圧は、対称形クリッピングを与えるようＭＩＥ
したポテンショメータ４８のタップから抽出するように
することが望ましい。クリッピング以下の演算増幅器４
４の利得は帰還抵抗４６の抵抗値と入力抵抗４２の抵抗
値の比により決まるようにし、出力電圧スイングが演算
増幅器４４の出力装置を飽和させるに光分な程大きくな
り、標準的には、Ｏｖおよび十１０Ｖの電源レールのと
き、８Ｖのピーク・ピーク電圧となった場合に、クリッ
ピングが行われるようにする。すなわち、クリッピング
におけるピーク・ピーク、電圧は（１０−”ｓａｔ ）
ボルトに等しい。ここで、ｖｓａｔは演算増幅器４４の
出力装置の飽和？％電圧の和に等しい０また、演算増幅
器４４の非反転入力とＯｖレール間には減結合コンデン
サ５０を接続する。
）パッケージで市販されているＬ Ｓ ２０４フアミ
リーによる演算増幅器（オペアンプ）を使用するのが好
都合である。加縮制限増＠ｉ＠８０に力とその反転入力
との間に帰還抵抗４６を接続する。バイアス電圧は演算
増幅器４４の非反転入力に供給するようにする。前記バ
イアス電圧は、対称形クリッピングを与えるようＭＩＥ
したポテンショメータ４８のタップから抽出するように
することが望ましい。クリッピング以下の演算増幅器４
４の利得は帰還抵抗４６の抵抗値と入力抵抗４２の抵抗
値の比により決まるようにし、出力電圧スイングが演算
増幅器４４の出力装置を飽和させるに光分な程大きくな
り、標準的には、Ｏｖおよび十１０Ｖの電源レールのと
き、８Ｖのピーク・ピーク電圧となった場合に、クリッ
ピングが行われるようにする。すなわち、クリッピング
におけるピーク・ピーク、電圧は（１０−”ｓａｔ ）
ボルトに等しい。ここで、ｖｓａｔは演算増幅器４４の
出力装置の飽和？％電圧の和に等しい０また、演算増幅
器４４の非反転入力とＯｖレール間には減結合コンデン
サ５０を接続する。
チェビシェフフィルタ８２は、その非反転入力を、等し
い抵抗値Ｒを有する直列接続抵抗５４゜５６を介して条
幅制限増幅器８０の出力に接続するようにした演算増幅
器５２を含む一般の設計による２次フィルタにより形成
し、前記演算増幅器５２の非反転入力と０■レ一ル間に
はコンデンサ５８を接続する。演算増幅器ｂ２の出力は
その反転入力に帰還するようにし、前記反転入力を他の
コンデンサ６０を介して直列接続抵抗５４，５６の接続
点に接続する。コンデンサ５８．６０１７）容量値０５
８およびＣ６０はそれぞれ次式により決定することがで
きる。すなわち、 ０５８−ξ／Ｒｍａ および０６０−１／Ｒξω。
い抵抗値Ｒを有する直列接続抵抗５４゜５６を介して条
幅制限増幅器８０の出力に接続するようにした演算増幅
器５２を含む一般の設計による２次フィルタにより形成
し、前記演算増幅器５２の非反転入力と０■レ一ル間に
はコンデンサ５８を接続する。演算増幅器ｂ２の出力は
その反転入力に帰還するようにし、前記反転入力を他の
コンデンサ６０を介して直列接続抵抗５４，５６の接続
点に接続する。コンデンサ５８．６０１７）容量値０５
８およびＣ６０はそれぞれ次式により決定することがで
きる。すなわち、 ０５８−ξ／Ｒｍａ および０６０−１／Ｒξω。
ここで、ω。−２＊Ｘ（遮断周波数、すなわち、８ＫＨ
ｚ）、ξは減衰率で、ｆｉｉ不罰に等しい。この値は、
チェビシェフフィルタに対してはｆし、より小ざい値を
有し、この場合ははげ０．８５に等しい。
ｚ）、ξは減衰率で、ｆｉｉ不罰に等しい。この値は、
チェビシェフフィルタに対してはｆし、より小ざい値を
有し、この場合ははげ０．８５に等しい。
また、最大出力電圧スイングは（１０−Ｖ、ａｔ）ボル
トに等しく、フィルタのきわめて低い周波数における通
過帯域利得は１に等しい。
トに等しく、フィルタのきわめて低い周波数における通
過帯域利得は１に等しい。
チェビシェフフィルタ８２の出方は、直列に接続した２
つの固定抵抗６２．６４を含む減衰器８４の一端に供給
するようにし、前記抵抗６２および６４の接続点により
減衰器８４のタップ８６を構成せしめる。減衰器８４の
他端（下方端部）には、本実ｍ例の場合、ポテンショメ
ータ４８のタップから抽出するようにした演算−幅器４
４の非反転１ 人力のバイアス電圧を供給するように
する。この場合、減衰器８４の他端と演算増幅器４４の
非反転入力に別々にバイアスを与えるようにすることも
できる。
つの固定抵抗６２．６４を含む減衰器８４の一端に供給
するようにし、前記抵抗６２および６４の接続点により
減衰器８４のタップ８６を構成せしめる。減衰器８４の
他端（下方端部）には、本実ｍ例の場合、ポテンショメ
ータ４８のタップから抽出するようにした演算−幅器４
４の非反転１ 人力のバイアス電圧を供給するように
する。この場合、減衰器８４の他端と演算増幅器４４の
非反転入力に別々にバイアスを与えるようにすることも
できる。
４次のバタワースフイルタ８８を構成する２つの２次の
バタワースフィルタは２つの同じ段を含むが、ここでは
説明の便宜のため、バタワースフイルタの１つの段につ
いてのみ記述することＧこし、他の段の同一構成素子は
ダッシュを付した四−符号数字により表示している。
バタワースフィルタは２つの同じ段を含むが、ここでは
説明の便宜のため、バタワースフイルタの１つの段につ
いてのみ記述することＧこし、他の段の同一構成素子は
ダッシュを付した四−符号数字により表示している。
バタワースフイルタ段は、その非反転入力を等しい抵抗
４ｄｉｌ／を有する２つの直列接続抵抗６８゜７０を介
して減衰器８４のタップ８６に＊続するようにした演算
増幅器６６を含み、前記増幅器６６の非反転入力をコン
デンサ７２をクトしてｏＶレールに接続する。また、演
算増幅器６６の出方をその反転入力に帰還させ、前記反
転入力と直列！ｉ！続抵抗抵抗、７ｏの接続点間にコン
デンサ７４を自装置する。コンデンサ７４の容量値０７
４はコンデンサ７２の容量値Ｃ’７．２７７） ２倍、
すなオ〕ち、（３７４、２Ｘ Ｏ？！であり、また、減
衰率ξ−ｆ而τでｉ−６ン謔ｅ ０７２−０．７０７
／ Ｒ’ω。である。ここで、ω。−２に×（遮断周波
数ンである。
４ｄｉｌ／を有する２つの直列接続抵抗６８゜７０を介
して減衰器８４のタップ８６に＊続するようにした演算
増幅器６６を含み、前記増幅器６６の非反転入力をコン
デンサ７２をクトしてｏＶレールに接続する。また、演
算増幅器６６の出方をその反転入力に帰還させ、前記反
転入力と直列！ｉ！続抵抗抵抗、７ｏの接続点間にコン
デンサ７４を自装置する。コンデンサ７４の容量値０７
４はコンデンサ７２の容量値Ｃ’７．２７７） ２倍、
すなオ〕ち、（３７４、２Ｘ Ｏ？！であり、また、減
衰率ξ−ｆ而τでｉ−６ン謔ｅ ０７２−０．７０７
／ Ｒ’ω。である。ここで、ω。−２に×（遮断周波
数ンである。
演算増幅器６６′よりの出力は端子２８を介して、搬送
周波数１００ＭＨｚ（Ｆ’）ＦＭ送送信機転ｌｉＩＭす
る。
周波数１００ＭＨｚ（Ｆ’）ＦＭ送送信機転ｌｉＩＭす
る。
以下、第７図示波形図により第６図示回路の作動につき
説明することにする。第７図において、波形ＡおよびＢ
はそれぞれ珈幅制限増翰器８００Å力および出力波形を
示し、波形Ｃは演算増幅器５２の出力波形を示し、また
、波形りは演算増幅器６６’の出力波形を示す。
説明することにする。第７図において、波形ＡおよびＢ
はそれぞれ珈幅制限増翰器８００Å力および出力波形を
示し、波形Ｃは演算増幅器５２の出力波形を示し、また
、波形りは演算増幅器６６’の出力波形を示す。
振幅制限機構器８０をチェビシェフフィルタ８２にＤＣ
結合させることは、可聴周波信号処理回路に、第２図示
回路の場合より高い無ひずみ信号レベルを通過させるこ
とを可能にするという有用な効果をもたらす。すなわち
、クリッピングレベル以下の信号レベルでは、回路の動
作は、文人ないし図りの破線のＩＫＨｚ正弦波で示すよ
うに正常であるが、信号レベルがクリッピングを起させ
るに充分な程高い場合は（図Ｂｌｊ照ン、チェビシェフ
フィルタ８２のステップレスポンスは、それ自体）ｆＭ
′に増幅器５２においてクリッピングが行ワれることに
より、大幅に省略される。かくして、フィルタ８ｊＩは
クリッピングレベル以下においては普通のチェビシェフ
フィルタとして応答し、クリッピングが行われるレベル
以上においては、１次（より高い遮断周波数）のフィル
タへの零オーバーシュート近傷を有するようなレベル感
知フィルタとして機能する。
結合させることは、可聴周波信号処理回路に、第２図示
回路の場合より高い無ひずみ信号レベルを通過させるこ
とを可能にするという有用な効果をもたらす。すなわち
、クリッピングレベル以下の信号レベルでは、回路の動
作は、文人ないし図りの破線のＩＫＨｚ正弦波で示すよ
うに正常であるが、信号レベルがクリッピングを起させ
るに充分な程高い場合は（図Ｂｌｊ照ン、チェビシェフ
フィルタ８２のステップレスポンスは、それ自体）ｆＭ
′に増幅器５２においてクリッピングが行ワれることに
より、大幅に省略される。かくして、フィルタ８ｊＩは
クリッピングレベル以下においては普通のチェビシェフ
フィルタとして応答し、クリッピングが行われるレベル
以上においては、１次（より高い遮断周波数）のフィル
タへの零オーバーシュート近傷を有するようなレベル感
知フィルタとして機能する。
実際間層として、クリッピング状態におけるチェビシェ
フフィルタＧ４ 、帰還が行われず、したがって、その
作動が非クリッピング状態からクリッピング状態に変わ
るため、適正なフィルタとして作動していない。演算増
幅器４４および５２の双方に対して振幅制限機構は電源
レール上の出力装電の飽和により行われる。すなわち、
各演算増幅器は事実上それ自体の電源レール上でクリッ
ピングが行われるよう駆動され、したがって、オーバー
シュートの可能性が回避される。
フフィルタＧ４ 、帰還が行われず、したがって、その
作動が非クリッピング状態からクリッピング状態に変わ
るため、適正なフィルタとして作動していない。演算増
幅器４４および５２の双方に対して振幅制限機構は電源
レール上の出力装電の飽和により行われる。すなわち、
各演算増幅器は事実上それ自体の電源レール上でクリッ
ピングが行われるよう駆動され、したがって、オーバー
シュートの可能性が回避される。
４次のバタワースフィルタ８８は、高レベル信号と測定
された隣接チャネル側波帯規格を合致させるためこれを
配置し、また、抵抗減衰器８４はバタワースフイルタ８
Ｂでざらにクリッピングが行われることを防止する機能
を有する。かくして演算増幅器６６′の出力には、図り
で示すように、クリップされた信号に応じて僅かなオー
バーシュートが紹められるが、その影響は、第２図示回
路よりの出力に比し大幅に少ないものとなる。第７図に
おいて、図ムの破線で示す正弦波はクリツビンダレベル
より僅かに低い振幅を有し、実線による正弦波は破線に
よる正弦波より＋１２ ｄＢだけ高いレベルを有する。
された隣接チャネル側波帯規格を合致させるためこれを
配置し、また、抵抗減衰器８４はバタワースフイルタ８
Ｂでざらにクリッピングが行われることを防止する機能
を有する。かくして演算増幅器６６′の出力には、図り
で示すように、クリップされた信号に応じて僅かなオー
バーシュートが紹められるが、その影響は、第２図示回
路よりの出力に比し大幅に少ないものとなる。第７図に
おいて、図ムの破線で示す正弦波はクリツビンダレベル
より僅かに低い振幅を有し、実線による正弦波は破線に
よる正弦波より＋１２ ｄＢだけ高いレベルを有する。
また、演算増幅器６Ｂ／の出力における無ひずみ正弦波
のピーク振幅ＰＩは最大ピーク出力レベルＱ’の９０鳴
となる。かくして、ＦＭ陸上移動送信機の可聴周波信号
処理部分に第６図に示すような形式の可聴周波信号処理
回路を使用した場合は、送信機ピーク周波Ｗｋ嚇移の９
０％までの低ひずみ（く８％）オーディオ変調を得るこ
とができ、したがって、現存システムρ の有害なステップレスポンスなしに、所要のフィルタリ
ングを行うことが可能となる。
のピーク振幅ＰＩは最大ピーク出力レベルＱ’の９０鳴
となる。かくして、ＦＭ陸上移動送信機の可聴周波信号
処理部分に第６図に示すような形式の可聴周波信号処理
回路を使用した場合は、送信機ピーク周波Ｗｋ嚇移の９
０％までの低ひずみ（く８％）オーディオ変調を得るこ
とができ、したがって、現存システムρ の有害なステップレスポンスなしに、所要のフィルタリ
ングを行うことが可能となる。
発明の要約
一般的に、陸上移ｌＩｌｌＦＭ送信機においては、ａ
ｏ ｏ Ｈｚないし８ ＫＨｚ間で音声信号にプレエン
ファシスをかけた後、尖鋭なカットオフを与えるためｐ
波し、チャネルの元の形を保持するため、最大ピーク周
波数偏移を制限するようにしており・その結果、プレニ
レファシスをかけた音声信号のレベルが増加するにした
がって、それを最大ピーク周波数偏移に対応する最大ピ
ーク出力レベルに制限している。これまでのフィルタは
振幅制限信号をｐ波した際、オーバーシュートやリンギ
ングを生ずるようなステップレスポンスを有するもので
、オーバーシュートのピークは周波数変調器により最大
ピーク出力レベルとして取扱われるので、周波数変調用
の無ひずみ音声レベルは標準的に最大ピーク出力レベル
の６０％ないし７０％の値であった。
ｏ ｏ Ｈｚないし８ ＫＨｚ間で音声信号にプレエン
ファシスをかけた後、尖鋭なカットオフを与えるためｐ
波し、チャネルの元の形を保持するため、最大ピーク周
波数偏移を制限するようにしており・その結果、プレニ
レファシスをかけた音声信号のレベルが増加するにした
がって、それを最大ピーク周波数偏移に対応する最大ピ
ーク出力レベルに制限している。これまでのフィルタは
振幅制限信号をｐ波した際、オーバーシュートやリンギ
ングを生ずるようなステップレスポンスを有するもので
、オーバーシュートのピークは周波数変調器により最大
ピーク出力レベルとして取扱われるので、周波数変調用
の無ひずみ音声レベルは標準的に最大ピーク出力レベル
の６０％ないし７０％の値であった。
本発明によるときは・音声信号をＩＷ＠シた場合はレベ
ル感知フィルタとして作動し、リンギングやオーバーシ
ュートが起らないよう形成した増幅フィルタ（δ２）に
振幅制限増幅器（８０）を直ることにより、無ひずみ音
声信号レベルを送信機のピーク偏移の９０％まで上昇さ
せつるようにし、！’６に、前記増１１１１フィルタ（
８２）の出力を減衰器（８４）に供給して、クーリッピ
ングが行われないよう信号振幅を減少させた後、標準的
には４次のバタワースフイルタにより形成した低域フィ
ルタ（ａＳ）Ｃ結合させるようにしたものである（第６
図Ｓ照）。 −
ル感知フィルタとして作動し、リンギングやオーバーシ
ュートが起らないよう形成した増幅フィルタ（δ２）に
振幅制限増幅器（８０）を直ることにより、無ひずみ音
声信号レベルを送信機のピーク偏移の９０％まで上昇さ
せつるようにし、！’６に、前記増１１１１フィルタ（
８２）の出力を減衰器（８４）に供給して、クーリッピ
ングが行われないよう信号振幅を減少させた後、標準的
には４次のバタワースフイルタにより形成した低域フィ
ルタ（ａＳ）Ｃ結合させるようにしたものである（第６
図Ｓ照）。 −
第１図はそれぞれ低、中、高の８つのレベルを有する変
調信号のプレエン７アシス特性を示す歯、第２図は醍知
の苛聴周波信号処理回路のプロ゛ツクダイヤグラム、
“第８図は第２図示回路の各段に
おける周波数特性を示す図、 第４図は第２図示回路＃）−フィルタの特性を示す図１ 第５図は第２図示回路の作動説明用波形図、第６図は本
発明による可聴周波信号処理回路の概要図、
・ 第７図は第６図示回路の作動説明用波形図であるＯ′ １８・・・マイクロホン（または変換器）８０・・・プ
レ、エンファシス装置 ２２、δＯ・・・加縮−制限増幅器（またはクリッパ回
路）！８・・・低域フィルタ １４、８１・・・チェビシェフフィルタ（または増１１
Ｉフィルタ） １１６、８８・・・バタワースフイルタ２８・・・端子 ８４・・・減衰器 ４４、５Ｌ ６６、６６’・・・演算増幅器（オペアン
プ）４８・・・ポテンショメータ。
調信号のプレエン７アシス特性を示す歯、第２図は醍知
の苛聴周波信号処理回路のプロ゛ツクダイヤグラム、
“第８図は第２図示回路の各段に
おける周波数特性を示す図、 第４図は第２図示回路＃）−フィルタの特性を示す図１ 第５図は第２図示回路の作動説明用波形図、第６図は本
発明による可聴周波信号処理回路の概要図、
・ 第７図は第６図示回路の作動説明用波形図であるＯ′ １８・・・マイクロホン（または変換器）８０・・・プ
レ、エンファシス装置 ２２、δＯ・・・加縮−制限増幅器（またはクリッパ回
路）！８・・・低域フィルタ １４、８１・・・チェビシェフフィルタ（または増１１
Ｉフィルタ） １１６、８８・・・バタワースフイルタ２８・・・端子 ８４・・・減衰器 ４４、５Ｌ ６６、６６’・・・演算増幅器（オペアン
プ）４８・・・ポテンショメータ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 Ｌ ＦＭ送信機を変調するためのプレエンファシス可
聴周波信号を処理する回路において、該回路は、その出
力をクリップ ステップレスポンスを有する増幅フィル
タメ一方の人力に直接結合するようにした振幅制限増幅
器を含み、プレエン７アシス可聴周波信号が所定ピーク
加縮以下の場合には、該信号を゛処理してほとんどひず
みなくＰ波するようにし、プレエンファシス可ｍ周波信
号が前記ヒーク振幅を超える場合には、該信号を該振幅
制限増幅器でクリップした後、レベル感知フィルタとし
て作動する該増幅フィルタでＦ波するようにしたことを
特徴とする周波数変調用可聴周波信号処理回路。 東 該振幅制限増幅器および増幅フィルタはそれぞれ第
１および第２の演算増幅器を具えたこと、電源レール上
の出力装置を飽和させることにより、該第２演算増幅器
をレベル感知フィルタとして作動させるようにしたこと
を特徴とする特許請求め範囲第１項記載の処理回路。 龜 ポテンショメータのタップを該第１演１増幅器の非
反転入力にも接続し、該タップを鯛整して可聴周波信号
の対称形クリッピングを与えるようなバイアス電圧を供
給するようにしたことを特徴とする特許請求の範囲第２
項記載の処理回路〇 弧該増−フィルタよりの出力を他のフィルタに供給する
ようにしたことを特徴とする特許請求の範囲第１項ない
し第８項のいずれかに記載の処理回路。 １ 該増幅フィルタよりの出力を該他のフィルタに供給
する前に減衰させるようにしたことを特徴とする特＃！
Ｉ−請求の範囲第４項記載の処理回路。 ａ ＃増幅フィルタを該所定ビーク加縮以下の信号に対
して２次のチェビシェフ フィルタとして作動させるよ
うにしたことを特徴とする特許ｌ求の範囲第４項または
第５項に記載の処理回路。 Ｉ 該他のフィルタを少なくとも８次のバタヮース フ
ィルタにより形成したことを特徴とする特許請求の範囲
第４項ないし第６項のいずれかに記載の処理回路。 Ｔ ・ ！
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB08207713A GB2116801A (en) | 1982-03-17 | 1982-03-17 | A system for processing audio frequency information for frequency modulation |
| GB8207713 | 1982-03-17 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58170125A true JPS58170125A (ja) | 1983-10-06 |
| JPH0522415B2 JPH0522415B2 (ja) | 1993-03-29 |
Family
ID=10529056
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58040860A Granted JPS58170125A (ja) | 1982-03-17 | 1983-03-14 | 周波数変調用可聴周波信号処理回路 |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4578818A (ja) |
| EP (1) | EP0089095B1 (ja) |
| JP (1) | JPS58170125A (ja) |
| AU (1) | AU563355B2 (ja) |
| CA (1) | CA1212420A (ja) |
| DE (1) | DE3364321D1 (ja) |
| DK (1) | DK80883A (ja) |
| GB (1) | GB2116801A (ja) |
Families Citing this family (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4802236A (en) * | 1986-12-30 | 1989-01-31 | Motorola, Inc. | Instantaneous deviation limiter with pre-emphasis and zero average value |
| US4995084A (en) * | 1987-03-23 | 1991-02-19 | Pritchard Eric K | Semiconductor emulation of tube amplifiers |
| US4809336A (en) * | 1987-03-23 | 1989-02-28 | Pritchard Eric K | Semiconductor amplifier with tube amplifier characteristics |
| US4862480A (en) * | 1987-04-09 | 1989-08-29 | Integrated Network Corporation | Digital data service system |
| FI89846C (fi) * | 1991-11-29 | 1993-11-25 | Nokia Mobile Phones Ltd | En deviationsbegraensare foer en fraon en radiotelefon utsaend signal |
| JPH0697738A (ja) * | 1992-09-10 | 1994-04-08 | Nec Corp | ディジタルｆｍ変調器 |
| US5533048A (en) * | 1993-07-28 | 1996-07-02 | Celeritas Technologies, Ltd. | Apparatus and method for compensating for limiter induced non-linear distortion in a wireless data communication system |
| US5386590A (en) * | 1993-07-28 | 1995-01-31 | Celeritas Technologies, Ltd. | Apparatus and method for increasing data transmission rate over wireless communication systems using spectral shaping |
| US5485522A (en) * | 1993-09-29 | 1996-01-16 | Ericsson Ge Mobile Communications, Inc. | System for adaptively reducing noise in speech signals |
| JP3233880B2 (ja) * | 1997-08-21 | 2001-12-04 | 沖電気工業株式会社 | 周波数変調信号送信機 |
| AU2003212285A1 (en) * | 2002-03-08 | 2003-09-22 | Koninklijke Kpn N.V. | Method and system for measuring a system's transmission quality |
| US9463816B2 (en) | 2013-08-23 | 2016-10-11 | Electro-Motive Diesel, Inc. | Trainline communication network access point including filter |
| US9260123B2 (en) | 2013-08-23 | 2016-02-16 | Electro-Motive Diesel, Inc. | System and method for determining locomotive position in a consist |
| US9688295B2 (en) | 2013-08-23 | 2017-06-27 | Electro-Motive Diesel, Inc. | Trainline network access point for parallel communication |
| US9270335B2 (en) | 2013-08-23 | 2016-02-23 | Electro-Motive Diesel, Inc. | Receive attenuation system for trainline communication networks |
| US9560139B2 (en) | 2014-04-11 | 2017-01-31 | Electro-Motive Diesel, Inc. | Train communication network |
| US9744979B2 (en) | 2014-04-11 | 2017-08-29 | Electro-Motive Diesel, Inc. | Train communication network |
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| US4110692A (en) * | 1976-11-12 | 1978-08-29 | Rca Corporation | Audio signal processor |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3529244A (en) * | 1967-03-13 | 1970-09-15 | Columbia Broadcasting Syst Inc | Method and apparatus for frequency sensitive amplitude limiting |
| US4207526A (en) * | 1978-04-05 | 1980-06-10 | Rca Corporation | Pre-processing apparatus for FM stereo overshoot elimination |
| BR8207675A (pt) * | 1981-05-26 | 1983-04-12 | Motorola Inc | Conjunto de circuitos controladores da modulacao do transmissor de radio |
-
1982
- 1982-03-17 GB GB08207713A patent/GB2116801A/en not_active Withdrawn
-
1983
- 1983-02-23 DK DK80883A patent/DK80883A/da not_active Application Discontinuation
- 1983-03-10 CA CA000423281A patent/CA1212420A/en not_active Expired
- 1983-03-14 AU AU12438/83A patent/AU563355B2/en not_active Ceased
- 1983-03-14 JP JP58040860A patent/JPS58170125A/ja active Granted
- 1983-03-15 EP EP83200358A patent/EP0089095B1/en not_active Expired
- 1983-03-15 DE DE8383200358T patent/DE3364321D1/de not_active Expired
-
1985
- 1985-04-30 US US06/728,154 patent/US4578818A/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US3109991A (en) * | 1955-12-15 | 1963-11-05 | Gen Electric | Audio limiter for phase modulation circuits |
| US4110692A (en) * | 1976-11-12 | 1978-08-29 | Rca Corporation | Audio signal processor |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA1212420A (en) | 1986-10-07 |
| GB2116801A (en) | 1983-09-28 |
| AU1243883A (en) | 1983-09-22 |
| US4578818A (en) | 1986-03-25 |
| JPH0522415B2 (ja) | 1993-03-29 |
| EP0089095B1 (en) | 1986-07-02 |
| DE3364321D1 (en) | 1986-08-07 |
| EP0089095A1 (en) | 1983-09-21 |
| AU563355B2 (en) | 1987-07-09 |
| DK80883A (da) | 1983-09-18 |
| DK80883D0 (da) | 1983-02-23 |
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