CN1342340A - 具有保护电路的电源 - Google Patents

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Abstract

一种电源,包括用于接收直流输入信号的逆变器。逆变器包括两个半桥。每个逆变器由一个信号源驱动,所述信号源输出交流信号。每个逆变器的输出被输入到第一级谐波滤波器。所述电源包括输出电路,所述输出电路包括相对于一点被这样设置的第一和第二整流器,使得如果逆变器试图驱动所述的一点超过预定的第一和第二电压,则相应的一个整流器导通,从而使功率和电流中的至少一个返回直流输入电源。

Description

具有保护电路的电源
本发明一般涉及用于供应交流电的电源，尤其涉及用于电源的开关部分的保护电路。
射频(RF)能量被用于许多工业中，用于通过感应加热、介电加热和等离子体激发处理材料。等离子体激发可以呈电感、电容、或实际电磁(EM)波、微波、或耦合的形式。提供RF能量的发生器利用许多电路拓扑，其范围从提供几十瓦的一级A晶体管放大器到提供数千瓦的自振荡管(电子管)发生器。
半导体制造工业利用RF等离子体淀积和刻蚀微和亚微尺寸的膜。用于这种场合的一种典型的电源可以由电网频率的变压器/整流器/电容器直流电源和高频(HF)线性功率放大器构成。典型的功率和频率值可以高达10KW，频率范围为400KHz到60.0MHz。线性功率放大器使用具有高的功率耗散能力的高频/甚高频(HF/VHF)功率晶体管。这种电源或发生器在100∶1的输出负载范围内应当具有可以以1或2％的精度控制的功率。通常，所述发生器被专门配置，使得输出到一个通常是50欧姆的确定的负载，但是应当能够驱动任何负载，即使在配合不当，没有故障的情况下。典型的保护方法是减少功率。例如，线性放大器的驱动级被减少，相应地减少电流或功率消耗。在50欧姆的系统中，测量离开50欧姆的偏差作为反射功率。减少驱动级是为了限制反射功率。
图1表示一种典型的变压器耦合的推挽RF功率放大器，其中具有开关或由不同相的正弦波驱动的晶体管S1，S2。5元件的谐波消除滤波器包括电感L1，L2，以及电容C1，C2和C4。谐波消除滤波器一般用于确保高纯度的或者均匀的正弦波输出。所示出的是一种没有偏置的电路，可以是AB类或B类。一般使用双极结晶体管(BJT)或金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。变压器T1具有被这样选择的变比，使得对于给定的直流电源电压，通常为28V或50V，匹配所需的功率。详细的电路符合用于通信的宽带HF/VHF功率放大器设计的工业实施标准。
图1的放大器具有一个主要优点，然而具有若干缺点。其主要优点在于其宽带设计，其输出频率容易通过改变驱动频率或输入频率被简单地改变。对于给定的输出频率，只需要改变输出滤波器。如果放大器的基本线性度/纯度足够好，可以完全省去滤波器。图1的电路在缺点在于，其效率低，并且具有高的晶体管功率损耗。在理论上，其效率不可能超过70％，而实际上，不大于50％。为了解决高功率损耗的问题，许多应用中使用昂贵的专用RF晶体管，这种晶体管通常使用铍的氧化物(BEo)低热阻技术。这通常需要大的风冷或水冷的散热器。关于RF线性放大器的设计，发表过大量的数据。任何打算设计发生器的电源制造着都可以放心地使用晶体管制造着提出的电路。
由图2可见，图2的电路利用一种不同的操作方式，从而具有高的效率和低的功率耗散。在图2的电路中的驱动信号被规定为方波，使得晶体管处于开关操作方式而不是线性操作方式。即，图1的开关或晶体管S1，S2在完全截止和完全导通之间的区域内操作。而图2的开关或晶体管S1，S2通过从完全导通到完全截止的转换进行操作。变压器T1的输出是方波。4元件滤波器包括电感L1，L2和电容C，C2，用于滤出所需的基本频率，从而产生正弦输出。电容器C4被除去，从而使滤波器具有感性输入，以便滤除谐波电流。虽然晶体管的电压和变压器的电压是方波，但是电流是正弦的。其效率可以达到100％，一般在80-95％的范围内。这种电路一般叫做谐振变换器或逆变器而不叫放大器。
图2的电路具有一些缺点。其中的滤波器按照特定的输出频率被充分地选择，因此只能在一个固定的频率范围或频带上操作。此外，输出功率不能被直接地控制。和图1不同，图2的电路不能直接和线路电压或电源插座电压相连。此外，图2的直流输入需要使用附加的功率变换器进行调节，所述功率变换器一般使用开关方式变换器实现。另外，不匹配的负载可以在滤波器和晶体管之间产生大的循环电流。所述循环电流不必通过限制直流输入电流进行限制。
在本发明的一个方面，提供一种具有直流输入的电源电路，用于向负载提供交流功率。逆变器产生交流输出，并且输出电路直接接收所述交流输出，并将其馈送给负载。所述输出电路包括第一和第二整流器，它们被连接在输出电路中的一点，使得如果逆变器试图驱动该点的电压超过预定的正电压或预定的负电压时，第一和第二整流器中的一个则导通，从而使电压与/或电流返回直流电压的电源。所述电压与/或电流被回馈到逆变器。这可以这样来实现，例如，使第一整流器连接在地或直流输入的负输入和所述的点之间，并把第二整流器连接在所述的点和直流电压的正输入之间。应当理解，当每个整流器导通时，其把所述的点箝位到其相关的直流输入的各自的输入的电压。所述整流器可以用二极管来实施。
在另一个实施例中，所述整流器可以和单独的一个电压源或几个电压源相连，并对于由一个或几个电压源确定的电压进行箝位。如果，例如，第一和第二整流器使用齐纳二极管实施，则本发明包括恒定的电压耗散器(voltage sink)。齐纳二极管至少可以耗散一些电压与/或电流，因而，它们可以具有相关的晶体管，通过所述晶体管可以耗散较多的能量。在每种情况下，所述能量的耗散通过发热进行。齐纳二极管可以背对背地连接。使得每个二极管对于其它的二极管起整流作用。另外，和每个齐纳二极管串联使用合适的单独的整流二极管或整流电路。在第一和第二二极管被连接在所述点的每一侧的结构中，每个二极管可以通过形成二极管链，例如Shottky二极管来实现，并且这些二极管可以被形成在一个陶瓷衬底上。
所述逆变器可以包括至少两个开关器件。所述电源电路也可以包括和所述两个开关器件之间的一个点连接的电感，使得所述器件和任何相关的电容的充放电基本上借助于感性电流来实现。
在本发明的另一个实施例中，提供一种电源电路，其具有直流输入端，并向负载提供交流功率。逆变器产生交流输出，输出电路直接接收所述交流输出并将其馈送给负载。所述输出电路还包括恒定的电压耗散器，如果逆变器试图驱动电路中的一个预定点达到位于一个预定的电压范围之外的电压，则所述电压耗散器用于耗散电压与/或电流。
在本发明的另一个方面中，提供一种电源，其包括电源输出和按照上述限定的第一和第二电源电路。第一和第二电源电路的每个的输出和和所述电源输出并联。各个交流信号源切换第一和第二电源电路的逆变器，并控制用于改变所述信号源的相对相位的电路，从而调节电源输出的功率。所述电源电路可以串联或并联。
在本发明的另一个方面中，提供一种电源，用于向负载供应交流电流。提供第一和第二电源电路，每个包括逆变器。一个交流信号源提供交流信号，用于切换所述逆变器并被提供给各个功率输出。所述各个功率输出通过谐波滤波器和所述电源输出并联或串联。控制电路改变所述交流信号的相对相位，用于调节所述电源输出的功率。
在本发明的另一个方面中，一种用于电压逆变器的输入电路具有至少两个开关器件。所述电路包括被连接在所述器件之间的一个点的电感，使得对所述器件以及任何相关的电容基本上通过感性电流进行充电和放电。
为了更充分地理解本发明的目的和优点，应当结合附图参阅下面的说明。
本发明可以用多种方式实现，下面结合附图以举例方式说明一些特定的相关的发明，其中：
图1和图2是如上所述的现有技术中实施的电路拓扑；
图3是按照本发明的原理构成的电源电路；
图4说明一个相关的发明，其中电路被串联以便产生组合的输出；
图5说明一个相关的发明，其中电路被并联以便产生组合的功率输出；
图6说明一个相关的发明，其中每半桥开关桥被一对箝位二极管保护；
图7说明一个相关的发明，其中谐振电路和一个开关提供输出，并且其中一对箝位二极管保护所述电路。
图8是图7的电路的三级实现的电路；
图9是表示半桥逆变器和保护电路的相关的发明；
图10-12说明取决于特定的开关器件的开关器件的其它的结构；
图13是具有和一个箝位二极管并联的电容器的电路；
图14是具有和每个箝位二极管并联的电容器的电路；
图15是具有在串联的电容和二极管上的分压电压的电路；
图16是表示谐振电路中的电感和RC电路的电路；
图17是用于改善滤波器网络的操作的MOSFET电路；
图18是用于解决器件电容的用于逆变器的另一种输入电路；
图19是使用多个FET实现的用于解决器件电容的逆变器电路；
图20是图18的输入电路的改进；
图21表示具有附加的LC串联电路的逆变器；
图22是用于改变箝位电压的电源电路；
图23-26是用于图22的逆变器的另一种恒压吸收装置；
图27a-27m是从具有保护电路的示例的半桥逆变器取的波形；
图28a-28f是从不包括保护电路的示例的半桥逆变器取的对照波形；
图29是电源控制电路的方块图；
图30是利用保护电路的等离子体系统的方块图；
图31是图30的控制电路的匹配网络。
参见图3，电压逆变器电路在整体上用标号10表示，并具有直流(DC)电压源输入端11和交流(AC)输出端12。从一开始便应当注意，开关一般用S加以数字表示，电容器用C加以数字表示，电感用L加以数字表示，二极管用D加以数字表示，并且变压器用T加以数字表示。此外，在具有一般对称的拓扑的电路中，上述的每个标号可以加以字母下标，用于表示类似的对称元件。
开关S1，S2从信号源或发生器13接收作为输入的不同相方波信号。所述方波信号以这样的方式使开关S1，S2导通，使得当开关S1或S2导通时加于电感器L1上的电压的极性相反。当信号源13以这样的方式驱动开关S1，S2时，开关S1，S2和电容C3协同操作把直流输入信号逆变成被加于电感器L1的交流信号。这在12产生一个交流输出，利用电容器C4隔离直流分量。在12的输出信号的频率取决于由信号源13输出的信号的频率。包括电感器L1，L2和电容器C1，C2的4元件谐波滤波器的操作基本上如上所述。电感器L1和电容器C1形成第一级谐波滤波器，电感器L2和电容器C2形成第二级谐波滤波器。输出滤波器除去输入到电感器L1的谐波分量，从而改善输出的正弦波的纯度，并对于给定的输入电压使所需的输出功率和输出阻抗相匹配，所述输出阻抗一般为50欧姆。
如上所述，图1和图2的电路易于因不匹配的负载产生的大的循环电流而损坏。在第一级和第二级谐波滤波器之间插入的一对箝位二极管或整流器D1，D2避免由于循环电流而导致的可能的破坏。二极管D2从直流输入源11的负干线延伸直到节点X。二极管D1从节点X延伸直到直流输入源11的正干线。在操作中，如果电路试图驱动节点X沿一个方向或另一个方向超过干线电压，则和所述干线相连的二极管导通而流过电流。当二极管导通时，该二极管箝位节点X到干线电压，并把过量的电压与/或电流返回逆变器，特别是输入源11和电容器C3。更具体地说，如果电路试图驱动节点X高于直流输入11的正干线电压，则二极管D1导通，从而提供一个电流通路，该通路包括开关S2的本体二极管，回到直流输入电压源11和电容器C3。类似地，如果所述电路试图驱动节点X低于直流电源11的负干线，则二极管D2导通，从而提供电流回路，所述回路包括开关S1的本体二极管，回到直流输入电源11和电容器C3。当不匹配的负载的影响随频率而增加时，图3的电路能够使逆变器在以前难于达到的频率下使用。
图4示出了一个相关的发明，其中两个电源电路的输出串联设置。图4包括呈全桥结构的两个半桥部分A和B。图4的电路通过改变被施加于两个半桥A和B的每个上的开关信号之间的相位，能够调节输出端12的功率。
图4的第一个半桥包括一对开关S1A，S2A，它们接收由信号源13A输出的一对交流信号。开关S1A，S2A被串联在直流电源11的正负电压干线之间。开关S1A，S2A的输出被施加于电感器L1A，其和电感器L2A，电容器C1A，C2A组合而形成两级的4元件谐波滤波器。第一箝位二极管D1A具有和直流输入电压源11的正干线相连的负端或阴极，以及被连接在电感器L1A，L2A之间的正端或阳极。第二箝位二极管D2A具有和直流输入电压源11的负干线相连的正端或阳极，以及被连接在箝位二极管D1A的正端的负端或阴极。谐波滤波器的输出和变压器T1的第一端抽头相连。
箝位二极管D1A，D2A对图4的左半桥提供保护。当电路试图驱动节点XA的电压高于直流电源11的正干线时，二极管D1A导通，从而把节点XA的电压箝位到近似于直流输入电源11的正干线电压，并提供返回直流输入电源11和电容器C3的通路。类似地，当电路试图驱动节点XA的电压低于直流电源11的负干线时，二极管D2A导通，从而把节点XA的电压箝位到近似于直流输入电源11的负干线电压，并提供返回直流输入电源11和电容器C3的电路通路。从而保护图4的左半桥部分。
图4的电路还包括第二半桥部分即半桥部分B，其包括开关S1B，S2B。信号源13B向开关S1B，S2B输出一对交流信号。应当注意，信号源13A，13B被组合而成为一个单元。半桥部分B还包括具有电感器L1B，L2B，和电容器C1B，C2B的4元件两级谐波滤波器。半桥部分B还包括被设置在其中的一对箝位二极管D1B，D2B，如在半桥部分A中所述。来自电路半桥部分B的输出和变压器T1的端抽头相连。半桥部分B的操作和对于半桥部分A所述的操作相同。变压器T1用于提供电路半桥部分A、B和输出12之间的隔离。电路半桥部分A和B通过变压器T1的输入线圈串联连接。
电路半桥部分A，B串联连接，使得通过改变控制每个半桥部分的开关信号之间的相位可以改变输出端12的功率。具体地说，当开关S1A，S1B被同时接通和断开时，开关S1A，S1B被称为同相操作，或以0度相位操作。相反地，如果开关S1B导通时开关S1A截止，并且如果开关S1B截止时开关S1A导通，则所述开关被称为不同相操作，或在以180度相位操作。类似的说法适用于开关S2A，S2B的每个开关。每个半桥部分A，B之间的相位通过相位控制器14被确定，其对每个信号源13A，13B提供输出信号，以便改变每个电路半桥部分之间的相对相位。当电路半桥部分A和B以180度相位或不同相操作时，在输出端12产生最大功率。当电路半桥部分A和B以0度相位或同相操作时，在输出端12产生最小功率。当相位是0时，每个半桥部分被看作开路而和负载阻抗无关。变压器T1用于实现输出的串联组合，并且在输出端12之前不需要隔直电容器。在每个半桥部分A、B中形成谐波滤波器的电路元件必须匹配或相等，以便确保在0相位时为0输出。例如，L1A，L2A，C1A，和C2A的值应当等于L1B，L2B，C1B，和C2B的值。
图5说明一个相关的发明，其中第一个半桥部分A和第二个半桥部分B并联组合。电路半桥部分A包括一对开关S1A，S2A，其接收来自信号发生器13A的各个交流输入信号，信号发生器13A可以和信号源13B组合而成为一个单元。开关S1A，S2A被串联在直流输入电源11的正负干线之间。开关S1A，S2A的输出被施加于包括电感器L1A，L2A，和电容器C1A，C2A的4元件两级谐波滤波器。
一对箝位二极管D1A，D2A被串联设置在直流输入电源11的正干线和负干线之间，二极管D1A的负端或阴极和直流电源的正干线相连，其正端和节点XA相连。二极管D2A的负端或阴极和节点XA相连，其正端和直流电源11的负干线相连。电路半桥部分A的输出按照直流输入电源11的负干线和4元件滤波器的输出之间的电压被确定。滤波器的输出被施加到隔直电容C4，其隔离输出信号的直流分量。电容器C4还和输出12相连。在操作时，箝位二极管D1A，D2A保护电路半桥部分A的电路元件，当电路试图驱动节点XA的电压超过由直流电源11的正负干线确定的预定门限时，所述箝位二极管便提供到直流输入电源11和电容器C3的电路通路。
电路半桥部分B的结构和操作与电路半桥部分A类似。在如图5所示的电路半桥部分A和B的并联连接中，通过改变各个半桥部分A和B之间的操作相位，可以改变在输出端12输出的功率。具体地说，当开关半桥部分A，B以0度或同相操作时，在输出端12产生最大功率。相反地，当开关半桥部分A，B以180度或不相同操作时，则发生短路，在输出端12产生最小功率。相位控制器14对各个信号发生器13A，13B提供控制信号，以便控制每个电路半桥部分A，B之间的相对相位。在180度相位时，每个电路半桥部分被短路而和负载阻抗无关。注意因为电容C2A和C2B并联，它们可以被合并成一个元件。在每个电路半桥部分A和B中形成谐波滤波器的电路元件必须匹配或相等，以便确保在180度相位时为0输出。例如，L1A，L2A，C1A，和C2A的值应当等于L1B，L2B，C1B，和C2B的值。
图6示出了具有电路半桥部分A，B的一种电路，所述电路半桥部分协同操作，从而对输出端12之前的公共元件提供信号。电路半桥部分A包括在直流输入电源11的正负干线之间并联设置的一对开关S1A，S2A。开关S1A，S2A的输出被输入给电感器L1A。信号源或发生器13A输出用于控制开关S1A，S2B的启动的交流信号。电路半桥部分B包括在直流输入电源11的正负干线之间串联设置的一对开关S1B，S2B。开关S1B，S2B的输出被输入到电感器L1B。信号源或发生器13B提供交流信号，用于控制各个开关S1B，S2B的接通和断开，它可以和信号源13A合并成一个单元。
一对箝位二极管D1，D2和各个开关对S1A，S2A以及S1B，S2B并联设置。当电路半桥部分A，B试图驱动节点XY超过由直流输入电源11的正负干线限定的门限电压时，箝位二极管D1，D2提供返回到直流输入电源11和电容器C3的电路通路。
电容器C1被设置在直流电源11和节点XY之间。直流电源11的负干线和节点XY之间的电压确定由电感器L2和电容器C2构成的滤波器的输入电压，其形成由电感器L1A，L2B，L2和电容器C1，C2构成的第二级谐波滤波器。电容器C1和各个电感器L1A，L2B协同操作，提供第一级谐波滤波器。在信号被在输出端12输出之前，隔直电容器C4除去信号的直流分量。
当电路半桥部分A，B试图驱动节点XY高于直流电源11的正干线电压，或者低于直流电源11的负干线电压时，箝位二极管D1，D2提供返回直流电源11和电容器C3的电路通路。因而，不论电路半桥部分A，B中的哪一个驱动节点XY超过上述的预定门限，箝位二极管则进行操作，通过提供返回直流电源11和电容器C3的电路通路，保护图6所示的电路。
图6的电路还包括相位控制器14，用于借助于对各个信号源13A，13B产生控制信号控制电路半桥部分A，B之间的相对相位。在图6中，当开关半桥部分A，B以同相或0度相位操作时，在输出端12提供最大功率，当电路半桥部分A，B以不同相或180度相位操作时，则提供最小功率。在图6的电路中，电感器L1A，L1B必须匹配，以便确保在180度相位时产生0输出。
图7说明具有电路半桥部分A，B的一种电路，其中所述电路半桥部分被并联组合，从而在输出端12输出交流信号。参看电路半桥部分A，其中开关S1A接收来自信号源13A的交流信号。开关S1A和换向电感器L3A被串联设置在直流电源11的正负干线之间。电容器C6A和开关S1A并联设置。换向电感L3A和电容器C6A协同操作形成谐振电路，使得电路半桥部分A提供一个单端的逆变器功能。所述谐振电路输出半整流的正弦波。隔直电容C7A除去从开关S1A和换向电感L3A输出的信号中的直流分量。电容器C7A把交流信号连接在一起，从而确保在每个器件上加有相同的交流电压，如图8所示。注意L3A和L3B可以交互耦合，以有利于使其负担相等。电感器L3A对L1A的比确定开关S1A的应力的改变。如果通过电感器L3A的电比通过电感器L1A的电流较大，则由于通过电感器L1A的负载的变化将具有限制开关S1A上的应力的效果。图7的电路具有的缺点是，其产生偶次谐波，并且加于C7A上的直流电压在某种程度上依赖于负载。这意味着，在一些负载改变时，可能流过瞬时充电电流。隔直电容器C7A的输出是电感器L1A的输入。
第二开关半桥部分B包括由信号源13B输出的交流信号驱动的开关S1B。开关S1B和换向电感L3B在直流输入电源11的正负干线之间串联连接。电容器C6B和开关S1B并联。换向电感L3B和电容器C6B构成谐振电路。开关S1B和电感器L3B的输出被加于隔直电容C7B，其从信号中除去直流分量。电感器L1B和电容器C7B相连。
电感器L1A和L1B在节点XZ相互连接，并对电感器L2和电容器C2提供输出。电容器C2的另一端和直流电源11的负干线相连。电容器C1被连接在直流电源11的负干线和节点XZ之间。因而，电感器L1A，L2和电容器C1，C2形成用于电路半桥部分A的输出的两级谐波滤波器。类似地，电感器L1B，L2和电容器C1，C2形成用于电路半桥部分B的输出的两级谐波滤波器。隔直电容C4用于除去在输出端12提供的信号中的直流分量。
图7还包括在电压源11的正负干线之间串联设置的一对箝位二极管D1，D2。二极管D1的负端或阴极和直流电源11的正端相连，二极管D1的正端或阳极和节点ZX相连。二极管D2的负端或阴极和节点XZ相连，并且二极管D2的正端或阳极和直流电源11的负干线相连。
当电路半桥部分A，B试图驱动节点XZ的电压超过预定门限时，箝位二极管D1，D2中的一个便导通，借以提供从节点XZ返回直流电源11和电容器C3的电路通路。例如，当图7的电路试图驱动节点XZ的电压超过直流电源11的正干线的电压时，二极管D1便导通，借以对过量的电压和电流提供返回到直流电源11和电容器C3的电路通路。类似地，当电路试图驱动节点XZ的电压低于直流输入电源11的负干线的电压时，则二极管D2导通，从而提供返回到直流输入电源11和电容器C3的电路通路。
图7的电路半桥部分A，B相互并联设置。当控制开关S1A和开关S1B的控制信号的相对相位为同相或0度时，输出端12接收最大功率。相反地，当控制开关S1A和开关S1B的控制信号的相对相位为不同相或180度时，输出端12接收最小功率。相位控制器14通过对每个信号源13A，13B提供输入信号，改变电路半桥部分A，B之间的相对相位。形成每个电路半桥部分A，B中的谐波滤波器的电路元件必须匹配或相等，以便确保180度的输出相位。例如，L1A，L2A，C1A，和C2A的值应当等于L1B，L2B，C1B，和C2B的值。
图7所示的电路的一个特定优点是，在高频操作期间，在相同的电路通路内交替地驱动开关将更加困难。借助于利用由电感器L3和电容器C6形成的谐振电路，使得要求的特定电路半桥部分的开关转换的精度较小。
图8表示图8的单端逆变器电路的3级实现。图8包括一对电路半桥部分A，B，其中每个电路半桥部分包括由一撇(’)、两撇(”)和三撇(”’)表示的三级。参看电路半桥部分A，其中的每级包括用于接收来自信号源13A的交流信号的开关S1A。开关S1A和电感器L3A相连，并和电容器C6A并联。电感器L3A和电容器C6A协同操作构成谐振电路。电感器L3A和开关S1A的输出是隔直电容C7A的输入，其用于除去电感器L3A和开关S1A的输出中的直流分量。电容器C5A和串联连接的开关S1A，电感器L3A并联设置。每个开关S1A’，S1A”，S1A”’接收来自信号源13A的模拟信号。
电容器C5A’，C5A”，C5A”’对三级进行解耦。每个电容器C5A’，C5A”，C5A”’通过电流并隔离AC，因而对每级的每个直流部分提供一个电流环。电容器C7A’，C7A”，C7A”’把每级的输出交流连接在一起，并具有在所需频率下可以忽略的阻抗。因而，每级具有近似相等的电压。例如，如果由直流输入电源11输出的电压是300V，则加于每个电容器上的电压是100V。因而，电路半桥部分A的每级只需处理由直流电源11提供的电压的1/3。
类似地，电路半桥部分B包括三级，每级具有和电感器L3B串联连接的开关S1B。开关S1B也和上述的与电感器L3B形成谐振电路的电容器C6B并联连接。隔直电容器C7B用于除去电感器L3B和开关S1B的输出中的直流分量。每一级也和电容器C5B并联。这些元件的操作和上面对于电路半桥部分A说明的操作相同。每个开关S1B’，S2B”，S3B”’接收来自信号发生器13B的交流信号。
来自电路半桥部分A的三级输出被组合并被输入到电感器L1A。电感器L1A和电感器L2以及电容器C1，C2协同操作形成两级谐波滤波器，用于除去电路半桥部分A的输出中的谐波分量。类似地，电路半桥部分B的每级的输出被组合并被输入到电感器L1B，其也和电感器L2以及电容器C1，C2协同操作形成两级谐波滤波器，用于除去电路半桥部分B输出的交流信号中的谐波分量。隔直电容器C4被连接在谐波滤波器的输出端，用于除去被提供给输出端12的信号中的直流分量。
图8还包括被串联设置在直流输入电源11的正负干线之间的一对箝位二极管D1，D2。箝位二极管D1，D2协同操作，用于当电路半桥部分试图驱动节点XZ的电压超过由直流输入电源11的正负干线限定的预定门限时，提供返回直流电源11和电容器C3的电路通路。在操作中，当任何一个电路半桥部分试图驱动节点XZ的电压大于直流输入电源11的正干线电压时，二极管D1导通，从而形成返回直流输入电源11和电容器C3的电路通路。类似地，当电路半桥部分A，B的任何一个试图驱动节点XZ的电压低于直流输入电源11的负干线电压时，二极管D2导通，从而产生返回直流输入电源11和电容器C3的电路通路。
在操作中，电路半桥部分A，B之间的相对相位确定被提供给输出端12的功率。当电路半桥部分A，B之间的相对相位是0度或同相时，输出端12接收最大功率。相反地，当电路半桥部分A，B之间的相对相位是180度或不同相时，输出端12接收最小功率。
图8的电路的一个特别的优点是，通过在电压源11的正负干线之间设置3个串联连接的电路，每个级只需处理加于直流电源11的正负干线之间的总电压的1/3。这使得对于加于大约300V的直流输入的电源能够利用400-500V的器件，因为只有输入电压的1/3被每级处理，和一级结构中需要处理全部的电压不同。这种400-500V的器件到处可以得到，并且对于300V的输入系统能够提供最佳的特性。
图9表示加于保护电路的逆变器的电路图。300V的直流电压被加于图9的电路的电压干线上。第一电容器C3-1是2.2微法(μF)，400V的电容器，第一电容器C3-2是220μF，380V的电容器，它们被并联连接在电压干线之间。第一交流信号由信号源(未示出)施加于隔离变压器T3的端子。第二交流信号由信号源(未示出)施加于隔离变压器T4的端子。
变压器T3的输出通过一个22欧姆的电阻提供给一对开关S1-1，S1-2输入端。类似地，变压器T4的输出通过一个22欧姆的电阻提供给第二对开关S2-1，S2-2输入端。所述开关从IRF740组件中选择。开关对S1-1，S1-2是并联的，开关对S2-1，S2-2也是并联的。这种一个开关对的两个开关的并联结构减少每个开关的电流处理要求。开关对S1，S2的输出是10.3微亨(μH)的电感器L1的输入，所述电感器和13.2μH的电感器L2以及30ηF的电容器C1，10ηF的电容器C2协同操作，提供4元件谐波滤波器，用于除去开关S1，S2的输出中的谐波。隔直电容器C4是2.2μF，400V的电容器。
箝位二极管D1和D2被串联设置在直流电源11的正负干线之间。箝位二极管D1，D2最好从组件HFAT660中选择。
上述的电路一般在有限的频率范围内操作。因为LC网络一般是低通滤波器，所通过的最大功率和频率成反比。此外，当频率减少时，便开始出现由谐波引起的失真。所观察到的满意的操作至少在30％的带宽范围内。
图中的其它的电路包括向多个LC网络供电的电压源逆变器，其中箝位二极管可以连接在所述网络和直流电压源之间。虽然图中所示为半桥逆变器电路，但是应当理解，也可以包括全桥和单端逆变器。LC网络的值和箝位点最好按照本说明所述被这样选择，使得可以把过量的循环能量返回电源，从而阻止过量的电流和电压的积累，借以保护电路元件。此外，这种选择可以确保从逆变器的电源端看来，电流是感性的，从而可以采用二极管回收能量。在这种网络中可以包括变压器，用于帮助匹配输出、箝位点以及逆变器晶体管，或者用于提供隔离。
此外，两个电压源逆变器可以和此处所述的网络相连，使得通过相位关系控制功率值。除去此处所述的相位关系之外，可以引入非对称的网络，以便得到更复杂的相位关系。对称网络提供的优点在于，其最大和最小功率的相位和频率无关。
此处所述的这种类型的相位调制电路提出了3个可能的设计考虑。
第一，在某些受限制的条件下，直流功率从一个桥侧向另一个桥侧循环。当此发生时，虽然FET从整个周期的平均来看呈感性截止，但是，其净效果呈整流状态。即，沿反方向流过FET的电流大于沿正方向通过的电流。因而，如果沿反方向的电流足够高而使本体二极管导通，则在晶体管截止时本体二极管将不完全恢复，这引起大的功率损耗。当器件发热时，这个效果将被本体二极管电压降的负温度系数放大，可能使所述二极管因过热而损坏。
所述第一个考虑在低频下可以通过接受所述损耗或者通过使用反向隔离二极管来解决。在较高的频率下，应当选择具有足够低的电阻的FET，使得反向电流总能够通过沟道流动。利用低电压的器件，这是容易实现的，因为导通电阻对电压的比上升到2.5次幂，同时二极管的电压降与电压无关。
第二，在LC网络在低相位处于谐振状态，并且直到输出的幅值，因而也是正向功率，相当高时不被箝位时，处于高的增益状态。这种状态对器件无害，但是影响控制的精度。
这第二个问题可以利用非常精确而稳定的相位控制器或调制器来解决，或者通过在输出网络中插入电阻，使得降低Q和展宽相位特性来解决。利用只需50欧姆的1或2％的功率的电阻就足够了。这个问题只出现在在负载中没有有功消耗时，例如可以发生在作为纯无功负载的有一点模拟的条件下。一般地说，等离子室，电缆和匹配网络能够足够地降低Q值。
第三，在各种不良匹配条件下，对于功率控制特性的相位可能具有一些偏移或改变。例如，当相位从0平滑地改变到最大值时，功率从0经过稍微地减少，然后继续增加。这和非线性的等离子体阻抗/功率作用一起，可能引起振荡。
这个考虑的性质是理论上的，因而可能不是一种实际的考虑。控制算法可以简单地跳过所述偏移，所述偏移一般在比3∶1的电压驻波比(VSWR)较好的匹配下消失。此外，功率控制特性至少对于半桥无限VSWR环没有偏移，因此，通过使用合适的电缆长度、饼式网络及其类似技术，可以使负载位于VSWR环上的某处。实际上，图6的电路比图4的电路的好处是偏移较少，并且发生在最大功率附近，这在实际上一般是不能实现的。
此处说明的电路利用金属氧化物场效应晶体管(MOSFET)。虽然，MOSFET在大于1MHz的感兴趣的频率上一般优于双极结晶体管(BJT)或绝缘栅双极晶体管(IGBT)。
图10-12说明在上述的电路中使用MOSFET，BJT，或IGBT当中的一种晶体管作为开关的结构。图10表示在上述的电路中使用MOSFET作为开关的结构。MOSFET包括阻断二极管，其在MOSFET的设计中是固有的。图11表示BJT 20和反并联二极管22。在上述的电路中，当使用BJT 20实现所述的开关时，必须包括反并联二极管，以便当箝位二极管D1，D2有效时提供电路通路。
类似地，图12表示使用IGBT实施本发明的开关时的一种优选的结构。图12表示IGBT 24和反并联二极管26，其提供和图11的反并联二极管22类似的功能。应当注意，也可以使用能够提供合适的开关和电路通路功能的开关器件或电路的组合代替MOSFET，而不改变本发明的原理。
图13-15说明对照D1，D2所述的另一种二极管箝位电路。图13说明包括二极管D1，D2和电容器C1的二极管箝位电路。该电路已在上面进行过说明。图14和15表示使用二极管D1，D2和电容器C1的另一种结构的方案。在每个电路中，电容器C1可以利用被置于每个二极管两端的其值等于C1的一半的两个相同的电容器来实现，如图14所示。电容器C1/2实际上是并联的，它们通过解耦电容器C3(图14中未示出)耦连。解耦电容器C3相对于操作频率相当大，从而其阻抗可以被忽略，借以帮助实现电路的物理布局和元件的功率分担。
如图15所示，在较高的频率下，使用两个串联二极管作为每个二极管D1，D2可能是有利的。一般地说，较低电压的二极管具有较低的反向恢复电荷。利用两个串联二极管，通过每个二极管流过相同的电荷。分割并联在每个二极管上的电容C1能够确保在每个二极管上具有相等的交流电压。
如图16所示，在箝位电路的另一种改型中，电感器L6和L1串联，并被设置在箝位二极管D1，D2的节点和滤波电容器C1之间。电感器L6最好具有小的值。这可以软化二极管的导通和截止，从而增加整流效率。可能需要由电容器C7和电阻R1形成的缓冲器电路用于阻尼在二极管D1，D2截止时产生高频振荡。通过正确地选择，使得如果LC网络在低功率输出下产生谐振时，例如在两个并联的桥式电路之间具有低的相位角时，能够减少高的Q值。
如上所述，如果LC滤波网络在低相位发生谐振并且直到相位的幅值，因而正向功率，被增加时不被箝位，则由于存在高增益条件，使得可能折中功率控制的精度。这可以通过非常精确而稳定的相位调制器设计，或者通过在输出网络中连接电阻，所述电阻具有足够的值，使得减少Q值和展宽相位特性，来解决。为了解决这个问题，大约消耗50欧姆的电阻的功率的1-2％便足够了。这一般只发生在负载消耗小的功率的情况下，例如在试验状态下在纯无功负载的某些模拟条件下。实际上，电缆，匹配网络和负载将充分降低Q值。在较大的相位偏移时，箝位二极管阻止谐振。
此外，通过只在相位低时在箝位点接入电阻，可以选择地降低Q值。这可以按照相位调制器的要求使用比较器来实现，其被设置在低的值时接通。然后，这可以驱动一个继电器，所述继电器可以采用MOSFET开关的形式，其在相位差为相当低时，例如在低的功率要求时被启动。图17表示用于在箝位点选择地插入电阻的电路。如图17所示，MOSFET SR可以被有利地使用，因为通过箝位二极管限制了电压的波动，还因为MOSFET能够在两个方向导通。偏置电阻R3，R4可以在SR的范围内集中电压波动。R2被选择用于提供足够的阻尼，C8阻断通过R2和MOSFET SR的直流分量。SR的输入信号一般通过控制电路提供。C8的输出和二极管D1，D2的互连点相连。
随着操作频率的增加，用于实现所述开关的FET的电容对电路操作具有更显著的影响。图18表示一种对半桥电路的改进。
在图18中，电容器C5和电容器C3(未示出)并联。电感器L3被插在电容器C5的内部连接和开关S1，S2的输出之间。电感器L3确保总有足够的感性电流流动，以便使FET S1，S2的输出和密勒电容充放电。电感器L3还确保当输出和箝位网络允许容性电流流过时电流呈感性。
如上所述，在某个条件下可以从桥的一侧到另一侧计算直流功率。结果，虽然FET S1，S2仍被认为是感性截止的，但是从整个周期的平均看来，FET S1，S2的净效果是整流。即，沿反向流过的电荷大于沿正向流过的电荷。因而，如果电流足够高，使得包括在FET内的本体二极管反向并导通，当FET的晶体管截止时，FET开关将不被充分地恢复，因而引起高的功率消耗。当FET发热时，这将被本体二极管电压降的负温度系数放大，可能导致热破坏。
如上所述，在低频下，这个问题可以通过接受所述损耗或者通过使用反向隔离二极管来解决。在较高的频率下，应当选择FET具有足够低的导通电阻，使得反向电流总是由FET沟道输送。利用低电压的器件，这是容易实现的，因为导通电阻和电压的比高达2.5次幂，而二极管的电压降和电压无关。
如图19所示，两个较低电压的FET S1-1，S1-2，和S2-1，S2-2可以串联连接。这些FET和两个并联的FET器件相比，一般具有1/4的导通电阻，其电压降将是每个的一半。因而，对于二极管结构的门限电流将是两倍。在图19中，电容器C6可以和每个开关S1-1，S1-2，S2-1，S2-2并联。需要电容器C6是为了确保相等的电压分配，但是也增加了器件的有效电容。电容器C7更加促进相等的电压分配，并且只通过不平衡电流。在这种结构中，快速恢复外延二极管(FREDFET)开关是有利的，因为它们能够减少反向恢复电荷。
图20表示图18的电路的另一种实施方案。插入两个和每个电容器C5并联的箝位二极管D1，D2。选择二极管D1，D2用于对连接点的电流或电压进行整流，以便返回电源。这使得感性电流循环，如图18所示，以便使FET S1，S2的电容换向，同时吸收来自FETS1，S2的直流，并把所述直流返回电源。这也可以处理从一个桥侧到另一个桥侧流动的电流，因而也解决了FET本体二极管恢复的问题。电容器C5和二极管DI1，D12可以采用串联和并联组合的结构，和主箝位电路的结构类似，但是一般需要较低的功率处理能力。如果需要可变的操作频率，则图20的电路提供的附加的优点是，截止电流基本上保持相同而和频率无关，只要L3和C5被这样选择，使得二极管DI1，DI2总是处于导通状态。
图20的电路的一种改进如图21所示，其中包括具有电感器LS和电容器CS的附加的LC串联电路。通过正确地选择电感器LS和电容器C5的值，使得谐振频率在电源的基本频率和三次谐波之间，则通过L3的电流随频率而增加，并且保持直流电流近似恒定。
虽然正负干线提供了一个方便的参考电压，以便响应不匹配的结果箝位一个预定点，并且把电压与/或电流返回逆变器，也可以使箝位二极管和另外的预定电压源相连，使得发生箝位。因为所述电路有时必须耗散过量的电压和电流，所以参考一个交流电压源最好包括参考恒定的电压耗散器(voltage sink)。
图22说明一种不同于正负干线的电路参考电压。隔直电容C4被插入电感器L1和逆变器开关S1，S2之间，使得齐纳二极管Z1，Z2分别设置用于箝位的高、低参考电压。齐纳二极管Z1，Z2背对背地串联连接在点A，B之间，使得如果点X的电压被驱动为正，则通过发热使一个导通并耗散能量，并且如果点X的电压被驱动为负，则另一个导通并耗散能量。当一个器件工作在齐纳方式时，另一个器件工作在整流方式。
实际上，齐纳二极管Z1，Z2在高速下并不能很好地转换。这可以借助于图23所示的一种用于替换齐纳二极管D1，D2的结构进行补偿。图23包括齐纳二极管Z1，Z2，它们分别和各个一般二极管DZ1，DZ2背对背地串联连接。然后，齐纳/一般二极管的串联连接被并联设置。在这种结构中，齐纳二极管Z1，Z2不必在整流方式下工作。
另一个考虑是，齐纳二极管在当前并不是容易能够得到的，尤其是大功率的齐纳二极管。当前齐纳二极管的最大额定功率大约为70W。此外，具有相当高的额定功率的齐纳二极管一般价格昂贵。然而，晶体管的价格相当低，并且容易得到高额定功率的晶体管。用于克服齐纳二极管的所述限制的一种方法是使用图24所示的有源齐纳二极管电路，其中齐纳二极管ZA的主要功能是使晶体管TA导通，晶体管TA被配置用于耗散大约为齐纳二极管的100倍的较高的功率。在晶体管TA中耗散的功率是有源齐纳电路的增益的函数。
参看图24，当二极管ZA处于齐纳方式时，满足下述公式：
V＝V2+VBE，其中VBE≈0.6v
I＝I2+IQ，其中IQ≈HFE×I2，并且HFE≈100
因此，IQ＞＞I2，并且，PQ＞＞P2。
由上式可见，通过晶体管TA的电流比通过齐纳二极管ZA的电流大得多，因而，由晶体管TA消耗的功率比由齐纳二极管ZA消耗的功率大得多。
图25说明用于设置不同于逆变器的正负干线的参考电压的另一个方案。具体地说，图25表示包括二极管DB1A，DB2A，DB1B，DB2B的二极管桥。齐纳二极管ZB跨接在二极管桥的两端。因而，当电压超过门限电压时，不论负波或正波，齐纳二极管ZB都进入齐纳状态。图26说明类似于图25的结构的二极管桥，不过其中包括类似于图24所示的晶体管TA和齐纳二极管ZA的结构，借以提供增加的功率消耗。
图24-26的二极管桥式电路具有若干优点。第一，所示的设计能够减少成本，因为只需要使用一个齐纳二极管而不是两个。第二，因为只使用一个齐纳二极管，可以获得一致的箝位电压，而使用两个齐纳二极管的结构可能获得不一致的箝位电压。第三，常规的二极管比齐纳二极管更容易匹配得多。
图27表示对于具有保护电路的电源的示例的电路结构测量的波形。在匹配和不匹配条件下，对于300V直流输入记录了操作波形和功率值。匹配的负载阻抗是50欧姆，以开路、短路以及12，25，50，100和200欧姆的感性和容性无功负载作为不匹配的负载阻抗。参见图27a-m，每个图包括4个波形，其标号为1-4。波形1表示MOSFET的漏极电压，例如电感器L1的输出输入，每个刻度为200V。波形2是通过L1的电流，每个刻度10安培。波形3是箝位电压或二极管D1，D2之间的节点电压，每个刻度大约200V。波形4是箝位二极管电流，每个刻度10安培。这些规定适用于图27和图28的每个输出波形。所选择的值以无限VSWR提供12个离散点，以便足够保证找到最坏的操作状态。下表列出关键参数：
              负荷        直流电流    RF正向功      功率消耗      峰值FET电      二极管电
                            (安)       率(瓦)         (瓦)          流(安)        流(安)
因为负载从开路感性地到短路，然后，再容性地返回，FET电流保持感性，并且在高于50欧姆的值时小于40％。直流电流消耗仅为50Ω值的六分之一。箝位二极管D1，D2在50欧姆负载时可被视为稍微导通，这可以通过使网络稍微重调来消除。不过，这对于效率或有效的保护不是重要的。
作为对照，图28说明没有箝位电路的半桥逆变器在375KHz下的输出波形。在实验期间，被试器件被保护，以便避免由于手动地减少电源电压而破坏器件。下表列出关键参数。现在通过减少电源电压实现保护。
                  负载          直流电流        RF正向功        功率消耗       峰值FET电
                                  (安)           率(瓦)           (瓦)           流(安)
Figure A0080147800351
随着感性负载被减少，FET电流增大。如果在12欧姆下电源被保持为300V，则正向功率将达到750W，大于50欧姆时的值。在短路时，只由42V便能产生750W，此时L1和其余的网络谐振。在300V时，正向RF功率大约为38KW，直流功率为4.6KW，峰值晶体管电流为100A。
当负载波动时，容性以及阻抗开始上升，FET表现为容性负载。这种状态比在谐振之前出现的大的感性电流更成问题，因为FET将受到大的二极管恢复损失，即使电流仍然是不大的。此外，还存在换向dv/dt故障的危险。注意，在最后的3个曲线中，为清楚起见改变了比例。
图29说明用于功率发生器的控制电路。控制电路20包括用于接收输入电压的滤波器软启动整流器22。整流器22可以包括电路断路器用于过压保护。辅助功率检测单元(PSU)24产生用于向控制电路供电的较低的电压信号。冷却风扇26对发生器电路提供冷却。
来自滤波器软启动整流器22的输出被提供给一个选择的直流开关28，其控制向多个功率放大器30a，30b，30c，30d施加直流电压。4个功率放大器30a，30b，30c，30d并联使用，以便分割被4个放大器处理的功率，而不需要一个用于处理全部功率的放大器。此外，一个或多个功率放大器可以实现功率放大器30a-30d的功能。驱动电路32产生开关信号，用于控制各个功率放大器30a-30d的转换。
来自功率放大器30a-30d的输出被输入给组合和隔离变压器34，其把来自功率放大器30a-30d的每个输出组合成为一个信号。组合电路34可以包括隔离变压器，用于使功率放大器和输出隔离。组合隔离变压器34向用于在产生输出之前对功率信号进行滤波的滤波器和功率检测电路36输出组合信号。电路36的功率检测部分向控制相位调制器保护电路38提供反馈信号。
控制相位调制器电路38可以利用模拟或数字电子电路来实现。电路38分别向直流开关28，驱动器32，和前面板控制40输出控制信号。通过改变在各个功率放大器30a-30d内的开关的相位，输出功率可以被相应地改变。因而，控制相位调制器电路38按照来自滤波器和功率检测电路36的输入改变功率放大器的相位。前面板控制电路40向操作者提供信息，并且能够通过改变获得所需的相位和输出功率。
图30说明一种控制系统，其中在一个系统中可以使用从上述的的电源中选择的电源，用于控制等离子室。控制系统50包括等离子室52，所述等离子室例如可以是用于制造集成电路的等离子室。等离子室52包括一个或几个气体入口54和一个或几个气体出口56。气体入口54和气体出口56能够在等离子室52内部注入与排出气体。在等离子室52内的温度可以通过施加于等离子室52的热控制信号58控制。等离子控制器60接收来自等离子室的输入信号，其中包括表示室内的真空度的真空信号62，电压信号64，以及表示入口气体和出口气体之间的流量比的信号66。本领域技术人员应当理解，等离子控制器60也可以接收/产生其它输入/输出信号。等离子控制器60确定要通过电压发生器68输入给等离子室的所需输入功率。电压发生器68包括接收来自等离子控制器60的输入信号的微处理器70或其它类似的控制器。微处理器70对以所需频率和功率输出电压信号的电源72产生控制信号。从电源72的输出是用于在电源72和等离子室52之间进行阻抗匹配的匹配网络74的输入。
图31说明匹配网络80的电路，所述匹配网络例如可以是图30的匹配网络70。匹配网络80按照需要匹配50欧姆的输入阻抗和由负载82提供的输出阻抗。匹配网络80呈π形滤波器的形式，包括第一可变电容器84，第二可变电容器86和电感器88。电容器84，86作为可变电容器被实现，使得可以改变滤波器网络的电容，以便在50欧姆的输入阻抗和负载82之间进行正确的阻抗匹配。控制器88接收接收按照匹配的阻抗而改变的反馈信号，并产生用于改变各个电容器84和86的电容的控制信号。本领域技术人员应当理解，也可以使用其它的匹配网络结构，例如变压器或固定网络。
虽然本发明以其目前的优选形式进行了说明，应当理解，本发明具有许多应用和实施方式。因而，不脱离所附权利要求范围恒定构思，本发明具有多种改变和改型。

Claims (62)

1.一种用于向负载提供交流功率的电源电路，包括：
直流电压源；
半桥逆变器，用于接收所述直流输入电压并用于产生交流输出信号；
在所述逆变器的输出端的第一谐波滤波器，所述第一谐波滤波器滤除交流信号中的预定的谐波分量，从而产生经过滤波的交流信号；以及
在第一谐波滤波器的输出端的输出电路，用于接收经过滤波的交流信号，并把所述经过滤波的交流信号馈送给负载，其中所述输出电路包括第一和第二整流器，它们相对于输出电路中的一点被这样连接，使得如果逆变器试图驱动所述的一点到超过预定的第一和第二电压之一的电压，则第一和第二整流器中的相应的一个导通，从而使电压和电流中的至少一个返回直流电压源。
2.如权利要求1所述的装置，其中所述第一谐波滤波器包括串联连接的电感器和电容器，并且所述第一谐波滤波器和所述半桥的开关中的一个开关并联设置。
3.如权利要求1所述的装置，其中第一谐波滤波器包括电感器和电容器，所述电感器被设置在所述半桥的开关的输出和第一和第二整流器之间的互连点之间，并且所述电容器还包括一对电容器的组合电容，所述一对电容器的每个电容器分别和第一和第二整流器并联。
4.如权利要求1所述的装置，其中第一和第二整流器的每一个还包括一对串联连接的二极管，并且第一谐波滤波器包括电感器和电容器，所述电感器被设置在所述开关的输出和第一和第二二极管之间的互连点之间，并且所述电容器还包括多个电容器的组合电容，其中每个电容器相应于每对二极管中的一个二极管，每个电容器和相应的一个二极管并联。
5.如权利要求1所述的装置，还包括：
被串联设置在直流电压源的各个电压干线之间的一对电容器；
包括被串联设置在所述直流电压源的各个电压干线之间的一对开关的逆变器；以及
被设置在所述电容器的互连点和所述开关的互连点之间的电感器。
6.如权利要求5所述的装置，还包括一对二极管，其中每个二极管和其各自的电容器并联连接。
7.如权利要求5所述的装置，其中所述开关的每一个还包括一对串联的开关，并且还包括和每个开关并联的电容器。
8.一种用于向负载提供交流功率的电源电路，包括：
直流电压源；
全桥逆变器，用于接收直流输入电压并用于产生交流输出信号，所述全桥逆变器包括一对半桥；
在所述每个半桥的输出端的第一谐波滤波器，所述第一谐波滤波器用于滤除交流信号中的预定的谐波分量，从而产生经过滤波的交流信号；以及
在第一谐波滤波器的组合的输出端的输出电路，所述输出电路用于接收经过滤波的交流信号，并把所述经过滤波的交流信号馈送给负载，其中所述输出电路包括第一和第二整流器，它们相对于输出电路中的一点被这样连接，使得如果逆变器试图驱动所述的一点到超过预定的第一和第二电压之一的电压，则第一和第二整流器中的相应的一个导通，从而使电压和电流中的至少一个返回直流电压源。
9.如权利要求8所述的装置，还包括在第一谐波滤波器的组合的输出端的第二谐波滤波器，所述第二谐波滤波器用于除去经过滤波的交流信号中的谐波分量，从而产生输出信号。
10.如权利要求9所述的装置，还包括在第二谐波滤波器的输出端的隔直电容器，用于除去第二谐波滤波器的输出中的直流分量。
11.如权利要求9所述的装置，其中所述第一谐波滤波器包括串联连接的电感器和电容器，并且所述第一谐波滤波器和所述半桥的开关中的一个开关并联设置。
12.如权利要求10所述的装置，其中所述第二谐波滤波器包括串联连接的电感器和电容器，并且所述第二谐波滤波器和所述半桥的开关中的一个开关并联设置。
13.如权利要求9所述的装置，其中第一谐波滤波器包括电感器和电容器，所述电感器被设置在所述开关的输出和第一和第二整流器之间的互连点之间，并且所述电容器还包括一对电容器的组合电容，所述一对电容器的每个电容器分别与第一和第二整流器并联。
14.如权利要求13所述的装置，其中第二谐波滤波器包括电感器和电容器，所述电感器被设置在所述开关的输出和第一和第二整流器之间的互连点之间，并且所述电容器还包括一对电容器的组合电容，所述一对电容器的每个电容器分别与第一和第二整流器并联。
15.如权利要求9所述的装置，还包括：
被串联设置在直流电压源的各个电压干线之间的一对电容器；
包括被串联设置在所述直流电压源的各个电压干线之间的一对开关的逆变器；以及
被设置在所述电容器的互连点和所述开关的互连点之间的电感器。
16.如权利要求15所述的装置，还包括一对二极管，其中每个二极管和其各自的电容器并联连接。
17.如权利要求8所述的装置，还包括用于对每半个逆变器产生开关信号的信号发生器。
18.如权利要求17所述的装置，其中所述信号发生器改变在第一和第二半桥之间的操作的相对相位。
19.如权利要求8所述的装置，其中电压和电流中的至少一个被回馈给所述逆变器。
20.一种用于向负载提供交流功率的电源电路，包括：
直流电压源；
一对单端逆变器，用于接收所述直流输入电压并用于产生交流输出信号，所述单端逆变器以全桥结构的形式被构成；
在所述每个半桥的输出端的第一谐波滤波器，所述第一谐波滤波器用于滤除交流信号中的预定的谐波分量，从而产生经过滤波的交流信号；以及
在第一谐波滤波器的组合的输出端的输出电路，所述输出电路用于接收经过滤波的交流信号，并把所述经过滤波的交流信号馈送给负载，其中所述输出电路包括第一和第二整流器，它们相对于输出电路中的一点被这样连接，使得如果逆变器试图驱动所述的一点到超过预定的第一和第二电压之一的电压，则第一和第二整流器中的相应的一个导通，从而使电压和电流中的至少一个返回直流电压源。
21.如权利要求20所述的装置，其中每个单端逆变器包括：
和所述直流电压源的第一干线相连的开关；
被连接在所述直流电压源的第一和第二第一电压干线之间的谐振电路，其中操作该开关使该谐振电路激励。
22.如权利要求21所述的装置，其中所述谐振电路包括：
被连接在开关和所述直流电压源的第二干线之间的电感器；以及
和所述开关并联的电容器。
23.如权利要求21所述的装置，还包括在所述开关和所述第一谐波滤波器之间的隔直电容器。
24.如权利要求20所述的装置，还包括在第一谐波滤波器的组合的输出端的第二谐波滤波器，所述第二谐波滤波器用于除去来自滤波的交流信号的谐波分量，从而产生输出信号。
25.如权利要求24所述的装置，还包括在所述第二谐波滤波器的输出端的隔直电容器，用于除去第二谐波滤波器的输出中的直流分量。
26.如权利要求25所述的装置，其中所述第一谐波滤波器包括串联连接的电感器和电容器，并且所述第一谐波滤波器和所述半桥的开关中的一个开关并联设置。
27.如权利要求26所述的装置，其中所述第二谐波滤波器包括串联连接的电感器和电容器，并且所述第二谐波滤波器和所述半桥的开关中的一个开关并联设置。
28.如权利要求25所述的装置，其中第一谐波滤波器包括电感器和电容器，所述电感器被设置在开关的输出和第一和第二整流器之间的互连点之间，并且所述电容器还包括一对电容器的组合电容，所述一对电容器的每个电容器分别与第一和第二整流器并联。
29.如权利要求28所述的装置，其中第二谐波滤波器包括电感器和电容器，所述电感器被设置在所述开关的输出与第一和第二整流器之间的互连点之间，并且所述电容器还包括一对电容器的组合电容，所述一对电容器的每个电容器分别与第一和第二整流器并联。
30.如权利要求20所述的装置，还包括：
被串联设置在直流电压源的各个电压干线之间的一对电容器；
包括被串联设置在所述直流电压源的各个电压干线之间的一对开关的逆变器；以及
被设置在所述电容器的互连点和所述开关的互连点之间的电感器。
31.如权利要求29所述的装置，还包括一对二极管，其中每个二极管和其各自的电容器并联连接。
32.如权利要求21所述的装置，还包括用于对每半个逆变器产生开关信号的信号发生器。
33.如权利要求32所述的装置，其中所述信号发生器改变在第一和第二半桥之间的操作的相对相位。
34.如权利要求21所述的装置，其中电压和电流中的至少一个被回馈给所述逆变器。
35.一种用于向负载提供交流功率的电源电路，包括：
直流电压源；
被串联设置在直流电压源的第一和第二干线之间的第一组单端逆变器，所述第一组单端逆变器形成桥式结构的第一半，所述桥式结构的第一半具有第一组合输出；
被串联设置在直流电压源的第一和第二干线之间的第二组单端逆变器，所述第二组单端逆变器形成桥式结构的第二半，所述桥式结构的第二半具有第二组合输出；
在所述每个半桥的输出端的第一谐波滤波器，所述第一谐波滤波器用于滤除交流信号中的预定的谐波分量，从而产生经过滤波的交流信号；以及
在第一谐波滤波器的组合的输出端的输出电路，所述输出电路用于接收经过滤波的交流信号，并把所述经过滤波的交流信号馈送给负载，其中所述输出电路包括第一和第二整流器，它们相对于输出电路中的一点被这样连接，使得如果逆变器试图驱动所述的一点到超过预定的第一和第二电压之一的电压，则第一和第二整流器中的相应的一个导通，从而使电压和电流中的至少一个返回直流电压源。
36.如权利要求35所述的装置，其中至少一个单端逆变器包括：
和第一本地电压干线相连的开关；以及
被连接在第二本地电压和开关之间的谐振电路，其中所述开关激励所述谐振电路。
37.如权利要求36所述的装置，其中所述谐振电路还包括：
被连接在开关和第二本地电压干线之间的电感器；以及
和所述开关并联的电容器。
38.如权利要求36所述的装置，其中用于第一半桥的本地电压干线具有用于第二半桥的一个相应的本地电压干线，并且其中用于第一半桥的本地电压干线和第二半桥的相应的本地电压干线互联。
39.如权利要求36所述的装置，还包括在所述每个开关和所述第一谐波滤波器之间的隔直电容器。
40.如权利要求36所述的装置，还包括在第一谐波滤波器的组合的输出端的第二谐波滤波器，所述第二谐波滤波器用于除去经过滤波的交流信号的谐波分量，从而产生输出信号。
41.一种用于向负载提供交流功率的电源电路，包括：
直流电压源；
全桥逆变器，用于接收所述直流输入电压并用于产生交流输出信号，所述全桥逆变器包括一对半桥；
在所述逆变器的输出端的谐波滤波器，所述谐波滤波器用于滤除交流信号中的预定的谐波分量，从而产生经过滤波的交流信号；以及
在谐波滤波器的输出端的输出电路，所述输出电路用于接收经过滤波的交流信号，并把所述经过滤波的交流信号馈送给负载，其中所述输出电路包括至少一个整流器，它们相对于输出电路中的一点被这样连接，使得如果逆变器试图驱动所述的一点到超过预定的第一和第二电压之一的电压，则所述至少一个整流器导通，从而使电压和电流中的至少一个被耗散，其中预定的第一和第二电压不同于所述直流电压源的正负干线的电压。
42.如权利要求41所述的装置，其中至少一个整流器是齐纳二极管。
43.如权利要求41所述的装置，其中至少一个整流器包括一对背对背设置的齐纳二极管，并且所述每个齐纳二极管的击穿电压确定预定的第一和第二电压。
44.如权利要求42所述的装置，还包括在第一谐波滤波器的输出端的第二谐波滤波器，所述第二谐波滤波器用于除去经过滤波的交流信号中的谐波分量，从而产生输出信号。
45.如权利要求43所述的装置，其中所述至少一个齐纳二极管被插在公共参考电压和第一谐波滤波器的输出之间。
46.如权利要求42所述的装置，其中所述至少一个整流器启动一个开关，以便导通电流和消耗功率。
47.如权利要求42所述的装置，其中至少一个整流器互连二极管桥的两个半桥。
48.一种用于功率发生器的控制系统，包括：
用于接收交流信号并把所述交流信号转换成直流电压信号的电路；
功率放大器，所述功率放大器包括：
全桥逆变器，用于接收直流电压信号，并用于产生交流输出信号，所述全桥具有第一和第二半桥，以及
输出电路，所述输出电路用于接收经过滤波的交流信号，并把所述经过滤波的交流信号馈送给负载，其中所述输出电路包括第一和第二整流器，它们相对于输出电路中的一点被这样连接，使得如果逆变器试图驱动所述的一点到超过预定的第一和第二电压之一的电压，则所述第一和第二整流器中的相应的一个导通，从而使电压和电流中的至少一个返回所述逆变器；以及
输出检测电路，用于确定输出信号的功率，因而所述输出检测电路产生检测信号；以及
相位调制器，用于改变全桥的相对相位，从而按照检测信号改变输出功率。
49.如权利要求47所述的装置，其中所述功率放大器包括被并联设置的一组功率放大器，并且所述装置还包括组合器，用于组合所述多个逆变器的每个逆变器的输出信号。
50.一种等离子控制系统，包括：
由射频(RF)信号激励的等离子室；
等离子控制器，用于测量等离子室的操作状态，并产生用于改变等离子室内的状态的控制信号；以及
RF发生器，用于产生加于等离子室的RF信号，所述RF发生器包括：
RF控制器，所述RF控制器接收来自等离子控制器的控制信号，并产生电源控制信号，以及
电源，用于接收电源控制信号，并按照所述电源控制信号产生RF信号，
其中所述电源包括保护电路，所述保护电路包括第一和第二整流器，它们相对于一个预定点被这样连接，使得如果电源试图驱动所述的预定点到超过预定的第一和第二电压之一的电压，则所述第一和第二整流器中相应的一个导通。
51.如权利要求50所述的装置，其中所述电源还包括：
直流电压源；
半桥逆变器，用于接收所述直流输入电压并用于产生交流输出信号；
在所述逆变器的输出端的谐波滤波器，所述谐波滤波器滤除交流信号中的预定的谐波分量，从而产生经过滤波的交流信号；以及
在所述谐波滤波器的输出端的输出电路，用于接收经过滤波的交流信号，并把所述经过滤波的交流信号馈送给负载，其中所述输出电路包括第一和第二整流器，它们相对于输出电路中的所述的一点被连接。
52.如权利要求50所述的装置，其中所述电源还包括：
直流电压源；
全桥逆变器，用于接收所述直流输入电压并用于产生交流输出信号，所述全桥逆变器包括一对半桥；
在所述每个半桥的输出端的第一谐波滤波器，所述谐波滤波器滤除交流信号中的预定的谐波分量，从而产生经过滤波的交流信号；以及
在所述第一谐波滤波器的组合输出端的输出电路，用于接收经过滤波的交流信号，并把所述经过滤波的交流信号馈送给负载，其中所述输出电路包括第一和第二整流器，它们相对于输出电路中的所述的一点被连接。
53.一种用于对负载提供交流电源的电源电路，包括：
直流电压源；
逆变器，用于接收所述直流输入电压，并用于产生被输入到负载的交流输出信号；
在所述逆变器的输出端的输出电路；以及
被连接到输出电路中的一点的返回电路，使得如果该点的电压超过预定的第一和第二电压中的一个，则所述返回电路导通，从而使电压和电流中的至少一个返回直流电压源。
54.如权利要求53所述的装置，其中输出电路还包括谐波滤波器。
55.如权利要求53所述的装置，其中输出电路还包括具有电感器和电容器的谐波滤波器。
56.如权利要求53所述的装置，其中所述返回电路包括第一和第二整流器。
57.如权利要求53所述的装置，其中所述逆变器包括半桥逆变器。
58.如权利要求53所述的装置，其中所述逆变器包括具有两个半桥的全桥逆变器，并且所述的两个半桥和负载串联或者并联。
59.如权利要求53所述的装置，其中所述返回电路使电压和电流中的至少一个返回所述逆变器。
60.一种用于对负载提供交流电源的电源电路，包括：
直流电压源；
逆变器，用于接收所述直流输入电压，并用于产生被输入到负载的交流输出信号；
在所述逆变器的输出端的输出电路；以及
被连接到输出电路中的一点的耗散电路，使得如果该点的电压超过预定的第一和第二电压中的一个，则所述耗散电路导通，从而使电压和电流中的至少一个被耗散。
61.如权利要求60所述的装置，其中所述耗散电路包括至少一个齐纳二极管。
62.如权利要求60所述的装置，其中耗散电路包括背对背地设置的一对齐纳二极管，并且所述每个齐纳二极管的击穿电压确定所述预定的第一和第二电压。
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