KR20010075262A - 보호 회로를 가진 전력공급장치 - Google Patents

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KR20010075262A
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폴 조지 베네트
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스트라타코스 존 지.
이엔아이 테크놀로지, 인코포레이티드
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Abstract

전력공급장치는 DC 입력 소스(11)로부터 DC 입력 신호를 받아들이는 인버터를 포함한다. 인버터는 두 개의 하프 브리지(S1A, S2A 및 S1B, S2B)로 이루어진다. 각각의 인버터는 신호 소스(13A, 13B)에 의하여 구동되며, 상기 신호 소스는 AC 신호를 출력한다. 각각의 인버터로부터의 출력은 제 1스테이지 고조파 필터에 입력된다. 전력공급장치는 출력 회로를 포함하며, 상기 출력 회로는 소정 포인트에 대하여 배치된 제 1 및 제 2정류기(D1, D2)를 포함하여, 만약 인버터가 상기 포인트를 미리 설정한 제 1 및 제 2전압 이상으로 유도하려고 할 때 각각의 정류기는 적어도 하나의 전력 및 전류를 DC 입력 소스로 복귀시키도록 한다. 제 1고조파 필터(L1A, C1; L1B, C1)로부터 출력은 제 2고조파 필터(L2, C2)에 출력되며 전력공급장치로부터의 출력이다.

Description

보호 회로를 가진 전력공급장치 {POWER SUPPLIES HAVING PROTECTION CIRCUITS}
고주파수(RF) 에너지는 유도 가열, 유전체 가열 및 플라즈마 여기를 통하여 물질을 처리하기 위한 여러 산업분야에 이용된다. 플라즈마 여기는 유도성, 용량성 또는 정확한 전자기(EM)파, 마이크로파, 커플링 형태를 취할 수 있다. 이러한 RF 에너지를 제공하는 제너레이터는 몇십 와트를 제공하는 단일 클래스A 트랜지스터 증폭기에서 수천 와트를 제공하는 자기진동 튜브(밸브) 제너레이터까지 많은 회로 형태를 이용한다.
반도체 제조 산업은 미크로 및 미크론 이하 사이즈의 필름을 증착하고 에칭하기 위한 RF 플라즈마를 이용한다. 이러한 이용분야를 위한 전형적인 전력공급장치는 라인 주파수 변압기/정류기/캐패시터 DC 전력공급장치 및 고주파(HF) 선형 전력 증폭기로 이루어질 수 있다. 전형적인 전력 및 주파수값은 400 내지 60.0MHz 범위 내에서 최고 10KW일 수 있다. 선형 전력 증폭기는 높은 전력 소비량을 가진 고주파수/초고주파수(HF/VHF) RF 전력 트랜지스터를 이용한다. 상기와 같은 전력공급장치 또는 제너레이터는 100:1 출력 로드 범위에 걸쳐 1 또는 2% 정밀도로 제어가능한 파워를 가질 것이다. 일반적으로, 제너레이터는 일반적으로 50옴 정도인 한정된 부하에 출력되도록 구성되지만, 미스매칭되더라도 고장 없이 모든 부하를 구동할 수 있어야 한다. 일반적인 보호 방법은 전력을 감소시킨다. 예를 들어, 선형 증폭기에 대한 유도 레벨은 전류 또는 전력 소비를 대응하여 감소하도록 감소된다. 50옴 시스템에서, 전형적인 50옴으로부터의 변동은 반사된 전력으로서 측정될 수 있다. 유도 레벨은 반사 전력을 제한하기 위하여 감소된다.
도 1은 이상(異相)인 사인파에 의하여 유도된 스위치 또는 트랜지스터(S1, S2)를 가진 전형적인 변압기 결합형 푸시풀 RF 전력 증폭기를 도시한다. 5개의 엘리먼트로된 고조파 방지 필터는 인덕터(L1, L2) 및 캐패시터(C1, C2, C4)를 포함한다. 고조파 방지 필터는 일반적으로 높은 정확성 또는 균일성을 가진 사인파가 출력되도록 한다. 클래스AB 또는 클래스B이여서 바이어싱이 도시되지 않았다. 쌍극 접합 트랜지스터(BJT) 또는 금속 산화물 반도체 전계효과 트랜지스터(MOSFET)가 일반적으로 이용된다. 변압기(T1)는 소정 DC 공급전압(일반적으로 28V 또는 50V)에 대하여 요구되는 전력을 매칭시키기 위해 선택된 비를 가진다. 상세한 회로는 통신에 이용되는 광대역 HF/VHF 전력 증폭기 설계를 위한 표준 산업 실무에 따른다.
도 1의 증폭기는 하나의 중요한 장점을 제공하지만, 몇 개의 단점을 가진다. 중요한 장점은 광대역 설계로서, 출력 주파수는 유도 또는 입력 주파수를 변경시킴으로써 쉽고 간단하게 변경된다는 것이다. 소정 출력 주파수에 대하여, 출력 필터만이 변경되면 된다. 증폭기의 기본적인 완전성/정밀성이 충분하다면, 전적으로요구되지 않는다. 도 1의 회로는 낮은 효율성 및 높은 트랜지스터 전력소비라는 단점을 가진다. 효율을 이론적으로 70%를 넘을 수 가 없으며, 일반적으로 50%이하이다. 높은 전력소비를 극복하기 위하여, 많은 이용분야에서 비싼 특수 RF 트랜지스터를 사용하는데, 이는 베릴륨 산화물(BEo)의 낮은 열저항 기술을 이용한다. 이는 때때로 큰 공냉식 또는 수냉식 히트싱크를 필요로 한다. RF 선형 증폭기 설계에 대하여는 많은 양의 정보가 공개되었다. 제너레이터를 설계하고자 하는 모든 전력공급장치 제조자는 신뢰성이 높은 트랜지스터 제조자 응용 회로를 이용할 수 있다.
도 2에 도시된 바와 같이, 도 2의 회로는 고효율 및 저전력 소비를 제공하는 다른 동작 모드를 이용한다. 도 2의 회로에서의 유도 신호는 구형파로 고정되어 있으며, 따라서 트랜지스터는 선형 동작 모드가 아닌 스위칭 모드에 있다. 즉, 도1의 스위치 또는 트랜지스터(S1, S2)는 완전 오프 및 완전 온사이의 영역에서 동작한다. 도 2의 스위치 또는 트랜지스터(S1, S2)는 완전 온에서 완전 오프로 스위칭함으로써 동작한다. 변압기(T1)의 출력은 이제 구형파이다. 인덕터(L1, L2) 캐패시터(C1, C2)를 포함하는 4개의 엘리먼트로된 필터는 요구되는 기본 주파수를 필터링하여 사인파 출력을 발생시키도록 한다. 캐패시터(C4)는 제거되었으며, 따라서 필터는 유도성 출력을 제공하여 고조파 전류를 방지하도록 한다. 트랜지스터 및 변압기 전압이 사각이지만, 전류는 사인파이다. 효율은 이제 100%일 수 있으며 일반적으로 80-95% 범위내이다. 상기와 같은 회로를 일반적으로 증폭기라기보다는 공진 컨버터 또는 인버터라고 한다.
도 2의 회로는 일부 단점을 가진다. 상기 필터는 특정 출력 주파수에 대하여 충분하게 선택되어, 고정되거나 좁은 동작 주파수 범위 또는 대역에서만 가능하다. 또한, 출력 전력은 직접적으로 제어될 수 없다. 도 1과 달리, 도 2의 회로는 라인 또는 콘센트 전압에 직접 연결될 수 없다. 도 2의 DC 입력은 일반적으로 스위칭 모드 컨버터를 이용하여 구현되는 추가의 전력 컨버터를 이용한 조절을 요구한다. 또한, 미스매칭 부하는 필터와 트랜지스터사이에 높은 순환 전류를 야기할 수 있다. 순환 전류는 DC 입력 전류를 제한함으로써 제한될 수 없다.
본 발명은 교류 전력을 공급하는 전력공급장치에 관한 것이며, 특히 전력공급장치의 스위칭 부분의 보호 회로에 관한 것이다.
도 1 및 2는 전술한 바와 같은 종래 기술에서 구현된 회로이다.
도 3은 본 발명의 원리에 따라 배치된 전력공급 회로이다.
도 4는 결합된 출력을 형성하기 위하여 회로가 직렬로 연결된 발명을 도시한다.
도 5는 결합된 출력을 형성하기 위하여 회로가 병렬로 연결된 발명을 도시한다.
도 6은 스위칭 브리지의 각각의 절반이 단일 클램핑 다이오드 쌍에 의하여 보호되는 발명을 도시한다.
도 7은 단일 스위치가 출력을 제공하고 단일 다이오드 클램핑 쌍이 회로를 보호하는 공진 회로인 본 발명을 도시한다.
도 8은 도 7의 회로의 3레벨 구현을 나타낸다.
도 9는 하프 브리지 인버터 및 보호 회로를 도시하는 본 발명을 나타낸다.
도 10-12는 특정 스위칭 디바이스에 따른, 스위칭 디바이스에 대한 선택적인 구성을 도시한다.
도 13은 클램핑 다이오드중 하나와 병렬인 캐패시터를 가진 회로를 도시한다.
도 14는 각각의 클램핑 다이오드와 병렬인 캐패시터를 가진 회로를 도시한다.
도 15는 직렬로된 캐패시터와 다이오드사이에 분할된 전압을 가지는 회로를 도시한다.
도 16은 보호 회로에서 인덕턴스와 RC 회로를 도시하는 회로이다.
도 17은 필터 네트워크의 동작을 개선하기 위한 MOSFET 회로를 도시한다.
도 18은 디바이스 캐패시턴스를 처리하기 위한 인버터에 대한 선택적인 입력회로에 대한 회로이다.
도 19는 다수의 FET를 이용하여 구현된 디바이스 캐패시턴스를 처리하기 위한 인버터 회로를 도시한다.
도 20은 도 18의 입력 회로에 대한 개선을 도시한다.
도 21은 추가의 LC 직렬 회로를 가진 인버터를 도시한다.
도 22는 클램핑 전압을 가변시키는 전력공급 회로를 도시한다.
도 23-26은 도 22의 인버터와 함께 이용하기 위한 선택적인 일정 전압 싱크 장치를 도시한다.
도 27a-27m은 보호 회로와 결합된 하프 브리지 인버터의 예로부터 취한 파형을 도시한다.
도 28a-28m은 보호 회로와 결합되지 않은 하프 브리지 인버터의 대응하는 파형을 도시한다.
도 29는 전력공급장치용 제어 회로의 블록도이다.
도 30은 보호 회로를 이용하는 플라즈마 시스템에 대한 블록도이다.
도 31은 도 30의 제어 회로의 매칭 네트워크이다.
본 발명의 일 특징으로서, DC 입력을 가진 전력공급장치는 부하에 교류 전력을 공급한다. 인버터는 교류 출력을 발생시키며, 출력 회로는 직접 교류 출력을 받아들이고 이를 부하에 공급한다. 출력 회로는 출력 회로의 소정 포인트에 대하여 연결된 제 1 및 제 2정류기를 포함하여, 인버터가 상기 포인트를 미리 설정한 양의 전압 또는 미리 설정한 음의 전압을 초과하는 전압으로 유도하려고 할 경우, 제 1 및 제 2정류기중 하나는 전압 및/또는 전류가 DC 전압 소스로 복귀하도록 한다. 전압 및/또는 전류는 인버터로 피드백된다. 이는 예를 들어 DC 입력의 그라운드 또는 음의 입력 및 상기 포인트사이에 제 1정류기를 연결하고 그리고 상기 포인트 및 DC 전압의 양의 입력사이에 제 2정류기를 연결함으로써 이루어질 수 있다. 정류기중 하나가 동작하면, 상기 포인트를 DC 입력의 관련된 각각의 입력의 전압으로 클램핑한다. 정류기는 다이오드로서 구현될 수 있다.
선택적인 배열에서, 정류기는 별도 전압 소스 또는 소스들에 연결될 수 있으며, 클램핑은 소스 또는 소스들에 의하여 결정된 전압에 발생될 것이다. 본 발명은 예를 들어 제 1 및 제 2정류기가 제너 다이오드를 이용하여 구현될 경우 고정 전압 싱크를 포함한다. 제너 다이오드는 적어도 일부의 전압 및/또는 전류를 소비할 것이며, 이들은 높은 레벨의 에너지가 소비될 수 있는 관련된 트랜지스터를 가질 수 있다. 이 경우, 열을 통한 소모가 발생된다. 제너 다이오드는 등을 맞대고 연결되어 각각의 다이오드가 다른 다이오드에 대하여 정류 작용을 수행하도록 한다. 선택적으로, 적당한 별도 정류 다이오드 또는 정류 회로가 각각의 제너 다이오드와 직렬로 이용된다. 제 1 및 제 2다이오드가 상기 포인트중 한쪽에 연결된 구성에서, 각각의 다이오드는 쇼트키 다이오드와 같은 다이오드 체인을 형성함으로써 구현될 수 있으며, 다이오드는 단일 세라믹 기판에 구성될 수 있다.
인버터는 적어도 두 개의 스위칭 디바이스를 포함할 수 있다. 전력공급 회로는 또한 두 개의 스위칭 디바이스사이의 소정 포인트에 연결된 인덕턴스를 포함하여, 상기 디바이스 및 관련 캐패시턴스의 충전 및 방전이 유도 전류에 의하여 이루어지도록 한다.
본 발명의 다른 실시예에서, 전력공급 회로는 DC 입력을 가지며 교류 전력을 부하에 공급한다. 인버터는 교류 출력을 발생시키며, 출력 회로는 교류 출력을 직접 받아들이고 이를 부하에 공급한다. 출력 회로는 인버터가 미리 설정된 전압 범위 바깥에 놓인 전압으로 회로의 미리 설정된 포인트를 유도할려고 할 때 전압 및/또는 전류를 소산하기 위한 일정 전압 싱크를 포함한다.
본 발명의 다른 실시예에서, 전력공급장치는 공급 출력 및 전술한 제 1 및제 2전력공급 회로를 포함한다. 각각의 제 1 및 제 2전력공급 회로의 출력은 공급 출력에 병렬로 연결되어 있다. 각각의 교류 신호 소스는 제 1 및 제 2전력공급 회로의 인버터를 스위칭하고 신호 소스의 상대 위상을 변경시키는 회로를 제어하여 공급 출력의 전력을 제어하도록 한다. 전력공급 회로는 직렬 또는 병렬로 연결될 수 있다.
본 발명이 다른 실시예에서, 전력공급장치는 부하에 교류 전류를 공급한다. 제 1 및 제 2전력공급 회로는 각각 인버터를 포함한다. 교류 신호 소스는 인버터를 스위칭하기 위하여 교류 신호를 공급하고 각각의 전력 출력에 공급한다. 전력 출력은 고조파 필터를 통하여 공급 출력에 병렬 또는 직렬로 연결되어 있다. 제어 회로는 교류 신호의 상대 위상을 가변시켜 공급 출력의 전력을 조절하도록 한다.
본 발명의 다른 실시예에서, 전압 인버터용 입력 회로는 적어도 두 개의 스위칭 디바이스를 가진다. 상기 회로는 상기 디바이스사이의 소정 포인트에 연결된 인덕턴스를 포함하여 디바이스 및 관련된 캐패시턴스의 충전 및 방전이 유도성 전류를 통하여 이루어지도록 한다.
이하 첨부된 도면을 참조로 본 발명을 설명한다.
본 발명은 첨부된 도면을 참조 예로서 설명된다.
도 3에서, 전압 인버터 회로는 일반적으로 (10)로 도시되며 직류(DC) 전압 소스 입력(11) 및 교류(AC) 출력(12)을 가진다. 처음에, 도면 설명에서, 스위치는 일반적으로 숫자 앞에 (S)를 이용하여 표시될 것이며, 캐패시터는 숫자 앞에 C를 이용하여 표시되고, 인덕터는 숫자 앞에 L을 이용하여 표시되고, 다이오드는 숫자앞에 D를 이용하여 표시되고, 변압기는 숫자 앞에 T를 이용하여 표시된다. 또한, 일반적으로 대칭인 회로에서, 각각의 상기 도면 부호는 일반적으로 유사한 대칭 엘리먼트를 나타내는 문자 첨자가 온다.
스위치(S1, S2)는 신호 소스 또는 제너레이터(13)로부터 이상(異相) 구형파 신호를 입력으로서 수신한다. 구형파 신호는 스위치(S1, S2)가 턴온될 때는 언제나 인덕터(L1) 사이의 전압 극성이 반전되도록 스위치(S1, S2)를 턴온시킨다. 신호 소스(13)가 상기와 같은 방식으로 스위치(S1, S2)를 유도할 때, 스위치(S1, S2) 및 캐패시터(C3)는 DC 입력 신호를 인덕터(L1)에 인가되는 AC 신호로 인버팅시키도록 한다. 이는 (12)에서 교류 출력이 발생시키고, DC 성분은 캐패시터(C4)에 의하여 차단된다. (12)의 출력 신호의 주파수는 신호 소스(13)에 의하여 출력된 신호의 주파수에 의존한다. 인덕터(L1, L2) 및 캐패시터(C1, C2)를 포함한 4개의 엘리먼트로 구성된 고조파 필터는 일반적으로 전술한 것처럼 동작한다. 인덕터(L1) 및 캐패시터(C1)는 고조파 필터의 제 1스테이지를 형성하고, 인덕터(L2) 및 캐패시터(C2)는 고조파 필터의 제 2스테이지를 형성한다. 출력 필터는 인덕터(L1)에 입력되는 신호의 고조파 성분을 제거하여 출력 신호파의 순도를 향상시키고 소정 입력 전압에 대하여 요구되는 출력 전력을 출력 임피던스(일반적으로 50옴)에 매칭시킨다.
전술한 바와 같이, 도 1 및 2의 회로는 미스매칭 부하에 의하여 발생된 높은 순환 전류가 발생하기 상당히 쉽다. 제 1 및 제 2 스테이지 고조파 필터사이에 삽입된 한 쌍의 클램핑 다이오드 또는 정류기(D1, D2)는 순환 전류에 의한 잠재적 손상을 해결한다. 다이오드(D2)는 DC 입력 소스(11)의 음의 라인에서 노드(X) 까지 연장된다. 다이오드(D1)는 노드(X)에서 DC 입력 소스(11)의 양의 라인까지 연장된다. 동작시, 회로가 어느 한 방향으로 라인 전압이상으로 노드(X)를 유도하려고 할 때, 상기 라인과 관련된 다이오드는 턴온되어 도통된다. 다이오드가 도통되면, 다이오드는 노드(X)를 라인 전압으로 클램핑하고 과도한 전압/또는 전류를 다시 인버터로, 특히 입력 소스(11) 및 캐패시터(C3)로 피드백시킨다. 특히, 회로가 노드(X)를 DC 입력(11)의 양의 라인 전압이상으로 유도하려고 할 때, 다이오드(D1)는 턴온되어 스위치(S2)의 바디 다이오드에서 DC 입력 전압 소스(11)와 캐패시터(C3)로의 전류 경로를 제공하도록 한다. 유사하게, 회로가 노드(X)를 DC 입력(11)의 음의 라인 전압이하로 유도하려고 할 때, 다이오드(D2)는 도통되어 스위치(S1)의 바디 다이오드에서 DC 입력 전압 소스(11)와 캐패시터(C3)로의 전류 경로를 제공하도록 한다. 미스매칭 부하의 영향은 주파수에 따라 증가함으로, 도 3의 회로는 인버터가 이전에 달성하기 곤란한 주파수에서 이용되도록 한다.
도 4는 두 개의 전력공급 회로가 직렬로 배치된 본 발명을 도시한다. 도 4는 풀 브리지 구성으로 배열된 두 개의 하프(A, B)를 포함한다. 도 4의 회로는 두 개의 하프(A, B) 각각에 인가된 스위칭 신호사이의 위상을 가변시킴으로써 출력(12)의 전력을 조절할 수 있다. 스위치(S1A, S2A)로부터의 출력은 인덕터(L1A)에 인가되며, 상기 인덕터는 인덕터(L2A) 및 캐패시터(C1A, C2A)와 결합되어 4개의 엘리먼트로된 고조파 필터를 형성한다. 제 1클램핑 다이오드(D1A)는 DC 입력 소스(11)의 양의 라인에 연결된 음의 단자 또는 캐소드 및 인덕터(L1A,L2A)사이에 연결된 양의 단자 또는 애노드를 가진다. 제 2클램핑 다이오드(D2A)는 DC 입력 소스(11)의 음의 라인에 연결된 양의 단자 또는 애노드 및 클램핑 다이오드(D1A)의 양의 단자에 연결된 음의 단자 또는 캐소드를 가진다. 고조파 필터로부터의 출력은 변압기(11)의 제 1단부 탭에 연결된다.
클램핑 다이오드(D1A, D2A)는 도 4의 회로의 좌측 절반부를 보호한다. 회로가 노드(XA)의 전압을 DC 입력 소스(11)의 양의 라인이상으로 유도하려고 할 때, 클램핑 다이오드(D1A)는 도통되어 노드(XA)의 전압이 거의 DC 입력 소스(11)의 양의 라인 전압으로 클램핑되도록 하고 DC 입력 소스(11) 및 캐패시터(C3)로의 경로를 제공한다. 유사하게, 회로가 노드(XA)의 전압을 DC 입력 소스(11)의 음의 라인이하로 유도하려고 할 때, 클램핑 다이오드(D2A)는 턴온되어 노드(XA)의 전압이 거의 DC 입력 소스(11)의 음의 라인 전압으로 클램핑되도록 하고 DC 입력 소스(11) 및 캐패시터(C3)로의 경로를 제공하여, 도 4의 좌측 절반 부분을 보호하도록 한다.
도 4의 회로는 또한 스위치(S1B, S2B)를 포함하는 제 2하프(B)를 포함한다. 신호 소스(13B)는 한 쌍의 AC 신호를 스위치(S1B, S2B)에 출력한다. 신호 소스(13A, 13B)는 단일 유니트에 결합될 수 있다. 하프(B) 역시 인덕터(L1B, L2B) 및 캐패시터(C1B, C2B)로 이루어진 4개의 엘리먼트로된 2 스테이지의 고조파 필터를 포함한다. 하프(A)에서 설명한 것처럼, 하프(B)는 또한 하프(B)에 배열된 한 쌍의 클램핑 다이오드(D1B, D2B)를 포함한다. 회로 하프(B)로부터의 출력은 변압기(T1)의 단부 탭에 연결된다. 회로 하프(B)는 회로 하프(A)에 대하여 설명한 것처럼 동작한다. 변압기(T1)는 회로 하프(A, B) 및 출력(12)을 분리시킨다. 회로하프(A, B)는 변압기(T1)의 입력 코일을 통하여 직렬로 연결된다.
회로 하프(A, B)는 직렬로 결합되어 각각의 하프를 제어하는 스위칭 신호사이의 위상 변경이 출력(12)의 전력을 변동시키도록 한다. 특히, 스위치(S1A) 및 스위치(S1B)가 동시에 동작하고 동작하지 않을 때, 스위치(S1A, S1B)는 동상 또는 0도 위상에서 동작한다고 한다. 반대로, 스위치(S1B)가 온될 때는 언제나 스위치(S1A)가 오프이고, 스위치(S1B)가 오프될 때는 언제나 스위치(S1A)가 온이면, 스위치들은 이상(異相) 또는 180도 위상이라고 한다. 유사한 내용이 스위치(S2A, S2B)에 대하여 적용된다. 각각의 회로 하프(A, B)사이의 위상은 위상 제어기(14)에 의하여 결정되는데, 상기 위상 제어기(14)는 각각의 회로 하프사이의 상대 위상을 가변하기 위하여 신호 소스(13A, 13B) 각각에 출력 신호를 제공한다. 출력(12)에서의 최대 전력은 회로 하프(A, B)가 180도 위상 또는 이상(異相)에서 동작될 때 발생한다. 출력(12)에서의 최소 전력은 회로 하프(A, B)가 0도 위상 또는 동상에서 동작될 때 발생한다. 위상이 제로이면, 각각의 하프는 부하 임피던스와 관계없이 개방 회로이다. 변압기(T1)는 출력을 효율적으로 직렬로 결합하며, 출력(12) 앞에 어떠한 차단 캐패시터도 요구하지 않는다. 각각의 회로 하프(A, B)에서 고조파 필터를 형성하는 회로 부품은 0도 위상에서 출력이 제로가 되도록 매칭되거나 동일하여야 한다. 예를 들어, L1A, L2A, C1A 및 C2A의 값은 L1B, L2B, C1B 및 C2B의 값과 동일하여야 한다.
도 5는 제 1회로 하프(A, B) 및 제 2회로 하프(A, B)가 병렬로 결합된 본 발명을 도시한다. 회로 하프(A)는 한 쌍의 스위치(S1A, S2A)를 포함하며, 상기 스위치는 신호 제너레이터(13A)로부터 AC 입력 신호를 받아들이며, 상기 신호 제너레이터는 신호 소스(13B)와 결합하여 단일 유니트를 형성할 수 있다. 스위치(S1A, S2A)는 DC 입력 소스(11)의 각각의 양의 라인 및 음의 라인사이에 직렬로 연결된다. 스위치(S1A, S2A)로부터의 출력은 인덕터(L1A, L2A) 및 캐패시터(C1A, C2A)로 이루어진 4개의 엘리먼트로된 2 스테이지 고조파 필터에 인가된다.
한 쌍의 클램핑 다이오드(D1A, D2A)는 DC 입력 소스(11)의 각각의 양의 라인 및 음의 라인사이에 직렬로 배치된다. 다이오드(D1A)의 음의 단자 또는 캐소드는 DC 소스의 양의 라인에 연결되고, 다이오드(D1A)의 양의 단자 또는 애노드는 노드(XA)에 연결된다. 다이오드(D2A)의 음의 단자 또는 캐소드는 노드(XA)에 연결되고, 다이오드(D2A)의 양의 단자 또는 애노드는 DC 입력 소스(11)의 음의 라인에 연결된다. 회로 하프(A)로부터의 출력은 DC 입력 소스(11)의 음의 라인 및 4개의 엘리먼트로된 필터로부터의 출력사이의 전압에 따라 결정된다. 필터의 출력은 차단 캐패시터(C4)에 인가되고, 상기 차단 캐패시터(C4)는 출력 신호의 DC 성분을 차단한다. 캐패시터(C4)는 또한 출력(12)에 연결된다. 동작시, 클램핑 다이오드(D1A, D2A)는 회로가 DC 입력 소스(11)의 각각의 음의 라인 및 양의 라인에 의하여 한정된 소정 임계치 이상으로 노드(XA)를 유도하려고 할 때 DC 입력 소스(11)와 캐패시터(C3)에 회로 경로를 제공함으로써 회로 하프(A)의 회로 엘리먼트를 보호한다.
회로 하프(B)는 회로 하프(A)와 유사한 방식으로 배치되고 동작한다. 회로 하프(A, B)의 병렬 접속에서, 도 5에 도시된 바와 같이, 각각의 회로 하프(A, B)사이의 동작 위상의 변경은 출력(12)의 전력을 변동시킨다. 특히, 스위치 하프(A, B)가 0도 또는 동상에서 동작하면, 최대 전력이 출력(12)에서 발생된다. 반대로, 스위치 하프(A, B)가 180도 또는 이상(異相)에서 동작하면, 단락 회로가 발생하고 최소 전력이 출력(12)에서 발생된다. 위상 제어기(14)는 각각의 신호 제너레이터(13A, 13B)에 제어 신호를 제공하여 각각의 회로 하프(A, B)사이의 상대 위상을 제어하도록 한다. 위상이 180도인 경우, 각각의 회로 하프는 부하 임피던스와 관계없이 단락 회로를 나타낸다. 캐패시터(C2A, C2B)가 병렬이기 때문에, 이들은 단일 부품으로서 결합될 수 있다. 각각의 회로 하프(A, B)의 고조파 필터를 형성하는 회로 부품은 180도 위상에서 출력이 제로가 되도록 매칭되거나 동일하여야 한다. 예를 들어, L1A, L2A, C1A 및 C2A의 값은 L1B, L2B, C1B 및 C2B의 값과 동일하여야 한다.
도 6은 출력(12) 전에 공통 엘리먼트에 신호를 인가하는 회로 하프(A, B)를 가진 회로를 도시한다. 회로 하프(A)는 DC 입력 소스(11)의 양의 라인 및 음의 라인사이에 병렬로 배치된 한 쌍의 스위치(S1A, S2A)를 포함한다. 스위치(S1A, S2A)로부터의 출력은 인덕터(L1A)에 입력된다. 신호 소스 또는 제너레이터(13A)는 스위치(S1A, S2B)의 동작을 제어하는 AC 신호를 출력한다. 회로 하프(B)는 DC 입력 소스(11)의 양의 라인 및 음의 라인사이에 직렬로 배치된 한 쌍의 스위치(S1B, S2B)를 포함한다. 스위치(S1B, S2B)로부터의 출력은 인덕터(L1B)에 입력된다. 단일 유니트로서 신호 소스(13A)와 결합될 수 있는 신호 소스 또는 제너레이터(13B)는 각각의 스위치(S1B, S2B)의 동작을 제어하기 위하여 AC 신호를 제공한다.
한 쌍의 클램핑 다이오드(D1, D2)는 각각의 스위치쌍(S1A, S2A 및 S1B, S2B)과 병렬로 배치된다. 클램핑 다이오드(D1, D2)는 회로 하프(A, B)중 하나가 DC 입력 소스(11)의 각각의 양의 라인 및 음의 라인에 의하여 한정된 미리 설정된 전압 이상으로 노드(XY)로 유도하려고 할 때 DC 입력 소스(11)와 캐패시터(C3)로의 회로 경로를 제공한다.
캐패시터(C1)는 DC 입력 소스(11)의 음의 전압 라인과 노드(XY)사이에 배치된다. DC 입력 소스(11)의 음의 라인과 노드(XY)사이의 전압은 인덕터(L2) 및 캐패시터(C2)에 의하여 형성된 필터에 대한 입력 전압을 한정하는데, 상기 인덕터와 캐패시터는 인덕터(L1A, L2B, L2) 및 캐패시터(C1, C2)에 의하여 형성된 고조파 필터의 제 2스테이지를 형성한다. 캐패시터(C1)는 각각의 인덕터(L1A, L2B)와 결합되어 고조파 필터의 제 1스테이지를 제공하도록 한다. 차단 캐패시터(C4)는 출력(12)에서 출력하기 전에 신호의 DC 성분을 제거한다.
클램핑 다이오드(D1, D2)는 회로 하프(A, B)중 하나가 DC 입력 소스(11)의 양의 전압 라인 보다 높게 또는 DC 입력 소스(11)의 음의 전압 라인보다 낮게 노드(XY)를 유도하려고 할 때 DC 입력 소스(11)와 캐패시터(C3)로의 회로 경로를 제공한다. 따라서, 회로 하프(A, B)가 전술한 미리 설정한 임계치이상으로 노드(XY)를 유도하는 것과 관계없이, 클램핑 다이오드(D1, D2)는 DC 입력 소스(11)와 캐패시터(C3)로의 회로 경로를 제공함으로써 도 6의 회로를 보호하도록 동작한다.
도 6의 회로는 또한 각각의 신호 소스(13A, 13B)에 제어 신호를 발생시킴으로써 회로 하프(A, B)사이의 상대 위상을 제어하는 위상 제어기(14)를 포함한다. 도 6에서, 최대 전력은 스위치 하프(A, B)가 동상 또는 제로 위상에서 동작할 때 출력(12)에 제공되며, 최소 전력은 스위치 하프(A, B)가 이상(異相) 또는 180도 위상에서 동작할 때 출력(12)에 제공된다. 도 6의 회로에서, 인덕터(L1A, L1B)는 180도 위상에서 출력이 제로가 되도록 매칭되어야 한다.
도 7은 출력(12)에 AC 신호를 제공하도록 병렬로 결합된 회로 하프(A, B)를 가진 회로를 도시한다. 회로 하프(A)를 참조하면, 스위치(S1A) 는 신호 소스(13A)로부터 AC 신호를 받는다. 스위치(S1A)는 DC 입력 소스(11)의 양의 전압 라인과 음의 전압 라인사이의 정류 인덕터(L3A)와 직렬로 배치된다. 캐패시터(C6A)는 스위치(S1A)와 병렬로 배치된다. 정류 인덕터(L3A) 및 캐패시터(C6A)는 탱크 회로를 형성하도록 협력하여 회로 하프(A)가 단일 단부 인버터 기능을 제공하도록 한다. 탱크 회로는 하프 정류된 사인파형을 출력한다. 차단 캐패시터(C7A)는 스위치(S1A) 및 인덕터(L3A)의 신호 출력에서 DC 성분을 제거한다. 캐패시터(C7A)는 AC를 서로 결합시키고 각각의 디바이스사이에 동일 AC 전압이 나타나도록 하는데, 이는 도 8에 도시되어 있다. L3A 및 L3B는 분담을 동일하게 하기 위하여 교차 결합될 수 있다. 인덕터(L3A) 내지 인덕터(L1A)의 비는 스위치(S1A)의 스트레스의 변화를 결정한다. 인덕터(L3A)를 통과하는 전류가 인덕터(L1A)를 통과하는 전류에 비해 크면, 인덕터(L1A)를 통한 부하에 의한 변동은 스위치(S1A)상의 스트레스에 제한된 영향을 가질 것이다. 도 7의 회로는 고조파가 발생되고 (C7A)사이의 DC 전압이 부하에 대한 일부 임피던스를 가지는 단점을 가진다. 이는 전이 충전 전류가일부 부하 변동하에서 흐를 수 있다는 것을 의미한다. 차단 캐패시터(C7A)의 출력은 인덕터(L1A)에 입력된다.
제 2스위치 하프(B)는 신호 소스(13B)에 의하여 출력된 AC 신호에 의하여 구동되는 스위치(S1B)를 포함한다. 스위치(S1B)는 DC 입력 소스(11)의 각각의 음의 라인 및 양의 라인사이에서 정류 인덕터(L3B)와 직렬이다. 캐패시터(C6B)는 스위치(S1B)와 병렬로 배치된다. 정류 인덕터(L3B) 및 캐패시터(C6B)는 탱크 회로를 형성한다. 스위치(S1B) 및 정류 인덕터(L3B)로부터의 출력은 차단 캐패시터(C7B)에 제공되며, 상기 차단 캐패시터는 신호의 DC 성분을 제거한다. 인덕터(L1B)는 캐패시터(C7B)에 연결된다.
인덕터(L1A, L1B)는 노드(XZ)에 상호연결되며 인덕터(L2) 및 캐패시터(C2)에 출력을 제공한다. 다른 터미널 캐패시터(C2)는 DC 입력 소스(11)의 음의 라인에 연결된다. 캐패시터(C1)는 DC 입력 소스(11)의 음의 라인과 노드(XZ)사이에 연결된다. 따라서, 인덕터(L1A, L2) 및 캐패시터(C1, C2)는 회로 하프(A)의 출력에 대한 2 스테이지 고조파 필터를 형성한다. 유사하게, 인덕터(L1B, L2) 및 캐패시터(C1, C2)는 회로 하프(B)의 출력에 대한 2 스테이지 고조파 필터를 형성한다. 차단 캐패시터(C4)는 출력(12)에 제공된 신호의 DC 성분을 제거한다.
도 7은 전압 소스(11)의 각각의 양이 라인 및 음의 라인사이에 직렬로 배치된 한 쌍의 클램핑 다이오드(D1, D2)를 포함한다. 다이오드(D1)의 음의 단자 및 캐소드는 DC 입력 소스(11)의 양의 라인에 연결되고, 다이오드(D1)의 양의 단자 및 애노드는 노드(XZ)에 연결된다. 다이오드(D2)의 음의 단자 및 캐소드는 노드(XZ)에 연결되고, 다이오드(D2)의 양의 단자 및 애노드는 DC 입력 소스(11)의 음의 라인에 연결된다.
회로 하프(A, B)중 하나가 노드(XZ)의 전압을 소정 임계치 이상으로 유도하려고 할 때, 클램핑 다이오드(D1, D2)중 하나가 턴온되어 노드(XZ)로부터 DC 입력 소스(11)와 캐패시터(C3)로의 회로 경로를 제공하도록 한다. 예를 들어, 도 7의 회로가 노드(XZ)를 DC 입력 소스(11)의 양의 라인 이상의 전압으로 유도하려고 할 때, 클램핑 다이오드(D1)는 도통되어 과도 전압에 대하여 DC 입력 소스(11)와 캐패시터(C3)로의 회로 경로를 제공하도록 한다. 유사하게, 회로가 노드(XZ)의 전압을 DC 입력 소스(11)의 음의 라인 전압 이하로 유도하려고 할 때, 클램핑 다이오드(D2)는 도통되어 DC 입력 소스(11)와 캐패시터(C3)로의 회로 경로를 제공하도록 한다.
도 7의 회로 하프(A, B)는 병렬로 배치된다. 스위치(S1A, S1B)를 제어하는 제어 신호의 상대 위상이 동상 또는 0도일 때, 출력(12)은 최대 전력을 받는다. 반대로, 스위치(S1A, S1B)를 구동하는 신호사이의 위상이 이상(異相) 또는 180도이면, 출력(12)은 최소 전력을 받는다. 위상 제어기(14)는 신호 소스(13A, 13B) 각각에 신호에 대한 입력을 제공함으로써 회로 하프(A, B)사이에 상대 위상을 가변한다. 회로 하프(A, B)의 고조파 필터를 형성하는 회로 부품은 180도 출력 위상이 되도록 매칭되거나 동일하여야 한다. 예를 들어, L1A, L2A, C1A 및 C2A의 값은 L1B, L2B, C1B 및 C2B의 값과 동일하여야 한다.
도 7의 회로의 이점은 고주파 동작 중에, 동일 회로 경로내에서 스위치를 번갈아 구동하는 것이 일반적으로 더욱 곤란하다는 것이다. 인덕터(L3) 및 관련 캐패시터(C6)에 의하여 형성된 탱크 회로를 이용함으로써, 특정 회로 하프상의 스위칭에 대하여 낮은 정밀도를 사용해도 된다.
도 8은 도 7의 단일 단부 인버터 회로의 3레벨 구현을 도시한다. 도 8은 한 쌍의 회로 하프(A, B)를 포함하는데, 각각의 쌍은 프라임('), 이중 프라임(") 및 삼중 프라임('")으로 표시되는 3레벨을 포함한다. 회로 하프(A)에서, 각각의 레벨은 신호 소스(13A)의 AC 신호를 받아들이는 스위치(S1A)를 포함한다. 스위치(S1A)는 인덕터(L3A)에 연결되고 캐패시터(C6A)와 병렬로 배치된다. 인덕터(L3A) 및 캐패시터(C6A)는 탱크 회로를 형성한다. 인덕터(L3A)와 스위치(S1A)로부터의 출력은 차단 캐패시터(C7A)에 입력되며, 차단 캐패시터(C7A)는 인덕터(L3A)와 스위치(S1A)의 출력으로부터 DC 성분을 제거한다. 캐패시터(C5A)는 스위치(S1A) 및 인덕터(L3A)의 직렬 접속부와 병렬로 배치된다. 각각의 스위치(S1A', S1A", S1A'")는 신호 소스(13A)로부터 아날로그 신호를 수신한다.
캐패시터(C5A', C5A", C5A'")는 3레벨을 디커플링시킨다. 각각의 캐패시터(C5A', C5A", C5A'")는 전류를 통과시키고 AC를 차단하여, 각각의 스테이지의 각각의 DC 부분에 전류 루프를 제공하도록 한다. 캐패시터(C7A', C7A", C7A'")는 각각의 레벨 출력을 서로 AC 결합시키며 해당 주파수에서 무시할 수 있는 임피던스를 가진다. 따라서, 각각의 레벨은 거의 동일한 전압을 가진다. 예를 들어, DC 입력 소스(11)에 의하여 출력된 전압이 300볼트이면, 각각의 캐패시터사이의 전압은 100볼트이다. 따라서, 회로 하프(A)의 각각의 레벨은 DC 소스에 의하여출력된 전압의 단지 1/3을 처리한다.
유사하게, 회로 하프(B)는 3레벨을 가지는데, 각각의 레벨은 인덕터(L3B)와 직렬로 연결된 스위치(S1B)를 가진다. 스위치(S1B)는 또한 전술한 바와 같이 인덕터(L3B)와 탱크 회로를 형성하는 캐패시터(C6B)와 병렬로 연결된다. 차단 캐패시터(C7B)는 인덕터(L3B)와 스위치(S1B)의 출력으로부터 DC 성분을 제거한다. 각각의 레벨은 캐패시터(C5B)와 병렬로 연결된다. 이들 엘리먼트는 회로 하프(A)에 대하여 위에서 설명한 것처럼 동작한다. 각각의 스위치(S1B',S2B", S3B'")는 신호 제너레이터(13B)로부터 AC 신호를 받는다.
회로 하프(A)의 3레벨의 출력은 결합되고 인덕터(L1A)로 입력된다. 인덕터(L1A)는 인덕터(L2) 및 캐패시터(C1, C2)와 함께 2-스테이지 고조파 필터를 형성하여 회로 하프(A)로부터 출력된 고조파 성분을 제거하도록 한다. 유사하게, 회로 하프(B)의 3레벨의 출력은 결합되고 인덕터(L1B)로 입력되는데, 인덕터(L1B)는 인덕터(L2) 및 캐패시터(C1, C2)와 함께 2-스테이지 고조파 필터를 형성하며, 상기 고조파 필터는 회로 하프(B)로부터 출력된 AC 신호로부터의 고조파 성분을 제거하도록 한다. 차단 캐패시터(C4)는 고조파 필터의 출력에 연결되어 출력(12)에 제공된 신호의 DC 성분을 제거하도록 한다.
도 8은 또한 DC 입력 소스(11)의 각각의 양의 전압 라인 및 음의 전압 라인사이에 직렬로 배치된 한 쌍의 클램핑 다이오드(D1, D2)를 포함한다. 클램핑 다이오드(D1, D2)는 회로 하프중 하나가 노드(XZ)를 DC 입력 소스(11)의 각각의 음의 라인 및 양의 라인에 의하여 한정된 소정 임계치 이상으로 유도하려고 할 때 DC 입력 소스(11) 및 캐패시터(C3)로의 회로 경로를 제공하도록 한다. 동작시, 회로 하프중 하나가 노드(XZ)를 DC 입력 소스(11)의 양의 라인보다 큰 전압으로 유도하려고 할 때, 클램핑 다이오드(D1)는 턴온되어 DC 입력 소스(11)와 캐패시터(C3)로의 회로 경로를 생성하도록 한다. 유사하게, 회로 하프(A, B)중 하나가 노드(XZ)를 DC 입력 소스(11)의 음의 라인보다 낮은 전압으로 유도하려고 할 때, 클램핑 다이오드(D2)는 턴온되어 DC 입력 소스(11)와 캐패시터(C3)로의 회로 경로를 생성하도록 한다.
동작시, 회로 하프(A, B)사이의 상대 위상은 출력(12)에 제공된 전력을 결정한다. 회로 하프(A, B)사이의 상대 위상이 0도 또는 동상이면, 출력(12)은 최대 전력을 받는다. 반대로 회로 하프(A, B)를 위한 스위치를 구동하는 AC 신호사이의 상대 위상이 180도 또는 이상(異相)이면, 출력(12)은 최소 전력을 받는다.
도 8의 회로의 이점은 DC 입력 소스(11)의 음의 라인 및 양의 사인 사이에 직렬로 3개의 회로를 배치함으로써 각각의 레벨은 DC 입력 소스(11)의 음의 라인 및 양의 라인사이의 전체 전압중 1/3만을 처리한다는 것이다. 이는 약 300볼트의 DC 입력을 가진 전력공급장치에 대하여 400-500볼트의 디바이스를 이용하는 것이 가능하게 하는데, 단일 레벨 구현에서의 전체 전압이 아닌 입력 전압의 단지 1/3만이 각각의 레벨에서 처리되기 때문이다. 상기와 같은 400-500볼트 디바이스는 광범위하게 이용가능하며 300볼트 입력 시스템에 대한 최적의 특성을 제공한다.
도 9는 보호 회로를 가지는 인버터에 대한 회로도이다. 300볼트의 DC 전압은 도 9의 회로의 전압 라인사이에 제공된다. 제 1캐패시터(C3-1)는 400볼트(V)용량을 가진 2.2마이크로파라드(μF) 캐패시터이며, 제 2캐패시터(C3-2)는 380볼트(V) 용량을 가지며 전압 라인과 병렬인 220μF 캐패시터이다. 제 1 AC 신호는 분리 변압기(T3)의 단자들에 신호 소스(도시안됨)에 의하여 제공된다. 신호 소스(도시안됨)로부터의 제 2 AC 신호는 분리 변압기(T4)의 단자들에 제공된다.
변압기(T3)의 출력은 22옴(Ω) 저항기를 통하여 한 쌍의 스위치(S1-1, S1-2)에 입력된다. 유사하게, 변압기(T4)의 출력은 22옴(Ω) 저항기를 통하여 한 쌍의 스위치(S2-1, S2-2)에 입력된다. 스위치들은 IRF740 패키지에서 선택된다. 스위치(S1-1, S1-2)는 병렬로 배치되며, 스위치(S2-1, S2-2)도 마찬가지다. 단일 스위치쌍으로된 이중 스위치의 병렬 배치는 각각의 스위치에 대한 전류 처리 요구를 감소시킨다. 스위치 쌍(S1, S2)의 출력은 10.3마이크로헨리(μH) 인덕터(L1)에 입력되는데, 상기 인덕터는 13.2μH 인덕터(L2), 30나노파라드(ηF) 캐패시터(C1) 및 10ηF 캐패시터(C2)와 결합되어 스위치(S1, S2)의 출력으로부터 고조파를 제거하기 위한 4개의 엘리먼트로된 고조파 필터를 제공하도록 한다. 차단 캐패시터(C4)는 400V 용량을 가진 2.2μF 캐패시터로서 구현된다.
클램핑 다이오드(D1, D2)는 DC 입력 소스(11)의 양의 라인 및 음의 라인사이에 직렬로 배치된다. 클램핑 다이오드(D1, D2)는 바람직한 HFAT660 패키지로부터 선택된다.
전술한 회로는 일반적으로 제한 범위의 주파수에서 동작한다. LC 네트워크는 일반적으로 저역 필터이기 때문에, 최대 전력 산출은 주파수에 반비례하여 가변한다. 또한, 주파수가 감소하면, 고조파로부터의 왜곡이 나타나기 시작한다. 적어도 30% 대역폭에 걸쳐 만족스러운 동작이 관측되었다.
클램핑 다이오드가 네트워크와 DC 전압 소스사이에 연결되는 경우 다수의 LC 네트워크에 공급하기 위한 전압 소스 인버터를 가지는 다른 회로가 존재한다. 하프 브리지 인버터 회로가 도시되었지만, 풀 브리지 및 단일 단부 인버터가 포함된다. LC 네트워크 값 및 클램프 포인트는 바람직하게 전술한 바와 같이 과도 순화 에너지가 공급장치로 복귀될 수 있도록 선택되어 과도 전류 및 전압의 형성을 방지하고 부품을 보호한다. 또한 상기와 같은 선택은 전류가 항상 소스 인버터로 유도되도록 하여, 다이오드 복구를 고려하도록 한다. 변압기는 상기와 같은 네트워크에 포함되어 출력, 클램프 포인트 및 인버터 트랜지스터를 매칭시키거나 이들을 분리시키도록 한다.
또한, 두 개의 전압 소스 인버터는 상기 네트워크에 연결되어 전력 레벨이 위상 관계에 의하여 제어되도록 한다. 여기서 설명한 위상 관계 이외에, 비대칭 네트워크가 보다 복잡한 위상 관계를 유도한다. 대칭 네트워크는 최대 및 최소 전력 위상이 주파수에 의존하지 않도록 하는 장점을 제공한다.
여기서 설명한 형태의 상기 위상 변조 회로는 3개의 잠재적인 디자인 고려점이 있다.
첫째, 어떤 제한된 조건하에서, DC 전력은 하나의 브리지쪽에서 다른 브리지쪽으로 순환한다. 이 경우, FET가 턴 오프되더라도, 전체 사이클에 걸쳐 평균적으로, FET는 순수하게 정류중이다. 즉, 더많은 전하가 순방향이 아닌 역방향으로 FET를 통하여 흐르다. 따라서, 전류가 역방향으로 충분히 높아 바디 다이오드를턴온시키도록 한다면, 바디 다이오드는 트랜지스터가 턴온될 때 완전하게 복구되지 않아 많은 전력을 소비한다. 이러한 현상은 디바이스의 열이 높아질 때 바디 다이오드 전압 강하의 음의 온도계수에 의하여 확대되어 잠재적으로 열이 빠져나가도록 한다.
이러한 첫째 고려점은 손실을 허용하거나 또는 역방향 분리 다이오드를 이용함으로써 저주파수에서 처리될 수 있다. 높은 주파수에서, FET는 충분히 작은 저항을 가지도록 선택되어, 역전류가 항상 채널에 의하여 처리되도록 한다. 이는 저전압 디바이스에 의하여 쉽게 구현되는데, 온상태의 저항은 제 2.5 전력으로 상승된 전압에 비례하고 다이오드 강하는 전압과 무관하기 때문이다.
두 번째, LC 네트워크가 낮은 위상에서 공진이 되고 진폭 및 이에 따른 출력의 순방향 전력이 상대적으로 높을 때 높은 이들 상태가 존재한다. 이러한 상태는 디바이스에 해를 주지 않지만, 제어의 정확성에 영향을 준다.
이러한 두 번째 상태는 매우 정밀하고 안정된 위상 제어기 또는 변조기 설계를 이용하거나 또는 Q를 낮추고 위상 특성을 확장시키도록 출력 네트워크에 저항기를 삽입함으로써 처리될 수 있다. 단지 1 또는 2%의 50옴 전력을 요구하는 저항기를 이용하는 것으로도 충분하다. 이러한 고려점은 순수하게 리액티브인 부하의 인공적인 상태중에서 발생하는 것처럼 부하에서 실제 전력이 소비되지 않을 때만 발생한다. 일반적으로, 플라즈마 챔버, 케이블 및 매칭 네트워크는 Q가 충분히 낮을 것이다.
세 번째, 위상 대 전력 제어 특성은 여러 열악한 매칭 조건하에서 변화 또는변경을 나타낼 것이다. 예를 들어, 위상이 제로에서 최대치로 부드럽게 변동할 때, 전력은 제로에서 증가하여 약간 감소하고 다음에 계속 증가한다. 이는 비선형 플라즈마 임피던스/전력 함수와 관련하여 발진을 야기할 것이다.
이러한 고려점은 이론적으로 당연하고 실제고 고려할 수 없다. 제어 알고리듬은 간단히 변동을 통하여 점프할 것이며, 이는 일반적으로 3:1 전압 정재파비(VSWR) 보다 좋은 매칭에서는 나타나지 않는다. 또한, 전력제어 특성은 적어도 무한 VSWR 써클의 절반에서 변동이 없으며, 따라서 부하는 케이블 길이, 파이 네트워크 등을 이용하여 VSWR상에 어디에나 배치될 수 있다. 실제로, 도 6의 회로는 변동이 적게 발생되고 일반적으로 실제 도달되지 않을 최대 전력 근처에서 발생한다는 점에서 도 4의 회로보다 우수하다.
여기에 설명된 회로는 금속 산화물 반도체 전계 효과 트랜지스터(MOSFET)를 이용한다. MOSFET가 일반적으로 1메가헤르츠(MHz) 이상의 관련 주파수에서 쌍극 접합 트랜지스터(BJT) 또는 삽입형 게이지 쌍극 트랜지스터(IGBT) 보다 우수한다.
도 10-12는 MOSFET, BJT 또는 IGBT 트랜지스터중 하나를 이용하여 상기 회로의 스위치를 구현한 구성을 도시한다. 도 10은 전술한 회로들에 이용된 MOSFET를 도시한다. MOSFET는 차단 다이오드를 포함하며, 상기 차단 다이오드는 본래 MOSFET 설계이다. 도 11은 BJT(20) 및 반병렬 다이오드(22)를 도시한다. 전술한 회로들에서, BJT(20)를 이용하여 스위치를 구현할 때, 반병렬 다이오드(22)는 클램핑 다이오드(D1, D2)가 액티브일 때 회로 경로를 제공하기 위하여 포함되어야 한다.
유사하게, 도 12는 IGBT를 이용하여 본 발명의 스위치를 구현할 때의 바람직한 구성을 도시한다. 도 12는 IGBT(24) 및 반병렬 다이오드(26)를 도시하는데, 반병렬 다이오드는 도 11의 반병렬 다이오드(22)와 유사한 기능을 제공한다. 적당한 스위칭 및 스위칭 경로 기능을 제공하는 다른 스위칭 디바이스 및 회로 결합체가 본 발명의 원리를 변경하지 않고 MOSFET 대신 이용될 수 있다.
도 13-15는 D1, D2에 대하여 설명된 선택적인 다이오드 클램핑 회로를 도시한다. 도 13은 클램핑 다이오드(D1, D2)와 캐패시터(C1)를 포함하는 다이오드 클램핑 회로를 도시한다. 이 회로는 앞서 설명하였다. 도 14 및 15는 클램핑 다이오드(D1, D2) 및 캐패시터(C1)의 선택적인 구성을 이용한 구현을 도시한다. 각각의 회로에서, 캐패시터(C1)는 도 14에 도시된 바와 같이 각각의 다이오드사이에 배치되는 절반값의 두 개의 동일한 캐패시터를 이용하여 구현될 수 있다. 캐패시터(C1/2)는 병렬이며 디커플링 캐패시터(C3)(도 14에는 도시안됨)를 통하여 결합된다. 디커플링 캐패시터(C3)는 동작 주파수에 비하여 상대적으로 크게 만들어져 있어, 그의 임피던스는 무시할 수 있으며 따라서 회로의 물리적 배치 및 부품 전력 부담을 도울 수 있다.
도 15에 도시된 바와 같이, 고주파수에서, 각각의 다이오드(D1, D2)에 대하여 직렬인 두 개의 다이오드를 이용하는 것이 바람직하다. 일반적으로 저전압 다이오드는 낮은 역방향 복구 전하를 가진다. 직렬인 두 개의 다이오드에 의하여, 동일 전하는 각각의 다이오드를 통하여 흐른다. 각각의 다이오드사이에서 C1을 분할함으로써 AC 전압을 동일하게 공유하도록 한다.
도 16에 도시된 바와 같이, 클램핑 회로의 다른 변형으로서, 인덕터(L6)는 L1과 직렬로 그리고 클램핑 다이오드(D1, D2)와 필터 캐패시터(C1)사이에 배치된다. 인덕터(L6)는 바람직하게 작은 값이다. 이는 다이오드의 턴온 및 턴오프를 부드럽게 하여 정류 효율을 증가시킨다. 캐패시터(C7) 및 저항기(R1)에 의하여 형성된 완충기 회로는 다이오드(D1, D2)가 턴오프될 때 고주파가 공명하는 것을 감쇠시키기 위하여 요구될 수 있다. 정확하게 선택될 경우, 두 개의 병렬 브리지 회로사이에 낮은 위상각이 존재하는 것처럼 LC 네트워크가 저전력 출력에서 공진하면 높은 Q 상태를 감소하는데 기여한다.
전술한 바와 같이, 전력제어 정확도는 LC 필터 네트워크가 낮은 위상에서 공진하고 상기 위상의 진폭 및 이에 따른 순방향 전력이 증가될 때까지 클램핑되지 않으면 존재하는 높은 이득 상태의 결과에 의한 것이다. 이는 매우 정밀하고 안정된 위상 변조기 설계 또는 출력 네트워크에 연결되며 Q를 감소시키기에 충분한 값을 가지며 위상 특성을 확장시키는 저항기에 의하여 처리될 수 있다. 50옴 전력의 약 1-2% 소비는 이것을 처리하기에 충분하다. 이는 전형적으로 테스트 상태에서 순리액티브 부하의 인공적인 네트워크 하에서처럼 저전력이 부하에서 소비될 경우에만 발생한다. 실제로, 케이블, 매칭 네트워크 및 부하는 Q를 충분히 낮출 것이다. 큰 위상 시프트에서, 클램핑 다이오드는 공진을 방지한다.
선택적으로, Q는 위상이 낮을 때만 클램프 포인트에서 저항기의 스위칭에 의하여 선택적으로 낮아질 것이다. 이는 낮은 값에 대하여 설정된 위상 변조기 요구에 대해 비교기를 이용하여 달성될 것이다. 이는 릴레이들 구동할 수 있으며, 이는 저전력 요구와 같은 위상 차가 상대적으로 낮을 때 작동되는 MOSFET 스위치 형태를 취할 수 있다. 도 17은 클램프 포인트에서 저항기를 선택적으로 삽입하는 회로를 도시한다. 도 17에 도시된 바와 같이, MOSFET SR이 바람직하게 이용되는데, 이는 전압 스윙이 클램핑 다이오드에 의하여 제한되고 MOSFET는 양방향으로 도통하기 때문이다. 바이어스 저항기(R3, R4)는 SR 범위내의 전압 스윙에 중심이 맞쳐질 수 있다. R2는 충분한 댐핑을 제공하도록 선택되고 C8은 R2 및 MOSFET SR을 통하여 흐르는 DC를 차단한다. SR의 입력은 일반적으로 제어 회로를 통하여 제공된다. C8의 출력은 클램핑 다이오드(D1, D2)의 상호접속부에 연결된다.
동작 주파수가 증가됨에 따라, 스위치를 구현하는 FET의 캐패시턴스는 일반적으로 회로 동작에 더많은 영향을 준다. 도 18은 하프 브리지 회로에 대한 개선을 도시한다.
도 18에서, 캐패시터(C5)는 캐패시터(C3)(도시안됨)와 병렬로 배치되었다. 인덕터(L3)는 캐패시터(C5) 및 스위치(S1, S2)의 출력사이의 상호접속부에 삽입된다. 인덕터(L3)는 충분한 유도성 전류가 항상 흘러 출력 및 FET(S1, S2)의 밀러 캐패시턴스를 충방전하도록 한다. 인덕터(L3)는 출력 및 클램프 네트워크가 용량성 부하 전류를 흐르게 한다면 유도성을 나타내도록 한다.
전술한 바와 같이, DC 전력은 어떤 상황하에서 한쪽 브리지로부터 다른 쪽 브리지로 순환할 수 있다. 그 결과, FET(S1, S2)는 턴오프이지만, 전체 사이클에 걸쳐 평균적으로, FET(S1, S2)는 정류중이다. 즉, 더많은 전하가 순방향이 아닌 역방향으로 흐르다. 따라서, 전류가 역방향으로 충분히 높아 FET내의 바디 다이오드를 턴온시키도록 한다면, FET는 FET의 트랜지스터가 턴오프될 때 완전하게 복구되지 않아 많은 전력을 소비한다. 이러한 현상은 FET 디바이스의 열이 높아질 때 바디 다이오드 전압 강하의 음의 온도계수에 의하여 확대되어 잠재적으로 열이 빠져나가도록 한다.
전술한 바와 같이, 저주파수에서 이러한 상황은 손실을 허용하거나 또는 역방향 분리 다이오드를 이용함으로써 저주파수에서 처리될 수 있다. 높은 주파수에서, FET는 충분히 작은 저항을 가지도록 선택되어, 역전류가 항상 채널에 의하여 처리되도록 한다. 이는 저전압 디바이스에 의하여 쉽게 구현되는데, 온상태의 저항은 제 2.5 전력으로 상승된 전압에 비례하고 다이오드 강하는 전압과 무관하기 때문이다.
도 19에 도시된 바와 같이, FET(S1-1, S1-2 및 S2-1, S2-2)는 직렬로 연결될 수 있다. 이들 FET는 일반적으로 병렬인 두 개의 FET 디바이스와 비교하여 온 저항의 1/4를 가지며 각각의 통하여 전압의 절반을 강하시킬 것이다. 따라서, 다이오드 구성에 대한 임계 전류는 두배 이다. 도 19에서, 캐패시터(C6)는 각각의 스위치(S1-1, S1-2 및 S2-1, S2-2)와 병렬로 배치된다. 캐패시터(C6)는 동일한 전압 분담을 위하여 요구되지만, 유효 디바이스 캐패시턴스에 부가된다. 캐패시터(C7)는 동일한 전압 부담을 추가로 향상시키고 비밸런싱 전류만을 통과시킨다. 이 경우, 고속 복구 에피택셜 다이오드(FREDFET) 스위치는 이들의 감소된 역방향 복구 전하 때문에 장점을 제공할 것이다.
도 20은 도 18의 다른 개선예를 도시한다. 두 개의 클램핑 다이오드(Dl1,Dl2)는 각각의 캐패시터(C5)와 병렬로 삽입된다. 다이오드(Dl1, Dl2)는 공급장치에 재공급하기 위한 접합부의 전류 또는 전압을 정류하기 위하여 선택된다. 이는 도 18에서 처럼 유도성 전류를 순환시켜 FET(S1, S2)의 캐패시턴스의 방향을 바꾸고 FET(S1, S2)로부터 DC를 흡수하고 DC를 공급 라인에 다시 제공한다. 이는 또한 하나의 브리지에서 다른 브리지로 흐르는 모든 DC를 처리하고 또한 FET 바디 다이오드 복구 문제점을 처리할 수 있다. 캐패시터(C5) 및 다이오드(Dl1, Dl2)는 메인 클램핑 배치와 유사하게 직렬 및 병렬 결합으로 구성되지만, 일반적으로 저전력 처리 용량을 요구한다. 가변 동작 주파수가 요구되면, 도 20의 회로는 다이오드(Dl1, Dl2)가 항상 도통하도록 L3 및 C5가 선택되는 한 주파수와 무관하게 턴오프 전류가 거의 동일하게 유지되도록 하는 장점을 제공한다.
도 20의 회로에 대한 개선은 도 21에 도시되어 있으며, 이는 인덕터(LS) 및 캐패시터(CS)를 포함하는 추가의 LC 직렬 회로를 포함한다. 주파수 공진이 전력공급장치의 일차 주파수와 그의 제 3고조파사이에 존재하도록 인덕터(LS) 및 캐패시터(CS)의 값을 적당히 선택함으로써, 인덕터(L3)를 통과하는 전류는 주파수에 따라 증가하며 DC 전류를 거의 일정하게 유지한다.
음의 라인 및 양의 라인이 미스매칭 영향에 응답하고 인버터에 대한 전압 및/또는 전류의 피드백을 허용하는 소정 포인트를 클램핑하는 간편한 기준 전압을 제공하지만, 일부 다른 소정 전압 소스사이에 클램핑 다이오드를 연결하는 것이 가능하여 클램핑이 발생되도록 할 수 있다. 회로는 때때로 과도한 전압과 전류를 소비해야 하기 때문에, 선택적인 전압 소스의 참조는 바람직하게 일정 전압 싱크의참조를 포함한다.
도 22는 음의 전압 라인 및 양의 전압 라인이 아닌 회로 기준 전압을 도시한다. 차단 캐패시터(C4)는 인덕터(L1) 및 인버터 스위치(S1, S2)사이에 삽입되어 제너 다이오드(Z1, Z2)가 클램핑을 위한 고전압 기준과 저전압 기준을 설정하도록 한다. 제너 다이오드(Z1, Z2)는 포인트A 및 B사이에서 직렬로 맞대어 연결되어, 하나는 포인트X에서의 전압이 양으로 유도되면 도통되어 열에 의하여 에너지를 소산하고 다른 하나는 포인트X의 전압이 음으로 유도될 경우 도통되어 에너지를 소산하도록 한다. 하나의 다이오드는 정류기 모드로 동작하고 이 때 다른 디바이스는 제너 모드로 동작한다.
실제로, 제너 다이오드(Z1, Z2)는 고속에서 잘 스위칭되지 않는다. 이 상태는 제너 다이오드(Z1, Z2)에 대하여 도 23의 구성을 대체함으로써 보상될 수 있다. 도 23은 각각의 통상적인 다이오드(DZ1, DZ2)와 직렬로 등을 맞대고 배치된 제너 다이오드(Z1, Z2)를 포함한다. 제너/통상적인 다이오드 직렬 연결은 병렬로 배치된다. 이 구성에서, 제너 다이오드(Z1, Z2)는 정류 모드도 동작할 필요가 없다.
다른 고려점은 제너 다이오드가 특히 고전력 정격에서 현재 이용할 수 없다는 것이다. 현재, 제너 다이오드에 대한 최대 전력 정격은 약 70W이다. 또한, 상대적으로 고전력 정격을 가진 제너 다이오드는 일반적으로 비싸다. 그러나 트랜지스터는 상대적으로 싸며 고전력 정격에서 쉽게 이용될 수 있다. 제너의 한계를 극복하는 하나의 방법은 도 24에 도시된 것처럼 액티브 제너 회로를 이용하는 것이다. 도 24에서, 제너 다이오드(ZA)는 일차적으로 높은 전력 레벨(제너다이오드(ZA)의 약 100배)을 소비하도록 구성된 트랜지스터(TA)를 턴온시키는 기능을 가진다. 트랜지스터(TA)의 전력 소비는 액티브 제너 회로의 이득의 함수이다.
도 24에서, 제너 다이오드(ZA)가 제너 모드에 있을 때, 다음 식을 이용한다.
V = V2+ VBE, 여기서 VBE≡0.6v
I = I2+ IQ, 여기서 IQ≡HFE × I2및 HFE ×100
따라서 IQ》I2, 및 PQ》P2가 되도록 한다.
상기 식에서 알 수 있는 바와 같이, 트랜지스터(TA)를 통과하는 전류는 제너 다이오드(ZA)를 통과하는 전류보다 상당히 크며, 트랜지스터(TA)에 의하여 소비되는 전력은 제너 다이오드(ZA)에 의하여 소비되는 전력 보다 상당히 크다.
도 25는 인버터의 음의 라인 및 양의 라인이 아닌 전압 기준치를 설정하는 선택적인 구성을 도시한다. 특히, 도 25는 다이오드(DB1A, DB2A, DB1B. DB2B)를 포함하는 다이오드 브리지를 도시한다. 제너(ZB)는 다이오드 브리지의 절반 사이에 연결된다. 따라서, 음의 파형 또는 양의 파형에 대하여, 제너 다이오드(ZB)는 전압이 임계 전압을 초과할 때 제너 모드로 들어간다. 도 26은 도 25와 유사한 다이오드 브리지 구조를 도시하지만, 도 24와 유사한 트랜지스터(TA) 및 제너 다이오드(ZA) 구성을 포함하여, 전력 소비가 증가한다.
도 24-26의 다이오드 브리지 회로는 몇 가지 장점을 가진다. 첫째, 설계 비용이 감소하는데, 두 개가 아닌 하나의 제너 다이오드만이 이용되기 때문이다. 둘째, 하나의 제너 다이오드만이 이용되기 때문에, 두 개의 제너 다이오드를 이용할때 보다 더 일관적인 클램핑 전압을 얻을 수 있다. 셋째, 통상적인 다이오드는 제너 다이오드보다 쉽게 매칭된다.
도 27은 보호 회로를 가지는 전력공급장치의 회로 실시예에 대하여 측정된 파형을 도시한다. 동작 파형 및 전력 레벨은 매칭 상태 및 미스매칭 상태하에서 300V DC 입력에 대하여 기록되었다. 부하 임피던스는 50옴에서 매칭되며, 개방 회로, 단락 회로 그리고 12, 25, 50, 100 및 200홈의 유도성 및 용량성 리액티브를 이용하여 미스매칭된다. 도 27a-m을 참조하면, 각각의 도면은 1-4로 표시된 4개의 파형을 포함한다. 파형1은 MOSFET의 드레인 전압을 나타내며, 예를 들어, 눈금당 200볼트인 인덕터(L1)의 출력 입력이다. 파형2는 눈금당 10암페어로 L1을 통과하는 전류를 나타낸다. 파형3은 클램프 전압 또는 다이오드(D1, D2)사이의 노드에서의 전압을 나타내며, 눈금당 약 200볼트이다. 파형4는 클램핑 다이오드 전류이며, 눈금당 10암페어이다. 이는 도 27 및 28의 각각의 출력 파형에 적용된다. 선택된 값은 최악의 동작 상태가 발견되도록 하기에 충분한 무한 VSWR의 12개의 이산 포인트를 제공한다. 다음의 표는 중요 파라미터이다.
부하는 개방 회로에서 단락 회로로 유도성으로 다음에 용량적으로 다시 순환하기 때문에, FET 전류는 유도성으로 유지되고 50옴 값보다 40%이상 높지 않다. DC 전류 소비는 단지 50옴 값의 1/6이다. 클램핑 다이오드(D1, D2)는 50옴 부하에 의하여 약간 도통될 수 있는데, 이는 네트워크를 복귀시킴으로써 제거될 수 있다. 그러나, 이는 효율 또는 효과적인 보호에 있어서 중요하지 않다.
반대로, 도 28은 클램프 회로 없이 구현되는 375KHz 하프 브리지 인버터에 대항 출력 파형을 도시한다. 테스트 중에, 테스트 디바이스는 공급 전압을 서로 감소시킴으로써 디바이스 파손을 방지하기 위하여 보호된다. 이하의 표는 중요 파라미터를 리스트한다. 보호는 공급 전압을 감소시킴으로써 이루어진다.
유도성 부하 임피던스가 감소함에 따라, FET 전류는 커진다. 12옴에서 공급장치가 300V를 유지하면, 순방향 전력은 50옴값보다 큰 700W에 도달한다. 단락 회로에서, 750W는 단지 42V로부터 발생되며, L1은 네트워크의 나머지와 공진한다. 300V에서, 순방향 RF 전력은 일부 38KW이며 DC 전력은 4.6KW이며, 피크 트랜지스터 전류는 100A이다.
부하가 용량적으로 스윙하고 임피던스가 상승하기 시작할 때, FET는 용량성 부하를 나타낸다. 이 상태는 공진 전에 나타나는 높은 유도성 전류 보다 더 문제가 있을 수 있는데, 이는 FET는 전류가 크지 않더라도 높은 다이오드 복구 손실을 가질 수 있기 때문이다. 또한, 방향이 바뀌는 dv/dt 결함이 발생할 수 있다. 마지막 3개의 그래프에서 축적은 명료하게 표시하기 위하여 변경되었다.
도 29는 전력 제너레이터용 제어 회로를 도시한다. 제어 회로(20)는 입력 전압을 받아들이는 필터 소프트 스타트 정류기(22)를 포함한다. 정류기(22)는 과전압 보호를 위한 회로 브레이커를 포함할 수 있다. 보조 전력 감지 유니트(PSU)(24)는 제어 회로에 전원을 공급하기 위한 저전압 신호를 발생시킨다.냉각 팬(26)은 제너레이터 회로를 냉각시킨다.
필터 소프트 스타트 정류기(22)로부터의 출력은 선택적인 DC 스위치(28)에 제공되며, 상기 스위치는 다수의 전력 증폭기(30a, 30b, 30c, 30d)에 대한 DC 전압 인가를 제어한다. 4개의 전력 증폭기(30a-30d)는 병렬로 이용되어, 하나의 증폭기가 전력 전체를 처리하는 것이 아니라 4개의 증폭기사이에서 처리되는 전력을 분할하도록 한다. 선택적으로, 하나 또는 다수의 전력 증폭기가 전력 증폭기(30a-30d)의 기능을 수행할 수 있다. 분할기 회로(32)는 각각의 전력 증폭기(30a-30d)의 스위칭을 제어하기 위하여 스위칭 신호를 발생시킨다.
전력 증폭기(30a-30d)의 출력은 결합 및 분리 변압기(34)에 입력되는데, 상기 결합 및 분리 변압기는 전력 증폭기(30a-30d)로부터의 각각의 출력을 하나의 신호로 결합한다. 결합 회로(34)는 전력 증폭기를 출력으로부터 분리하기 위하여 분리 변압기를 포함할 수 있다. 결합 및 분리 변압기(34)는 결합된 신호를 필터 및 전력 감지 회로(36)에 출력하는데, 상기 회로(36)는 출력을 발생시키기 전에 전력 신호를 필터링한다. 회로(36)의 전력 감지 부분은 피드백 신호 제어 위상 변조기 보호 회로(38)에 제공한다.
제어 위상 변조기 보호 회로(38)는 아날로그 또는 디지털 전자회로를 이용하여 구현될 수 있다. 회로(38)는 각각의 DC 스위치(28), 드라이버(32) 및 프론트 패널 제어부(40)에 제어 신호를 출력한다. 각각의 전력 증폭기(30a-30d)내의 스위칭 위상을 가변함으로써, 출력 전력은 이에 따라 가변될 수 있다. 따라서, 제어 위상 변조기 보호 회로(38)는 필터 및 전력 감지 회로(36)로부터의 입력에 따라 전력 증폭기의 위상을 가변시킨다. 프론트 패널 제어 회로(40)는 조작자에게 정보를 제공하고 원하는 위상 및 이에 따른 출력 전력을 가변하도록 한다.
도 30은 여기서 설명된 선택된 전력공급장치가 플라즈마 챔버를 제어하는 시스템에 이용될 수 있도록 하는 제어 시스템을 도시한다. 제어 시스템(50)은 집적 회로를 제조하는데 이용되는 것과 같은 플라즈마 챔버(52)를 포함한다. 플라즈마 챔버(52)는 하나 또는 다수의 가스 인입구(54) 및 하나 또는 다수의 가스 인출구(56)를 포함한다. 가스 인입구(54) 및 가스 인출구(56)는 플라즈마 챔버(52) 내부에 대하여 가스를 유입 및 배출하도록 한다. 플라즈마 챔버(52)내의 온도는 플라즈마 챔버(52)에 가해진 열 제어 신호(58)를 통하여 제어될 수 있다. 플라즈마 제어기(60)는 챔버의 진공 레벨을 나타내는 진공 신호, 전압 신호 및 인입구 가스와 인출구 가스 사이의 흐름속도를 나타내는 신호(66)를 포함하는 입력을 플라즈마 챔버로부터 받아들인다. 당업자는 다른 입력/출력이 플라즈마 제어기(60)에 의하여 수신되고 발생될 수 있다는 것을 인식할 수 있다. 플라즈마 제어기(60)는 전압 제너레이터(68)를 통하여 플라즈마 챔버에 인가될 적정 입력 전력을 결정한다. 전압 제너레이터(68)는 마이크로프로세서(70) 또는 다른 유사한 제어기를 포함하는데, 이는 플라즈마 제어기(60)로부터 입력 신호를 받아들인다. 마이크로프로세서(70)는 원하는 주파수 및 전력 정격에서 전압 신호를 출력하는 전력공급장치(72)에 제어 신호를 발생시킨다. 전력공급장치(72)로부터의 전압은 매칭 네트워크(74)로 입력되는데, 매칭 네트워크는 전력공급장치(72)와 플라즈마 챔버(52)사이에 임피던스를 매칭시킨다.
도 31은 도 30의 매칭 네트워크(70)에 대하여 구현될 수 있는 것같은 매칭 네트워크(80)용 회로를 도시한다. 매칭 네트워크(80)는 바람직하게 50옴 입력 임피던스를 부하(82)에 의하여 공급된 출력 임피던스와 매칭시킨다. 매칭 네트워크(80)는 제 1가변 캐패시터(84), 제 2가변 캐패시터(86) 및 인덕터(88)를 포함하는 파이 필터로 구성된다. 캐패시터(84, 86)는 가변 캐패시터로서 구현되어, 필터 네트워크의 캐패시턴스가 50옴 입력과 부하(82)사이에서 임피던스를 적절하게 매칭시키도록 가변될 수 있도록 한다. 제어기(88)는 매칭된 임피던스에 따라 가변하는 피드백 신호를 발생시키고 각각의 캐패시터(84, 86)의 캐패시턴스를 가변하는 제어 신호를 발생시킨다. 다른 매칭 네트워크 구성을 인식하는 당업자는 예를 들어 변압기 또는 고정 네트워크로 구현할 수 있다.
본 발명이 바람직한 실시예를 기초로 설명되었지만, 본 발명의 수많은 응용예와 구현예가 존재할 것이다. 따라서, 본 발명은 첨부된 청구범위에 기재된 본 발명의 사상에서 벗어나지 않고 변형 및 변경이 가능하다.

Claims (62)

  1. 부하에 교류 전력을 공급하는 전력공급회로에 있어서,
    직류(DC) 전압 소스;
    DC 입력 전압을 받아들이고 교류(AC) 출력 신호를 발생하는 하프 브리지 인버터;
    상기 인버터의 출력에 연결되며, 필터링된 AC 신호를 발생시키도록 AC 신호의 미리 설정된 고조파 성분을 필터링하는 제 1고조파 필터; 및
    상기 제 1고조파 필터의 출력에 연결되어, 필터링된 AC 신호를 받아들이고 필터링된 AC 신호를 부하에 공급하는 출력 회로를 포함하며,
    상기 출력 회로는 출력 회로의 소정 포인트에 대하여 연결된 제 1 및 제 2정류기를 포함하여, 인버터가 상기 포인트를 미리 설정한 제 1 및 제 2전압중 하나를 초과하는 전압으로 유도하려고 할 경우 제 1 및 2정류기중 하나가 적어도 하나의 전압 및 전류를 DC 전압 소스로 복귀시키도록 하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 제 1고조파 필터는 직렬인 인덕터 및 캐패시터를 포함하며, 제 1고조파 필터는 상기 하프 브리지의 스위치중 하나와 병렬로 배치되는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  3. 제 1항에 있어서, 상기 제 1고조파 필터는 인덕터 및 캐패시터를 포함하며, 상기 인덕터는 상기 하프 브리지의 스위치의 출력 및 제 1 및 제 2정류기사이의 상호접속부사이에 배치되며, 상기 캐패시터는 각각의 제 1 및 제 2정류기와 병렬인 한 쌍의 캐패시터의 결합된 캐패시턴스를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  4. 제 1항에 있어서, 상기 제 1 및 제 2정류기는 직렬인 한 쌍의 다이오드를 포함하며, 상기 제 1고조파 필터는 인덕터 및 캐패시터를 포함하며, 상기 인덕터는 상기 스위치의 출력 및 제 1 및 제 2정류기사이의 상호접속부사이에 배치되며, 상기 캐패시터는 다수의 캐패시터의 결합된 캐패시턴스를 더 포함하며, 각각의 캐패시터는 대응하는 각각의 다이오드와 병렬인 각각의 다이오드 쌍중 하나에 대응하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 DC 입력 소스의 각각의 전압 라인사이에 직렬로 배치된 한 쌍의 캐패시터;
    상기 DC 입력 소스의 각각의 전압 라인사이에 직렬로 배치된 한 쌍의 스위치를 포함하는 인버터; 및
    상기 캐패시터들의 상호접속부 및 스위치들의 상호접속부사이에 배치된 인덕터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  6. 제 5항에 있어서, 각각의 캐패시터와 각각 병렬인 한 쌍의 다이오드를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  7. 제 5항에 있어서, 상기 스위치들은 각각 직렬인 한 쌍의 스위치를 더 포함하며 그리고 각각의 스위치와 병렬인 캐패시터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  8. 부하에 교류 전력을 공급하는 전력공급회로에 있어서,
    직류(DC) 전압 소스;
    DC 입력 전압을 받아들이고 교류(AC) 출력 신호를 발생하며, 한 쌍의 하프 브리지를 포함하는 풀 브리지 인버터;
    각각의 하프 브리지의 출력에 연결되며, 필터링된 AC 신호를 발생시키도록 AC 신호의 미리 설정된 고조파 성분을 필터링하는 제 1고조파 필터; 및
    상기 제 1고조파 필터의 결합된 출력에 연결되어, 필터링된 AC 신호를 받아들이고 필터링된 AC 신호를 부하에 공급하는 출력 회로를 포함하며,
    상기 출력 회로는 출력 회로의 소정 포인트에 대하여 연결된 제 1 및 제 2정류기를 포함하여, 인버터가 상기 포인트를 미리 설정한 제 1 및 제 2전압중 하나를 초과하는 전압으로 유도하려고 할 경우 제 1 및 2정류기중 하나가 적어도 하나의 전압 및 전류를 DC 전압 소스로 복귀시키도록 하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  9. 제 8항에 있어서, 상기 제 1고조파 필터의 결합된 출력에 연결된 제 2고조파 필터를 더 포함하며, 상기 제 2고조파 필터는 출력 신호를 발생시키기 위하여 필터링된 AC 신호로부터 고조파 성분을 제거하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  10. 제 9항에 있어서, 상기 제 2고조파 필터의 출력에 연결되며 상기 제 2고조파 필터의 출력으로부터 DC 성분을 제거하는 차단 캐패시터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  11. 제 9항에 있어서, 상기 제 1고조파 필터는 직렬인 인덕터 및 캐패시터를 포함하며, 제 1고조파 필터는 상기 하프 브리지의 스위치중 하나와 병렬로 배치되는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  12. 제 10항에 있어서, 상기 제 2고조파 필터는 직렬인 인덕터 및 캐패시터를 포함하며, 제 2고조파 필터는 상기 하프 브리지의 스위치중 하나와 병렬로 배치되는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  13. 제 9항에 있어서, 상기 제 1고조파 필터는 인덕터 및 캐패시터를 포함하며, 상기 인덕터는 상기 하프 브리지의 스위치의 출력 및 제 1 및 제 2정류기사이의 상호접속부사이에 배치되며, 상기 캐패시터는 각각의 제 1 및 제 2정류기와 병렬인 한 쌍의 캐패시터의 결합된 캐패시턴스를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  14. 제 13항에 있어서, 상기 제 2고조파 필터는 인덕터 및 캐패시터를 포함하며, 상기 인덕터는 상기 하프 브리지의 스위치의 출력 및 제 1 및 제 2정류기사이의 상호접속부사이에 배치되며, 상기 캐패시터는 각각의 제 1 및 제 2정류기와 병렬인 한 쌍의 캐패시터의 결합된 캐패시턴스를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  15. 제 9항에 있어서,
    상기 DC 입력 소스의 각각의 전압 라인사이에 직렬로 배치된 한 쌍의 캐패시터;
    상기 DC 입력 소스의 각각의 전압 라인사이에 직렬로 배치된 한 쌍의 스위치를 포함하는 인버터; 및
    상기 캐패시터들의 상호접속부 및 스위치들의 상호접속부사이에 배치된 인덕터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  16. 제 15항에 있어서, 각각의 캐패시터와 각각 병렬인 한 쌍의 다이오드를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  17. 제 8항에 있어서, 각각의 인버터의 하프에 스위칭 신호를 발생시키는 신호 제너레이터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  18. 제 17항에 있어서, 상기 신호 제너레이터는 제 1 및 제 2브리지 하프사이의 상대 동작 위상을 가변하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  19. 제 8항에 있어서, 적어도 하나의 전압 및 전류는 상기 인버터로 피드백되는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  20. 부하에 교류 전력을 공급하는 전력공급회로에 있어서,
    직류(DC) 전압 소스;
    DC 입력 전압을 받아들이고 교류(AC) 출력 신호를 발생하며, 풀 브리지 구조로 형성된 한 쌍의 단일 단부 인버터;
    각각의 하프 브리지의 출력에 연결되며, 필터링된 AC 신호를 발생시키도록 AC 신호의 미리 설정된 고조파 성분을 필터링하는 제 1고조파 필터; 및
    상기 제 1고조파 필터의 결합된 출력에 연결되어, 필터링된 AC 신호를 받아들이고 필터링된 AC 신호를 부하에 공급하는 출력 회로를 포함하며,
    상기 출력 회로는 출력 회로의 소정 포인트에 대하여 연결된 제 1 및 제 2정류기를 포함하여, 인버터가 상기 포인트를 미리 설정한 제 1 및 제 2전압중 하나를초과하는 전압으로 유도하려고 할 경우 제 1 및 2정류기중 하나가 적어도 하나의 전압 및 전류를 DC 전압 소스로 복귀시키도록 하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  21. 제 20항에 있어서, 각각의 단일 단부 인버터는:
    DC 전압 소스의 제 1라인에 연결된 스위치; 및
    DC 전압 소스의 제 1 및 제 2전압 라인사이에 연결된 탱크 회로를 포함하며,
    상기 스위치의 동작에 의하여 탱크 회로에 전원이 제공되는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  22. 제 21항에 있어서, 상기 탱크 회로는:
    상기 스위치 및 DC 전압 소스의 제 2라인사이에 연결된 인덕터; 및
    상기 스위치와 병렬인 캐패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  23. 제 21항에 있어서, 상기 스위치 및 제 1고조파 필터사이에 차단 캐패시터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  24. 제 20항에 있어서, 상기 제 1고조파 필터의 결합된 출력에 연결된 제 2고조파 필터를 더 포함하며, 상기 제 2고조파 필터는 출력 신호를 발생시키기 위하여필터링된 AC 신호로부터 고조파 성분을 제거하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  25. 제 24항에 있어서, 상기 제 2고조파 필터의 출력에 연결되며 상기 제 2고조파 필터의 출력으로부터 DC 성분을 제거하는 차단 캐패시터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  26. 제 25항에 있어서, 상기 제 1고조파 필터는 직렬인 인덕터 및 캐패시터를 포함하며, 제 1고조파 필터는 상기 하프 브리지의 스위치중 하나와 병렬로 배치되는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  27. 제 26항에 있어서, 상기 제 2고조파 필터는 직렬인 인덕터 및 캐패시터를 포함하며, 제 2고조파 필터는 상기 하프 브리지의 스위치중 하나와 병렬로 배치되는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  28. 제 25항에 있어서, 상기 제 1고조파 필터는 인덕터 및 캐패시터를 포함하며, 상기 인덕터는 상기 하프 브리지의 스위치의 출력 및 제 1 및 제 2정류기사이의 상호접속부사이에 배치되며, 상기 캐패시터는 각각의 제 1 및 제 2정류기와 병렬인 한 쌍의 캐패시터의 결합된 캐패시턴스를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  29. 제 28항에 있어서, 상기 제 2고조파 필터는 인덕터 및 캐패시터를 포함하며, 상기 인덕터는 상기 하프 브리지의 스위치의 출력 및 제 1 및 제 2정류기사이의 상호접속부사이에 배치되며, 상기 캐패시터는 각각의 제 1 및 제 2정류기와 병렬인 한 쌍의 캐패시터의 결합된 캐패시턴스를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  30. 제 20항에 있어서,
    상기 DC 입력 소스의 각각의 전압 라인사이에 직렬로 배치된 한 쌍의 캐패시터;
    상기 DC 입력 소스의 각각의 전압 라인사이에 직렬로 배치된 한 쌍의 스위치를 포함하는 인버터; 및
    상기 캐패시터들의 상호접속부 및 스위치들의 상호접속부사이에 배치된 인덕터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  31. 제 29항에 있어서, 각각의 캐패시터와 각각 병렬인 한 쌍의 다이오드를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  32. 제 21항에 있어서, 각각의 인버터의 하프에 스위칭 신호를 발생시키는 신호 제너레이터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  33. 제 32항에 있어서, 상기 신호 제너레이터는 제 1 및 제 2브리지 하프사이의 상대 동작 위상을 가변하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  34. 제 21항에 있어서, 전압 및/또는 전류는 상기 인버터로 피드백되는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  35. 부하에 교류 전력을 공급하는 전력공급회로에 있어서,
    직류(DC) 전압 소스;
    DC 전압 소스의 제 1 및 제 2라인사이에 직렬로 배열되며, 제 1결합된 출력을 가지는 브리지 구조의 제 1하프를 형성하는 다수의 제 1 단일 단부 인버터;
    DC 전압 소스의 제 1 및 제 2라인사이에 직렬로 배열되며, 제 2결합된 출력을 가지는 브리지 구조의 제 2하프를 형성하는 다수의 제 2 단일 단부 인버터;
    각각의 하프 브리지의 출력에 연결되며, 필터링된 AC 신호를 발생시키도록 AC 신호의 미리 설정된 고조파 성분을 필터링하는 제 1고조파 필터; 및
    상기 제 1고조파 필터의 결합된 출력에 연결되어, 필터링된 AC 신호를 받아들이고 필터링된 AC 신호를 부하에 공급하는 출력 회로를 포함하며,
    상기 출력 회로는 출력 회로의 소정 포인트에 대하여 연결된 제 1 및 제 2정류기를 포함하여, 인버터가 상기 포인트를 미리 설정한 제 1 및 제 2전압중 하나를 초과하는 전압으로 유도하려고 할 경우 제 1 및 2정류기중 하나가 적어도 하나의전압 및 전류를 DC 전압 소스로 복귀시키도록 하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  36. 제 35항에 있어서, 적어도 하나의 단일 단부 인버터는:
    제 1국부 전압 라인에 연결된 스위치; 및
    제 2국부 전압 및 상기 스위치사이에 연결된 탱크 회로를 포함하며,
    상기 스위치는 탱크 회로에 전원을 공급하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  37. 제 36항에 있어서, 상기 탱크 회로는:
    상기 스위치 및 상기 제 2국부 전압 라인사이에 연결된 인덕터; 및
    상기 스위치와 병렬인 캐패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  38. 제 36항에 있어서, 제 1브리지 하프에 대한 상기 국부 전압 라인은 제 2브리지 하프 대한 대응하는 국부 전압 라인을 가지며, 제 1브리지 하프에 대한 상기 국부 전압 라인 및 제 2브리지 하프의 대응하는 국부 전압 라인은 서로 연결되는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  39. 제 36항에 있어서, 각각의 스위치 및 제 1고조파 필터사이에 차단 캐패시터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  40. 제 36항에 있어서, 상기 제 1고조파 필터의 결합된 출력에 연결된 제 2고조파 필터를 더 포함하며, 상기 제 2고조파 필터는 출력 신호를 발생시키기 위하여 필터링된 AC 신호로부터 고조파 성분을 제거하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  41. 부하에 교류 전력을 공급하는 전력공급회로에 있어서,
    직류(DC) 전압 소스;
    DC 입력 전압을 받아들이고 교류(AC) 출력 신호를 발생하며, 한 쌍의 하프 브리지를 포함하는 풀 브리지 인버터;
    상기 인버터의 출력에 연결되며, 필터링된 AC 신호를 발생시키도록 AC 신호의 미리 설정된 고조파 성분을 필터링하는 고조파 필터; 및
    상기 고조파 필터의 출력에 연결되어, 필터링된 AC 신호를 받아들이고 필터링된 AC 신호를 부하에 공급하는 출력 회로를 포함하며,
    상기 출력 회로는 출력 회로의 소정 포인트에 대하여 연결된 적어도 하나의 정류기를 포함하여, 인버터가 상기 포인트를 미리 설정한 제 1 및 제 2전압중 하나를 초과하는 전압으로 유도하려고 할 경우 상기 적어도 하나의 정류기가 적어도 하나의 전압 및 전류를 소산시키도록 하며,
    상기 미리 설정한 제 1 및 제 2전압은 DC 전압 소스의 각각의 양의 라인 및음의 라인의 전압과 다른 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  42. 제 41항에 있어서, 상기 적어도 하나의 정류기는 제너 다이오드인 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  43. 제 41항에 있어서, 상기 적어도 하나의 정류기는 등을 맞대어 연결된 한 쌍의 제너 다이오드를 포함하며, 각각의 제너 다이오드의 항복 전압은 상기 미리 설정한 제 1 및 제 2전압을 결정하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  44. 제 42항에 있어서, 상기 제 1고조파 필터의 결합된 출력에 연결된 제 2고조파 필터를 더 포함하며, 상기 제 2고조파 필터는 출력 신호를 발생시키기 위하여 필터링된 AC 신호로부터 고조파 성분을 제거하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  45. 제 43항에 있어서, 상기 적어도 하나의 제너 다이오드는 공통 전압 기준부 및 제 1고조파 필터의 출력사이에 삽입되는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  46. 제 42항에 있어서, 상기 적어도 하나의 정류기는 상기 스위치가 전류를 도통하고 전력을 소산하도록 스위치를 작동시키는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  47. 제 42항에 있어서, 상기 적어도 하나의 정류기는 다이오드 브리지의 두 개의 하프를 상호연결시키는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  48. 전력 제너레이터용 제어 시스템에 있어서,
    AC 신호를 받아들이고 AC 신호를 DC 전압 신호로 변환하는 회로;
    DC 입력 전압을 받아들이고 교류(AC) 출력 신호를 발생하며, 제 1 및 제 2하프를 가지는 풀 브리지 인버터와, 상기 필터링된 AC 신호를 받아들이고 필터링된 AC 신호를 부하에 공급하는 출력 회로를 포함하는 전력 증폭기를 포함하는데, 상기 출력 회로는 출력 회로의 소정 포인트에 대하여 연결된 제 1 및 제 2정류기를 포함하여, 인버터가 상기 포인트를 미리 설정한 제 1 및 제 2전압중 하나를 초과하는 전압으로 유도하려고 할 경우 제 1 및 2정류기중 하나가 적어도 하나의 전압 및 전류를 상기 인버터로 복귀시키도록 하며;
    출력 신호의 전력을 결정하며 감지 신호를 발생시키는 출력 감지 회로; 및
    상기 감지 신호에 따라 출력 전력을 변화시키기 위하여 풀 브리지의 상대 위상을 가변하는 위상 변조기를 포함하는 것을 특징으로 하는 제어 시스템.
  49. 제 47항에 있어서, 상기 전력 증폭기는 병렬로 배치된 다수의 전력 증폭기를 포함하며, 상기 제어 시스템은 상기 다수의 전력 증폭기 각각의 출력 신호를 결합하는 결합기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 제어 시스템.
  50. 플라즈마 제어 시스템에 있어서,
    고주파수(RF) 신호에 의하여 여기되는 플라즈마 챔버;
    상기 플라즈마 챔버의 동작 상태를 측정하고 플라즈마 챔버내의 상태를 변경하는 제어 신호를 발생시키는 플라즈마 제어기;
    상기 플라즈마 제어기에 RF 신호를 발생시키는 RF 발생기를 포함하며,
    상기 RF 발생기는:
    플라즈마 제어기로부터 제어 신호를 수신하여 전력 공급 제어 신호를 발생시키는 RF 제어기; 및
    상기 전력 공급 제어 신호를 받아들이고 상기 전력 공급 제어 신호에 따라 RF 신호를 발생시키는 전력공급장치를 포함하며,
    상기 전력공급장치는 소정 포인트에 대하여 연결된 제 1 및 제 2정류기를 포함하는 보호 회로를 포함하여, 전력공급장치가 상기 포인트를 미리 설정한 제 1 및 제 2전압중 하나를 초과하는 전압으로 유도하려고 할 경우 제 1 및 2정류기중 하나를 도통시키는 것을 특징으로 하는 플라즈마 제어 시스템.
  51. 제 50항에 있어서, 상기 전력공급장치는:
    직류(DC) 전압 소스;
    DC 입력 전압을 받아들이고 교류(AC) 출력 신호를 발생하는 하프 브리지 인버터;
    상기 인버터의 출력에 연결되며, 필터링된 AC 신호를 발생시키도록 AC 신호의 미리 설정된 고조파 성분을 필터링하는 고조파 필터; 및
    상기 고조파 필터의 출력에 연결되어, 필터링된 AC 신호를 받아들이고 필터링된 AC 신호를 부하에 공급하는 출력 회로를 포함하며,
    상기 출력 회로는 출력 회로의 소정 포인트에 대하여 연결된 제 1 및 제 2정류기를 포함하는 것을 특징으로 하는 플라즈마 제어 시스템.
  52. 제 50항에 있어서, 상기 전력공급장치는:
    직류(DC) 전압 소스;
    DC 입력 전압을 받아들이고 교류(AC) 출력 신호를 발생하며, 한 쌍의 하프 브리지를 포함하는 풀 브리지 인버터;
    각각의 하프 브리지의 출력에 연결되며, 필터링된 AC 신호를 발생시키도록 AC 신호의 미리 설정된 고조파 성분을 필터링하는 제 1고조파 필터; 및
    상기 제 1고조파 필터의 결합된 출력에 연결되어, 필터링된 AC 신호를 받아들이고 필터링된 AC 신호를 부하에 공급하는 출력 회로를 포함하며,
    상기 출력 회로는 출력 회로의 소정 포인트에 대하여 연결된 제 1 및 제 2정류기를 포함하는 것을 특징으로 하는 플라즈마 제어 시스템.
  53. 부하에 교류 전력을 공급하는 전력공급회로에 있어서,
    직류(DC) 전압 소스;
    DC 입력 전압을 받아들이고 부하에 입력하기 위한 교류(AC) 출력 신호를 발생하는 인버터;
    상기 인버터의 출력에 연결된 출력 회로; 및
    출력 회로의 소정 포인트에 연결되어, 상기 포인트의 전압이 미리 설정한 제 1 및 제 2전압중 하나를 초과할 때 동작하여 적어도 하나의 전압 및 전류를 DC 전압 소스로 복귀시키도록 하는 복귀 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  54. 제 53항에 있어서, 상기 출력 회로는 고조파 필터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  55. 제 53항에 있어서, 상기 출력 회로는 인덕터와 캐패시터를 포함하는 고조파 필터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  56. 제 53항에 있어서, 상기 복귀 회로는 제 1 및 제 2정류기를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  57. 제 53항에 있어서, 상기 인버터는 하프 브리지 인버터를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  58. 제 53항에 있어서, 상기 인버터는 두 개의 하프 브리지를 가진 풀 브리지 인버터를 포함하며, 상기 하프들은 직렬로 연결되고 부하와 병렬로 연결되는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  59. 제 53항에 있어서, 상기 복귀 회로는 적어도 하나의 전압 또는 전류가 인버터로 복귀되도록 하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  60. 부하에 교류 전력을 공급하는 전력공급회로에 있어서,
    직류(DC) 전압 소스;
    DC 입력 전압을 받아들이고 부하에 입력하기 위한 교류(AC) 출력 신호를 발생하는 인버터;
    상기 인버터의 출력에 연결된 출력 회로; 및
    출력 회로의 소정 포인트에 연결되어, 상기 포인트의 전압이 미리 설정한 제 1 및 제 2전압중 하나를 초과할 때 동작하여 적어도 하나의 전압 및 전류를 소산시키는 소산 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  61. 제 60항에 있어서, 상기 소산 회로는 적어도 하나의 제너 다이오드를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
  62. 제 60항에 있어서, 상기 소산 회로는 서로 등을 맞대어 배치된 한 쌍의 제너 다이오드를 포함하며, 상기 제너 다이오드의 항복 전압은 상기 미리 설정된 제 1및 제 2전압을 결정하는 것을 특징으로 하는 전력공급회로.
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