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Die vorliegende Erfindung betrifft eine Hochfrequenzverstärker-Anordnung für einen Hochfrequenzgenerator, einen entsprechenden Hochfrequenzgenerator mit einer Hochfrequenzverstärker-Anordnung sowie ein Plasmasystem mit einem Hochfrequenzgenerator.
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Hochfrequenzverstärker-Anordnungen sind im Allgemeinen bekannt und werden für diverse Anwendungen eingesetzt. Insbesondere sind dabei die Anforderungen an eine Hochfrequenzverstärker-Anordnung dann besonders hoch, wenn diese zum Betrieb von Plasmageneratoren eingesetzt werden.
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Dies ist darin begründet, dass die in den Hochfrequenzverstärker-Anordnungen eingesetzten Verstärker-Transistoren leicht zerstört werden können, wenn diese nicht in angemessener Weise geschützt werden. Dabei kann die Zerstörung eines Verstärker-Transistors unterschiedliche Gründe haben. Insbesondere können zu hohe Spannungen an den Transistoranschlüssen bzw. zu hohe Ströme, die durch den Transistor fließen, zu einer Zerstörung eines Verstärker-Transistors führen.
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Ein wesentliches Problem beim Einsatz einer Hochfrequenzverstärker-Anordnung für den Betrieb eines Plasmagenerators ist dabei, dass das erzeugte Plasma eine höchst instationäre Last darstellt. Dies führt in der Regel dazu, dass zumindest ein Teil der eingespeisten Leistung reflektiert wird, so dass zumindest temporär hohe Ströme durch den Verstärker-Transistor der Hochfrequenzverstärker-Anordnung fließen können und den Verstärker-Transistor bzw. die gesamte Hochfrequenzverstärker-Anordnung zerstören können.
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Folglich ist die Lebensdauer von Hochfrequenzverstärker-Anordnungen oft nicht so hoch, wie dies gewünscht ist.
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Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, eine Hochfrequenzverstärker-Anordnung bereitzustellen, die besonders stabil ist und die eine hohe Lebensdauer aufweist.
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Zur Lösung der vorstehend genannten Aufgabe wird mit der vorliegenden Erfindung eine Hochfrequenzverstärker-Anordnung für einen Hochfrequenzgenerator, insbesondere für einen Hochfrequenzgenerator zum Betreiben eines Plasmagenerators vorgeschlagen, mit
- - einem Signalgenerator für die Erzeugung eines hochfrequenten Signals;
- - einem ersten Verstärker-Transistor zum Verstärken des vom Signalgenerator erzeugten Signals;
- - einem Ausgangsanschluss zum Ausgeben des verstärkten Signals an eine externe Last;
- - einem zwischen dem Signalgenerator und dem ersten Verstärker-Transistor angeordneten Eingangsnetzwerk zum Bereitstellen des hochfrequenten Signals am Eingang des ersten Verstärker-Transistors;
- - einem zwischen dem ersten Verstärker-Transistor und der externen Last angeordneten Ausgangsnetzwerk zum Bereitstellen einer gewünschten Lastimpedanz für den ersten Verstärker-Transistor; und
- - einer am Ausgangsanschluss angeordneten, elektronischen Spannungsbegrenzungs-Anordnung zum Begrenzen der am Ausgangsanschluss anliegenden Ausgangsspannung.
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Durch die Bereitstellung der elektronischen Spannungsbegrenzungs-Anordnung am Ausgangsanschluss wird erreicht, dass der durch den Verstärker-Transistor fließende Strom ebenfalls begrenzt wird. Dies wird dadurch erreicht, dass das Ausgangsnetzwerk die Impedanz der externen Last invertiert, sodass am ersten Verstärker-Transistor die gewünschte Lastimpedanz bereitgestellt wird. Eine Begrenzung der Ausgangsspannung auf einen vorgegebenen Maximalwert führt folglich dazu, dass der Strom durch den ersten Transistor-Verstärker ebenfalls auf einen Maximalwert begrenzt wird. Durch die Anordnung der Spannungsbegrenzungs-Anordnung am Ausgangsanschluss wird somit erreicht, dass keine zu hohen Ströme durch den Verstärker-Transistor fließen und diesen dabei zerstören können.
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Der Signalgenerator gemäß der vorliegenden Erfindung ist dazu ausgelegt, ein hochfrequentes Signal mit einer Frequenz von typischerweise 100 kHz bis 200 MHz zu erzeugen. Das durch den Signalgenerator erzeugte hochfrequente Signal wird durch das Eingangsnetzwerk am Eingang des Verstärker-Transistors bereitgestellt. Das Eingangsnetzwerk kann dabei insbesondere einen Transformator aufweisen. Zusätzlich kann das Eingangsnetzwerk gemäß einigen Ausführungsformen der Erfindung auch zusätzliche Induktivitäten und Kapazitäten aufweisen, die der Impedanzanpassung dienen können. Das von dem Signalgenerator erzeugte Signal wird mit einem ersten Verstärker-Transistor verstärkt, wobei der Verstärker-Transistor insbesondere als Feldeffekttransistor (FET) und bevorzugt als MOSFET (Metal Oxide Semiconductor FET) ausgeführt sein kann. Insbesondere kann der erste Verstärker-Transistor als LDMOS (Laterally Diffused Metal Oxide Semiconductor) FET oder als VDMOS (Vertically Diffused Metal Oxide Semiconductor) FET ausgeführt sein. Das verstärkte Signal wird über einen Ausgangsanschluss an eine externe Last ausgegeben. Zwischen dem Verstärker-Transistor und der externen Last ist ein Ausgangsnetzwerk angeordnet, das insbesondere einen Transformator und optional zusätzliche Spulen und/oder Kondensatoren aufweisen kann. Das Ausgangsnetzwerk dient dazu, für den Verstärker-Transistor die gewünschte Lastimpedanz bereitzustellen. Das Ausgangsnetzwerk ist üblicherweise so ausgelegt, dass eine höhere Impedanz der externen Last in eine niedrigere und für den Verstärker-Transistor geeignete Impedanz umgewandelt wird.
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Die elektronische Spannungsbegrenzungs-Anordnung, die am Ausgangsanschluss angeordnet ist, dient dazu, einen Anstieg der am Ausgangsanschluss anliegenden Ausgangsspannung über einen vorgegebenen Wert zu verhindern oder zumindest den Anstieg über einen vorgegebenen Wert einzuschränken. Im Rahmen der vorliegenden Erfindung können zahlreiche verschiedene Schaltungsvarianten eingesetzt werden, um die technische Funktion der elektronischen Spannungsbegrenzungs-Anordnung zu erreichen. Auch wenn die vorliegende Erfindung zum besseren Verständnis im Zusammenhang mit einem Verstärker-Transistor beschrieben wird, können gemäß einigen Ausführungsformen der Erfindung zwei oder mehr als zwei Verstärker-Transistoren zum Einsatz kommen. Insbesondere kann gemäß der vorliegenden Erfindung vorgesehen sein, dass zwei Verstärker-Transistoren eingesetzt werden, die in einer Push-Pull-Anordnung miteinander verschaltet sind. Gemäß einigen Ausführungsformen der Erfindung kann vorgesehen sein, dass die Spannungsbegrenzungs-Anordnung, die am Ausgangsanschluss angeordnet ist, nicht unmittelbar mit dem Ausgangsanschluss verbunden ist, sondern dass einzelne Komponenten zwischen dem Ausgangsanschluss und der elektronischen Spannungsbegrenzungs-Anordnung angeordnet sind, so dass die Spannungsbegrenzungs-Anordnung in diesem Fall lediglich mittelbar (z. B. galvanisch, kapazitiv oder induktiv) mit dem Ausgangsanschluss verbunden ist. Es kommt im Rahmen der vorliegenden Erfindung lediglich darauf an, dass die ausgangsseitig angeordnete elektronische Spannungsbegrenzungs-Anordnung die Funktion der Spannungsbegrenzung erfüllt und daher dazu beiträgt, dass der durch den Verstärker-Transistor fließende Strom ebenfalls begrenzt wird.
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Vorzugsweise ist vorgesehen, dass die Spannungsbegrenzungs-Anordnung eine Last aufweist, über die zumindest ein Teil der erhöhten Spannung am Ausgangsanschluss abfallen kann. Dadurch wird die effektive Impedanz an der Spannungsbegrenzungs-Anordnung reduziert und die Lastimpedanz des Verstärker-Transistors erhöht, so dass ein geringerer Strom durch den Verstärker-Transistor fließt. Die Last kann insbesondere als im Wesentlichen kapazitive Last ausgeführt sein.
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Vorzugsweise ist vorgesehen, dass die Spannungsbegrenzungs-Anordnung eine erste Gleichrichter-Diode und einen in Reihe zu der ersten Gleichrichter-Diode angeordneten ersten Kondensator aufweist. Bei der Gleichrichter-Diode kann es sich bevorzugt um eine Hochspannungs-Siliziumkarbid-Diode handeln, die eine sehr hohe Durchbruchspannung aufweist. Die Durchbruchspannung kann insbesondere größer als 500 V und bevorzugt größer als 1 kV sein. Durch diese Anordnung wird es ermöglicht, während einer Halbwelle des periodischen Ausgangssignals einen Teil der kurzzeitig erhöhten Spannung an den ersten Kondensator zu überführen und dadurch die Spannung am Ausgangsanschluss im zeitlichen Mittel zu reduzieren. Dadurch wird der Strom, der durch den Verstärker-Transistor fließt, ebenfalls reduziert. Dabei wird der erste Kondensator mit jeder Periode weiter aufgeladen. Sofern der Kondensator eine relativ hohe Kapazität aufweist, kann dadurch erreicht werden, dass zumindest kurzzeitige Spannungserhöhungen durch den ersten Kondensator kompensiert werden.
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Vorzugsweise ist vorgesehen, dass die Spannungsbegrenzungs-Anordnung eine zum ersten Kondensator parallel angeordnete erste Entladeanordnung zum Entladen des ersten Kondensators aufweist. Dies hat den Vorteil, dass dadurch die Spannungsbegrenzungs-Anordnung auch Spannungserhöhungen, die sich über einen längeren Zeitraum erstrecken, kompensieren kann. Die Kapazität des ersten Kondensators kann gemäß der vorliegenden Erfindung typischerweise zwischen 100 pF und 1 nF betragen. Der gewählte Kapazitätsbereich bietet den Vorteil, dass der erste Kondensator einerseits über mehrere Perioden aufgeladen wird, und andererseits die Kapazität des ersten Kondensators nicht zu hoch ist, so dass sie den Pulsbetrieb nicht spürbar beeinflusst. Durch den Einsatz der ersten Entladeanordnung kann der erste Kondensator entladen werden, sobald eine vorgegebene Spannung bei diesem erreicht ist. Die Entladeanordnung kann insbesondere einen ohmschen Widerstand oder einen spannungsabhängigen Widerstand (beispielsweise Diode oder Varistor) aufweisen.
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Vorzugsweise ist vorgesehen, dass die Kapazität des ersten Kondensators 1 pF bis 100 nF und insbesondere 10 pF bis 10 nF beträgt. Durch die geeignete Wahl der Kapazität des ersten Kondensators kann eine besonders effiziente Spannungsbegrenzung am Ausgangsanschluss gewährleistet werden.
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Vorzugsweise ist vorgesehen, dass die erste Entladeanordnung einen ersten ohmschen Widerstand zum Entladen des ersten Kondensators aufweist. Der erste ohmsche Widerstand kann einerseits mit dem ersten Kondensator und andererseits mit einem Masseanschluss verbunden sein. Auf diese Weise kann sich der erste Kondensator über den ersten ohmschen Widerstand entladen. Der Widerstand kann dabei insbesondere einen Wert zwischen 5 und 100 kΩ, bevorzugt zwischen 10 und 50 kΩ und besonders bevorzugt gleich 25 kΩ annehmen.
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Vorzugsweise ist vorgesehen, dass die Entladeanordnung eine erste Entlade-Diode zum Entladen des ersten Kondensators aufweist. Bei der Entlade-Diode kann es sich bevorzugt um eine Avalanche-Diode oder eine Zenerdiode handein. Durch den Einsatz einer Entlade-Diode kann eine besonders schnelle Entladung des Kondensators gewährleistet werden. Durch die Wahl der Durchbruchspannung der Entlade-Diode kann zudem auf einfache Art eingestellt werden, oberhalb welcher Grenzspannungen die Entlade-Anordnung aktiviert werden soll. Die Entlade-Diode kann einerseits mit dem ersten Kondensator und andererseits mit einem Masseanschluss verbunden sein.
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Vorzugsweise ist vorgesehen, dass die erste Gleichrichter-Diode und die erste Entlade-Diode derart angeordnet sind, dass die Kathode der ersten Gleichrichter-Diode mit der Kathode der ersten Entlade-Diode oder dass die Anode der ersten Gleichrichter-Diode mit der Anode der ersten Entlade-Diode verbunden ist.
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Vorzugsweise ist vorgesehen, dass die Entladeanordnung zwei oder mehr als zwei in Reihe oder parallel geschaltete Dioden aufweist. Durch die Verwendung von mehreren Dioden kann eine weitere Verbesserung der Wärmeabfuhr ermöglicht werden. Die Dioden können insbesondere als Avalanche-Dioden oder Zenerdioden ausgeführt sein.
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Vorzugsweise ist vorgesehen, dass die Spannungsbegrenzungs-Anordnung mit Masse verbunden ist.
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Vorzugsweise ist vorgesehen, dass die Spannungsbegrenzungs-Anordnung zwei zueinander parallel angeordnete Teilanordnungen aufweist, wobei
- - die erste Teilanordnung
- - eine erste Gleichrichter-Diode; und
- - eine zu der ersten Gleichrichter-Diode in Reihe angeordnete erste Parallelschaltung umfassend einen ersten Kondensator und eine erste Entladeanordnung aufweist; wobei
- - die Kathode der ersten Gleichrichter-Diode mit der ersten Parallelschaltung verbunden ist; und
- - die zweite Teilanordnung
- - eine zweite Gleichrichter-Diode; und
- - eine zu der zweiten Gleichrichter-Diode in Reihe angeordnete zweite Parallelschaltung umfassend einen zweiten Kondensator und eine zweite Entladeanordnung aufweist; wobei
- - die Anode der zweiten Gleichrichter-Diode mit der zweiten Parallelschaltung verbunden ist.
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Dabei können die erste Entladeanordnung und die zweite Entladeanordnung insbesondere jeweils einen ohmschen Widerstand und/oder eine Diode und/oder einen Varistor aufweisen, die parallel zu den jeweiligen Kondensatoren angeordnet sind. Darüber hinaus kann die erste Entladeanordnung und/oder die zweite Entladeanordnung eine Kombination aus einem Entlade-Transistor und einer Ansteuer-Diode aufweisen. Auf die möglichen Anordnungen der Entlade-Transistoren und der Ansteuer-Dioden wird nachfolgend noch im Detail eingegangen. Ferner kann vorgesehen sein, dass die erste Entladeanordnung einen ersten ohmschen Widerstand und eine erste Entlade-Diode aufweist, die parallel zu dem ersten Kondensator angeordnet sind. Dabei ist die Kathode der ersten Gleichrichter-Diode mit der Kathode der ersten Entlade-Diode verbunden. Entsprechend weist die zweite Entladeanordnung insbesondere einen zweiten ohmschen Widerstand und eine zweite Entlade-Diode auf, die parallel zu dem zweiten Kondensator angeordnet sind. Dabei ist die Anode der Entlade-Diode mit der Anode der Gleichrichter-Diode verbunden. Durch die Verwendung von zwei Gleichrichter-Dioden, von denen die erste Diode anodenseitig an dem Ausgangsanschluss angeordnet ist und die zweite Diode kathodenseitig mit dem Ausgangsanschluss verbunden ist, wird erreicht, dass die erhöhten Spannungen sowohl während der positiven Halbwelle des Ausgangssignals, als auch während der negativen Halbwelle des Ausgangssignals durch den ersten und den zweiten Kondensator kompensiert werden. Dadurch kann eine besondere effiziente Begrenzung der Spannung am Ausgangsanschluss gewährleistet werden.
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Vorzugsweise ist vorgesehen, dass die Entladeanordnung einen Varistor zum Entladen des ersten Kondensators aufweist oder ausschließlich aus einem Varistor zum Entladen des ersten Kondensators besteht.
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Vorzugsweise ist vorgesehen, dass die Entladeanordnung einen ersten Entlade-Transistor zum Entladen des ersten Kondensators aufweist sowie eine Ansteuer-Diode zum Ansteuern des ersten Entlade-Transistors. Die Kombination aus dem Entlade-Transistor und der Ansteuer-Diode kann anstatt der Entlade-Diode oder in Ergänzung zu dieser eingesetzt werden. Die Verwendung eines Entlade-Transistors hat den Vorteil, dass dieser sehr hohe Leistungen abführen kann und zudem eine hohe Reaktionsgeschwindigkeit aufweist.
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Vorzugsweise ist vorgesehen, dass der erste Entlade-Transistor als npn-Bipolartransistor ausgeführt ist, wobei die Anode der Ansteuer-Diode mit der Basis des npn-Bipolartransistors verbunden ist und die Kathode der Ansteuer-Diode mit dem Kollektor des npn-Bipolartransistors verbunden ist. Auf diese Weise kann die Ansteuer-Diode dazu verwendet werden, den npn-Bipolartransistor anzusteuern, sobald eine vorgegebene Spannung an der Ansteuer-Diode überschritten ist.
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Vorzugsweise ist vorgesehen, dass ein Ansteuerwiderstand vorgesehen ist, der parallel zu der Ansteuersteuer-Diode angeordnet ist. Dadurch kann der Entlade-Transistor den ersten Kondensator kontinuierlich mit einem kleinen Strom entladen. Dadurch kann der erste ohmsche Widerstand, der parallel zum ersten Kondensator angeordnet ist, ersetzt werden, so dass die Verlustleistung durch den Transistor und seinem Kühlkörper aufgenommen wird.
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Vorzugsweise ist vorgesehen, dass die Entladeanordnung einen ersten Entlade-Transistor aufweist, der als nMOS-Transistor ausgeführt ist, wobei der Gate des nMOS-Transistors über einen Widerstandsteiler angesteuert ist. Der Widerstandsteiler weist dabei zwei Widerstände auf, von denen der eine Widerstand zwischen dem Gate und dem Drain des nMOS-Transistors angeordnet ist und der andere Widerstand zwischen dem Gate des nMOS-Transistors und dem Masseanschluss angeordnet ist.
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Vorzugsweise ist vorgesehen, dass der erste Entlade-Transistor auf einem Kühlelement angeordnet ist, das zum Abführen der im Entlade-Transistor erzeugten Wärme vorgesehen ist. Durch die Anordnung des ersten Entlade-Transistors auf einem Kühlelement kann der erste Entlade-Transistor deutlich höhere Leistungen abführen. Dadurch kann insgesamt eine stabilere Hochfrequenzverstärker-Anordnung bereitgestellt werden.
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Ferner wird im Rahmen der vorliegenden Erfindung ein Hochfrequenzgenerator, insbesondere zum Betreiben eines Plasmagenerators offenbart, umfassend
- - eine Hochfrequenzverstärker-Anordnung gemäß der vorliegenden Erfindung;
- - eine Steuer- und/oder Regeleinheit zum Steuern und/oder Regeln des durch den Signalgenerator erzeugten Signals; und
- - eine Gleichspannungsquelle zum Versorgen des ersten Verstärker-Transistors mit einer elektrischen Spannung.
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Der Hochleistungsgenerator kann dazu ausgelegt sein, Ausgangsleistungen > 100 W und bevorzugt Ausgangsleistungen > 1 kW zu erzeugen.
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Der erfindungsgemäße Hochfrequenzgenerator weist im Vergleich zu den aus dem Stand der Technik bekannten Hochfrequenzgeneratoren eine höhere Robustheit sowie eine höhere Lebensdauer auf.
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Schließlich wird mit der Erfindung ein Plasmasystem offenbart, umfassend
- - einen Plasmagenerator zum Erzeugen eines Plasmas; und
- - einen Hochfrequenzgenerator gemäß der vorliegenden Erfindung zum Betreiben des Plasmagenerators.
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Die Erfindung wird nachfolgend anhand der Figuren erläutert. Im Einzelnen zeigen dabei:
- 1 eine erste Ausführungsform einer Hochfrequenzverstärker-Anordnung gemäß dem Stand der Technik,
- 2 eine zweite Ausführungsform einer Hochfrequenzverstärker-Anordnung gemäß dem Stand der Technik,
- 3 eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen Hochfrequenzverstärker-Anordnung,
- 4 verschiedene Ausführungsformen der Spannungsbegrenzungs-Anordnung der erfindungsgemäßen Hochfrequenzverstärker-Anordnung,
- 5 eine weitere Ausführungsform der Spannungsbegrenzungs-Anordnung gemäß der Erfindung,
- 6 Verlauf des Drainstromes des Verstärker-Transistors sowie der Spannung am Ausgangsanschluss,
- 7 eine weitere Ausführungsform der Erfindung mit mehreren Hochfrequenzverstärker-Anordnungen und einem Leistungskoppler und
- 8 verschiedene Ausführungsformen der Entladeanordnung gemäß der Erfindung.
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In der 1 ist eine erste Ausführungsform einer Hochfrequenzverstärker-Anordnung 10 gezeigt, wie sie aus dem Stand der Technik bekannt ist. Die Hochfrequenzverstärker-Anordnung 10 weist einen Signalgenerator 12 für die Erzeugung eines hochfrequenten Signals auf. Das hochfrequente Signal kann dabei typischerweise eine Frequenz von 100 kHz bis 200 MHz aufweisen. Das generierte Signal wird über ein Eingangsnetzwerk 14 am Eingang eines Verstärker-Transistors 16 bereitgestellt. Das Eingangsnetzwerk 14 kann beispielsweise einen Transformator aufweisen (in der 1 nicht gezeigt). Alternativ oder zusätzlich zu dem Transformator kann das Eingangsnetzwerk 14 Spulen, Kondensatoren und/oder Widerstände aufweisen, die der Impedanzanpassung dienen können. Bei dem Verstärker-Transistor 16 kann es sich insbesondere um einen Bipolartransistor oder um einen Feldeffekttransistor (FET) handeln. Besonders bevorzugt kann der Verstärker-Transistor 16 als ein MOSFET ausführt sein, wie in der 1 gezeigt. Dieser kann insbesondere in einer Common-Source-Schaltung angeordnet sein. In diesem Fall ist der Ausgang des Eingangsnetzwerks 14 mit dem Gateanschluss des Verstärker-Transistors 16 verbunden, während der Drainanschluss des Verstärker-Transistors 16 mit dem Eingang eines Ausgangsnetzwerks 18 verbunden ist. Das Ausgangsnetzwerk 18 kann beispielsweise einen Transformator aufweisen. Alternativ oder zusätzlich zu dem genannten Transformator kann das Ausgangsnetzwerk Spulen und/oder Kondensatoren aufweisen, die der Impedanzanpassung dienen können. Durch das Ausgangsnetzwerk 18 wird die Impedanz der externen Last 22 invertiert, so dass die Impedanz von typischerweise 50 Ω auf eine deutlich geringere Transistorimpedanz von beispielsweise 5 Ω umgewandelt wird und die elektrische Länge des Ausgangsnetzwerks 18 zwischen dem Drain und einem Ausgangsanschluss 20 ungefähr ein Viertel der RF-Periode beträgt. Das Ausgangsnetzwerk 18 verbindet den Verstärker-Transistor 16 mit dem Ausgangsanschluss 20, an dem eine externe Last 22 angeordnet ist. Zudem weist die Hochfrequenzverstärker-Anordnung 10 eine erste Spannungsquelle 24 auf, die der Bereitstellung einer Gate-Vorspannung am Verstärker-Transistor 16 dient. Bei einigen Hochfrequenzverstärker-Anordnungen 10 kann eine zusätzliche Stabilisierungsschaltung 26 vorgesehen sein, die zwischen dem Gate und dem Drain des Verstärker-Transistors 16 angeordnet ist. Die Stabilisierungsschaltung 26 dient dazu, unerwünschte Schwingungen des Verstärker-Transistors 16 zu unterdrücken. Wie in der 1 gezeigt, weist die hier abgebildete Stabilisierungsschaltung 26 einen Widerstand und einen Kondensator auf. Schließlich weist die in der 1 gezeigte Hochfrequenzverstärker-Anordnung 10 eine zweite Spannungsquelle 28 auf, die der Versorgung des Verstärker-Transistors 16.
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In der 2 ist eine zweite Ausführungsform einer Hochfrequenzverstärker-Anordnung 10 gemäß dem Stand der Technik dargestellt, bei der zwei Verstärker-Transistoren 16a, 16b eingesetzt sind. Die beiden Verstärker-Transistoren 16a, 16b sind, genauso wie bei der in der 1 gezeigten Ausführungsform, als MOSFETs ausgeführt. Die Verstärker-Transistoren 16a, 16b sind in einer Push-Pull-Anordnung miteinander verbunden und jeweils in einer Common-Source-Schaltung angeordnet.
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In der 3 ist ein erstes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Hochfrequenzverstärker-Anordnung 10 abgebildet. Im Vergleich zu den Hochfrequenzverstärker-Anordnungen 10 gemäß dem Stand der Technik weist die erfindungsgemäße Hochfrequenzverstärker-Anordnung 10 eine am Ausgangsanschluss 20 angeordnete, elektronische Spannungsbegrenzungs-Anordnung 30 zum Begrenzen der am Ausgangsanschluss 20 anliegenden Ausgangsspannung auf. Die Spannungsbegrenzungs-Anordnung 30 ist also parallel zu der externen Last 22 angeordnet. Durch die Spannungsbegrenzungsanordnung 30 am Ausgangsanschluss 20 wird erreicht, dass die Impedanz am Ausgang des Ausgangsnetzwerkes 18 begrenzt wird und dass dadurch die Drain-Impedanz des Verstärker-Transistors 16 nach unten hin begrenzt wird. Dadurch wird verhindert, dass ein zu hoher Drainstrom durch den Verstärker-Transistor 16 fließen kann, der zu einer Zerstörung oder zumindest einer Reduzierung der Lebensdauer des Verstärker-Transistors 16 führen kann.
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In den 4(a) bis 4(c) sind verschiedene Ausführungsformen der elektronischen Spannungsbegrenzungs-Anordnung 30a - 30c gezeigt. Gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel weist die Spannungsbegrenzungs-Anordnung 30a eine Gleichrichter-Diode 32 und einen zu der Gleichrichter-Diode 32 in Reihe geschalteten Kondensator 34 auf. Durch diese Anordnung wird erreicht, dass zumindest während der positiven Halbwelle der am Ausgangsanschluss 20 anliegenden Spannung ein Teil der Spannung über dem Kondensator 34 abfällt und der Kondensator 34 geladen wird. Dadurch wird die am Ausgangsanschluss 20 anliegende Spannung zumindest teilweise begrenzt, wodurch ein plötzliches Ansteigen des Drainstromes am Verstärker-Transistor 16 vermieden oder zumindest abgeschwächt wird.
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Darüber hinaus ist in der 4(b) eine weitere Spannungsbegrenzungs-Anordnung 30b dargestellt, die zusätzlich zu den in der 4(a) gezeigten Komponenten eine Entladeanordnung 36 aufweist, die parallel zu dem Kondensator 34 angeordnet ist. Üblicherweise ist der Kondensator 34 so ausgelegt, dass dieser nach einigen Periodendauern vollständig aufgeladen ist. Ohne eine entsprechende Entladeanordnung könnte der Kondensator 34 nur kurzfristig die Spannung am Ausgangsanschluss 20 begrenzen. Durch die zusätzliche Entladeanordnung 36 wird erreicht, dass der Kondensator 34 regelmäßig entladen wird und somit dauerhaft zur Spannungsbegrenzung am Ausgangsanschluss 20 beitragen kann. Wie noch im Zusammenhang mit den nachfolgenden Figuren gezeigt wird, kann die Entladeanordnung 36 insbesondere einen ohmschen Widerstand oder einen spannungsabhängigen Widerstand (z. B. eine Lawinen-Diode oder ein Varistor) aufweisen. Durch die Entladeanordnung 36 kann eine signifikante Verbesserung der Hochfrequenzverstärker-Anordnung 10 erreicht werden, da eine dauerhafte Spannungsbegrenzung erfolgen kann, die zu einer beträchtlichen Erhöhung der Lebensdauer des Verstärker-Transistors 16 und damit der gesamten Hochfrequenzverstärker-Anordnung 10 beitragen kann.
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In der 4(c) ist ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Spannungsbegrenzungs-Anordnung 30c dargestellt. Wie in dieser Figur gezeigt, kann die Spannungsbegrenzungs-Anordnung 30c eine Entladeanordnung 36 aufweisen, die einen ohmschen Entladewiderstand 38 und eine Entlade-Diode 40 umfasst. Der Entladewiderstand 38 und die Entlade-Diode 40 sind dabei parallel zueinander sowie parallel zum Kondensator 34 angeordnet. Zudem ist die Entlade-Diode 40 derart angeordnet, dass die Kathode der Entlade-Diode 40 mit der Kathode der Gleichrichter-Diode 32 verbunden ist. Durch die in der 4(c) dargestellte Anordnung der Spannungsbegrenzungs-Anordnung 30c wird erreicht, dass während der positiven Halbwelle der am Ausgangsanschluss 20 anliegenden Spannung der Kondensator 34 aufgeladen wird und sich dieser Kondensator 34 über den Entladewiderstand 38 und die Entlade-Diode 40 entladen kann, so dass der Kondensator 34 innerhalb der positiven Halbwelle der am Ausgangsanschluss 20 anliegenden Spannung permanent zur Spannungsbegrenzung am Ausgangsanschluss 20 beitragen kann. Die Kombination aus dem Entladewiderstand 38 und der Entlade-Diode 40 hat dabei den Vorteil, dass eine schnelle Entladung über die Entlade-Diode 40 gewährleistet werden kann, wenn abrupt eine besonders hohe Spannung am Ausgangsanschluss anliegt, während eine permanente Entladung über den Entladewiderstand 38 erfolgen kann, und zwar auch dann, wenn kein besonders hoher Spannungspeak am Ausgangsanschluss 20 anliegt. Somit wird ein besonders vorteilhafter Entladeprozess für den Kondensator 34 bereitgestellt.
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In der 5 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel für die elektronische Spannungsbegrenzungs-Anordnung 30d dargestellt. Dabei weist die Spannungsbegrenzungs-Anordnung 30d eine erste Teilanordnung auf, die eine erste Gleichrichter-Diode 32a, einen ersten Kondensator 34a, einen zu dem ersten Kondensator 34a parallel geschalteten ersten Entladewiderstand 38a und eine hierzu parallel geschaltete erste Entlade-Diode 40a aufweist. Die zweite Teilanordnung weist eine zweite Gleichrichter-Diode 32b, einen zweiten Kondensator 34b, einen zum zweiten Kondensator 34b parallel angeordneten zweiten Entladewiderstand 38b und eine hierzu parallel geschaltete zweite Entlade-Diode 40b auf. Die erste Teilanordnung dient dazu, eine Spannungsbegrenzung während der positiven Halbwelle der am Ausgangsanschluss 20 anliegenden Spannung bereitzustellen. Entsprechend dient die zweite Teilanordnung dazu, während der negativen Halbwelle der am Ausgangsanschluss 20 anliegenden Spannung eine Spannungsbegrenzungsfunktion bereitzustellen. Die Spannungsbegrenzungs-Anordnung 30d ist besonders vorteilhaft, da sie eine besonders effiziente Spannungsbegrenzungsfunktion bereitstellt, die während der gesamten Periodendauer der hochfrequenten Ausgangsspannung zur Spannungsbegrenzung beitragen kann.
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In der 6 sind die Verläufe des Drainstromes des Verstärker-Transistors 16 (6 (a) und (c)) sowie der Spannung am Ausgangsanschluss 20 (6 (b) und (d)) für die Fälle mit (gestrichelte Linien) und ohne Spannungsbegrenzung (durchgezogene Linien) dargestellt. Bei den simulierten Verläufen wurde eine Spannungsbegrenzungs-Anordnung 30, die im Wesentlichen der in der 5 gezeigten Spannungsbegrenzungsanordnung 30d entspricht (im Vergleich zu dieser jedoch keine Entladewiderstände 38a, 38b aufweist) sowie eine Signalfrequenz f = 10 MHz und eine Ausgangsleistung von P = 1.500 Watt berücksichtigt. Die erste Gleichrichter-Diode 32a und die zweite Gleichrichter-Diode 32b wurden als ideale Dioden (unendlich hohe Durchbruchspannung) angenommen, während die Durchbruchspannungen der ersten Entlade-Diode 40a und der zweiten Entlade-Diode 40b mit U_d = 500 V in die Simulation eingegangen sind. Zudem wurde die Kapazität des ersten Kondensators 34a und des zweiten Kondensators 34b als C = 1,0 nF angenommen.
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In den 6(a) und 6(b) sind die Simulationsergebnisse für den Drainstrom des Verstärker-Transistors 16 sowie für die Spannung am Ausgangsanschluss 20 für den Betrieb mit 50 Ω Last am Ausgang dargestellt. Dabei zeigen die durchgezogenen Linien jeweils den Fall ohne Spannungsbegrenzungs-Anordnung 30, während die gestrichelte Linie den Fall mit der vorstehend beschriebenen Spannungsbegrenzungs-Anordnung 30 darstellt. Wie in der 6(a) zu erkennen, ist der Stromverlauf in beiden Fällen identisch. Zudem ist in der 6(b) der Verlauf der Spannung am Ausgangsanschluss 20 dargestellt. Auch in dieser Figur zeigt die durchgezogene Linie den Fall ohne Spannungsbegrenzungs-Anordnung 30, während die gestrichelte Linie den Fall mit der vorstehend beschriebenen Spannungsbegrenzungs-Anordnung 30 darstellt. Wie auch in dieser Figur zu erkennen, ändert die Spannungsbegrenzungs-Anordnung 30 nichts am Verlauf der Spannung am Ausgangsanschluss 20 im Fall des Betriebs mit einer Last von 50 Ω.
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In den 6(c) und 6(d) ist der Verlauf des Drainstromes des Verstärker-Transistors 16 und der Spannung am Ausgangsanschluss 20 für den Fall einer erhöhten Ausgangsimpedanz (Betrieb mit offenem Ausgang) dargestellt. Dabei ist in der 6(c) zu erkennen, dass der Stromverlauf ohne Verwendung einer Spannungsbegrenzungs-Anordnung 30 (durchgezogene Linie) eine nahezu doppelt so hohe Amplitude erreicht, wie in den in den 6(a) und 6(b) gezeigten Fällen (50 Ω Betrieb). Durch die Verwendung der Spannungsbegrenzungs-Anordnung 30 wird der Drainstrom des Verstärker-Transistors 16 begrenzt (gestrichelte Linie). Dies führt zu einer erhöhten Lebensdauer des Verstärker-Transistors 16 sowie der gesamten Hochfrequenzverstärker-Anordnung 10. Ebenso ist in der 6(d) zu erkennen, dass die Ausgangsspannung ohne Verwendung der Spannungsbegrenzungs-Anordnung 30 auf einen Spitzenwert ansteigt, der deutlich höher ist als in den 6(a) und 6(b) gezeigt. Durch die Verwendung der Spannungsbegrenzungs-Anordnung 30 wird eine deutliche Begrenzung der Ausgangsspannung erzielt. Dadurch wird erreicht, dass der Drainstrom des Verstärker-Transistors 16 ebenfalls begrenzt wird.
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In der 7 ist eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung abgebildet, bei der zwei Hochfrequenzverstärker-Anordnungen 10a, 10b eingesetzt sind. Dabei liefert die erste Hochfrequenzverstärker-Anordnung 10a ein erstes Ausgangssignal an einem ersten Ausgangsanschluss 20a und eine zweite Hochfrequenzverstärker-Anordnung 10b ein zweites Ausgangssignal an einem zweiten Ausgangsanschluss 20b. Dabei wird das durch die erste Hochfrequenzverstärker-Anordnung 10a bereitgestellte Ausgangssignal durch eine erste Teilanordnung umfassend die Gleichrichter-Diode 32b sowie den Kondensator 34a, den Entladewiderstand 38a und die Entlade-Diode 40a sowie durch eine zweite Teilanordnung umfassend die Gleichrichter-Diode 32c, die den Kondensator 34b, den Entladewiderstand 38b und die Entlade-Diode 40b begrenzt. Dabei dient die erste Teilanordnung der Spannungsbegrenzung während der positiven Halbwelle der Ausgangsspannung, während die zweite Teilanordnung der Spannungsbegrenzung während der negativen Halbwelle der Ausgangsspannung dient. Analog hierzu wird die durch die zweite Hochfrequenzverstärker-Anordnung 10b bereitgestellte Ausgangsspannung durch eine Teilanordnung umfassend die Gleichrichter-Diode 32a, den Kondensator 34a, den Entladewiderstand 38a und die Entlade-Diode 40a sowie eine Teilanordnung umfassend die Gleichrichter-Diode 32d, den Kondensator 34b, den Entladewiderstand 38b und die Entlade-Diode 40b begrenzt. Die Ausgangsleistungen der einzelnen Hochfrequenzverstärker-Anordnungen 10a, 10b werden durch den Leistungskoppler 42 miteinander gekoppelt. Das in der 7 dargestellte Ausführungsbeispiel der Erfindung hat den Vorteil, dass, wenn mehrere Hochfrequenzverstärker-Anordnungen 10a, 10b miteinander kombiniert oder sogar voneinander unabhängig betrieben werden, die Anzahl der für die Spannungsbegrenzung benötigten elektronischen Bauteile reduziert wird. Es werden also nicht für jede Hochfrequenzverstärker-Anordnung 10a, 10b separate Kondensatoren 34a, 34b und separate Entladewiderstände 38a, 38b bzw. Entlade-Dioden 40a, 40b benötigt. Stattdessen kann jede der genannten Komponenten für die Spannungsbegrenzung mehrerer Hochfrequenzverstärker-Anordnungen verwendet werden. Wie in der 7 zu erkennen, können zwischen den Ausgangsanschlüssen 20a, 20b und der externen Last 22 weitere Komponenten angeordnet sein (wie beispielsweise der Leistungskoppler 42). Es ist daher im Rahmen der vorliegenden Erfindung nicht zwingend erforderlich, dass ein Ausgangsanschluss 20a, 20b bzw. die am Ausgangsanschluss 20a, 20b angeordnete Spannungsbegrenzungs-Anordnung 30 unmittelbar mit der externen Last 22 verbunden ist.
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In der 8 sind weitere Ausführungsbeispiele für Entladeanordnungen 36 der erfindungsgemäßen Hochfrequenzverstärker-Anordnung 10 dargestellt. In den 8(a) bis 8(d) sind dabei Ausführungsbeispiele für Entladeanordnungen 36 dargestellt, die für die Spannungsbegrenzung während der positiven Halbwelle der Spannung am Ausgangsanschluss 20 eingesetzt werden können. Darüber hinaus sind in den 8(e) bis 8(h) verschiedene Ausführungsbeispiele für Entladeanordnungen 36 dargestellt, die für die Spannungsbegrenzung am Ausgangsanschluss 20 während der negativen Halbwellen verwendet werden können. In den 8(a) bis 8(h) ist die Verwendung von Entlade-Transistoren 44 dargestellt. Die Entlade-Transistoren 44 können insbesondere als Bipolartransistoren oder als MOSFETs ausgeführt sein. Zudem wird gemäß der in den 8(a) bis 8(h) gezeigten Ausführungsbeispiele die Verwendung von Ansteuer-Dioden 46 vorgeschlagen, um die Entlade-Transistoren 44 anzusteuern. Im Falle der Verwendung von MOSFETs wird die Schwellspannung durch Widerstandsteiler eingestellt.
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Beispielweise zeigt dabei die 8(a) eine mögliche Ausführungsform einer Entlade-Anordnung 36a unter Verwendung eines npn-Bipolartransistors 44a und einer Ansteuer-Diode 46a. Die Ansteuer-Diode 46a kann insbesondere als Avalanche-Diode ausgeführt sein. Solange die Spannung am Ausgangsanschluss 20 unterhalb eines vorgegebenen Schwellwertes liegt, ist die Entlade-Anordnung 36a nicht aktiv. Steigt jedoch die Spannung am Ausgangsanschluss 20 auf einen Wert an, der größer ist als der vorgegebene Schwellwert, schaltet die Ansteuer-Diode 46a auf Durchbruch und der Entlade-Transistor 44a wechselt in einen leitenden Zustand. Folglich kann sich der aufgeladene Kondensator 34 über den Entlade-Transistor 44a entladen. Statt der Ansteuer-Diode 46a kann alternativ auch ein Varistor verwendet werden (in der 8a nicht dargestellt). Der Einsatz eines Entlade-Transistors 44a hat den Vorteil, dass sehr hohe Leistungen abgeführt werden können. Beispielsweise ist es möglich, unter Verwendung eines Leistungstransistors mehrere 100 Watt Leistung abzuführen. Der Betrieb des Leistungstransistors kann zusätzlich optimiert werden, indem der Leistungstransistor mit einer Kühlung versehen wird. Beispielsweise kann als Leistungstransistor in einem TO220-, einem TO247- oder einem ISOTOP-Gehäuse angeordnet und gekühlt werden, um eine ausreichende Menge an Leistung abführen zu können. Die Kühlung des Leistungstransistors kann beispielsweise über eine passive (beispielsweise über einen Kühlkörper) oder aktive (beispielsweise über eine Zwangslüftung oder über Kühlwasser) Kühlung erfolgen.
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Analog zu dem in der 8(a) gezeigten Ausführungsbeispiel können auch die in den 8(b) bis (h) gezeigten Entlade-Anordnungen 36 für die Entladung der Kondensatoren 34 eingesetzt werden.
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Auch wenn in den vorstehenden Figuren zur Veranschaulichung der Erfindung sehr konkrete Ausführungsformen der Erfindung beschrieben sind, wird es für den Fachmann als selbstverständlich angesehen, dass die konkreten Ausführungsbeispiele den Umfang der vorliegenden Erfindung nicht beschränken. Diese dienen lediglich zur reinen Illustration der vorliegenden Erfindung.
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Bezugszeichenliste
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- 10
- Hochfrequenzverstärker-Anordnung
- 10a
- erste Hochfrequenzverstärker-Anordnung
- 10b
- zweite Hochfrequenzverstärker-Anordnung
- 12
- Signalgenerator
- 14
- Eingangsnetzwerk
- 16
- Verstärker-Transistor
- 16a
- erster Verstärker-Transistor
- 16b
- zweiter Verstärker-Transistor
- 18
- Ausgangsnetzwerk
- 20
- Ausgangsanschluss
- 20a
- erster Ausgangsanschluss
- 20b
- zweiter Ausgangsanschluss
- 22
- externe Last
- 24
- erste Spannungsquelle
- 26
- Stabilisierungsschaltung
- 28
- zweite Spannungsquelle
- 30
- elektronische Spannungsbegrenzungs-Anordnung
- 32
- Gleichrichter-Diode
- 32a
- erste Gleichrichter-Diode
- 32b
- zweite Gleichrichter-Diode
- 32c
- dritte Gleichrichter-Diode
- 32d
- vierte Gleichrichter-Diode
- 34
- Kondensator
- 34a
- erster Kondensator
- 34b
- zweiter Kondensator
- 36
- Entladeanordnung
- 36a - 36h
- erste bis achte Entladeanordnung
- 38
- Entladewiderstand
- 38a
- erster Entladewiderstand
- 38b
- zweiter Entladewiderstand
- 40
- Entlade-Diode
- 40a
- erste Entlade-Diode
- 40b
- zweite Entlade-Diode
- 42
- Leistungskoppler
- 42a
- Ausgangsanschluss des Leistungskopplers
- 44
- Entlade-Transistor
- 44a, g
- npn-Bipolartransistor
- 44b, h
- nMOS-Transistor
- 44c, e
- pnp-Bipolartransistor
- 44d, f
- pMOS
- 46
- Ansteuer-Diode
- 48,49
- Widerstand
