DE60011874T2

DE60011874T2 - Stromversorgungen mit schutzschaltungen

Info

Publication number: DE60011874T2
Application number: DE60011874T
Authority: DE
Inventors: George Paul Stoke Gifford BENNETT
Original assignee: Eni Technology Inc
Current assignee: MKS Instruments Inc
Priority date: 1999-07-22
Filing date: 2000-07-21
Publication date: 2005-08-25
Anticipated expiration: 2020-07-22
Also published as: JP5258836B2; CN1342340A; HK1045766A1; EP1272014A1; JP2003524361A; AU6358600A; JP4884624B2; EP1145411A2; JP2010220471A; EP1145411A3; WO2001008288A2; WO2001008288A3; HK1045766B; DE60011874D1; KR20010075262A; CN1342340B; EP1272014B1; EP1145411B1; DE60042938D1

Description

Diese Erfindung betrifft generell Stromversorgungen zum Versorgen mit Wechselstrom, genauer gesagt eine Schutzschaltung für den Schaltabschnitt einer Stromversorgung.
Hochfrequenz(HF)-Energie findet in diversen Industriebereichen zur Behandlung von Materialien über Induktionserhitzen, dielektrisches Erhitzen und Plasmaerregung Verwendung. Eine Plasmaerregung kann in der Form von induktiven Kopplungen, kapazitiven Kopplungen oder Kopplungen mit echten elektromagnetischen (EM) Wellen oder Mikrowellen durchgeführt werden. Generatoren, die diese Hochfrequenzenergie zur Verfügung stellen, machen von vielen Schaltungstopologien Gebrauch, die von Einzelklassen-A-Transistorverstärkern, welche einige zehn Watt zur Verfügung stellen, bis zu selbstschwingenden Röhren(Ventil)-Generatoren reichen, die viele tausende von Watt zur Verfügung stellen.
Die Halbleiterherstellindustrie benutzt HF-Plasmas zum Abscheiden und Ätzen von Filmen im μm- und Sub-μm-Bereich. Eine typische Stromversorgung für diesen Anwendungsfall kann aus einer Leitungsfrequenztransformator/Gleich richter/Kondensator-Gleichstromversorgung und einem linearen Hochfrequenz(HF)-Leistungsverstärker bestehen. Typische Leistungs- und Frequenzwerte können bis zu 10 kW innerhalb eines Bereiches von 400 kHz bis 60,0 MHz reichen. Ein derartiger linearer Leistungsverstärker verwendet Hochfrequenz/sehr hohe Frequenzen (HF/VHF) HF-Leistungstransistoren mit einer hohen Energievernichtungsfähigkeit. Eine derartige Stromversorgung oder ein derartiger Generator besitzt eine Leistung, die bis zu 1 oder 2 % Genauigkeit über einen Ausgangslastbereich von 100:1 steuerbar ist. Üblicherweise ist der Generator speziell so ausgebildet, dass er eine definierte Last, üblicherweise 50 Ω abgeben kann, sollte jedoch in der Lage sein, jede beliebige Last, selbst bei einer Fehlpassung, ohne Versagen zu beherrschen. Typische Schutzschemata reduzieren die Leistung. Beispielsweise wird der Antriebspegel für einen linearen Verstärker reduziert, um in entsprechender Weise den Strom oder die Energievernichtung zu verringern. In einem 50 Ω-System kann eine Veränderung gegenüber den typischen 50 Ω als reflektierte Energie gemessen werden. Der Antriebspegel wird reduziert, um die reflektierte Energie zu begrenzen.
1 zeigt einen typischen transformatorgekoppelten Druck-Zug-HF-Leistungsverstärker mit Schaltern oder Transistoren S1, S2, die von Sinuswellen angetrieben werden, welche außer Phase sind. Ein Fünfelement-Sperrfilter für Harmonische besitzt Induktanzen L1, L2 und Kondensatoren C1, C2 und C4. Der Sperrfilter sichert in typischer Weise eine hohe Reinheit oder ein gleichmäßiges Sinuswellenausgangssignal. Keine Vorspannungsschemata sind dargestellt, die zur Klasse AB oder B gehören können. Typischerweise finden entweder Transistoren mit bipolaren Übergängen (BJTs) oder Metalloxidhalbleiterfeldeffekttransistoren (MOSFETs) Verwendung. Der Transformator T1 besitzt ein Verhältnis, das so ausgewählt ist, dass die erforderliche Energie für eine vorgegebene Gleichstromversorgungsspannung, üblicherweise 28 V oder 50 V, getroffen wird. Der detaillierte Schaltungsaufbau folgt der standardmäßigen Industriepraxis für Breitband-HF/VHF-Leistungsverstärker, die für den Kommunikationsbereich verwendet werden.
Der Verstärker der 1 bietet einen Hauptvorteil, jedoch diverse Nachteile. Der Hauptvorteil besteht darin, dass bei einem Breitbanddesign die Ausgangsfrequenz in einfacher Weise durch Variieren der Antriebs- oder Eingangsfrequenz verändert wird. Für eine vorgegebene Ausgangsfrequenz muss nur der Ausgangsfilter verändert werden. Wenn die Basislinearität/Reinheit des Verstärkers gut genug ist, kann hierauf verzichtet werden. Die Schaltung der 1 besitzt die Nachteile einer schlechten Effizienz und einer hohen Transistorverlustleistung. Die Effizienz kann theoretisch nicht 70 % übersteigen, ist jedoch typischerweise nicht besser als 50 %. Um die hohe Verlustleistung zu beherrschen, finden bei vielen Anwendungsfällen teure HF-Spezialtransistoren Verwendung, die oft die Berylliumoxid(BEo)-Technologie mit geringer Hitzebeständigkeit anwenden. Dies macht oft große luft- oder wassergekühlte Kühlkörper erforderlich. Es gibt eine große Datenmenge, die in bezug auf das Design von linearen HF-Verstärkern veröffentlicht wurde. Jeder Stromversorgungshersteller, der einen Generator konstruieren will, kann die Transistorhersteller-Anwendungsschaltungen mit einem hohen Vetrauensgrad einsetzen.
Wie in 2 gezeigt, benutzt die Schaltung der 2 einen anderen Betriebsmodus, der eine hohe Effizienz und eine geringe Verlustleistung ermöglicht. Die Antriebssignale in der Schaltung der 2 sind auf Quadratwellen fixiert, so dass sich die Transistoren nunmehr in einem Schalt- und keinem linearen Betriebsmodus befinden. Mit anderen Worten, die Schalter oder Transistoren S1, S2 in 1 operieren in einem Bereich zwischen vollständiger Ausschaltung und vollständiger Einschaltung. Die Schalter oder Transistoren S1, S2 der 2 operieren durch Umschalten von voll eingeschaltet auf voll ausgeschaltet. Das Ausgangssignal des Transformators T1 ist nunmehr eine Quadratwelle. Ein Vierelementfilter einschließlich Induktanzen L1, L2 und Kondensatoren C1, C2 filtert die erforderlichen Grundfrequenzen aus, um ein sinusförmiges Ausgangssignal zu erhalten. Der Kondensator C4 wird entfernt, so dass der Filter ein induktives Eingangssignal besitzt, um harmonischen Strom zurückzuweisen. Obwohl die Transistor- und Transformatorspannungen quadratisch sind, sind die Ströme sinusförmig. Die Effizienz kann nunmehr 100 % betragen und fällt typischerweise in einen Bereich von 80–95 %. Eine derartige Schaltung wird üblicherweise als Resonanzumwandler oder Inverter und nicht als Verstärker bezeichnet.
Die Schaltung der 2 weist einige Nachteile auf. Der Filter wurde in ausreichender Weise für eine spezielle Ausgangsfrequenz ausgewählt, so dass nur ein fester oder enger Frequenzbereich oder ein entsprechendes Betriebsband möglich ist. Auch kann die Ausgangsleistung nicht direkt gesteuert werden. Im Gegensatz zur Schaltung der 1 kann die Schaltung der 2 nicht direkt an eine Leitung oder eine Ausgangsspannung angeschlossen werden. Vielmehr fordert der Gleichstromeingang der 2 eine Regulierung unter Verwendung eines zusätzlichen Leistungsumformers, der typischerweise durch Verwendung eines Schaltmodusumformers verwirklicht wird. Des weiteren können falsch angepasste Lasten hohe zirkulierende Ströme zwischen dem Filter und den Transistoren verursachen. Diese zirkulierenden Ströme werden durch die Begrenzung des Gleichstromeingangsstromes nicht notwendigerweise begrenzt.
Andere Arten von Schutzschaltungen in einer Stromversorgung sind aus der US 4 719 556 und der EP 358 191 bekannt.
Die vorliegende Erfindung ist in Anspruch 1 angegeben. Modifikationen und Weiterentwicklungen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen enthalten.
Bei einer Anordnung führt eine Stromversorgungsschaltung mit einem Gleichstromeingang Wechselstrom zu einer Last. Ein Inverter erzeugt ein Wechselstromausgangssignal, und eine Ausgangsschaltung empfängt direkt das Wechselstromausgangssignal und führt dieses einer Last zu. Die Ausgangsschaltung umfasst einen ersten und zweiten Gleichrichter, die an einem Punkt in der Ausgangsschaltung angeschlossen sind, so dass bei einem Versuch des Inverters, den Punkt zu einer Spannung zu treiben, die entweder eine vorgegebene positive Spannung oder eine vorgegebene negative Spannung übersteigt, ein entsprechender Gleichrichter des ersten und zweiten Gleichrichters bewirkt, dass die Spannung und/oder der Strom zur Quelle der Gleichstromspannung zurückkehren. Die Spannung und/oder der Strom werden in den Inverter zurückgeführt. Dies kann beispielsweise dadurch erreicht werden, dass der erste Gleichrichter zwischen Erde oder den negativen Eingang des Gleichstromeinganges und den Punkt und der zweite Gleichrichter zwischen den Punkt und den positiven Eingang der Gleichstromspannung geschaltet wird. Wenn jeder Gleichrichter leitet, klemmt er den Punkt an die Spannung seines zugehörigen entsprechenden Einganges des Gleichstromeinganges. Die Gleichrichter können als Dioden ausgebildet sein.
Bei einer anderen Ausführungsform können die Gleichrichter an eine separate Spannungsquelle oder Spannungsquellen angeschlossen sein, und das Anklemmen erfolgt an Spannungen, die von der Quelle oder den Quellen bestimmt werden. Die vorliegende Ausführungsform besitzt einen Konstantspannungsverbraucher, wenn beispielsweise der erste und zweite Gleichrichter unter Verwendung von Zener-Dioden verwirklicht sind. Die Zener-Dioden können mindestens einen Teil der Spannung und/oder des Stromes vernichten und einen zugehörigen Transistor aufweisen, durch den ein höheres Energieniveau vernichtet werden kann. In jedem Fall erfolgt die Vernichtung durch Erhitzen. Die Zener-Dioden können Rücken an Rücken geschaltet sein, so dass jede Diode den Gleichrichtungsvorgang für die andere Diode ausführt. Alternativ dazu wird eine geeignete separate gleichgerichtete Diode oder Gleichrichtungsschaltung in Reihe mit jeder Zener-Diode verwendet. Bei der Konstruktion, bei der die erste und zweite Diode auf jeder Seite des Punktes geschaltet sind, kann jede Diode durch Ausbildung einer Diodenkette, beispielsweise als Schottky-Dioden, verwirklicht sein, und die Dioden können in einem einzigen keramischen Substrat ausgebildet sein.
Der Inverter kann mindestens zwei Schaltvorrichtungen umfassen. Die Stromversorgungsschaltung kann auch eine Induktanz aufweisen, die an einen Punkt zwischen den beiden Schaltvorrichtungen geschaltet ist, so dass das Aufladen und Entladen der Vorrichtungen und irgendeiner zugehörigen, Kapazität im wesentlichen mit Hilfe des Induktionsstromes erfolgt.
Bei noch einer anderen Ausführungsform besitzt eine Stromversorgungsschaltung einen Gleichstromeingang und führt Wechselstrom einer Last zu. Ein Inverter erzeugt ein Wechselstromausgangssignal, und eine Ausgangsschaltung empfängt direkt das Wechselstromausgangssignal und führt dieses einer Last zu. Die Ausgangsschaltung besitzt des weiteren einen Konstantspannungsverbraucher zur Vernichtung von Spannung und/oder Strom, wenn der Inverter einen vorgegebenen Punkt in der Schaltung auf eine Spannung treiben will, die außerhalb eines vorgegebenen Spannungsbandes liegt.
Bei noch einer anderen Ausführungsform umfasst eine Stromversorgung einen Versorgungsausgang und eine erste und zweite Stromversorgungsschaltung, wie vorstehend definiert. Der Ausgang einer jeden ersten und zweiten Versorgungs schaltung ist parallel zum Versorgungsausgang geschaltet. Entsprechende Wechselstromsignalquellen schalten die Inverter der ersten und zweiten Versorgungsschaltung und steuern eine Schaltung zum Verändern der relativen Phase der Signalquellen, um den Strom am Versorgungsausgang einzustellen. Die Stromversorgungsschaltungen können in Reihe oder parallel geschaltet sein.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung versorgt eine Stromversorgung eine Last mit Wechselstrom. Eine erste und zweite Stromversorgungsschaltung umfassen jeweils Inverter. Eine Wechselstromsignalquelle führt ein Wechselstromsignal zu, um den Inverter umzuschalten, und führt dieses entsprechenden Stromausgängen zu. Die Stromausgänge sind parallel oder in Reihe geschaltet, um durch harmonische Filter Ausgangssignale zu liefern. Eine Steuerschaltung verändert die relative Phase der Wechselstromsignale, um den Strom am Versorgungsausgang einzustellen.
Bei noch einer anderen Ausführungsform besitzt eine Eingangsschaltung für einen Spannungsinverter mindestens zwei Schaltvorrichtungen. Die Schaltung umfasst eine Induktanz, die an einen Punkt zwischen den Vorrichtungen geschaltet ist, so dass das Aufladen und Entladen der Vorrichtungen sowie irgendeiner zugehörigen Kapazität im wesentlichen über einen Induktionsstrom erfolgt.
Für ein besseres Verständnis der Erfindung, von deren Zielen und Vorteilen dient die nachfolgende Beschreibung in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen.
Die Erfindung kann auf mehrere Art und Weisen ausgeführt werden. Spezielle beispielhafte Ausführungsformen werden nunmehr in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen erläutert. Hiervon zeigen:
1 und 2 Schaltungstopologien, die in der vorstehend beschriebenen Weise beim Stand der Technik Verwendung finden;
3 eine Stromversorgungsschaltung, die gemäß den Prinzipien der vorliegenden Erfindung ausgebildet ist;
4 eine verwandte Erfindung, bei der Schaltungen in Reihe geschaltet sind, um ein kombiniertes Ausgangssignal zu erzeugen;
5 eine verwandte Erfindung, bei der Schaltungen parallel geschaltet sind, um ein kombiniertes Ausgangssignal zu erzeugen;
6 eine verwandte Erfindung, bei der jede Hälfte einer Schaltbrücke von einem einzigen Klemmdiodenpaar geschützt wird;
7 eine verwandte Erfindung, bei der eine Resonanzschaltung und ein einziger Schalter ein Ausgangssignal erzeugen und bei der ein Einzeldiodenklemmenpaar die Schaltung schützt;
8 eine Dreipegel-Verwirklichung der Schaltung der 7;
9 eine verwandte Erfindung, die einen Halbbrückeninverter und eine Schutzschaltung zeigt;
10–12 andere Ausführungsformen für Schaltvorrichtungen in Abhängigkeit von der speziellen Schaltvorrichtung;
13 eine Schaltung mit einem Kondensator, der parallel zu einer der Klemmdioden geschaltet ist;
14 eine Schaltung mit einem Kondensator, der parallel zu jeder Klemmdiode geschaltet ist;
15 eine Schaltung mit einer Spannung, die auf eine Reihe von Kondensatoren und Dioden aufgeteilt ist;
16 eine Schaltung, die eine Induktanz und RC-Schaltung in der Schutzschaltung zeigt;
17 eine MOSFET-Schaltung zum Verbessern der Funktionsweise des Filternetzes;
18 eine Schaltung für eine alternative Ein gangsschaltung für einen Inverter zum Adressieren der Kapazität der Vorrichtung;
19 eine Inverterschaltung zum Adressieren der Vorrichtungskapazität, die unter Verwendung von Mehrfach-FETs verwirklicht ist;
20 eine Verbesserung der Eingangsschaltung der 18;
21 einen Inverter mit einer zusätzlichen LC-Reihenschaltung;
22 eine Stromversorgungsschaltung zum Variieren der Klemmspannung;
23–26 alternative Konstantspannungsverbraucheranordnungen zur Verwendung mit dem Inverter der 22;
27a–27m Wellenformen, die einem beispielhaften Halbbrückeninverter entnommen sind, der eine Schutzschaltung aufweist;
28a–28f Vergleichswellenformen eines beispielhaften Halbbrückeninverters, der keine Schutzschaltung aufweist;
29 ein Blockdiagramm einer Steuerschaltung für eine Stromversorgung;
30 ein Blockdiagramm für ein Plasmasystem unter Verwendung einer Schutzschaltung; und
31 ein Anpassungsnetz für die Steuerschaltung der 30.
In 3 ist eine Spannungsinverterschaltung generell mit 10 bezeichnet und besitzt einen Gleichstrom(DC)-Spannungsquelleneingang bei 11 sowie einen Wechselstrom(AC)-Ausgang bei 12. Es wird darauf hingewiesen, dass in der nachfolgenden Beschreibung der Figuren Schalter generell mit der Bezeichnung „S" mit einer nachfolgenden Ziffer, Kondensatoren mit der Bezeichnung „C" mit einer nachfolgenden Ziffer, Induktoren mit der Bezeichnung „L" mit einer nachfolgenden Ziffer, Dioden mit der Bezeichnung „D" mit einer nachfolgenden Ziffer und Transformatoren mit der Bezeichnung „T" mit einer nachfolgenden Ziffer versehen sind. In Schaltungen, die eine generell symmetrische Topologie besitzen, kann jedes der obigen Bezugszeichen mit einem nachfolgenden Buchstabenindex versehen sein, um generell entsprechende symmetrische Elemente zu bezeichnen.
Die Schalter S1, S2 empfangen als Eingang entsprechende Quadratwellensignale außer Phase von einer Signalquelle oder einem Generator 13. Diese Quadratwellensignale schalten die Schalter S1, S2 so ein, dass die Polarität der Spannung über einen Induktor reversiert wird, wann immer der Schalter S1 oder S2 eingeschaltet ist. Wenn die Signalquelle 13 die Schalter S1, S2 auf diese Weise antreibt, wirken die Schalter S1, S2 und der Kondensator C3 zusammen, um das Gleichstromeingangssignal in ein Wechselstromsignal zu invertieren, das an den Induktor L1 gelegt wird. Dies erzeugt ein Wechselstromausgangssignal bei 12, wobei die Gleichstromkomponenten durch den Kondensator C4 blockiert werden. Die Frequenz des Ausgangssignals bei 12 hängt von der Frequenz der von der Signalquelle 13 abgegebenen Signale ab. Ein harmonischer Vierelement-Filter für Harmonische (Oberwellenfilter), der Induktoren L1, L2 und Kondensatoren C1, C2 umfasst, operiert generell in der vorstehend beschriebenen Weise. Der Induktor L1 und Kondensator C1 bilden eine erste Stufe des Oberwellenfilters, während der Induktor L2 und der Kondensator C2 eine zweite Stufe dieses Filters bilden. Der Ausgangsfilter entfernt harmonische Komponenten des Signaleinganges des Induktors L1, um die Reinheit der Ausgangswelle zu verbessern, und passt die erforderlich Ausgangsleistung für eine vorgegebene Eingangsspannung an die Ausgangsimpedanz an, die typischerweise 50 Ω beträgt.
Wie vorstehend erläutert, kann die Schaltung der 1 und 2 in bezug auf hohe zirkulierende Ströme, die durch fehlangepasste Lasten erzeugt werden, stark verletzbar sein. Ein Paar von Klemmdioden oder Gleichrichtern D1 und D2, die zwischen die Oberwellenfilter der ersten und zweiten Stufe eingesetzt sind, verhindert eine potentielle Beschädigung durch zirkulierende Ströme. Die Diode D2 erstreckt sich von der negativen Schiene der Gleichstromeingangsquelle 11 bis zu einem Knotenpunkt X. Die Diode D1 erstreckt sich vom Knotenpunkt X bis zur positiven Schiene der Gleichstromeingangsquelle 11. Wenn in Betrieb die Schaltung versucht, den Knotenpunkt X über die Schienenspannung in der einen oder anderen Richtung hinaus zu treiben, wird die der Schiene zugeordnete Diode eingeschaltet und wird leitend. Wenn sich die Diode einschaltet, klemmt die Diode den Knotenpunkt X auf die Schienenspannung und führt die überschüssige Spannung und/oder den überschüssigen Strom in den Inverter zurück, insbesondere zur Eingangsquelle 11 und zum Kondensator C3. Genauer gesagt, wenn die Schaltung versucht, den Knotenpunkt X über die Spannung an der positiven Schiene des Gleichstromeinganges 11 zu treiben, schaltet die Diode D1 ein und bildet einen Strompfad, der die Diode des Schalters S2 einschließt, zurück zur Gleichstromeingangsspannungsquelle 11 und zum Kondensator C3. Wenn in entsprechender Weise die Schaltung versucht, den Knotenpunkt X unter die negative Schiene der Gleichstromquelle 11 zu treiben, wird die Diode D2 leitend und bildet einen Strompfad, der die Diode des Schalters S1 aufweist, zurück zur Gleichstromeingangsquelle 11 und zum Kondensator C3. Da die Effekte von fehlangepassten Lasten mit der Frequenz ansteigen, ermöglicht die Schaltung der 3, dass ein Inverter bei Frequenzen eingesetzt wird, die vorher nur schwierig zu erzielen waren.
4 zeigt eine verwandte Erfindung, bei der die Ausgänge der beiden Stromversorgungsschaltungen in Reihe geschaltet sind. 4 besitzt zwei Hälften A und B, die in einer Vollbrückenkonfiguration angeordnet sind. Die Schaltung der 4 ermöglicht eine Einstellung der Leistung am Ausgang 12 durch Verändern der Phase zwischen den Schaltsignalen, die an jede der beiden Hälften A und B gelegt werden.
Die erste Hälfte von 4 umfasst ein Paar von Schaltern S1A, S2A, die ein Paar von Wechselstromsignalen empfangen, welche von der Signalquelle 13A abgegeben werden. Die Schalter S1A, S2A sind zwischen der negativen und positiven Spannungsschiene einer Gleichstromquelle 11 in Reihe geschaltet. Die Ausgangssignale der Schalter SlA, S2A werden einem Induktor L1A zugeführt, der in Kombination mit einem Induktor L2A und Kondensatoren C1A, C2A einen Zweistufen-Vierelement-Filter für Harmonische bildet. Eine erste Klemmdiode D1A besitzt einen negativen Pol oder eine Kathode, die an die positive Schiene der Gleichstromeingangsquelle 11 angeschlossen ist, und einen positiven Pol oder eine Anode, die zwischen die Induktoren L1A, L2A geschaltet ist. Eine zweite Klemmdiode D2A besitzt einen positiven Pol oder eine Anode, die an den negativen Pol der Gleichstromquelle 11 geschaltet ist, und einen negativen Pol oder eine Kathode, die an den positiven Pol der Klemmdiode D1A geschaltet ist. Der Ausgang des Filters ist an ein erstes Abgriffsende des Transformators T1 geschaltet.
Die Klemmdioden D1A, D2A bieten einen Schutz in bezug auf die linke Hälfte der Schaltung der 4. Wenn die Schaltung versucht, die Spannung am Knotenpunkt XA über die Spannung der positiven Schiene der Gleichstromquelle 11 zu treiben, wird die Diode D1A leitend und klemmt daher die Spannung am Knotenpunkt XA auf etwa die positive Schienenspannung der Gleichstromeingangsquelle 11 und bildet einen Pfad zurück zur Gleichstromeingangsquelle 11 und zum Kon densator C3. Wenn in entsprechender Weise die Schaltung versucht, den Knotenpunkt XA unter die negative Schienenspannung der Gleichstromeingangsquelle 11 zu treiben, schaltet die Diode D2A ein, klemmt die Spannung am Knotenpunkt XA etwa auf die negative Schienenspannung der Gleichstromeingangsquelle 11 und bildet einen Schaltungspfad zurück zur Gleichstromeingangsquelle 11 und zum Kondensator C3, wodurch die linke Hälfte der Schaltung der 4 geschützt wird.
Die Schaltung von 4 besitzt ferner eine zweite Hälfte B, die Schalter S1B, S2B aufweist. Eine Signalquelle 13B gibt ein Paar von Wechselstromsignalen an die Schalter S1B, S2B ab. Die Signalquellen 13A, 13B können auch zu einer einzigen Einheit kombiniert sein. Die Hälfte B besitzt ferner einen Vierelement-Zweistufen-Filter für Harmonische, der Induktoren L1B, L2B und Kondensatoren C1B, C2B aufweist. Sie weist ferner ein Paar von Klemmdioden D1B, D2B auf, die in der Hälfte B angeordnet sind, wie vorstehend in Verbindung mit der Hälfte A beschrieben. Der Ausgang der Schaltungshälfte B ist an ein Abgriffsende des Transformators T1 angeschlossen. Die Schaltungshälfte B operiert wie die Schaltungshälfte A. Der Transformator T1 bildet eine Isolation zwischen den Schaltungshälften A und B und dem Ausgang 12. Die Schaltungshälften A und B sind durch die Eingangsspule des Transformators T1 in Reihe geschaltet.
Die Schaltungshälften A, B sind so in Reihe kombiniert, dass durch Änderung der Phase zwischen den Schaltsignalen, die jede Hälfte steuern, der Strom am Ausgang 12 verändert wird. Insbesondere wenn der Schalter S1A und der Schalter S18 zur gleichen Zeit betätigt und deaktiviert werden, arbeiten die Schalter S1A, S1B in Phase oder mit einer Phase von 0°. Wenn der Schalter S1A ausgeschaltet ist, wann immer der Schalter S1B eingeschaltet ist, und der Schalter S1A eingeschaltet ist, wann immer der Schalter S1B ausgeschaltet ist, befinden sich die Schalter nicht in Phase oder in einer Phase von 180°. In entsprechender Weise sind die Schalter S2A, S2B ausgebildet. Die Phase zwischen jeder Schaltungshälfte A, B wird von einer Phasensteuereinheit 14 bestimmt, die jede Signalquelle 13A, 13B mit einem Ausgangssignal versorgt, um die relativen Phasen zwischen jeder Schaltungshälfte zu variieren. Ein Maximalstrom am Ausgang 12 resultiert, wenn die Schaltungshälften A und B nicht in Phase oder in einer Phase von 180 Grad betätigt werden. Ein Minimalstrom am Ausgang 12 resultiert, wenn die Schaltungshälften A und B in Phase oder mit einer Phase von 0° betätigt werden. Wenn die Phase 0 beträgt, sieht jede Hälfte eine offene Schaltung (Leerlaufschaltung) unabhängig von der Lastimpedanz. Der Transformator T1 kombiniert die Ausgangssignale auf wirksame Weise in Reihe, und vor dem Ausgang 12 sind keine blockierenden Kondensatoren erforderlich. Die Schaltungskomponenten, die den harmonischen Filter in jeder Schaltungshälfte A und B bilden, müssen angepasst oder gleich sein, um ein Ausgangssignal von Null bei einer Phase von 0° sicherzustellen. Beispielsweise sollten die Werte für L1A, L2A, C1A und C2A den Werten für L1B, L2B, C1B und C2B entsprechen.
5 zeigt eine verwandte Erfindung, bei der eine erste Schaltungshälfte A und zweite Schaltungshälfte B parallel kombiniert sind. Die Schaltungshälfte A besitzt ein Paar von Schaltern SlA, S2A, die entsprechende Wechselstromeingangssignale vom Signalgenerator 13A empfangen, der mit der Signalquelle 13B zur Ausbildung einer einzigen Einheit kombiniert sein kann. Die Schalter S1A, S2A sind zwischen die entsprechende positive und negative Schiene der Gleichstromeingangsquelle 11 in Reihe geschaltet. Das Ausgangssignal der Schalter S1A, S2A wird einem Vierelement-Zweistufen-Filter für Harmonische zugeführt, der Induktoren L1A, L2A und Kondensatoren C1A, C2A umfasst.
Ein Paar von Klemmdioden D1A, D2A ist in Reihe zwischen der entsprechenden positiven und negativen Schiene der Gleichstromeingangsquelle 11 angeordnet. Der negative Pol oder die Kathode der Diode D1A ist an die positive Schiene der Gleichstromquelle angeschlossen, während der positive Pol oder die Anode der Diode D1A an den Knotenpunkt XA angeschlossen ist. Der negative Pol oder die Kathode der Diode D2A ist an den Knotenpunkt XA angeschlossen, und der positive Pol oder die Anode der Diode D2A ist an die negative Schiene der Gleichstromquelle 11 geschaltet. Der Ausgang von der Schaltungshälfte A wird in Abhängigkeit von der Spannung zwischen der negativen Schiene der Gleichstromeingangsquelle 11 und dem Ausgang des Vierelementfilters bestimmt. Das Ausgangssignal vom Filter wird an einen blockierenden Kondensator C4 gelegt, der jedwede Gleichstromkomponente des Ausgangssignals blockiert. Der Kondensator C4 ist ferner an den Ausgang 12 angeschlossen. In Betrieb schützen die Klemmdioden D1A, D2A die Schaltungselemente der Schaltungshälfte A, indem sie einen Schaltungspfad zur Gleichstromeingangsquelle 11 und zum Kon densator C3 bilden, wenn die Schaltung versucht, den Knotenpunkt XA über eine vorgegebene Schwelle, die von jeder der entsprechenden negativen und positiven Schienen der Gleichstromquelle 11 gebildet wird, hinaus zu treiben.
Die Schaltungshälfte B ist in entsprechender Weise angeordnet und funktioniert in der gleichen Weise wie die Schaltungshälfte A. In einer Parallelschaltung der Schaltungshälften A, B, die in 5 gezeigt ist, wird durch Veränderung der Betriebsphase zwischen jeder entsprechenden Hälfte A, B der Strom am Ausgang 12 variiert. Insbesondere wenn die Schaltungshälften A, B bei 0° oder in Phase betrieben werden, wird am Ausgang 12 ein Maximalstrom erzeugt. Wenn die Schaltungshälften A, B bei 180° oder außer Phase betrieben werden, tritt ein Kurzschluss auf und wird ein Minimalstrom am Ausgang 12 erzeugt. Eine Phasensteuereinheit 14 führt jedem Signalgenerator 13A, 13B ein Steuersignal zu, um die relativen Phasen zwischen jeder Schaltungshälfte A, B zu steuern. Bei einer Phase von 180° sieht jede Schaltungshälfte nunmehr unabhängig von der Lastimpedanz einen Kurzschluss. Da die Kondensatoren C2A und C2B parallel geschaltet sind, können sie zu einer einzigen Komponente vereinigt werden. Die den Oberwellenfilter in jeder Schaltungshälfte A und B bildenden Schaltungskomponenten müssen angepasst oder gleich sein, um bei einer Phase von 180° ein Ausgangssignal von Null sicherzustellen. Beispielsweise sollten die Werte für L1A, L2A,C1A und C2A den Werten für L1B, L2B, C1B und C2B entsprechen.
6 zeigt eine Schaltung mit Schaltungshälften A, B, die zusammenwirken, um Signale gemeinsamen Elementen vor dem Ausgang 12 zuzuführen. Die Schaltungshälfte A besitzt ein Paar von Schaltern S1A, S2A, die parallel zwischen der entsprechenden positiven und negativen Spannungsschiene der Gleichstromeingangsquelle 11 angeordnet sind. Die Ausgangssignale von den Schaltern S1A, S2A werden einem Induktor L1A zugeführt. Eine Signalquelle oder ein Generator 13A gibt Wechselstromsignale ab, die die Betätigung der Schalter S1A, S2B steuern. Die Schaltungshälfte B besitzt ein Paar von Schaltern S1B, S2B, die in Reihe zwischen der positiven und negativen Spannungsschiene der Gleichstromeingangsquelle 11 geschaltet sind. Das Ausgangssignal der Schalter S1B, S2B wird dem Induktor L1B zugeführt. Eine Signalquelle oder ein Generator 13B, der mit der Signalquelle 13A zu einer einzigen Einheit kombiniert sein kann, erzeugt Wechselstromsignale zum Steuern der Betätigung und Deaktivierung eines jeden Schalters S1B, S2B.
Ein Paar von Klemmdioden D1, D2 ist parallel zu den entsprechenden Schalterpaaren S1A, S2A und S1B, S2B geschaltet. Die Klemmdioden D1, D2 bilden einen Schaltungspfad zurück zur Gleichstromeingangsquelle 11 und zum Kondensator C3, wenn jede Schaltungshälfte A, B versucht, den Knotenpunkt XY über eine vorgegebene Spannung hinaus zu treiben, die von der entsprechenden positiven und negativen Schiene der Gleichstromeingangsquelle 11 definiert wird.
Der Kondensator C1 ist zwischen der negativen Spannungsschiene der Gleichstromquelle 11 und dem Knotenpunkt XY angeordnet. Die Spannung zwischen der negativen Schiene der Gleichstromquelle 11 und dem Knotenpunkt XY definiert eine Eingangsspannung für einen Filter, der vom Induktor L2 und vom Kondensator C2 gebildet wird, welche eine zweite Stufe des Oberwellenfilters bilden, der von den Induktoren L1A, L2B, L2 und Kondensatoren C1, C2 gebildet wird. Der Kondensator C1 wirkt mit jedem entsprechenden Induktor L1a, L2B zusammen, um eine erste Stufe des Filters zu bilden. Ein blockierender Kondensator C4 entfernt Gleichstromkomponenten des Signals vor der Abgabe am Ausgang 12.
Die Klemmdioden D1, D2 bilden einen Schaltungspfad zurück zur Gleichstromeingangsquelle 11 und zum Kondensator C3, wenn jede Schaltungshälfte A, B versucht, den Knotenpunkt XY über die positive Spannungsschiene der Gleichstromquelle 11 oder unter die negative Spannungsschiene 11 der Gleichstromquelle 11 zu treiben. Somit schützen die Klemmdioden D1, D2 unabhängig davon, welche Schaltungshälfte A, B den Knotenpunkt XY über die vorstehend beschriebenen vorgegebenen Schwellen hinaus treibt, die Schaltung der 6, indem sie einen Schaltungspfad zurück zur Gleichstromquelle 11 und zum Kondensator C3 vorsehen.
Die Schaltung der 6 umfasst des weiteren eine Phasensteuereinheit 14 zum Steuern der relativen Phasen zwischen den Schaltungshälften A, B durch Erzeugung von Steuersignalen für jede entsprechende Signalquelle 13A, 13B. Gemäß 6 wird Maximalstrom am Ausgang 12 erzeugt, wenn die Schaltungshälften A, B in Phase oder mit einer Phase von 0° operieren, und Minimalstrom, wenn die Schaltungshälften A, B außer Phase oder mit einer Phase von 180° operieren. In der Schaltung der 6 müssen die Induktoren L1A und L1B angepasst sein, um ein Ausgangssignal von Null bei einer Phase von 180° sicherzustellen.
7 zeigt eine Schaltung mit Schaltungshälften A, B, die parallel kombiniert sind, um ein Wechselstromsignal am Ausgang 12 zu erzeugen. Was die Schaltungshälfte A anbetrifft, so empfängt ein Schalter S1A ein Wechselstromsignal von der Signalquelle 13A. Der Schalter S1A ist in Reihe mit einem kommutierenden Induktor L3A zwischen die entsprechende negative und positive Spannungsschiene der Gleichstromquelle 11 geschaltet. Ein Kondensator C6A ist parallel zum Schalter S1A geschaltet. Der kommutierende Induktor L3A und der Kondensator C6A wirken zusammen und bilden einen Speicherkreis, so dass die Schaltungshälfte A eine Inverterfunktion mit einem Ende vorsieht. Der Speicherkreis gibt eine halbgleichgerichtete Sinuswelle ab. Ein blockierender Kondensator C7A entfernt Gleichstromkomponenten vom Ausgangssignal des Schalters SlA und vom kommutierenden Induktor L3A. Der Kondensator C7A koppelt den Wechselstrom und sichert die gleiche Wechselstromspannung über jeder Vorrichtung, wie aus 8 hervorgeht. L3A und L3B können überkreuz gekoppelt sein, um gleiche Anteile zu fördern. Die Verhältnisinduktoren L3A bis L1A bestimmen die Spannungsvariation des Schalters SlA. Wenn der Strom durch den Induktor L3A im Vergleich zu dem durch den Induktor L1A relativ groß ist, besitzt die Variation infolge der Last durch den Induktor L1A einen begrenzten Effekt auf die Spannung am Schalter S1A. Die Schaltung der 7 hat den Nachteil, dass sogar Harmonische erzeugt werden und die Gleichstromspannung über C7A die gleiche Abhängigkeit von der Last besitzt. Das bedeutet, dass ein Übergangsaufladestrom unter einigen Lastveränderungen fließen kann. Das Ausgangssignal vom blockierenden Kondensator C7A wird dem Induktor L1A zugeführt.
Die zweiten Schalterhälfte B besitzt einen Schalter S1B, der von einem Wechselstromausgangssignal der Signalquelle 13B angetrieben wird. Der Schalter S1B ist mit dem kommutierenden Induktor L3B zwischen die entsprechende negative und positive Schiene der Gleichstromeingangsquelle 11 in Reihe geschaltet. Ein Kondensator C6B ist parallel zum Schalter S1B geschaltet. Der kommutierende Induktor L3B und der Kondensator C6B bilden einen Speicherkreis. Das Ausgangssignal vom Schalter S18 und vom Induktor L3B liegt am blockierenden Kondensator C7B, der Gleichstromkomponenten vom Signal entfernt. Der Induktor L1B ist an den Kondensator C7B geschaltet.
Die Induktoren L1A und L1B sind am Knotenpunkte XZ verbunden und beaufschlagen den Induktor L2 und Kondensator C2 mit einem Ausgangssignal. Der andere Kondensator C2 ist an die negative Schiene der Gleichstromspannungsquelle 11 geschaltet. Ein Kondensator C1 ist zwischen die negative Schiene der Gleichstromspannung 11 und den Knotenpunkt XZ geschaltet. Daher bilden die Induktoren L1A, L2 und Kondensatoren C1, C2 einen Oberwellen-Zweistufen-Filter für den Ausgang der Schaltungshälfte A. In entsprechender Weise bilden die Induktoren L1B, L2 und Kondensatoren C1, C2 einen Oberwellen-Zweistufen-Filter für den Ausgang von der Schaltungshälfte B. Der blockierende Kondensator C4 entfernt Gleichstromkomponenten vom Signal am Ausgang 12.
7 zeigt ebenfalls ein Paar von Klemmdioden D1, D2, die in Reihe zwischen die entsprechende positive und negative Schiene der Spannungsquelle 11 geschaltet sind. Der negative Pol oder die Kathode der Diode D1 ist an die positive Schiene der Gleichstromquelle 11 geschaltet, während der positive Pol oder die Kathode der Diode D1 an den Knotenpunkt XZ geschaltet ist. Der negative Pol oder die Kathode der Diode D2 ist an den Knotenpunkt XZ geschaltet, während der positive Pol oder die Anode der Diode D2 an die negative Schiene der Gleichstromquelle 11 geschaltet ist.
Wenn jede Schaltungshälfte A, B versucht, die Spannung am Knotenpunkt XZ über eine vorgegebene Schwelle zu treiben, wird eine der Klemmdioden D1, D2 eingeschaltet, so dass auf diese Weise ein Schaltungspfad vom Knotenpunkt XZ zurück zur Gleichstromquelle 11 und zum Kondensator C3 gebildet wird. Wenn beispielsweise die Schaltung der 7 versucht, den Knotenpunkt XZ auf eine Spannung über der positiven Schiene der Gleichstromquelle 11 zu treiben, wird die Diode D1 leitend und bildet auf diese Weise einen Schaltungspfad für die überschüssige Spannung und den überschüssigen Strom zurück zur Gleichstromeingangsquelle 11 und zum Kondensator C3. Wenn in entsprechender Weise die Schaltung versucht, die Spannung am Knotenpunkt XZ unter die Spannung an der negativen Schiene der Gleichstromeingangsquelle 11 zu treiben, wird die Diode D2 leitend, so dass ein Schaltungspfad zurück zur Gleichstromeingangsquelle 11 und zum Kondensator C3 gebildet wird.
Die Schaltungshälften A, B der 7 sind parallel zueinander angeordnet. Wenn die relative Phase der Steuersignale, die den Schalter S1A und den Schalter S1B steuern, in Phase ist oder 0° beträgt, empfängt der Ausgang 12 maximale Leistung. Wenn die Phase zwischen den Signalen, die den Schalter SlA und den Schalter S1B antreiben, außer Phase ist oder 180° beträgt, empfängt der Ausgang 12 minimale Leistung. Eine Phasensteuereinheit 14 variiert die relative Phase zwischen den Schaltungshälften A, B durch Vorsehen eines Eingangssignals für jede Signalquelle 13A, 13B. Die Schaltungskomponenten, die den Oberwellenfilter in jeder Schaltungshälfte A und B bilden, müssen angepasst oder gleich sein, um eine Ausgangsphase von 180° sicherzustellen. Beispielsweise sollten die Werte für L1A, L2A, C1A und C2B den Werten für L1B, L2B, C1B und C2B entsprechen.
Ein besonderer Vorteil der Schaltung der 7 besteht darin, dass während eines Betriebes bei hohen Frequenzen das abwechselnde Antreiben von Schaltern innerhalb eines gleichen Schaltungspfades generell schwieriger wird. Durch Verwendung eines Speicherkreises, der vom Induktor L3 und zugehörigen Kondensator C6 gebildet wird, wird generell eine geringere Genauigkeit beim Schalten auf eine spezielle Schaltungshälfte gefordert.
8 zeigt eine Verwirklichung mit drei Niveaus der Einzelenden-Inverterschaltung der 8. 8 zeigt ein Paar von Schaltungshälften A, B, wobei jedes Paar drei Niveaus aufweist, die mit Apostroph ('), doppeltem Apostroph (") und dreifachem Apostroph (''') bezeichnet sind. In der Schaltungshälfte A besitzt jedes Niveau einen Schalter S1A, der ein Wechselstromsignal von der Signalquelle 13A empfängt. Der Schalter S1A ist an einen Induktor L3A angeschlossen und parallel zum Kondensator C6A geschaltet. Der Induktor L3A und Kondensator C6A wirken zusammen und bilden einen Speicherkreis. Das Ausgangssignal des Induktors L3A und Schalters S1A wird einem blockierenden Kondensator C7A zugeführt, der Gleichstromkomponenten vom Ausgangssignal des Leiters L3A und Schalters S1A entfernt. Ein Kondensator C5A ist parallel zu der Reihenschaltung des Schalters SlA und Induktors L3A geschaltet. Jeder Schalter S1A', S1A", S1A''' empfängt ein Analogsignal von der Signalquelle 13A.
Die Kondensatoren C5A', C5A", C5A''' entkoppeln die drei Niveaus. Jeder Kondensator C5A', C5A" , C5A''' leitet Strom und blockiert Wechselstrom, so dass auf diese Weise eine Stromschleife für jeden Gleichstromabschnitt einer jeden Stufe gebildet wird. Die Kondensatoren C7A', C7A" , C7A''' bewirken eine Wechselstromkopplung der Ausgänge eines jeden Niveaus und besitzen Impedanzen, die bei der interessierenden Frequenz vernachlässigbar sind. Jedes Niveau besitzt daher eine Spannung, die etwa gleich ist. Wenn beispielsweise der Spannungsausgang der Gleichstromeingangsquelle 11 300 V beträgt, beträgt die Spannung über jeden Kondensator 100 V. Somit muss jedes Niveau der Schaltungshälfte A nur 1/3 des Spannungsausganges der Gleichstromquelle handhaben.
In entsprechender Weise besitzt die Schaltungshälfte B drei Niveaus, wobei jedes Niveau einen Schalter S1B aufweist, der mit einem Induktor L3B in Reihe geschaltet ist. Der Schalter S1B ist auch parallel zu einem Kondensator C6B geschaltet, der einen Speicherkreis mit dem Induktor L3B bildet, wie vorstehend beschrieben. Ein blockierender Kondensator C7B entfernt Gleichstromkomponenten vom Ausgangssignal des Induktors L3B und Schalters S1B. Jedes Niveau ist ferner parallel zu einem Kondensator C5B geschaltet. Die Elemente wirken wie vorstehend in Verbindung mit der Schaltungshälfte A beschrieben. Jeder Schalter S1B', S2B", S3B''' empfängt eine Wechselstromsignal von einem Signalgenerator 13B.
Die Ausgangssignale der drei Niveaus der Schaltungshälfte A werden kombiniert und dem Induktor L1A zugeführt. Der Induktor L1A wirkt mit dem Induktor L2 und den Kondensatoren C1, C2 zusammen, um einen Oberwellen-Zweistufen-Filter zu bilden und harmonische Komponenten aus dem Ausgangssignal der Schaltungshälfte A zu entfernen. In entsprechender Weise wird das Ausgangssignal eines jeden Niveaus der Schaltungshälfte B kombiniert und dem Induktor L1B zugeführt, der ebenfalls mit dem Induktor L2 und den Kondensatoren C1, C2 zusammenwirkt, um einen Oberwellen-Zweistufen-Filter zu bilden, der harmonische Komponenten aus dem Wechselstromausgangssignal der Schaltungshälfte B entfernt. Ein blockierender Kondensator C4 ist an den Ausgang des Filters angeschlossen, um Gleichstromkomponenten im zum Ausgang 12 geführten Signal zu entfernen.
8 zeigt ferner ein Paar von Klemmdioden D1, D2, die in Reihe zwischen der entsprechenden positiven und negativen Spannungsschiene der Gleichstromeingangsquelle 11 geschaltet sind. Die Klemmdioden D1, D2 wirken zusammen und bilden einen Schaltungspfad zurück zur Gleichstromquelle 11 und zum Kondensator C3, wenn jede Schaltungshälfte versucht, die Spannung am Knotenpunkt XZ über eine vorgegebene Schwellenspannung zu treiben, die von der entsprechenden negativen und positiven Spannungsschiene der Gleichstromeingangsquelle 11 definiert wird. Wenn in Betrieb jede Schaltungshälfte versucht, den Knotenpunkt XZ auf eine Spannung zu treiben, die größer ist als die der positiven Schiene der Gleichstromeingangsquelle 11, wird die Diode D1 eingeschaltet und erzeugt einen Schaltungspfad zurück zur Gleichstromeingangsquelle 11 und zum Kondensator C3. Wenn in entsprechender Weise jede Schaltungshälfte A, B versucht, die Spannung am Knotenpunkt XZ unter die der negativen Schiene der Gleichstromeingangsquelle 11 zu treiben, wird die Diode D2 eingeschaltet und ein Schaltungspfad zurück zur Gleichstromeingangsquelle 11 und zum Kondensator C3 erzeugt.
In Betrieb legt die relative Phase zwischen den Schaltungshälften A, B die dem Ausgang 12 zugeführte Leistung fest. Wenn die relative Phase zwischen den Schaltungshälften A, B 0° beträgt oder in Phase ist, empfängt der Ausgang 12 maximale Leistung. Wenn im Gegensatz dazu die relative Phase zwischen den Wechselstromsignalen, die die Schalter für die entsprechenden Schaltungshälften A, B antreiben, 180° beträgt oder außer Phase ist, empfängt der Ausgang 12 minimale Leistung.
Ein spezieller Vorteil der Schaltung der 8 besteht darin, dass durch Schaltung der drei Schaltungen in Reihe zwischen die entsprechende negative und positive Schiene der Spannungsquelle 11 jedes Niveau nur ein Drittel der Gesamtspannung über die entsprechende negative und positive Schiene der Gleichstromquelle 11 handhabt. Dies ermöglicht den Einsatz von 400-500 V-Vorrichtungen für Stromversorgungen mit einem Gleichstromeingang von etwa 300 V, da nur ein Drittel der Eingangsspannung von jedem Niveau gehandhabt wird und nicht die gesamte Spannung in einem einzigen Niveau. Derartige 400-500 V-Vorrichtungen stehen in großem Umfang zur Verfügung und bieten optimale Eigenschaften für ein 300 V-Eingangssystem.
9 zeigt ein Schaltungsdiagramm für einen Inverter mit einer Schutzschaltung. Eine Gleichstromspannung von 300 V liegt über den Spannungsschienen der Schaltung der 9. Ein erster Kondensator C3-1 wird von einem 2,2 Mikrofarad(μF)-Kondensator mit einer Kapazität von 400 V gebildet, während ein zweiter Kondensator C3-2 von einem 220 μF-Kondensator mit einer Kapazität von 380 V gebildet wird. Beide Kondensatoren sind parallel zwischen die Spannungsschienen geschaltet. Ein erstes Wechselstromsignal wird von einer Signalquelle (nicht gezeigt) an die Pole eines Isolationstransformators T3 gelegt. Ein zweites Wechselstromsignal von der Signalquelle (nicht gezeigt) wird an den Eingang eines Transformators T4 gelegt.
Das Ausgangssignal vom Transformator T3 wird über einen 22 Ω-Widerstand einem Paar von Schaltern S1-1, S1-2 zugeführt. In entsprechender Weise wird das Ausgangssignal vom Transformator T4 über einen 22 Ω-Widerstand einem zweiten Schalterpaar S2-1, S2-2 zugeführt. Die Schalter sind aus einer IRF740-Packung ausgewählt. Das Schalterpaar S1-1 und S1-2 ist wie das Schalterpaar S2-1 und S2-2 parallel geschaltet. Durch eine derartige Parallelschaltung der beiden Schalter eines einzigen Schalterpaares werden die Stromhandhabungserfordernisse eines jeden Schalters reduziert. Die Ausgangssignale der Schalterpaare S1, S2 werden einem Induktor L1 von 10,3 Mikrohenry (μH) zugeführt, der mit einem 13,2 μH-Induktor L2 und einem 30 Nanofarad (ηF)-Kondensator C1 sowie einem 10 ηF-Kondensator C2 zusammenwirkt, um einen Oberwellen-Vierelement-Filter zu bilden und harmonische Anteile aus dem Ausgangssignal der Schalter S1, S2 zu entfernen. Der blockierende Kondensator C4 wird von einem 2,2 μF-Kondensator mit einer Kapazität von 400 V gebildet.
Klemmdioden D1 und D2 sind in Reihe zwischen die entsprechende positive und negative Spannungsschiene der Gleichstromquelle 11 geschaltet. Die Klemmdioden D1, D2 sind vorzugsweise aus einer Packung HFAT660 ausgewählt.
Die vorstehend beschriebenen Schaltungen operieren typischerweise über einen begrenzten Frequenzbereich. Da die LC-Netzwerke generell Tiefpassfilter darstellen, ändert sich der maximale Leistungsdurchsatz umgekehrt zur Frequenz. Wenn die Frequenz abfällt, beginnt eine Verzerrung der Harmonischen aufzutreten. Eine zufriedenstellende Funktionsweise über mindestens eine Bandbreite von 30 wurde beobachtet.
Es existieren auch andere Schaltungen mit einem Spannungsquelleninverter, der ein Mehrfach-LC-Netzwerk speist, wobei Klemmdioden zwischen das Netzwerk und die Gleichstromspan nungsquelle geschaltet sein können. Während Halbbrückeninverterschaltungen dargestellt sind, versteht es sich, dass auch Vollbrücken- und Einzelenden-Inverter mitumfasst sind. Die LC-Netzwerkwerte und Klemmpunkte werden, wie hier beschrieben, in vorteilhafter Weise so ausgewählt, dass überschüssige Zirkulationsenergie zur Versorgung zurückgeführt werden kann, wodurch der Aufbau eines überschüssigen Stromes und einer überschüssigen Spannung verhindert wird und auf diese Weise die Komponenten geschützt werden. Des weiteren kann eine solche Auswahl sicherstellen, dass der Strom immer am Quelleninverter induktiv wirkt, was Diodenrückgewinnungsüberlegungen anbetrifft. In einem solchen Netzwerk können Transformatoren enthalten sein, um zur Anpassung des Ausganges, Klemmpunktes und der Invertertransistoren beizutragen oder für Isolation zu sorgen.
Ferner können zwei Spannungsquelleninverter an ein hier beschriebenes Netzwerk angeschlossen sein, so dass das Leistungsniveau durch die Phasenbeziehung gesteuert werden kann. Zusätzlich zu den hier beschriebenen Phasenbeziehungen führen nichtsymmetrische Netzwerke zu komplexeren Phasenbeziehungen. Symmetrische Netzwerke bieten den Vorteil, dass die Phasen bei maximaler und minimaler Leistung nicht von der Frequenz abhängen.
Die obigen Phasenmodulationsschaltungen des hier beschriebenen Typs führen zu drei potentiellen Konstruktionsüberlegungen.
Als erstes zirkuliert Gleichstrom unter bestimmten begrenzten Bedingungen von einer Brückenseite zur anderen. Wenn dies auftritt, bewirken die FETs eine Netzgleichrichtung, obwohl sie noch induktiv abgeschaltet sind, wenn man den Durchschnitt über den gesamten Zyklus bildet. Mit anderen Worten, mehr Ladung fließt durch den FET in umgekehrter Richtung als in Vorwärtsrichtung. Wenn daher der Strom in Rückwärtsrichtung hoch genug ist, um die Körperdiode einzuschalten, findet keine vollständige Erholung der Körperdiode statt, wenn der Transistor ausschaltet, was zu einer hohen Leistungsvernichtung führt. Dieser Effekt wird durch den negativen Temperaturkoeffizienten des Spannungsabfalls der Körperdiode übertrieben, wenn sich die Vorrichtung aufheizt, was möglicherweise zu einem thermischen Ausreißer führt.
Diese erste Überlegung kann für niedrige Frequenzen zutreffen, indem der Verlust akzeptiert wird oder Dioden mit umgekehrter Isolierung verwendet werden. Bei höheren Frequenzen sollten die FETs so ausgewählt werden, dass sie einen ausreichend niedrigen Widerstand besitzen, so dass der Umkehrstrom immer vom Kanal gehandhabt wird. Dies ist leichter mit Niederspannungsvorrichtungen zu verwirklichen, da der EIN-Widerstand proportional zu der 2,5ten Potenz der Spannung ist, während der Diodenabfall unabhängig von der Spannung ist.
Als zweites existiert ein hoher Verstärkungszustand, wenn die LC-Netzwerke bei niedriger Phase resonant und nicht festgeklemmt werden, bis die Amplitude und somit die Vorwärtsleistung des Ausgangssignals relativ hoch ist. Dieser Zustand beschädigt wahrscheinlich nicht die Vorrichtungen, beeinflusst jedoch die Genauigkeit der Steuerung nachteilig.
Diese zweite Überlegung kann berücksichtigt werden, indem sehr genaue und stabile Phasensteuer- oder Modulatorkonstruktionen verwendet werden oder indem Widerstände in das Ausgangsnetzwerk eingearbeitet werden, die das Q erniedrigen und die Phaseneigenschaften erweitern. Die Verwendung von Widerständen, die 1 oder 2 % der 50 Ω benötigen, erscheint ausreichend. Diese Überlegung trifft nur zu, wenn an der Last keine reale Energie verbraucht wird, wie dies beispielsweise während der geringfügig künstlichen Zustände der Last, die rein reaktiv ist, auftreten kann. Generell erniedrigen eine Plasmakammer, ein Kabel und ein Anpassungsnetzwerk Q in ausreichender Weise.
Als drittes kann die Phasen-Leistungssteuercharakteristik Modulationen oder Variationen unter diversen schlechten Anpassungsbedingungen erfahren. Wenn sich beispielsweise die Phase kontinuierlich von Null bis zu einem Maximum ändert, fällt die Leistungszunahme von Null geringfügig ab und setzt dann den Anstieg fort. Dies kann in Verbindung mit der nichtlinearen Plasmaimpedanz/Leistungsfunktion zu Schwingungen führen.
Diese Überlegung ist theoretischer Natur und braucht keine praktische Überlegung zu sein. Der Steueralgorithmus kann in einfacher Weise durch die Modulation springen, was typischerweise bei Anpassungen verschwindet, die besser sind als das 3:1-Spannungsverhältnis bei stehender Welle (VSWR). Auch sind die Leistungssteuercharakteristika modulations frei für mindestens die Hälfte eines infiniten VSWR-Kreises, so dass die Last irgendwo auf dem VSWR-Kreis unter Verwendung von Kabellängen, Pie-Netzwerken u.ä. angeordnet werden kann. In der Praxis ist die Schaltung der 6 der Schaltung der 4 überlegen, da die Modulationen weniger stark sind und in der Nähe der maximalen Leistung auftreten, was typischerweise in der Praxis nicht erreicht wird.
Die hier beschriebenen Schaltungen verwenden Metalloxidhalbleiterfeldeffekttransistoren (MOSFETs). MOSFETs sind generell bipolaren Flächentransistoren (BJTs) oder „insulated gage"-bipolaren Transistoren (IGBTs) bei den interessierenden Frequenzen von mehr als 1 MHz überlegen.
Die 10–12 zeigen Ausführungsformen zur Verwirklichung der Schalter in den obigen Schaltungen unter Verwendung eines MOSFET-, BJT oder IGBT-Transistors. 10 zeigt einen MOSFET, wie er in den obigen Schaltungen verwendet wird. Der MOSFET besitzt eine Blockierdiode, die in der Konstruktion des MOSFET inhärent ist. 11 zeigt einen BJT 20 und eine antiparallele Diode 22. Wenn in den obigen Schaltungen Schalter unter Verwendung eines BJT 20 realisiert werden, muss eine antiparallele Diode 22 angeordnet sein, um einen Schaltungspfad vorzusehen, wenn die Klemmdioden D1, D2 aktiv sind.
In entsprechender Weise zeigt 12 eine bevorzugte Ausführungsform zur Verwirklichtung der Schalter der vorliegenden Erfindung unter Verwendung eines IGBT. 12 zeigt einen IGBT 24 und eine antiparallele Diode 26, die eine entsprechende Funktion wie die antiparallele Diode 22 der 11 besitzt. Es versteht sich, dass anstelle der MOSFETs ohne Änderung der Prinzipien der Erfindung auch andere Schaltvorrichtungen oder Schaltungskombinationen verwendet werden können, die geeignete Schalt- und Schaltungspfadfunktionen vorsehen.
Die 13–15 zeigen andere Diodenklemmschaltungen in bezug auf D1, D2. 13 zeigt eine Diodenklemmschaltung, die Dioden D1, D2 und einen Kondensator C1 umfasst. Diese Schaltung wurde vorstehend erläutert. Die 14 und 15 zeigen Ausbildungen unter Verwendung von anderen Konfigurationen der Dioden D1, D2 und des Kondensators C1. In jeder Schaltung kann der Kondensator C1 durch Verwendung von zwei identischen Kondensatoren des halben Wertes über einer jeden Diode verwirklicht werden, wie in 14 gezeigt. Die Kondensatoren C1/2 sind parallel über den Dekopplungskondensator C3 (in 14 nicht gezeigt) gekoppelt. Der Dekopplungskondensator C3 ist relativ zur Betriebsfrequenz groß ausgebildet, so dass seine Impedanz vernachlässigbar ist, was die physikalische Ausbildung der Schaltung und die Leistungsaufteilung der Komponenten unterstützt.
Wie in 15 gezeigt, kann es bei höheren Frequenzen vorteilhaft sein, für jede Diode D1, D2 zwei Dioden in Reihe zu verwenden. Generell besitzen Dioden mit niedriger Spannung eine niedrigere Reversrecoveryaufladung. Mit den beiden Dioden in Reihe fließt die gleiche Ladung durch jede Diode. Indem C1 über jede Diode aufgeteilt wird, wird eine gleiche Aufteilung der Wechselstromspannung sichergestellt.
Wie in 16 gezeigt, ist bei einer weiteren Variation der Klemmschaltung der Induktor L6 in Reihe mit L1 und zwischen die Verbindung der Klemmdioden D1, D2 und des Filterkondensators C1 geschaltet. Der Induktor L6 besitzt vorzugsweise einen geringen Wert. Hierdurch kann das Einschalten und Ausschalten der Diode aufgeweicht und die Effizienz der Gleichrichtung erhöht werden. Eine durch den Kondensator C7 und den Widerstand R1 gebildete Snubber-Schaltung kann erforderlich sein, um ein Hochfrequenzklingeln zu dämpfen, wenn die Dioden D1, D2 ausschalten. Bei richtiger Wahl trägt dies auch zur Reduzierung von hohen Q-Situationen bei, wenn das LC-Netzwerk bei niedriger Leistungsabgabe resonant wird, wie dies beispielsweise der Fall ist, wenn ein niedriger Phasenwinkel zwischen den beiden parallelen Brückenschaltungen vorhanden ist.
Wie vorstehend erläutert, kann eine genaue Leistungssteuerung als Kompromiss als Ergebnis eines hohen Verstärkungszustandes erzielt werden, der vorhanden ist, wenn die LC-Filternetzwerke bei niedriger Phase resonant und nicht festgeklemmt werden, bis die Amplitude und somit die Vorwärtsleistung der Phase erhöht wird. Dies kann über eine sehr genaue und stabile Phasenmodulatorkonstruktion oder über Widerstände, die im Ausgangsnetzwerk geschaltet sind und einen Wert besitzen, der ausreicht, um das Q zu reduzieren und die Phasencharakteristik zu erweitern, erreicht werden. Ein Verbrauch von etwa 1–2 % der Energie von 50 Ω erscheint ausreichend, um dieser Überlegung gerecht zu werden. Dies tritt typischerweise nur auf, wenn bei der Last wenig Energie verbraucht wird, wie beispielsweise unter dem etwas künstlichen Zustand von reinen reaktiven Lasten unter Testbedingungen. In der Praxis erniedrigen das Kabel, die Anpassungsnetzwerke und die Last den Q-Wert in ausreichender Weise. Bei größeren Phasenverschiebungen verhindern die Klemmdioden die Resonanz.
Alternativ dazu kann Q selektiv abgesenkt werden, indem Widerstände am Klemmpunkt nur dann eingeschaltet werden, wenn die Phase niedrig ist. Dies kann unter Verwendung eines Komparators auf Phasenmodulatoranforderung erreicht werden, der auf niedrige Werte eingestellt ist. Der Komparator kann dann ein Relais antreiben, das die Form eines MOSFET-Schalters besitzen kann, der betätigt wird, wenn die Phasendifferenz relativ gering ist, wie bei einem niedrigen Leistungsbedarf. 17 zeigt eine Schaltung zum selektiven Einsetzen von Widerständen am Klemmpunkt. Wie in 17 gezeigt, kann ein MOSFET SR in vorteilhafter Weise verwendet werden, da der Spannungsausschlag von den Klemmdioden begrenzt wird und da ein MOSFET in beiden Richtungen leitet. Vorspannungswiderstände R3, R4 können den Spannungsausschlag innerhalb des Bereiches von SR zentrieren. R2 wird gewählt, um eine ausreichende Dämpfung zu erreichen, und C8 blockiert das Fließen von Gleichstrom durch R2 und durch den MOSFET SR. Der Eingang von SR wird typischerweise durch eine Steuerschaltung verwirklicht. Der Ausgang von C8 ist an die Verbindung der Dioden D1, D2 geschaltet.
Wenn die Betriebsfrequenz erhöht wird, hat die Kapazität der FETs, die typischerweise die Schalter bilden, einen signifikanteren Effekt auf den Schaltungsbetrieb. 18 zeigt eine Vergrößerung auf eine Halbbrückenschaltung.
Gemäß 18 sind die Kondensatoren C5 parallel zum Kondensator C3 (nicht gezeigt) geschaltet. Ein Induktor L3 ist zwischen die Verbindung zwischen den Kondensatoren C5 und dem Ausgang der Schalter S1, S2 eingesetzt. Der Induktor L3 stellt sicher, dass immer ein ausreichender induktiver Strom fließt, um den Ausgang und die Miller-Kapazität der FETs S1, S2 aufzuladen und zu entladen. Der Induktor L3 stellt ferner sicher, dass der Strom induktiv erscheint, wenn der Ausgang und das Klemmnetzwerk ein Fließen eines kapazitiven Laststromes ermöglicht.
Wie vorstehend erläutert, kann Gleichstrom unter bestimmten Bedingungen von einer Brückenseite zur anderen zirkulieren. Während die FETs S1, S2 noch im Durchschnitt über einen gesamten Zyklus induktiv ausgeschaltet sind, sind die FETs S1, S2 im Ergebnis gleichrichtend. Mit anderen Worten, es fließt mehr Ladung in umgekehrter Richtung als in Vorwärtsrichtung. Wenn daher der Strom hoch genug ist, um die im FET enthaltene Körperdiode zu reversieren und einzuschalten, findet keine vollständige Erholung des FET-Schalters statt, wenn der Transistor des FET ausschaltet, und es resultiert eine hohe Energievernichtung. Dies wird durch den negativen Temperaturkoeffizienten des Spannungsabfalls der Körperdiode beim Aufheizen der FET-Vorrichtung übertrieben, was üblicherweise zu einem thermischen Ausreißer führt.
Wie ferner vorstehend erläutert, kann diesem Zustand bei niedrigen Frequenzen abgeholfen werden, indem der Verlust akzeptiert wird oder Dioden mit Reversisolation verwendet werden. Bei höheren Frequenzen sollten die FETs so ausgewählt werden, dass sie einen ausreichend niedrigen EIN-Widerstand besitzen, so dass der Umkehrstrom immer vom FET-Kanal gehandhabt wird. Dies kann leichter mit Niederspannungsvorrichtungen erreicht werden, da der EIN-Widerstand proportional zur 2,5ten Potenz der Spannung ist, während der Diodenabfall unabhängig von der Spannung ist.
Wie in 19 gezeigt, können zwei FETs S1-1, S1-2 und S2-1, S2-2 mit niedrigerer Spannung in Reihe geschaltet sein. Diese FETs besitzen typischerweise ein Viertel des EIN-Widerstandes im Vergleich mit zwei parallel geschalteten FET-Vorrichtungen, wobei die Hälfte der Spannung durch jeden abfällt. Der Schwellenstrom für die Diodenkonstruktion wird somit verdoppelt. Gemäß 19 können die Kondensatoren C6 parallel zu jedem Schalter S1-1, S1-2, S2-1, S2-2 geschaltet sein. Die Kondensatoren C6 müssen eine gleiche Spannungsaufteilung sicherstellen, jedoch auch zu der wirksamen Vorrichtungskapazität beitragen. Ein Kondensator C7 fördert des weiteren eine gleiche Spannungsaufteilung und lässt nur nichtausgeglichene Ströme durch. In dieser Konfiguration können Epitaxialdiodenschalter mit schneller Erholung (FREDFET) aufgrund ihrer reduzierten Reverserholungsaufladung Vorteile bieten.
20 zeigt noch eine andere Verbesserung der Schaltung der 18. Zwei Klemmdioden DI1, DI2 sind parallel zu jedem Kondensator C5 geschaltet. Die Dioden DI1, DI" sind so ausgewählt, dass sie den Strom oder die Spannung an der Verbindung zur Rückführung zur Versorgung gleichrichten. Hierdurch wird induktiver Strom wie in 18 zyklisch bewegt, um die Kapazität der FETs S1, S2 zu kommutieren, und ferner Gleichstrom von den FETs S1, S2 absorbiert und zu den Versorgungsschienen zurückgeführt. Hierdurch kann ferner jeder Gleichstrom, der von einer Brückenseite zur anderen fließt, gehandhabt werden, und es können FET-Körperdiodenerholungsüberlegungen berücksichtigt werden. Die Kondensatoren C5 und die Dioden DI1, DI2 können in Reihen- und Parallelkombinationen ähnlich wie die Hauptklemmanordnung verwirklicht werden, erfordern jedoch typischerweise ein geringeres Stromhandlingsvermögen. Wenn eine variable Betriebsfrequenz gewünscht wird, bietet die Schaltung der 20 den zusätzlichen Vorteil, dass der Ausschaltstrom etwa der gleiche bleibt, und zwar unabhängig von der Frequenz, so lange L3 und C5 so ausgewählt worden sind, dass die Dioden DI1, DI2 immer leitend sind.
Eine Verbesserung der Schaltung der 20 ist in 21 gezeigt, die eine zusätzliche LC-Reihenschaltung aufweist, welche einen Induktor LS und einen Kondensator CS enthält. Durch geeignetes Auswählen der Werte des Induktors LS und Kondensators C5, so dass die Resonanzfrequenz zwischen der Primärfrequenz der Stromversorgung und ihrer dritten Harmonischen liegt, steigt der Strom durch den Induktor L3 mit der Frequenz an und hält den Gleichstrom etwa konstant.
Obwohl die negative und positive Schiene zweckmäßige Referenzspannungen zum Festklemmen eines vorgegebenen Punktes, der für Fehlanpassungseffekte verantwortlich ist, liefern und eine Rückführung der Spannung und/oder des Stromes zum Inverter ermöglichen, ist es auch möglich, die Klemmdioden über eine andere vorgegebene Spannungsquelle zu schalten, so dass der Klemmeffekt auftritt. Da die Schaltung manchmal überschüssige Spannung und überschüssigen Strom vernichten muss, umfasst der Bezug auf eine Wechselspannungsquelle vorzugsweise einen Bezug auf einen konstanten Spannungsabfluss.
22 zeigt eine Schaltung, die auf andere Spannungen Bezug nimmt als die negative und positive Spannungsschiene. Ein blockierender Kondensator C4 ist zwischen den Induktor L1 und die Inverterschalter S1, S2 eingesetzt, so dass Zener-Dioden Z1, Z2 entsprechende hohe und niedrige Spannungsreferenzen zum Festklemmen setzen. Die Zener-Dioden Z1, Z2 sind Rücken an Rücken in Reihe zwischen die Punkte A und B geschaltet, so dass eine leitend und durch Erhitzen Energie vernichtet, wenn die Spannung am Punkt X positiv getrieben wird, während die andere leitet und Energie vernichtet, wenn die Spannung am Punkt X negativ getrieben wird. Eine Diode wirkt in einem Gleichrichtungsmodus, wenn sich die andere Vorrichtung in einem Zener-Modus befindet.
In der Praxis schalten die Zener-Dioden Z1, Z2 nicht gut bei hoher Geschwindigkeit. Dieser Zustand kann kompensiert werden, indem die Zener-Dioden D1, D2 durch die in 23 gezeigte Konfiguration ersetzt werden. 23 zeigt Zener-Dioden Z1, Z2, die Rücken an Rücken in Reihe mit entsprechenden herkömmlichen Dioden DZ1, DZ2 geschaltet sind. Die Reihenschaltungen zwischen den Zener-Dioden und herkömmlichen Dioden sind dann parallel geschaltet. Bei dieser Konfiguration müssen die Zener-Dioden Z1, Z2 nicht in einem Gleichrichtungsmodus arbeiten.
Eine weitere Überlegung besteht darin, dass Zener-Dioden gegenwärtig nicht in besonders hohen Power-Ratings erhältlich sind. Das maximale Power-Rating für eine Zener-Diode beträgt momentan etwa 70 W. Des weiteren sind Zener-Dioden, die ein relativ hohes Power-Rating besitzen, typischerweise teuer. Transistoren jedoch sind relativ billig und stehen in sehr hohen Power-Ratings ohne weiteres zur Verfügung. Ein Weg zur Überwindung der Beschränkungen von Zener-Dioden besteht darin, eine aktive Zener-Schaltung zu verwenden, wie sie in 24 gezeigt ist. Gemäß 24 funktioniert die Zener-Diode ZA primär, um einen Transistor TA einzuschalten, der ausgebildet ist, um höhere Energieniveaus zu vernichten, die etwa dem 100fachen von dem der Zener-Diode ZA entsprechen. Die Energievernichtung im Transistor TA ist eine Funktion der Verstärkung der aktiven Zener-Schaltung.
Wenn sich gemäß 24 die Diode ZA in einem Zener-Modus befindet, finden die folgenden Gleichungen Anwendung: V = V2 + VBE, worin V_BE ≈ 0, 6 V beträgt, I = I2 + IQ, worin I_Q ≈ HFE×I₂ und HFE ≈ 100 betragen, so dass I_Q » I₂ und P_Q » P₂ sind.
Wie man den obigen Gleichungen entnehmen kann, ist der Strom durch den Transistor TA viel größer als der Strom durch die Zener-Diode ZA, und die vom Transistor TA vernichtete Energie ist viel größer als die von der Zener-Diode ZA vernichtete Energie.
25 zeigt eine andere Ausführungsform zur Einstellung einer anderen Spannungsreferenz als die negative und positive Schiene des Inverters. Insbesondere zeigt 25 eine Diodenbrücke, die Dioden DB1A, DB2A, DB1B, DB2B umfasst. Eine Zener-Diode ZB ist über die Hälften der Diodenbrücke geschaltet. Ob für eine Negativwelle oder eine Positivwelle gelangt daher die Zener-Diode ZB in den Zener-Modus, wenn die Spannung die Schwellenspannung übersteigt. 26 zeigt eine Diodenbrückenanordnung ähnlich 25, besitzt jedoch eine Transisitor TA- und Zener-Dioden ZA-Anordnung ähnlich 24, so dass eine erhöhte Energievernichtung erreicht wird.
Die Diodenbrückenschaltungen der 24-26 bieten diverse Vorteile. Als erstes werden durch diese Ausführungsform die Kosten gesenkt, da nur eine Zener-Diode anstelle von zwei Zener-Dioden verwendet werden muss. Da nur eine Zener-Diode eingesetzt wird, können als zweites konsistente Klemmspannungen erhalten werden, während bei der Verwendung einer Zwei-Zener-Diodenanordnung möglicherweise inkonsistente Klemmspannungen erzielt werden. Als drittes sind herkömmliche Dioden viel einfacher angepasst als die Zener-Dioden.
27 zeigt Wellenformen, die für eine beispielhafte Schaltungsverwirklichung einer Stromversorgung mit einer Schutzschaltung gemessen wurden. Die Operationswellen und Energieniveaus wurden für einen Gleichstromeingang von 300 V unter angepassten und fehlangepassten Bedingungen aufgezeichnet. Die Lastimpedanzen waren bei 50 Ω aufeinander abgestimmt und unter Verwendung einer offenen Schaltung fehlangepasst kurzgeschlossen und bei 12, 25, 50, 100 und 200 Ω sowohl induktiv als auch kapazitiv reaktiv. Wie die 27a–m zeigen, umfasst jede Figur vier Wellenformen, die in jeder Figur mit 1–4 bezeichnet sind. Die Welle 1 gibt die Drain-Spannung der MOSFETs wieder, wie beispielsweise das abgegebene Eingangssignal des Induktors L1 bei 200 V pro Unterteilung. Die Welle 2 gibt den Strom durch L1 bei 10 A pro Unterteilung wieder. Die Welle 3 ist die Klemmspannung oder die Spannung am Knotenpunkt zwischen den Dioden D1, D2 bei etwa 200 V pro Unterteilung. Die Welle 4 ist der Klemmdiodenstrom bei 10 A pro Unterteilung. Diese Standards treffen auf jede der Ausgangswellen der 27 und 28 zu. Die ausgewählten Werte bilden 12 diskrete Punkte beim infiniten VSWR, was ausreicht, um sicherzustellen, dass die schlechtesten Betriebsbedingungen gefunden werden. Die nachfolgende Tabelle führt die Schlüsselparameter auf:
Da die Last vom offenen Kreis zum Kurzschluss induktiv und dann wieder kapazitiv zurück rotiert, werden die FET-Ströme induktiv aufrechterhalten und sind weniger als 40 % höher als der 50 Ω-Wert. Der Gleichstromverbrauch beträgt nur ein Sechstel des 50 Ω-Wertes. Die Klemmdioden D1, D2 leiten geringfügig mit einer 50 Ω-Last, was eliminiert werden kann, indem das Netzwerk geringfügig erneut getunt wird. Dies ist jedoch in bezug auf die Effizienz oder einen wirksamen Schutz nicht kritisch.
Im Gegensatz dazu zeigt 28 Ausgangswellen für einen 375 KHz-Halbbrückeninverter, der ohne Klemmschaltung verwirklicht ist. Während des Testens wurde die Testvorrichtung durch manuelles Verringern der Versorgungsspannung geschützt, um eine Zerstörung der Vorrichtung zu vermeiden. Die nachfolgende Tabelle gibt die Schlüsselparameter wieder. Der Schutz wird nunmehr durch Reduzieren der Versorgungsspannung erzielt.
Wenn die Impedanz der induktiven Last reduziert wird, werden die FET-Ströme größer. Wenn bei 12 Ω die Versorgung auf 300 V gehalten wird, erreicht die Vorwärtsleistung einen Wert von 750 W, der größer ist als der 50 Ω-Wert. Beim Kurzschließen werden 750 W aus nur 42 V erzeugt, wobei L1 mit dem Rest des Netzwerkes resonant ist. Bei 300 V betragen die Vorwärts-HF-Leistung 38 KW, die Gleichstromleistung 4,6 KW und der Peak-Transistorstrom 100 A.
Wenn die Last kapazitiv ausschlägt und die Impedanz beginnt anzusteigen, sehen die FETs eine kapazitive Last. Dieser Zustand kann problematischer werden als die vor der Resonanz aufgetretenen hohen induktiven Ströme, da die FETs einen hohen Diodenerholungsverlust erfahren, obwohl die Ströme noch bescheiden sind. Ferner gibt es ein Risiko des Kommutierens des dv/dt-Fehlers. In den letzen drei Diagrammen wurden die Maßstäbe aus Klarheitsgründen verändert.
29 zeigt eine Steuerschaltung für einen Stromerzeuger. Die Steuerschaltung 20 besitzt einen Gleichrichter 22 für einen weichen Filterstart, der eine Eingangsspannung empfängt. Der Gleichrichter 22 kann einen Schaltungsunterbrecher für einen Überspannungsschutz besitzen. Eine Hilfsleistungsabtasteinheit (PSU) 24 erzeugt ein niedrigeres Spannungssignal zum Antreiben der Steuerschaltung. Ein Kühlgebläse 26 sorgt für eine Kühlung der Generatorschaltung.
Der Ausgang des Gleichrichters 22 für einen weichen Filterstart liegt an einem optionalen Gleichstromschalter 28, der das Anlegen der Gleichstromspannung an eine Vielzahl von Leistungsverstärkern 30a, 30b, 30c, 30d steuert. Die vier Leistungsverstärker 30a–30d finden parallel Verwendung, um die Leistungshandhabung über die vier Verstärker aufzuteilen und nicht einen Verstärker zur Handhabung der gesamten Leistung zu benötigen. Alternativ dazu können ein oder viele Leistungsverstärker die Funktion der Leistungsverstärker 30a–30d übernehmen. Eine Treiberschaltung 32 er zeugt Schaltsignale zur Steuerung des Schaltens eines jeden entsprechenden Leistungsverstärkers 30a–30d.
Das Ausgangssignal von den Leistungsverstärkern 30a–30d wird dem Kombinations- und Isolationstransformator 34 zugeführt, der jedes der Ausgangssignale der Leistungsverstärker 30a–30d in ein Signal kombiniert. Die Kombinationsschaltung 34 kann einen Isolationstransformator enthalten, um die Leistungsverstärker gegenüber dem Ausgang zu isolieren. Der Kombinationsisolationstransformator 34 gibt das kombinierte Signal an einen Filter und eine Leistungsabtastschaltung 36, die das Leistungssignal filtert, bevor sie das Ausgangssignal erzeugt. Der Leistungsabtastabschnitt der Schaltung 36 sorgt für ein Rückkopplungssignal zum Steuern der Phasenmodulatorschutzschaltung 38.
Die Steuerphasenmodulatorschaltung 38 kann unter Verwendung einer Analog- oder Digitalelektronik verwirklicht werden. Die Schaltung 38 gibt ein Steuersignal an jeden Gleichstromschalter 28, Treiber 32 und jede Frontpaneelsteuerung 40 ab. Durch Variieren der Phase des Schaltens innerhalb eines jeden der entsprechenden Leistungsverstärker 30a–30d kann die Ausgangsleistung entsprechend variiert werden. Die Steuerphasenmodulatorschaltung 38 variiert daher die Phase des Leistungsverstärkers in Abhängigkeit vom Eingangssignal vom Filter und der Leistungsabtastschaltung 36. Die Frontpaneelsteuerschaltung 40 stellt für die Bedienungsperson Information zur Verfügung und ermöglicht ferner eine Änderung der gewünschten Phase und der daraus folgenden Ausgangsleistung.
30 zeigt ein Steuersystem, bei dem ausgewählte, hier beschriebene Stromversorgungen in einem System zum Steuern einer Plasmakammer verwendet werden können. Das Steuersystem 50 besitzt eine Plasmakammer 52, wie sie beispielsweise zur Herstellung von integrierten Schaltungen verwendet werden kann. Die Plasmakammer 52 hat einen oder eine Vielzahl von Gaseinlässen 54 und einen oder eine Vielzahl von Gasauslässen 56. Die Gaseinlässe 54 und die Auslässe 56 ermöglichen die Einführung und Evakuierung eines Gases in das Innere und aus dem Inneren der Plasmakammer 52. Die Temperatur in der Plasmakammer 52 kann über ein Heizsteuersignal 58 gesteuert werden, das der Plasmakammer 52 zugeführt wird. Eine Plasmasteuereinheit 60 empfängt Eingangssignale von der Plasmakammer einschließlich eines Vakuumsignals 62, das das Unterdruckniveau in der Kammer anzeigt, eines Spannungssignals 64 und eines Signals 66, das die Strömungsverhältnisse zwischen den Einlass- und Auslassgasen anzeigt. Wie dem Fachmann klar wird, können auch andere Ein/Ausgangssignale von der Plasmasteuereinheit 60 empfangen/erzeugt werden. Die Plasmasteuereinheit 60 ermittelt eine gewünschte Eingangsleistung, die der Plasmakammer durch einen Spannungsgenerator 68 zugeführt wird. Der Spannungsgenerator 68 besitzt einen Mikroprozessor 70 oder eine andere entsprechende Steuereinheit, die das Eingangssignal von der Plasmasteuereinheit 60 empfängt. Der Mikroprozessor 70 erzeugt Steuersignale für die Stromversorgung 72, die ein Spannungssignal mit einer gewünschten Frequenz und einem gewünschten Power-Rating abgibt. Die von der Stromversorgung 72 abgegebene Spannung wird einem Anpassungsnetzwerk 74 zugeführt, das eine Anpassung der Impedanzen zwischen der Stromversorgung 72 und der Plasmakammer 52 bewirkt.
31 zeigt eine Schaltung für ein Anpassungsnetzwerk 80, das beispielsweise für das Anpassungsnetzwerk 70 der 30 verwendet werden kann. Das Anpassungsnetzwerk 80 passt in wünschenswerter Weise eine 50 Ω-Eingangsimpedanz an die von einer Last 82 gelieferte Ausgangsimpedanz an. Es ist gemäß einer pi-Filtertopologie ausgebildet und umfasst einen ersten variablen Kondensator 84, einen zweiten variablen Kondensator 86 und einen Induktor 88. Die Kondensatoren 84, 86 sind als variable Kondensatoren ausgebildet, so dass die Kapazität des Filternetzwerkes variiert werden kann, um in geeigneter Weise die Impedanzen zwischen dem 50 Ω-Eingang und der Last 82 anzupassen. Eine Steuereinheit 88 empfängt ein Rückkopplungssignal, das in Abhängigkeit von der angepassten Impedanz variiert und Steuersignale erzeugt, die die Kapazitäten der entsprechenden Kondensatoren 84, 86 ändern. Für den Fachmann ist es klar, dass auch andere Anpassungsnetzwerkkonfigurationen, wie Transformatoren oder feste Netzwerke, Verwendung finden können.
Obwohl die Erfindung in ihrer gegenwärtig bevorzugten Ausführungsform beschrieben wurde, versteht es sich, dass es auch zahlreiche andere Anwendungsfälle und Realisationsmöglichkeiten der vorliegenden Erfindung gibt.

Claims

Stromversorgungsschaltung zum Zuführen von Wechselleistung zu einer Last, mit: einer Gleichstrom(DC)-Spannungsquelle (11); einem Brücken-Inverter (S1, S2) zum Empfangen der Gleichstrom-Eingangsspannung (11) und zum Erzeugen eines Wechselstrom(AC)-Ausgangssignals; einem ersten und einem zweiten Gleichrichter (D1, D2), die zwischen eine positive und die negative Gleichstrom-Schiene der Quelle in Reihe geschaltet ist, wobei der erste Gleichrichter (D1) von einem Punkt (X) zu der positiven Gleichstromschiene verläuft und der zweite Gleichrichter (D2) von der negativen Gleichstromschiene zu dem Punkt (X) verläuft, wobei der erste und zweite Gleichrichter so verbunden sind, dass, wenn der Inverter (S1, S2) den Punkt (X) auf eine Spannung zu treiben sucht, die größer ist als eine vorgegebene erste oder zweite Spannung, ein entsprechender Gleichrichter des ersten und zweiten Gleichrichters (D1, D2) leitend wird, um zumindest einen der Parameter Spannung und Strom zur Gleichstrom-Spannungsquelle (11) zurückkehren zu lassen; einem harmonischen Filter, der mit dem Brücken-Inverter verbunden ist, wobei der harmonische Filter Induktanzen (L1, L2; L1A, L1B, L2A, L2B) und Kondensatoren (C1, C2; C1A, C1B, C2A, C2B) aufweist und mit dem Punkt (X) verbunden ist; dadurch gekennzeichnet, dass der harmonische Filter zwei Stufen hat, von denen jede Stufe eine der Induktanzen und einen der Kondensatoren in Reihe geschaltet aufweist, wobei die erste Stufe (L1, C2; L1A, C1A, L1B, C1B) vorgegebene harmonische Komponenten des Wechselstromsignals ausfiltert, um ein gefiltertes Wechselstromsignal zu erzeugen; die zweite Stufe das gefilterte Wechselstromsignalempfängt und das Signal der Last zuführt; und der erste und zweite Gleichrichter an dem Punkt (X) zwischen der ersten und zweiten Stufe des harmonischen Filters verbunden sind.
Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 1, bei der der Brücken-Inverter (S1, S2) einen Vollbrücken-Inverter mit einem Paar Halbbrücken (S1A, S2A, S1B, S2B) aufweist.
Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 1, bei der der Brücken-Inverter (S1, S2) aufweist: zwei Einzelenden-Inverter (S1, SL3), die eine Vollbrückenkonfiguration bilden.
Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 1, bei der der Brücken-Inverter aufweist: eine erste Anzahl Einzelenden-Inverter (S1A, L3A), die zwischen der ersten und zweiten Schiene der Gleichstrom-Spannungsquelle (11) in Reihe geschaltet sind, wobei die erste Anzahl Einzelenden-Inverter (S1A, L3A) eine erste Hälfte einer Brückenkonfiguration bildet, welche erste Hälfte einen ersten kombinierten Ausgang hat; eine zweite Anzahl Einzelenden-Inverter (S1B, L3B), die zwischen die erste und zweite Schiene der Gleichstromspannungsquelle (11) in Reihe geschaltet sind, wobei die zweite Anzahl Einzelenden-Inverter (S1B, L3B) eine zweite Hälfte einer Brückenkonfiguration bildet, welche zweite Hälfte einen zweiten kombinierten Ausgang hat.
Stromversorgungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, welche ferner aufweist: eine Ausgangs-Sensorschaltung (36) zum Bestimmen einer Leistung des Ausgangssignals, wobei die Ausgangs-Sensorschaltung (36) ein Sensorsignal erzeugt; und einen Phasenmodulator (38) zum Ändern der relativen Phasen des Inverters zwecks Änderung der Ausgangsleistung entsprechend dem Sensorsignal.
Stromversorgungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei der der Brücken-Inverter (S1, S2) einen Halbbrücken-Inverter aufweist.
Stromversorgungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der ein erster harmonischer Filter eine Induktanz (L1) und einen Kondensator (C1) in Reihe geschaltet aufweist und der erste harmonische Filter (L1, C1) zu einem der Schalter (S1, S2) des Brücken-Inverters parallel geschaltet ist.
Stromversorgungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei der ein erster harmonischer Filter eine Induktanz (L1) und einen Kondensator (C1) aufweist und die Induktanz (L1) zwischen einen Ausgang der Schalter (S1, S2) des Brücken-Inverters und eine Verbindung zwischen dem ersten und zweiten Gleichrichter (D1, D2) geschaltet ist und der Kondensator (C1) ferner eine kombinierte Kapazität zweier Kondensatoren (C1/2, C1/2) aufweist, die jeweils zu dem entsprechenden ersten und zweiten Gleichrichter (D1, D2) parallel geschaltet sind.
Stromversorgungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der der erste und zweite Gleichrichter (D1, D2) jeweils ein Paar in Reihe geschalteter Dioden (D1A, D2A, D1B, D2B) aufweist und der erste harmonische Filter eine Induktanz (L1) und einen Kondensator (C1) aufweist und die Induktanz (L1) zwischen einen Ausgang der Schalter (S1, S2) und eine Verbindung zwischen der ersten und zweiten Diode (D1, D2) angeordnet ist, und der Kondensator (C1) ferner eine kombinierte Kapazität mehrerer Kondensatoren (C1A, C2A, C1B, C2B) aufweist, wobei jeder Kondensator einer Diode jedes entsprechenden Diodenpaares (D1A, D2A, D1B, D2B) entspricht, welche jeweils zu einer entsprechenden Diode parallel geschaltet sind.
Stromversorgungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, welche ferner aufweist: ein Paar Kondensatoren (C3, C5), die zwischen die entsprechenden Spannungsschienen der Gleichstrom-Spannungsquelle (11) in Reihe geschaltet sind; wobei der Inverter zwei Schalter (S1, S2) aufweist, die zwischen die entsprechenden Spannungsschienen der Gleichstrom-Spannungsquelle (11) in Reihe geschaltet sind, eine Induktanz (L3), die zwischen einer Verbindung der Kondensatoren (C3, C5) und einer Verbindung der Schalter (S1, S2) angeordnet ist.
Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 10, die ferner ein Paar Dioden (DI1, DI2) aufweist, von denen jede Diode zu einem entsprechenden Kondensator (C3, C5) parallel geschaltet ist.
Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 10 oder 11, bei der die Schalter (S1_, S2_) ferner jeweils ein Paar Schalter (S1-1, S1-2, S2-1, S-2-2) in Reihe geschaltet aufweisen und ferner einen Kondensator (C6) aufweisen, der zu jedem Schalter (S1-1, S1-2, S2-1, S2-2) parallel geschaltet ist.
Stromversorgungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, die ferner einen zweiten harmonischen Filter (L1B, C1B, L2B, C2B) an dem kombinierten Ausgang der ersten harmonischen Filter aufweist, wobei der zweite harmonische Filter harmonische Komponenten aus dem gefilterten Wechselstromsignal entfernt, um ein Ausgangssignal zu erzeugen.
Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 13, die ferner einen Sperrkondensator (C4) am Ausgang des zweiten harmonischen Filters aufweist, um Gleichstromkomponenten aus dem Ausgang des zweiten harmonischen Filters zu entfernen.
Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 14, bei der der zweite harmonische Filter eine Induktanz (L2) und einen Kondensator (C2) in Reihe geschaltet aufweist, und der zweite harmonische Filter zu einem der Schalter (S1B, S2B) der Halbbrücke parallel geschaltet ist.
Stromversorgungsschaltung nach den Ansprüchen 2 und 13 bis 15, welche ferner einen Signalgenerator (13) aufweist, der ein Schaltsignal für jede Hälfte des Inverters (SlA, S2A, S1B,S2B) erzeugt.
Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 13, bei der der Signalgenerator (13) eine relative Phase des Betriebs zwischen der ersten Brückehälfte (S1A, S2A) und der zweiten Brückehälfte (S1B, S2B) variiert.
Stromversorgungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der mindestens einer der Parameter Spannung und Strom in den Inverter zurückgeführt wird.
Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 3 oder 4, bei der jeder Einzelenden-Inverter (S1, L3) aufweist: einen Schalter (S1A), der mit einer ersten Schiene der Gleichstrom-Spannungsquelle verbunden ist; eine Tankschaltung (L3, C6), die zwischen die erste und zweite Spannungsschiene der Gleichstrom-Spannungsquelle (11) geschaltet ist, wobei eine Betätigung des Schalters die Tankschaltung (L3, C6) mit Energie versorgt.
Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 19, bei der die Tankschaltung (L3, C6) ferner aufweist: eine Induktanz (L3), die zwischen den Schalter (S1) und eine zweite Schiene der Gleichstrom-Spannungsquelle geschaltet ist; und einen Kondensator (C6), der zu dem Schalter (S1) parallel geschaltet ist.
Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 19 oder 20, welche ferner einen Sperrkondensator (C7_) zwischen dem Schalter (S1_) und dem ersten harmonischen Filter (L1_, C1_) aufweist.
Stromversorgungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der mindestens ein Gleichrichter (D 1, D2) eine Zenerdiode ist.
Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 22, bei der der mindestens eine Gleichrichter ein Paar Zenerdioden (Z1, Z2) aufweist, die gegensinnig angeordnet sind, und die Durchbruchspannungen jeder Zenerdiode (Z1, Z2) die vorgegebene erste und zweite Spannung bestimmen.
Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 23, bei der die Zenerdiode (Z1, Z2) zwischen eine gemeinsame Spannungsreferenz und den Ausgang des ersten harmonischen Schalters eingesetzt ist.
Stromversorgungsschaltung nach einem der Ansprüche 22 bis 24, bei der der mindestens eine Gleichrichter (D1, D2) einen Schalter betätigt, um den Schalter in die Lage zu versetzen, eine Stromleitung und Leistungsdissipation durchzuführen.
Stromversorgungsschaltung nach einem der Ansprüche 22 bis 24, bei der der mindestens eine Gleichrichter (D1, D2) zwei Hälften einer Diodenbrücke verbindet.
Stromversorgungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der der Brücken-Inverter und die Ausgangsschaltung (L2, C2, C4) einen Leistungsverstärker (30) bilden und der Leistungsverstärker (30) eine Anzahl parallel geschalteter Leistungsverstärker (30_) aufweist und die Stromversorgungsschaltung ferner einen Kombinator (34) zum Kombinieren des Ausgangssignals jeder der Anzahlinverter aufweist.