CN1759532A - 高效放大 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种射频放大级，包括：放大器，用于接收要放大的输入信号和电源电压；以及电源电压级，用于提供所述电源电压，该电源电压级包括：用于提供表示输入信号的包络的参考信号的装置、用于选择一个或多个依赖于该参考信号的电源电压的装置，以及用于产生经调整的所选择电源电压的装置，包括：用于放大该参考信号与一个所选择电压电平或经调整的所选择电压电平之间的差的AC放大器，以及用于对经过放大的与所选择的电源电压的差进行求和，从而产生经调整的电源电压的求和器。

Description

高效放大
技术领域
本发明涉及在电源电压可选的结构中对电源电压的控制。本发明具体地但并非唯一地涉及对放大器(如具有宽动态范围的宽带射频(RF)放大器)的电源电压的控制。
背景技术
晶体管放大器对于特定输入功率具有峰值效率，该输入功率是几何结构(即，电路元件和设计)、负载和电源电压的函数。在常规的射频(RF)功率放大中，这些特性基于所期望的峰值输入电平而固定。对于输入信号具有宽动态范围的放大器，该输入信号很少达到峰值电平而经常工作在峰值电平以下。因此，放大器可能表现出低的整体效率。
放大器效率低这个问题的一个解决方案是响应于输入信号来改变上述特性(几何结构、负载、电源电压)中的一个或更多个。改变这些特性中的一个或更多个的技术在本领域是公知的。
改变设备几何结构和负载的技术倾向于极度依赖所使用的具体功率放大器的拓扑结构，并且通常会出现复杂的RF问题。在生产中重复这种设计通常是个问题。
在本技术领域中已知多种根据电源电压来提高放大器效率的技术。在基于电源电压的效率提高方案中，主要存在两类解决方案。这些解决方案是：
(i)包络消除和恢复，以及
(ii)包络跟踪。
包络消除和恢复需要放大器被饱和驱动，并且通过放大器电源来施加所有包络信息。当使用高调制带宽时，该技术倾向于通常过于需要电源调制器，因此在实际应用中用途有限。
通过包络跟踪，基本上以线性方式驱动放大器。包络跟踪需要能够提供高调制功率带宽的高效电源。在已知技术中，切换模式脉宽调制器(一般称作S类)用于实现到功率放大器的有效可变电源。然而，为了在全带宽内工作，该电源必须多次切换调制带宽，然而过高的切换速度导致调制器效率低下。
在另一现有技术的包络跟踪技术中，提供了多个高效中间电源，并且按照包络电平的需要来切换这些电源。该切换产生了瞬间干扰，该瞬间干扰降低了高阶互调产品的谱特性，并由于引入了依赖于电源的非线性以及依赖于输入的非线性而难于实现线性。
在该技术的进一步变型中，电源的切换与线性放大器组合，以提供切换电平之间的平滑过渡并无需依赖于电源来实现线性。这种形式的包络跟踪的目的是为每一个包络电平提供唯一的电源电压值。然而，不影响跟踪速度能力而实现这个目标是个问题。
本发明的目的是提供一种基于经改善的电源电压的效率提高方案，该效率提高方案优选地解决了一个或更多个上述问题。
发明内容
根据本发明，提供了一种电源级，包括：参考装置，用于提供表示目标电源电压的参考信号；选择装置，用于根据所述参考信号选择多个电源电压中的一个；调整装置，用于接收所选电源电压和所述参考信号，并且所述调整装置适合于根据所选电源电压和所述参考信号产生跟随所述参考信号的经调整的所选电源电压。
该电源级可以用于放大器，参考信号表示所述放大器的输入信号的包络。
该调整装置可以包括AC放大器。所选电源电压可以在所述电源电压和参考信号电平之间具有最小绝对值差。
可以连接有AC放大器，以放大参考信号与所选择的电源电压的表示之间的差。调整装置可以包括用于将经放大的差与所选择的电源电压进行求和的装置。
所选电源电压的表示可以是电源电压本身。所选择的电源电压的表示可以是经调整的所选电源电压。经调整的所选电源电压可以是该电源级的输出。
调整装置还可以包括高频放大器。可以连接高频放大器，以放大参考信号与经调整的电源电压的表示之间的差。调整装置可以包括用于对经放大的差与经调整的电源电压进行求和以产生进一步调整的电源电压的装置。经调整的电源电压的表示可以是经调整的电源电压本身。经调整的电源电压的表示可以是经过进一步调整的电源电压。经过进一步调整的电源电压可以形成该电源级的输出。
还可以在调整装置的输入处设置内插装置，以内插所选择的电源电压。该内插装置包括电感-电容结构。
还可以设置用于对AC放大器进行DC箝位的装置。该用于执行DC箝位的装置可以响应于对小于经调整的电源电压的参考信号的检测。
可以设置用于延迟参考信号的延迟元件。还可以设置用于从AC放大器中移除DC分量的低DC调整装置。
调整装置可以包括多个级联校正电路。该调整装置可以包括两个或更多个级联校正电路。
可以设置延迟元件，用于补偿信号放大器和电源控制输入之间的延迟的差。
在另一方面中，本发明提供了一种射频放大级，包括：放大器，用于接收要放大的输入信号和电源电压；以及电源电压级，用于提供所述电源电压，其包括：用于提供对输入信号的包络进行表示的参考信号的装置；用于根据所述参考信号选择多个电源电压中的一个的装置；以及用于产生经调整的所选电源电压的装置，包括用于放大所述参考信号与所选电压电平或所述经调整的所选电压电平中的一个之间的差的AC放大器，以及用于对所述经放大的差与所选电源电压进行求和，从而产生所述经调整的电源电压的求和器。
所述用于产生经调整的所选电源电压的装置还可以产生经进一步调整的电源电压，并且还包括：RF放大器，用于对参考信号与所述经调整的电源电压或所述经进一步调整的电源电压中的一个之间的差进行放大；以及求和器，用于对经过如此放大的差与经调整的电源电压进行求和，由此产生经进一步调整的电源电压。
所述经调整的电源电压或所述经进一步调整的电源电压之一形成到所述放大器的电源电压。
在另一方面中，本发明提供了一种控制电源级的方法，包括：提供表示目标电源电压的参考信号；根据所述参考信号选择多个电源电压中的一个；根据所选电源电压和所述参考信号产生跟随所述参考信号的经调整的所选电源电压。
所述参考信号可以表示到放大器的输入信号的包络，所述电源级向所述放大器提供电源。可以对参考信号与所选电源电压的表示之间的差进行AC放大。可以对经过放大的差与所选电源电压进行求和，以形成经调整的电源电压。可以对参考信号与经调整的电源电压的表示之间的差进行RF放大。
可以对经过放大的差与经过调整的电源电压进行求和，以形成进一步调整的电源电压。该方法还可以包括在所述产生经调整的电源电压的步骤之前的内插步骤。
该方法还可以包括AC放大步骤。
本发明提供了用于维持电源电流的受控电压源，其与电源电压源串联连接，从而两个电压源中流过相同的电流。
附图说明
下面参照附图以示例的方式说明本发明，附图中：
图1示出了实施本发明概念的RF放大级的框图；
图2(a)示出了包络跟踪电源电压变化的概念，以及与之有关的问题；
图2(b)示出了本发明所提供的改进的原理；
图3详细示出了根据本发明的图1的包括校正路径的RF放大级的实现；
图4示出了图1的校正路径的改进示例实现；
图5(a)和5(b)示出了本发明实施例中的校正路径的另选实现；
图6示出了图1的RF放大级的DC控制回路的示例实现；
图7示出了本发明的优选实施例的工作原理；
图8示出了图1的RF放大级的延迟元件的示例实现；而
图9示出了根据图1的实现的RF放大级的效率提高。
具体实施方式
以下通过具体示例并特别地参照优选实施例来说明本发明。本领域的技术人员应该理解，本发明并不限于此处给出的特定实施例。具体地，此处通过参照RF放大级来说明本发明。然而，更一般地，本发明可以应用于其中需要在多个电压电源之间切换的任意结构。
参照图1，图中示出了根据本发明的总体原理的RF放大级100。该RF放大级100包括RF放大器102、电源电压选择块106、包络检测器104，以及电源电压调整块108。
电源电压选择块106接收各个输入线路1321-1324上的四个电源电压V1-V4。从电源电压选择块106将所选择的电源电压在线路120上输出。RF放大级100接收线路110上的RF输入信号RFIN。包络检测器104具连接到线路110的输入114，由此检测RF输入信号。包络检测器将线路118上的输出提供给电源电压选择块106，以提供进行电源电压选择所必需的信息。另外，并且根据本发明，包络检测器104将线路116上的第二输出提供给电源电压调整块108。另外，电源电压调整块108还接收线路120上的电源电压选择块的输出。电源电压调整块108为RF放大器102产生线路122上的经调整的电源电压。线路122上的经调整的电源电压优选地形成电源电压调整单元108的反馈输入。如以下所讨论的，本发明的实施例中优选地采用反馈结构，尽管也可以使用前馈结构。
如以下进一步详细讨论的，电源电压调整单元108根据本发明优选实施例的原理来工作，根据线路116上的信号和线路122上的经反馈调整的电源电压，调整线路122上的电源电压信号，并将线路122上的经调整的电源电压VS提供给RF功率放大器102。RF功率放大器接收线路110上的RF输入信号作为其信号输入。RF放大器102在线路112上提供RF输出信号RFOUT。
下面将进一步说明根据本发明的RF放大级100的操作。但是首先参照图2(a)，其示出了包络跟踪电源电压的概念，以及与之相关的问题。参照图2(a)，图中示出了电压与时间的曲线图。在电压轴上，示出了与提供至图1的RF放大级的电源电压选择块106的电压电平相对应的四个特定电压电平V1-V4。应该注意，提供四个电压电源是示例性的，而实际上RF放大级可以根据实现要求设置有更多或更少的电压电源。
图2(a)的曲线202示出了到RF放大级的RF输入信号(即线路110上的信号)的电压包络。虚曲线206示出了这种RF输入信号的理想电压电源包络。从图中可以看出，虚曲线206跟踪RF输入信号包络202，以对于当前的输入信号电平提供理想电源。从而，理想的电源电压避免了能量的浪费，并且因此非常有效。
阶跃曲线204表示基于四级开关电源电压的RF功率放大器的典型电压源，该阶跃曲线204反映了现有技术实现中的典型性能。当RF输入信号的包络达到电压电平V1-V4时，电源电压被适当切换。由此可以从图2(a)中看出，电源电压204在四个电源电压电平之间跳跃。因此，RF放大器的电源电压电平经常过大。如阴影区域208所示，通常，现有技术的阶跃电源电压实现较之理想方案效率低很多。图2(a)中的阴影区域208表示浪费的能量，对应于理想电平之上并且因此非必要的电源电压电平。参照图2(b)，该图示出了根据本发明而实现的效率提高。阶跃曲线205示出了通过经切换的电源电压而产生的电压源。如下所述，通过电源电压选择块而提供的电源电压205在包络202的上下追随。在优选实施例中，由于使用了电源电压调整块108中的AC放大器而提供了这种功能。本发明的实施例得到了放大器的实用电源电压，其更符合理想电源电压206，从而提高了效率并且得到了与理想电压206靠得更近的放大器最终电压。如下文将要讨论的，在一实施例中，电源电压选择块可以在其输出侧提供与图2(a)中的函数204相同的阶跃函数。在这种配置中，在电源电压选择块的输出侧之间提供了DC偏置，以提供与图2(a)的函数205相同的函数。
根据本发明以及下文进一步说明的实施例，图1的RF放大级提供了一种改进方案，其中经切换的电源电压更加紧密地追随理想电源电压包络，如图2(b)所示，并且使浪费的能量最小，因此使效率最大。
根据本发明的RF放大级100包括RF放大器102，RF放大器102可以通过电源电压选择块106和电源电压调整块108连接至多个有效产生的DC电源(V1-V4)之一。电源电压选择块106和电源电压调整块108的功能是尽可能紧密地逼近输入信号的包络，而不带来如图2(a)中的阴影区域208所示的额外能量浪费。
通常，如果对于要放大的RF输入信号选择了理想的电源电压，则电源电压选择块106将所选择的电源电压连接至线路120上的输出。电源电压调整块108用于以如下方式向RF放大器102施加线路120上的经适当调整的电源电压：逼近放大器电源处的包络跟踪，但是并不会减小与用于提供RF放大器电源电压的全范围的线性设备相关的带宽或效率。该配置使得放大器可以在高调制带宽处实现高效。
参照图3，该图示出了根据本发明优选实施例的图1的RF放大级的优选实现。其中与图1所示的元件相对应的RF放大级100的元件使用了相同的标号。
与图1相同，RF放大级100包括包络检测器104、电源电压选择块106、RF放大器102，以及电源电压调整块108。在图1中，包络检测器104被示为在线路118和116上提供两个不同的输出。在图3的实施例中，包络检测器104在线路340上提供了单个输出，其提供了到电源电压选择块106的输入以及到延迟元件304的输入。线路334上的延迟元件304的输出形成到数模转换器(DAC)306的输入，数模转换器306提供了线路332上的输入，该输入形成与图1的线路116上的信号相同的到电源电压调整块108的输入。RF放大器102在其输入侧还配有延迟元件302，从而线路110上的RF输入信号形成到延迟元件302的输入，并且线路346上的延迟元件的输出形成到RF放大器102的输入。注意，在实际实现中，延迟302另选地可以连接在采样114和包络检测器104之间的路径中，而不是RF放大器之前的路径中。该延迟元件优选地放置在具有最小延迟的路径(电源或RF放大器)中。电源电压调整块108通常包括空载(idler)310、第一反馈电路342和第二反馈电路344。空载310接收线路120上的电源电压选择块106的输出。空载310提供线路324上输出，该输出形成到第一反馈电路342的加法器314的第一输入。在线路326上提供加法器314的输出，并且该输出形成第一反馈电路342的输出。另外，线路326上的信号形成了到减法器316的第一输入。通过DAC 306的在线路332上的输出来提供减法器316的第二输入。在线路328上提供减法器316的输出，并且该输出形成到AC放大器312的输入，该AC放大器312的在线路330上的输出形成到加法器314的第二输入。第二反馈电路344被构造为类似于第一反馈电路342。通过第一反馈电路342的在线路326上的输出来提供到第二反馈电路344的输入，该第一反馈电路342的输出形成了到第二反馈电路的加法器318的第一输入。加法器318的在线路348上的输出形成了到减法器322的第一输入，该减法器322的第二输入是由DAC 306的在线路332上的输出形成的。减法器322的在线路336上的输出形成了到HF放大器320的输入，HF放大器320的在线路338上的输出形成了加法器318的输入。加法器318的在线路348上的输出还形成线路122上的到RF放大器102的电源电压输入VS。
因此，通常，每个反馈电路都接收输入电压并输出经调整的所述电压。根据反馈电路的输出(限定了反馈路径)和参考信号来执行调整，该参考信号在所述实施例中是由包络检测器104的输出形成的。
电源电压调整块108用于向RF放大器102提供经调整的电压电平，该经调整的电压电平跟随表示RF放大器的输入的包络的电压电平，但是却具有与由电源电压选择块106的输出所提供的大输出电流相对应的大输出电流。
下面对图3的RF放大级100的操作的总体原理进行说明。包络检测器104和电源电压选择106提供了最小化的损耗预测前馈路径，该前溃路径逼近所需的电压源跟踪波形。包络检测器104在其输出线路340上提供检测到的线路110上的RF输入信号的包络，该信息被提供至电源电压选择块106。
优选地实现为接续网络(splicer network)的电源电压选择块106连接到多个(在该实施例中，为4个或5个)固定的高效DC电源。接续网络优选地是如下晶体管和二极管的网络，其被特别设计为以最小的交换瞬间将所选择的电源电压连接至线路120上的输出。电源电压选择106优选地对包络检测器104的输出进行操作，以随着由RF输入信号的包络检测器104表示的电压电平在与各个电源电压相对应的阈值电压电平的上下升降，而在该电源电压选择106的输入处所提供的电压之间切换。这样，电源电压选择块106在其输出120上提供电源电压V1-V4中合适的一个。
用于提供如图2(b)所示的电压函数205的电源电压选择块的实现处于本领域技术人员的理解范围内。在优选实现中，DSP以“温度计码(thermometer code)”格式提供数字信号(例如，0000，0001，0011，0111，1111)。接续网络优选地是二极管和晶体管结构，这种结构通过切换至表示电平“1”逻辑信号的最高电压电平来响应于该经数字编码的信号。通过该接续网络中实现的电路功能关闭所有较低的电平开关，而不受DSP的干涉。
如上所述，在另选结构中，电源电压选择块106可以输出诸如图2(a)中的函数204的函数，并且可以在其输出侧设置DC偏置电路。通过以下说明，具备诸如图2(b)中的函数205的函数的必要性将变得明了。
以下进一步说明位于DAC 306的输入侧的延迟块304的用途。通常，该延迟块保证放大级中的信号的定时为同步。
基于RF输入信号是数字信号的情况而设置了DAC 306。然而，本发明并不限于数字应用。DAC 306将线路340上的经由延迟元件304提供的包络检测器输出转换为模拟格式，以作为线路332上的到电源电压调整块108的输入。
空载310以及第一和第二反馈电路342和344对线路120上的所选电源电压进行操作，以将线路122上的改进并且有效的电源电压信号提供给RF放大器。
空载310对线路120上的其输入侧的信号提供内插，以产生线路324上的输出。空载310优选地是由低损耗能量存储元件构成的电路，并且用于以最优的方式对通过电源电压选择块106的接续网络提供的能量进行再分配，以提高放大器效率并减少不需要的发射。
第一反馈电路342是校正AC反馈电路或校正电路，并用于对线路324上的预测前馈路径的输出进行精确校正。AC反馈电路342提高了效率。
第二反馈电路是低功率高频校正电路，用于从第一反馈电路的输出中去除任何残留的高频毛刺。
应该注意，尽管图3的优选实施例示出了以级联结构连接的两个反馈电路，但是本发明并不限于这种结构。可以设置单个反馈电路或者多于两个的任意数量的反馈电路。如果设置了单个反馈电路，则其优选为AC反馈电路。还应该注意，空载310在本发明中不是要点，但是在优选实施例中使用了它。此外，可以通过在级联的某些或全部校正块中使用(多个)前馈电路，来实现电源电压调整块。
通常，可以认为电源电压选择块106和包络检测器104形成了最小损耗预测反馈路径，该最小损耗预测反馈路径提供了对于RF放大器的电源电压所需的跟踪波形的逼近。使用过程中，空载310的输出形成了前馈路径的输出。
通常，在优选实施例中，电源电压调整块108包括校正反馈路径。当然，如果提供了该校正反馈路径，则空载310不形成该路径的部分。电源电压调整块108可以包括多个校正反馈路径。如果设置了多个校正反馈路径，则优选地设置为级联方式。如以下进一步说明的，在实施例中，为了克服AC反馈和DC跟踪的任何限制，优选地在电源电压调整块108中设置箝位和DC恢复装置。
为了消除RF放大级100的预测和校正部分之间的任何不同的延时，优选地设置延迟块304。将延迟元件302插入在RF输入信号路径中，以补偿放大级100的延迟。
下面进一步说明电源电压调整块108的操作。DAC 306在线路332上有效提供由电源电压调整块108使用的参考信号。线路332上的信号表示由包络检测器104检测到的RF输入信号的包络，因此其表示了为了实现最大效率在任一瞬时应该提供给RF放大器102的电源电压的参考电平。该包络对应于以上图2(b)的包络。
电源电压选择块106所提供的线路120上的信号对应于以上图2(b)的阶跃函数205。根据本发明的优选实施例，电源电压选择块围绕最近的电源电压电平，如图2(b)所示，而现有技术总是向上截短，如图2(a)中的曲线204所示。RF放大级100的用途是独立于线路332上的参考信号来调节线路120上的阶跃函数，以在电源电压输入侧向RF放大器提供信号，该信号紧密地接近图2(b)中虚线206所表示的理想电源电压。
如上所述，空载310不是本发明的要点。空载优选地是设置在电源电压选择块106的输出侧的用来提高效率的电抗LC(电感-电容)组合。空载可以存储来自电源电压选择块的能量并根据放大器的需要释放该能量，空载的添加提高了RF放大级在获得对放大器的最佳电源需求的更接近匹配时的效率。该空载电路因此有助于提高效率，以快速改变波形以及减少不需要的发射。
空载的使用在对电源电压选择块的输出进行平滑方面非常有益。然而，应该注意，在试图提供与电源电压调整块108相当的校正时，形成从空载到电源电压选择块的反馈回路将不会提供实际的方案。同时，空载有利地平滑了电源电压选择块的输出，如同其名称所暗示的，它以速度为代价来执行该操作。空载太慢，以至于无法并入校正反馈回路，因此实际的校正电路不会以这种方式来实现。
根据本发明的优选实施例，在电源电压调整块中提供反馈回路得到了宽带宽的快速校正回路。对于前溃情况也可获得类似的优点。
第一反馈电路342的AC校正放大器312需要其输出侧的AC信号。这是通过围绕最接近的电源电压电平而不是截短到最高电平的电源电压选择块来实现的。这种阶跃函数是AC校正进行工作所必需的。从图2(b)可以看出，AC放大器312的输入是电源电压信号和参考信号之间的差。如果电源电压信号交替位于参考信号的上方和下方，则该输入只能是AC信号，因此产生了对于放大器312的可用输入。
围绕电压选择块106中的电源电压而不是象现有技术那样截短它们的处理等效于较之现有技术系统使电源的有效数量加倍。
该加倍是通过使与现有技术有关的误差减半而有效实现的。所以对于所提供的相同数量的电源，利用本发明，错误得以减半，从而效率是现有技术中相同数量电源的两倍。另选地，可以认为本发明只通过现有技术所需电源一半的数量而提供了与现有技术系统相同的误差。
第一反馈电路的减法器316有效接收电源电压选择块106的电流输出和线路332上的包络参考信号。因此，减法器316在线路328上的输出是这两个信号之间的差，该差表示了与理想电压电源332相比在电源电压选择块的输出侧的信号中的误差。然后将线路330上的被放大的误差信号添加到电源电压选择块106的输出，以在线路326上提供用于补偿误差的电源电压信号。AC放大器312必须将具有高峰值的误差信号处理为平均比率，因此将AC放大器312优选地通过多个开关电源实现为G类放大器，以实现最佳效率。放大器312所处理的功率电平比电源电压块106的要低很多，因此其可以实现为更小、更快的设备。
第二反馈电路344提供了额外的校正装置。进一步的校正装置可以根据需要而添加，并且可以仅需要一个校正装置。电源电压调整块108的校正电路有效迫使RF放大器的电源电压在宽频率范围内紧密地跟随包络检测器104所提供的参考。
加法装置314和318优选地可以实现为变压器。
电源电压选择块106(优选地包括含有开关矩阵的接续器)优选地受数字信号处理装置的控制，该数字信号处理装置还可以包括延迟元件302和304、DAC 306和包络检测器104。包括各种相关元件的这种数字信号处理装置的具体实现，将落入本领域技术人员的理解范围之内。
利用多个被切换的电源电压来实现第一反馈电路342的AC放大器312有利地意味着，到RF放大器102的电源电压的数量会急剧增大。例如，如果AC放大器312与m个电源电压相连，并且主电源电压选择与n个电源电压相连，则可用于RF放大器102的电源电压的总数为m*n。如上所述，使用在电源电压选择块中往复的电源电压有效地使电源的数量加倍，从而电源的总数可以变为2*m*n。
本发明的该实施例提供了大量优势。如上所述，小尺寸的放大器312意味着它不会涉及与电源电压选择块106相关的问题，这些问题是本发明想要克服的问题。电源电压调整块108的包络跟踪反馈回路不需要任何大体积设备，或者设置在预测前溃路径而非反馈回路中的高电流大体积设备。因此，包络跟踪回路的功率带宽得到了很大的增加。
参照图4，该图示出了为了向放大器312提供可变电源电压而对该放大器312进行调整。可以根据本领域公知的技术来为放大器提供这种可变电源。如图4所示，设置有电压选择器402，其接收与该放大器的信号输入相连的线路408的输入。线路408上的输入表示输入信号的振幅。电压选择器402还接收多个电源电压，例如线路406和404上的两个电源电压Vx和Vy。电压选择器402选择其中一个电源电压作为线路410上的输出，从而作为放大器的电源电压。独立于线路408上的包络来选择电源电压Vx和Vy。
利用可选电源电压来实现放大器312并不限于这种结构。例如，可以在DSP的控制下获得该实现。
如以下进一步讨论的，在优选实施例中，箝位和恢复装置的使用免除了对任何DC校正反馈的需求。
以下对本发明的实现的详细优选方面进行进一步的讨论。首先讨论利用前溃校正电路的本发明的实施例的实现。
在图1和图3的实施例中，电源电压调整块中的校正电路或者校正路径被实现为反馈结构。这种结构的基本原理示于图5(a)中。通常，逼近功能块556产生要校正的信号，而参考功能块554产生参考信号。要校正的信号形成到加法器552的第一输入，加法器552在线路558上的输出表示校正后信号。参考信号和校正后信号形成到放大器550的输入，放大器550的输出形成到加法器552的第二输入。应该注意，这是图3的反馈路径的总体原理，到放大器312的输入由减法器提供，该减法器接收校正后输出和参考信号作为输入。参照图5(b)，该图示出了在另选实施例中的前溃结构的原理。要校正的信号再次形成到加法器562的第一输入。放大器560接收要校正的信号和参考信号作为输入。放大器输出形成到加法器562的第二输入，加法器562的输出再次形成校正后输出。可以在图1和图3的实施例中代替反馈结构而使用图5(b)所示的前溃结构。
当电源电压选择块的接续网络实现为预测前溃控制器的一部分时，接续器参数的自适应控制会提高效率。因此，优选地从接续网络中的元件的模型中数字地产生本地的接续器输出。为了使本地产生的接续器波形(包括考虑到过去、当前和未来值)和包络表示之间的差最小，确定改变接续器电平，即，输出电源电压。该模型中包括：
a)开关延迟和上升时间参数
b)滤波器参数；以及
c)接续器电压和FET阻抗。
通过比较本地产生的测量到的参数和从实际电路获得的参数，使本地产生的参数与实际参数相关。很容易测量的实际参数是通过比较接续器输出与第一反馈电路342的AC误差放大器312的平均电流消耗而得到的信号误差。可以提供一种优化算法，该算法旨在通过调整模型中的以上所测量参数，使AC放大器312的电流消耗最小。考虑接续网络的符号误差会有助于优化的集中，以提供本地化的误差校正。通过电源选择电路来选择放大器将与哪个电源相连。
电源电压选择块106的接续器电路由开关晶体管的网络组成，这些开关晶体管通过在数字信号处理(DSP)装置中生成的逻辑信号而进行切换。本领域的技术人员应该理解这种自适应控制的实现。
参照图6，该图示出了根据本发明优选实施例的DC箝位和DC偏置恢复的实现。提供DC箝位以防止DC误差信号的累积。DC偏置恢复对实际电源电压电平中的任何调整进行补偿。例如，尽管所选择的电源电压为7V，但是由于电路衰减，实际可能仅为6.5V。可以一起提供DC偏置恢复和DC箝位，如该实施例所述，或者独立提供。
如上所述，用相同的标号来表示图6中与前面附图中的元件相对应的元件。图6仅示出了RF放大级100的一部分。图6示出了电源电压选择块106，以及第一反馈电路或校正电路342，如图3所示。另外还示出了图3的DAC 306。在图6中，所示的DAC 306接收线路504上的来自DSP 500的输入。DSP 500还将线路502上的控制输入提供给电源电压选择块106。如上所述，在该实施例中，可以认为DSP 500包括图3的包络检测器104和延迟元件304。如图6中进一步所示，线路326上的第一反馈电路或校正电路342的输出被提供给另一级联的反馈/校正电路，或者直接提供给RF放大器的电源电压。为了提供DC箝位，RF放大级被进一步修改为包括减法器512，其接收第一反馈/校正电路在线路120上的输出作为第一输入，并接收来自DAC 306的在线路332上的参考信号作为第二输入。在线路510上将减法器512的输出提供给一位模数转换器508，该一位模数转换器508将线路506上的输出提供给DSP 500。DSP 500接收减法器316的输出作为输入，该减法器316的输出表示电源电压信号中的误差信号。另外，DSP 500产生线路518上的输出，该输出形成到VDD箝位电路514的输入。箝位电路514在线路516上的输出对箝位装置进行控制，该箝位装置通常由标号520来表示，并与AC放大器312的输出330相连。
参照图7，可以理解，包络信号在某些点处在最低电源电压电平以下。例如，如果出与示例原因，假定线路804c表示最低电源电压，则在点803和805之间，包络在该最低电源电压之下。在该时间间隔中，无需由校正电路来跟踪放大器的电源电压。因此，本发明的实施例检测该条件，并使用该条件的存在来应用DC恢复，如下文进一步讨论的。
减法器512从线路120上的当前电源电压中减去线路332上的参考信号，并将差值提供给一位模数转换器508。最高位标识出当前包络电平位于最低电源电压之上还是之下，通过对时间积分来获得对包络箝止电平(envelope clamp off level)的精细控制。
响应于DSP检测到该适当条件，在线路518上向Vdd箝位电路发送命令信号，该命令信号进而控制箝位装置50以打开。当打开该箝位装置时，该箝位装置520将线路330上的AC放大器的输出引导至已知的参考电平，优选地为地。箝位装置520优选为晶体管。
DC箝位的目的是将放大器312重置为已知状态，以避免DC误差随时间而增大。如以上在优选实施例中所述来实现该目的。然而，也可以提供其他技术来进行DC箝位。例如，可以通过到选择块106的多个电源进行缓慢调整，或者使用一系列旁路晶体管来对DC进行反馈。因此，分配特定时间段作为DC箝位间隔。
这种比较对于允许在任意实际实现中的箝位期间连接在当前电源电压和较低电源电压之间的任意组件和导体中的电压降而言是必需的，总是会在以下两者之间存在某些不确定性：向RF放大器提供电流时的实际较低电源电压电平；以及在包络检测器处由箝位电平最初假定的电平。比较器512校正这种不确定性，并确保包络检测器被箝止在与实际的较低电源电压相等的电平。
优选地在DSP 500中的积分器中对线路506上的信号进行选通。积分器的输出设定线路518上的振幅参考数字输出的箝位电平。效果是改变参考DAC 306的箝位电平。该积分由此补偿了电源电压中的变化，从而箝止出现在实际电源电压(例如6.5V)处，而不是理论电源电压(例如7V)处。积分器由此调整了箝位，使得箝止电压等于到106的最低电压输入的值减去106中的任意额外的电压降。
在箝位期间，通过在箝位期间被打开的开关520将AC反馈输出的值设为0。该DC恢复使得放大器可以在有限低的截止频率下使用。
误差波形具有平坦的频谱，这暗示着，由于带通AC放大器(如放大器312)不能跟随低频组件，该放大器可能导致严重的残留误差。通过在箝位间隔过程中对AC输出进行箝位，并且假定放大器312的低频时间常数比箝位之间的间隔更长，可以保证精确的跟踪。
参照图7，该图示出了采用在利用DC箝位的优选实施例中实现的优点。图7的曲线802表示RF输入信号的包络。直线804a-804b示出了对经箝位的DAC电平进行调整，即示出了dc去除效果。
低频误差的另一个重要来源是DSP 500中的期望接续电压与电源电压选择块106的输出侧存在的电压之间的任何失配。这等效于接续阈值中的误差。如上所述，接续器适配算法去除阈值中的这种误差。
如图3中的延迟元件304所表示并在下文中进行讨论的，另一个可以优选实现的DSP调整是延迟与电源电压选择块106的输出相关的DAC包络参考波形输出。
图8中示出了示例延迟平衡实现，其包括图6中所介绍的变形，以为反馈/校正电路中的DC电平提供箝位。由于AC放大器312的输出随后被最小化，所以优选地提供该延迟平衡实现，以实现最大效率。在图8的另一优选实施例中示出了对于图6的优选实施例的适当变形。仅示出了那些理解本发明该实施例所必需的元件。
参照图8，在该优选实施例中，数字信号处理器500包括内插器602、时间微分器604、乘法器608、加法器606、接续控制块610，以及包络电平源612。可以理解，包络电平源612表示参考包络的产生，其优选产生已经在上文参照图1和图3进行了说明。
根据本发明的该实施例，图8所示的DSP 500的元件用于提供延迟平衡。
包络电平块612所产生的线路614上的包络参考波形被提供至内插器602，该内插器602将线路616上的输出提供给时间微分器604。线路616上的输出还形成线路332上的到DAC 306的输入。时间微分器604在线路622上的输出包括包络参考波形的时间导数(derivative)。
线路622上的包络参考波形的时间导数在乘法器608中与来自一位ADC 508的线路506上的一位误差信号相乘。相乘的结果呈现在乘法器608的输出侧的线路620上。
线路620上的相乘结果形成到加法器606的第一输入，该加法器606被构造为用作积分器。加法器606在线路618上的输出被反馈以形成到加法器的第二输入。将线路618上的积分输出提供为到内插器602的输入，以控制或操纵参考波形的延迟。
可以通过内插器602中的参考波形的内插来实现二次抽样间隔延迟方案。
总之，图8示出了图3的延迟元件304的优选实现，包括图6的DC箝位控制。延迟元件304的其他可能实现将落入本领域技术人员的理解范围内。
上述实施例允许RF放大级在没有对大部分多载波情况进行功率和带宽限制以内的外部调整的情况下进行工作。然而，存在两种特殊情况，可能需要图8的DSP 500自动修改其工作模式。需要进行某些修改来使得对于恒定包络或缓慢变化的信号进行的包络跟踪精确。这种信号的示例是GRPS(通用分组无线业务)，其中仅需要放大一个载波或者两个间隔很近的载波。在这种情况下，连续箝位之间的间隔可能非常大。这将需要DSP唤起暂停，在该点处通过接续控制模块610执行最近电源之间的二阶Delta-Sigma脉宽调制。在这种情况下，因为存在最小的高频包络功率，所以可以接受脉宽调制的使用。
当存在两个振幅相等但被很大的频率间隔所分离的载波时会出现另外的情况，但是包络路径不足以达到最小电源箝位。在这种情况下，将箝位电平移动到下一个最高电压电平，并且所有其他功能都保留，如同多载波情况。
最后，参照图9，该图示出了根据本发明而提供的效率提高。图9示出了功率放大器效率与功率放大器电源电压之间关系的曲线图。可以看出，粗线704表示根据本发明的电源电压切换，而细线702表示现有技术中所实现的电源电压的范围。
图9的曲线706示出了使用多个电源电压时可以实现的显著优点，包括将放大器312实现为G类放大器。随着更多电源电压的设置，电源电压电平之间的效率的降低比利用较少数量的电源所获得的“锯齿”波形704具有更多的波动。
RF放大器102优选地驱动诸如天线的RF负载。
以上通过参照具体优选实施例对本发明进行了说明。然而本发明并不限于这些实施例。本发明具有与RF放大器相关的具体应用，但是并不限于该实现。本发明可以在设置有多个被切换、可选择的电压电源的任何环境中有益地使用。
利用RF放大器的所述优选实施例并不限于被该RF放大器驱动的任何特定负载。然而，认为这种RF放大器通常会驱动天线。因此，本发明在包括移动通信领域在内的通信领域中具有特殊的益处。

Claims (38)

1、一种电源级，包括：
a.参考装置，用于提供表示目标电源电压的参考信号；
b.选择装置，用于根据所述参考信号选择多个电源电压中的一个；
c.调整装置，用于接收所选电源电压和所述参考信号，并且该调整装置适合于根据所选电源电压和所述参考信号产生跟随所述参考信号的经调整的所选电源电压。
2、根据权利要求1所述的电源级，其中所述电源级用于放大器，所述参考信号表示所述放大器的输入信号的包络。
3、根据权利要求1或2所述的电源级，其中所述调整装置包括交流放大器。
4、根据权利要求3所述的电源级，其中所选电源电压在所述电源电压和参考信号电平之间具有最小绝对值差。
5、根据权利要求3或4所述的电源级，其中所述交流放大器被连接以放大所述参考信号与所选电源电压的表示之间的差。
6、根据权利要求5所述的电源级，其中所述调整装置包括用于将所述经放大的差与所选电源电压进行求和的装置。
7、根据权利要求6所述的电源级，其中所选电源电压的表示是该电源电压本身。
8、根据权利要求6所述的电源级，其中所选电源电压的表示是经调整的所选电源电压。
9、根据权利要求1到8中任意一项所述的电源级，其中所述经调整的所选电源电压是所述电源级的输出。
10、根据权利要求3到8中任意一项所述的电源级，其中所述调整装置还包括高频放大器。
11、根据权利要求10所述的电源级，其中所述高频放大器被连接以放大所述参考信号与所述经调整的电源电压的表示之间的差。
12、根据权利要求11所述的电源级，其中所述调整装置包括用于将所述经放大的差与所述经调整的电源电压进行求和以产生经进一步调整的电源电压的装置。
13、根据权利要求12所述的电源级，其中所述经调整的电源电压的表示是所述经调整的电源电压本身。
14、根据权利要求12所述的电源级，其中所述经调整的电源电压的表示是所述经进一步调整的电源电压。
15、根据权利要求12至14中任意一项所述的电源级，其中所述经进一步调整的电源电压形成所述电源级的输出。
16、根据以上任意一项权利要求所述的电源级，其中在所述调整装置的输入处进一步设置有内插装置，以内插所选电源电压。
17、根据权利要求16所述的电源级，其中所述内插装置包括电感-电容结构。
18、根据权利要求3至17中任意一项所述的电源级，其中还设置有用于对交流放大器进行直流箝位的装置。
19、根据权利要求18所述的电源级，其中所述用于进行直流箝位的装置响应对于比所述经调整的电源电压更小的参考信号的检测。
20、根据以上任意一项权利要求所述的电源级，其中设置有用于延迟所述参考信号的延迟元件。
21、根据权利要求3至17中任意一项所述的电源级，其中还设置有用于去除来自所述交流放大器的直流分量的慢直流调整装置。
22、根据以上任意一项权利要求所述的电源级，其中所述调整装置包括多个级联校正电路。
23、根据权利要求22所述的电源级，其中所述调整装置包括两个或更多个级联校正电路。
24、根据权利要求2至20中任意一项所述的电源级，其中设置有延迟元件，其用于补偿所述信号放大器与电源电压控制输入之间的延迟的差。
25、一种射频放大级，包括：
a.放大器，用于接收要放大的输入信号和电源电压；以及
b.电源电压级，用于提供所述电源电压，其包括：
i.用于提供对输入信号的包络进行表示的参考信号的装置；
ii.用于根据所述参考信号选择多个电源电压中的一个的装置；以及
iii.用于产生经调整的所选电源电压的装置，包括用于放大所述参考信号与所选电压电平或所述经调整的所选电压电平中的一个之间的差的交流放大器，以及用于对所述经放大的差与所选电源电压进行求和，从而产生所述经调整的电源电压的求和器。
26、根据权利要求25所述的射频放大级，其中所述用于产生经调整的所选电源电压的装置还可以产生经进一步调整的电源电压，并且还包括：射频放大器，用于对参考信号与所述经调整的电源电压或所述经进一步调整的电源电压中的一个之间的差进行放大；以及求和器，用于对经如此放大的差与所述经调整的电源电压进行求和，由此产生经进一步调整的电源电压。
27、根据权利要求25或26所述的射频放大级，其中所述经调整的电源电压或所述经进一步调整的电源电压之一形成到所述放大器的电源电压。
28、一种控制电源级的方法，包括：
a.提供表示目标电源电压的参考信号；
b.根据所述参考信号选择多个电源电压中的一个；
c.根据所选电源电压和所述参考信号产生跟随所述参考信号的经调整的所选电源电压。
29、根据权利要求28所述的方法，其中所述参考信号表示到放大器的输入信号的包络，所述电源级向所述放大器提供电源。
30、根据权利要求28或29所述的方法，其中对所述参考信号与所选电源电压的表示之间的差进行交流放大。
31、根据权利要求30所述的方法，其中对所述经放大的差与所选电源电压进行求和，以形成所述经调整的电源电压。
32、根据权利要求31所述的方法，其中对所述参考信号与所述经调整的电源电压的表示之间的差进行射频放大。
33、根据权利要求32所述的方法，其中对所述经放大的差与所述经调整的电源电压进行求和，以形成经进一步调整的电源电压。
34、根据权利要求28至33中任意一项所述的方法，还包括在所述产生经调整的电源电压的步骤之前的内插步骤。
35、根据权利要求30至34中任意一项所述的方法，还包括用于在所述交流放大步骤中去除直流分量的装置。
36、一种大体上参照图1至9中任意一个而描述或示于这些图中任意一个中的电源级。
37、一种大体上参照图1至9中任意一个而描述或示于这些图中任意一个中的射频放大级。
38、一种大体上参照图1至9中任意一个而描述或示于这些图中任意一个中的控制电源级的方法。
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