JP4884624B2 - 保護回路を有する電源 - Google Patents
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Description
【０００１】
＜技術分野＞
この発明は、一般に、交流電力を供給するための電源に関し、より詳細には、電源のスイッチング部分のための保護回路に関する。
【０００２】
＜考察＞
無線周波数（ＲＦ）エネルギーは、誘導加熱、誘電加熱およびプラズマ励起により、材料の処理をするための様々な産業において用いられる。プラズマ励起は、誘導性、容量性、真電磁（ＥＭ）波、マイクロ波の結合の形態をとることができる。このＲＦエネルギーを提供する発生器は、数十ワットを提供する単一のＡ級トランジスタ増幅器から、何千ワットをも提供する自励発振管（バルブ）までにおよぶ、多くの回路形態を用いる。
【０００３】
半導体製造産業では、ミクロンおよびサブミクロン寸法のフィルムをデポジットおよびエッチングするためにＲＦプラズマを用いる。このような適用のための典型的な電源は、線周波数の変圧器／整流器／コンデンサのＤＣ電源および高周波数（ＨＦ）の線形電力増幅器から構成されうる。典型的な電力および周波数の値は、４００ＫＨｚないし６０．０ＭＨｚの範囲内において１０ＫＷにまでなりうる。線形電力増幅器は、高い電力損失能力を有する高周波数／超短波（ＨＦ／ＶＨＦ）ＲＦ電力トランジスタを用いる。このような電源または発生器は、１００：１の出力負荷の範囲にわたって１または２％の精度まで制御可能な電力を有するだろう。通常、発生器は、通常５０オームである、定められた負荷へ出力するよう特に構成されているが、たとえ不整合であっても、破損することなく、どのような負荷をも駆動できるべきである。典型的な保護スキームは、電力を低減する。例えば、線形増幅器への駆動レベルは、対応して電流または電力の損失を低減するために、低減される。５０オームのシステムにおいて、典型的な５０オームからの変動は、反射電力として測定されうる。駆動レベルは、反射電力を制限するために低減される。
【０００４】
図１は、位相はずれの正弦波によって駆動されたスイッチまたはトランジスタＳ１、Ｓ２を有する典型的な変圧器結合型のプッシュプルＲＦ電力増幅器を示す。五つの要素になる高調波除去フィルタは、コイルＬ１、Ｌ２と、コンデンサＣ１、Ｃ２およびＣ４とを含む。高調波除去フィルタは、典型的には、高純度または一様な正弦波出力を保証する。ＡＢ級またはＢ級でありうるバイアススキームは示されていない。バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）または酸化金属半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）のいずれかが典型的に用いられる。変圧器Ｔ１は、通常２８Ｖまたは５０Ｖである所定のＤＣ供給電圧に要求される電力と整合するために選択された比率を有する。詳細な回路構成は、通信用に用いられるようなブロードバンドＨＦ／ＶＨＦ電力増幅器の設計のための標準的な産業上の習慣に従う。
【０００５】
図１の増幅器は、一つの基本的な利点を提供するが、いくつかの欠点がある。基本的な利点は、ブロードバンドの設計では、単に駆動または入力周波数を変えることにより、出力周波数が簡単に変化されることである。所定の出力周波数については、出力フィルタのみを変えればよい。増幅器の基礎的な線形性／純度が十分に良好であれば、まったく不要である。図１の回路は、劣悪な効率および高いトランジスタ電力損失の欠点を有する。効率は理論的には７０％を超えられないが、典型的には５０％程度にすぎない。高い電力損失に対処するために、多くの適用は、酸化ベリリウム（ＢＥｏ）の低い熱抵抗の技術をしばしば使用する高価で特別なＲＦトランジスタを用いる。これは、しばしば、大型の空冷または水冷のヒートシンクを要する。ＲＦ線形増幅器の設計について大量のデータが発行されている。発生器を設計することを望むいかなる電源製造業者も、高い程度の自信をもってトランジスタ製造業者による適用回路を用いることができる。
【０００６】
図２に見られるように、図２の回路は、高い効率および低い電力損失を提供する、異なる動作モードを用いる。図２の回路の駆動信号は、矩形波に定められ、これにより、ここでは、トランジスタは線形ではなく、むしろスイッチング動作モードにある。すなわち、図１のスイッチまたはトランジスタＳ１、Ｓ２は、完全にオンおよび完全にオフの間の領域において動作する。図２のスイッチまたはトランジスタＳ１、Ｓ２は、完全にオンから完全にオフまでスイッチすることにより動作する。変圧器Ｔ１の出力は、ここでは、矩形波である。コイルＬ１、Ｌ２およびコンデンサＣ１、Ｃ２を含む、四つの要素になるフィルタは、正弦曲線の出力を得るために必要な基本周波数をフィルタアウトする。高調波電流を排除するために、フィルタが誘導性入力を提供するようにコンデンサＣ４は除かれている。トランジスタおよび変圧器の電圧は矩形だが、電流は正弦曲線状である。効率はここでは１００％となり得、典型的には８０〜９５％の範囲内にある。このような回路は、通常、増幅器というよりは、むしろ共振コンバータまたはインバータと称される。
【０００７】
図２の回路は、いくつかの欠点を有する。フィルタは、特定の出力周波数のために十分に選択されているため、固定のまたは狭域の周波数領域またはバンドの動作のみが可能である。また、出力電力を直接的に制御できない。図１とは異なり、図２の回路は、線またはコンセントの電圧に直接接続することはできない。むしろ、図２へ入力されるＤＣは、典型的にはスイッチモードコンバータを用いて実現されるような付加的な電力コンバータを用いた調整を要する。さらに、不整合な付加は、フィルタとトランジスタとの間に高い循環電流を生じうる。循環電流は、ＤＣ入力電流を制限することによって必ずしも制限されない。
【０００８】
＜発明の概要＞
本発明の一つの態様においては、直流（ＤＣ）電圧源を有する電源回路は、負荷に交流電力を供給する。ハーフブリッジインバータがＤＣ入力電圧を受け取って交流（ＡＣ）出力信号を生成し、ＡＣ出力信号の所定の高調波成分をフィルタする第一高調波フィルタを介して、出力回路がフィルタされたＡＣ信号を受け取り、それを負荷にフィードする。出力回路は、第一高調波フィルタの出力に接続された第一および第二整流器で構成されるインバータ保護回路を含み、これにより、第一高調波フィルタを含む回路網が負荷インピーダンスに従い共振状態となって、ハーフブリッジインバータが第一高調波フィルタの出力を、所定の第一電圧を超える電圧および所定の第二電圧を下回る電圧にまで駆動しようとした場合、第一および第二整流器の一方が電流をＤＣ電圧源に戻すように導通する。電流はインバータ内に帰還される。このことは、例えば、第一整流器のアノードを第一高調波フィルタの出力に接続し、カソードをＤＣ電圧源の陽側の線に接続し、第二整流器のアノードをＤＣ電圧源の陰側の線に接続し、カソードを第一高調波フィルタの出力に接続することにより達成されうる。いずれかの整流器が導通すると、第一高調波フィルタの出力は、ＤＣ電圧源のそれぞれの線の電圧にクランプ（clamp）されることが理解されよう。
【０００９】
他の代替的な配置においては、整流器は、個別の一または複数の電圧源に接続されてもよく、クランピングは一または複数の源によって決定される電圧に対して発生する。本発明は、例えば、第一および第二整流器がツェナーダイオードを用いて実現された場合、定電圧だめを含む。ツェナーダイオードは、少なくともいくらかの電圧および／または電流を損失させうるものであり、それらは、より高いレベルのエネルギーを損失できるような、関連づけられたトランジスタを有してもよい。いずれの場合においても、損失は熱を介して起こる。ツェナーダイオードは、各ダイオードが他方のダイオードのために整流動作をおこなうように、背中合わせに接続されてもよい。代わりに、適切な、個別の整流されたダイオードまたは整流回路が、各ツェナーに直列に用いられる。第一および第二のダイオードが、上記点のいずれかの側に接続される構造においては、各ダイオードは、例えばショットキーダイオード等のダイオードのチェーンを形成することによって実現されてもよく、ダイオードは、単一のセラミック製基体に構成されてもよい。
【００１０】
インバータは、少なくとも二つのスイッチング素子を含んでもよい。電源回路は、素子や関連づけられたいかなる静電容量の充電および放電が、本質的に誘導電流によってなされるように、二つのスイッチング素子の間の点に接続されたコイルをも含みうる。
【００１１】
本発明のさらにまた他の態様においては、直流（ＤＣ）電圧源を有する電源回路は、負荷に交流電力を供給する。一対のハーフブリッジを備えるフルブリッジインバータがＤＣ入力電圧を受け取って交流（ＡＣ）出力信号を生成し、ＡＣ出力信号の所定の高調波成分をフィルタする第一高調波フィルタを介して、出力回路がフィルタされたＡＣ信号を受け取り、それを負荷にフィードする。出力回路は、第一高調波フィルタの出力に接続された第一および第二整流器で構成されるインバータ保護回路を含み、これにより、第一高調波フィルタを含む回路網が負荷インピーダンスに従い共振状態となって、フルブリッジインバータが第一高調波フィルタの出力を、所定の第一電圧を超える電圧および所定の第二電圧を下回る電圧にまで駆動しようとした場合、第一および第二整流器の一方が電流をＤＣ電圧源に戻すように導通する。
【００１２】
本発明のさらにまた他の態様においては、直流（ＤＣ）電圧源を有する電源回路は、負荷に交流電力を供給する。それぞれスイッチとタンク回路とを備え、フルブリッジ構成に形成された一対のシングルエンドインバータがＤＣ入力電圧を受け取って交流（ＡＣ）出力信号を生成し、ＡＣ出力信号の所定の高調波成分をフィルタする第一高調波フィルタを介して、出力回路がフィルタされたＡＣ信号を受け取り、それを負荷にフィードする。出力回路は、第一高調波フィルタの出力に接続された第一および第二整流器で構成されるインバータ保護回路を含み、これにより、第一高調波フィルタを含む回路網が負荷インピーダンスに従い共振状態となって、一対のシングルエンドインバータが第一高調波フィルタの出力を、所定の第一電圧を超える電圧および所定の第二電圧を下回る電圧にまで駆動しようとした場合、第一および第二整流器の一方が電流をＤＣ電圧源に戻すように導通する。
【００１３】
本発明のさらにまた他の態様においては、直流（ＤＣ）電圧源を有する電源回路は、負荷に交流電力を供給する。それぞれスイッチとタンク回路とを備え、ＤＣ電圧源の第一および第二の線の間に直列に配置された、第一および第二ハーフブリッジをそれぞれ形成する第一および第二の複数のシングルエンドインバータがＤＣ入力電圧を受け取って交流（ＡＣ）出力信号を生成し、ＡＣ出力信号の所定の高調波成分をフィルタする第一高調波フィルタを介して、出力回路がフィルタされたＡＣ信号を受け取り、それを負荷にフィードする。出力回路は、第一高調波フィルタの出力に接続された第一および第二整流器で構成されるインバータ保護回路を含み、これにより、第一高調波フィルタを含む回路網が負荷インピーダンスに従い共振状態となって、第一および第二の複数のシングルエンドインバータが第一高調波フィルタの出力を、所定の第一電圧を超える電圧および所定の第二電圧を下回る電圧にまで駆動しようとした場合、第一および第二整流器の一方が電流をＤＣ電圧源に戻すように導通する。
【００１４】
本発明のさらにまた他の態様においては、直流（ＤＣ）電圧源を有する電源回路は、負荷に交流電力を供給する。一対のハーフブリッジを備えるフルブリッジインバータがＤＣ入力電圧を受け取って交流（ＡＣ）出力信号を生成し、ＡＣ出力信号の所定の高調波成分をフィルタする第一高調波フィルタを介して、出力回路がフィルタされたＡＣ信号を受け取り、それを負荷にフィードする。出力回路は、第一高調波フィルタの出力に接続された第一および第二整流器の少なくとも一方の整流器で構成されるインバータ保護回路を含み、これにより、第一高調波フィルタを含む回路網が負荷インピーダンスに従い共振状態となって、フルブリッジインバータが第一高調波フィルタの出力を、所定の第一電圧を超える電圧および所定の第二電圧を下回る電圧にまで駆動しようとした場合、第一および第二整流器の少なくとも一方の整流器が電流を損失させるように導通する。この態様において、所定の第一および第二電圧は、ＤＣ電圧源の陽側および陰側の線のそれぞれの電圧以外のものである。
【００１５】
本発明、その目的およびその利点のより完全な理解のために、以下の明細書および添付の図面を参照すべきである。
【００１６】
本発明をいくつかの方法によって実行することができ、そして特定の関連する発明を、例示により、添付の図面を参照してここで説明する。
【００１７】
＜発明の詳細な説明＞
図３を参照すると、電圧インバータ回路は、一般に１０にて示され、１１における直流（ＤＣ）電圧源入力と、１２における交流（ＡＣ）出力とを有する。はじめに、図を図示するにあたって、スイッチは、一般に、数字が続くＳを用いて称され、コンデンサは数字が続くＣを用いて称され、コイルは数字が続くＬを用いて称され、ダイオードは数字が続くＤを用いて称され、また、変圧器は数字が続くＴを用いて称されることに注意すべきである。さらに、おおむね対称な形態を有する回路においては、上記参照符号のそれぞれは、おおむね類似した対称な要素を示すために接尾文字が続いてもよい。
【００１８】
スイッチＳ１、Ｓ２は、入力として、信号源または発生器１３から、位相はずれの矩形波信号をそれぞれ受け取る。矩形波信号は、Ｌ１のスイッチＳ１またはＳ２のいずれかがオンされているときはいつでも、コイルの両端の電圧の極性を反転するように、スイッチＳ１、Ｓ２をオンする。信号源１３がスイッチＳ１、Ｓ２をそのように駆動した場合、スイッチＳ１、Ｓ２およびコンデンサＣ３は協働して、ＤＣ入力信号を、コイルＬ１に与えられるＡＣ信号に変換する。これが、１２における交流出力をつくりだし、ＤＣ成分はコンデンサＣ４によって阻止される。１２における出力信号の周波数は、信号源１３によって出力される信号の周波数に依存する。コイルＬ１、Ｌ２およびコンデンサＣ１、Ｃ２を備える４つの要素になる高調波フィルタは、一般に、上述したように動作する。コイルＬ１とコンデンサＣ１とが高調波フィルタの第一段階を形成し、コイルＬ２とコンデンサＣ２とが高調波フィルタの第二段階を形成する。出力フィルタは、出力正弦波の純度を向上させるためにコイルＬ１へ入力される信号の高調波成分を除去し、所定の入力電圧についての必要な出力電力を、典型的には５０オームである出力インピーダンスに整合させる。
【００１９】
上述したように、図１および２の回路は、不整合な負荷により生成される高い循環電流に対して非常に損傷しやすくなりうる。第一および第二段階の高調波フィルタの間に挿入された一対のクランピングダイオードまたは整流器Ｄ１およびＤ２が、循環電流に起因する潜在的なダメージを緩和する。ダイオードＤ２は、ＤＣ入力源１１の陰側の線から接続点Ｘまで延出する。ダイオードＤ１は、接続点ＸからＤＣ入力源１１の陽側の線まで延出する。動作中、回路が接続点Ｘを、いずれかの方向に線電圧（rail voltage）を超えて駆動させようとした場合、その線に関連づけられたダイオードがオンして、導通状態となる。ダイオードがオンされると、ダイオードは、接続点Ｘを線電圧にクランプし、過剰な電圧および／または電流をインバータ、特に入力源１１およびコンデンサＣ３に帰還させる。より詳細には、回路が接続点Ｘを、ＤＣ入力１１の陽側の線における電圧を超えて駆動させようとした場合、ダイオードＤ１がオンして、スイッチＳ２の本体ダイオードを含む、ＤＣ入力電圧源１１およびコンデンサＣ３まで戻る電流路（current path）を提供する。同様に、回路が接続点Ｘを、ＤＣ源１１の陰側の線よりも下回るように駆動させようとした場合、ダイオードＤ２が導通して、スイッチＳ１の本体ダイオードを含む、ＤＣ入力源１１およびコンデンサＣ３まで戻る電流路（current path）を提供する。周波数とともに不整合の負荷の効果が増大するにつれて、図３の回路は、以前では達成が困難であった周波数においても、インバータの使用を可能とする。
【００２０】
図４は、関連する発明を図示するものであり、二つの電源回路の出力が直列に配置されている。図４は、フルブリッジ構成に配置された二つの半部ＡおよびＢを含む。図４の回路は、二つの半部ＡおよびＢのそれぞれに与えられるスイッチング信号の間の位相を変えることによって、出力１２における電力の調整を可能とする。
【００２１】
図４の第一の半部は、信号源１３Ａにより出力された一対のＡＣ信号を受け取る一対のスイッチＳ１Ａ、Ｓ２Ａを含む。スイッチＳ１Ａ、Ｓ２Ａは、ＤＣ電源１１の陰側および陽側の電圧の線の間に直列に接続される。スイッチＳ１Ａ、Ｓ２Ａからの出力は、コイルＬ２ＡとコンデンサＣ１Ａ、Ｃ２Ａとの組合せで四つの要素になる二段階の高調波フィルタを形成するコイルＬ１Ａに与えられる。第一クランピングダイオードＤ１Ａは、ＤＣ入力源１１の陽側の線に接続された陰端子または陰極を有し、コイルＬ１Ａ、Ｌ２Ａの間に接続された陽端子または陽極を有する。第二クランピングダイオードＤ２Ａは、ＤＣ源１１の陰端子に接続された陽端子または陽極を有し、クランピングダイオードＤ１Ａの陽端子に接続された陰端子または陰極を有する。高調波フィルタからの出力は、変圧器Ｔ１の第一端部タップに接続される。
【００２２】
クランピングダイオードＤ１Ａ、Ｄ２Ａは、図４の回路の左半分に対する保護を提供する。回路が、ＤＣ源１１の陽側の線を超えて接続点ＸＡにおける電圧を駆動しようとしたとき、ダイオードＤ１Ａが導通状態となり、これにより接続点ＸＡにおけるで電圧を、およそＤＣ入力源１１の陽側の線電圧にクランピングして、ＤＣ入力源１１およびコンデンサＣ３へ戻る通路を提供する。同様に、回路が、ＤＣ入力源１１の陰側の線電圧を下回るように接続点ＸＡを駆動しようとしたとき、ダイオードＤ２Ａがオンし、接続点ＸＡにおける電圧を、およそＤＣ入力源１１の陰側の線電圧にクランピングし、ＤＣ入力源１１およびコンデンサＣ３へ戻る回路の通路を提供して、これにより図４の回路の左半分を保護する。
【００２３】
図４の回路は、また、スイッチＳ１Ｂ、Ｓ２Ｂを含む第二の半部、すなわち半部Ｂを含む。信号源１３Ｂは、スイッチＳ１Ｂ、Ｓ２Ｂへ一対のＡＣ信号を出力する。信号源１３Ａ、１３Ｂを単一のユニットとして組合せうることに注意すべきである。半部Ｂは、また、コイルＬ１Ｂ、Ｌ２ＢおよびコンデンサＣ１Ｂ、Ｃ２Ｂを備えた四つの要素になる二段階の高調波フィルタを含む。半部Ｂは、また、半部Ａについて説明したように、半部Ｂに配置された一対のクランピングダイオードＤ１Ｂ、Ｄ２Ｂを含む。回路の半部Ｂからの出力は、変圧器Ｔ１の端部タップに接続される。回路の半部Ｂは、回路の半部Ａに関して説明したように動作する。変圧器Ｔ１は、回路の半部ＡとＢと出力１２との間の絶縁を提供する。回路の半部ＡおよびＢは、変圧器Ｔ１の入力コイルを介して直列に接続される。
【００２４】
回路の半部Ａ、Ｂは、各半部を制御するスイッチング信号の間の位相を変更することにより出力１２における電力が変わるように、直列に組み合わされる。特に、スイッチＳ１ＡとスイッチＳ１Ｂとが同時に動作および停止される場合、スイッチＳ１Ａ、Ｓ２Ａは、同相、または０度の位相にて動作するといわれる。逆に、スイッチＳ１Ｂがオンのときは常にスイッチＳ１Ａがオフであり、またスイッチＳ１Ｂがオフのときは常にスイッチＳ１Ａがオンの場合、スイッチは、位相はずれ、または１８０度の位相であると言われる。同様な技術が、各スイッチＳ２Ａ、Ｓ２Ｂに適用される。回路の各半部Ａ、Ｂの間の位相は、回路の各半部の間の相対的な位相を変えるために信号源１３Ａ、１３Ｂのそれぞれに出力信号を提供する位相制御器１４によって決定される。出力１２における最大電力は、回路の半部ＡおよびＢが１８０度の位相、または位相はずれにて動作されると得られる。出力１２における最小電力は、回路の半部ＡおよびＢが０度の位相、または同相にて動作されると得られる。位相がゼロのとき、各半部は、負荷のインピーダンスに関わらず、開回路を認識する。変圧器Ｔ１は、出力を直列にて効果的に組合せ、出力１２の前方にブロッキング用コンデンサは必要でない。回路の各半部ＡおよびＢにおいて高調波フィルタを形成する回路要素は、０度の位相にてゼロ出力を保証するために、整合または同一としなければならない。例えば、Ｌ１Ａ、Ｌ２Ａ、Ｃ１ＡおよびＣ２Ａについての値は、Ｌ１Ｂ、Ｌ２Ｂ、Ｃ１ＢおよびＣ２Ｂについての値と同一であるべきである。
【００２５】
図５は、関連する発明であり、第一の回路半部Ａと第二の回路半部Ｂとが並列で組み合わされている。回路半部Ａは、単一のユニットを形成するために信号源１３Ｂと組み合わされてもよい信号発生器１３ＡからのそれぞれのＡＣ入力信号を受け取る一対のスイッチＳ１Ａ、Ｓ２Ａを含む。スイッチＳ１Ａ、Ｓ２Ａは、ＤＣ入力源１１の陽側および陰側の線のそれぞれの間に直列に接続される。スイッチＳ１Ａ、Ｓ２Ａからの出力は、コイルＬ１Ａ、Ｌ２ＡおよびコンデンサＣ１Ａ、Ｃ２Ａを備える、四つの要素になる二段階の高調波フィルタに与えられる。
【００２６】
一対のクランピングダイオードＤ１Ａ、Ｄ２Ａが、ＤＣ入力源１１の陽側および陰側の線のそれぞれの間に直列にて配置される。ダイオードＤ１Ａの陰端子または陰極はＤＣ源の陽側の線に接続され、ダイオードＤ１Ａの陽端子または陽極は接続点ＸＡに接続される。ダイオードＤ２Ａの陰端子または陰極は接続点ＸＡに接続され、ダイオードＤ２Ａの陽端子または陽極はＤＣ電力源１１の陰側の線に接続される。回路半部Ａからの出力は、ＤＣ入力源１１の陰側の線と、四つの要素になるフィルタからの出力との間の電圧にしたがって決定される。フィルタからの出力は、出力信号のいかなるＤＣ成分をも阻止するブロッキング用コンデンサＣ４に与えられる。コンデンサＣ４は、また、出力１２に接続される。動作中、クランピングダイオードＤ１Ａ、Ｄ２Ａは、回路がＤＣ源１１の陰側および陽側の各線それぞれによって定められた所定の閾値を超えて接続点ＸＡを駆動しようとしたときに、ＤＣ入力源１１およびコンデンサＣ３へ回路の通路を提供することによって、回路半部Ａの回路要素を保護する。
【００２７】
回路半部Ｂは、回路半部Ａと同様に配置され、同じ方法にて動作する。図５に示すような回路半部Ａ、Ｂの並列接続において、各半部Ａ、Ｂそれぞれの間の動作の位相を変えることが、出力１２における電力を変える。特に、スイッチ半部Ａ、Ｂが０度または同相にて動作すると、出力１２において最大電力が生成される。逆に、スイッチ半部Ａ、Ｂが１８０度または位相はずれにて動作すると、短絡が出現し、出力１２において最小出力が出現する。位相制御器１４は、各回路半部Ａ、Ｂの間の相対的な位相を制御するために、信号発生器１３Ａ、１３Ｂのそれぞれに制御信号を提供する。１８０度の位相にて、各回路半部は、ここでは、負荷のインピーダンスに関わらず短絡を認識する。コンデンサＣ２ＡおよびＣ２Ｂが並列であるため、これらを単一の構成要素として組合せることができる点に注意する。各回路半部ＡおよびＢにおいて高調波フィルタを形成する回路成分は、１８０度の位相にてゼロ出力を保証するために、整合または同一としなければならない。例えば、Ｌ１Ａ、Ｌ２Ａ、Ｃ１ＡおよびＣ２Ａについての値は、Ｌ１Ｂ、Ｌ２Ｂ、Ｃ１ＢおよびＣ２Ｂについての値と同一であるべきである。
【００２８】
図６は、出力１２の前方にある共通の要素に信号を与えるために協働する回路半部Ａ、Ｂを有する回路を図示する。回路半部Ａは、ＤＣ入力源１１の陽側および陰側のそれぞれの電圧線の間に並列に配置された一対のスイッチＳ１Ａ、Ｓ２Ａを含む。スイッチＳ１Ａ、Ｓ２Ａからの出力は、コイルＬ１Ａに入力される。信号源または発生器１３Ａは、スイッチＳ１Ａ、Ｓ２Ａの動作を制御するＡＣ信号を出力する。回路半部Ｂは、ＤＣ入力源１１の陽側および陰側のそれぞれの電圧線の間に直列に配置された一対のスイッチＳ１Ｂ、Ｓ２Ｂを含む。スイッチＳ１Ｂ、Ｓ２Ｂからの出力は、コイルＬ１Ｂに入力される。単一のユニットとして信号源１３Ａと組み合わされうる信号源または発生器１３Ｂは、各スイッチＳ１Ｂ、Ｓ２Ｂそれぞれの動作および停止を制御するためにＡＣ信号を提供する。
【００２９】
一対のクランピングダイオードＤ１、Ｄ２が、スイッチ対Ｓ１Ａ、Ｓ２ＡおよびＳ１Ｂ、Ｓ２Ｂのそれぞれに対して並列に配置される。クランピングダイオードＤ１、Ｄ２は、回路半部Ａ、Ｂのいずれかが接続点ＸＹをＤＣ入力源１１の陽側および陰側の線のそれぞれによって定められた所定の電圧を超えて駆動しようとしたときに、ＤＣ入力源１１およびコンデンサＣ３へ戻る回路の通路を提供する。
【００３０】
コンデンサＣ１は、ＤＣ源１１の陰側の電圧線と接続点ＸＹとの間に配置される。ＤＣ源１１の陰側の線と接続点ＸＹとの間の電圧が、コイルＬ１Ａ、Ｌ２Ａ、Ｌ２およびコンデンサＣ１、Ｃ２によって形成された高調波フィルタの第二段階を形成するコイルＬ２およびコンデンサＣ２によって定められたフィルタへの入力電圧を定める。コンデンサＣ１は、高調波フィルタの第一段階を提供するために、各コイルＬ１Ａ、Ｌ２Ａのそれぞれと協働する。ブロッキング用コンデンサＣ４が、出力１２における出力の前に、信号のＤＣ成分を除去する。
【００３１】
クランピングダイオードＤ１、Ｄ２は、回路半部Ａ、Ｂのいずれかが接続点ＸＹをＤＣ源１１の陽側の電圧線を超えて、またはＤＣ源１１の陰側の電圧線を下回って駆動しようとしたときに、ＤＣ入力源１１およびコンデンサＣ３へ戻る回路の通路を提供する。したがって、回路半部Ａ、Ｂの何れが接続点ＸＹを上述した所定の閾値を超えて駆動するかにかかわらず、ＤＣ源１１およびコンデンサＣ３へ戻る回路の通路を提供することによって、クランピングダイオードＤ１、Ｄ２は、図６の回路を保護するように動作する。
【００３２】
図６の回路は、また、各信号源１３Ａ、１３Ｂのそれぞれに制御信号を生成することによって回路半部Ａ、Ｂの間の相対的な位相を制御するための位相制御器１４を含む。図６において、スイッチ半部Ａ、Ｂが同相またはゼロ度の位相にて動作するときに出力１２において最大電力が提供され、また、回路半部Ａ、Ｂが位相はずれまたは１８０度の位相にて動作するときに出力１２において最小電力が提供される。図６の回路において、１８０度の位相においてゼロ出力を保証するために、コイルＬ１ＡおよびＬ１Ｂは整合されなければならない。
【００３３】
図７は、出力１２においてＡＣ信号を提供するために並列に組み合わされた回路半部Ａ、Ｂを有する回路を図示する。回路半部Ａを参照すると、スイッチＳ１Ａは信号源１３ＡからＡＣ信号を受け取る。スイッチＳ１Ａは、ＤＣ電源１１の陰側および陽側の電圧線のそれぞれの間において、整流コイルＬ３Ａと直列に置かれる。コンデンサＣ６ＡがスイッチＳ１Ａと並列に置かれる。整流コイルＬ３ＡおよびコンデンサＣ６Ａは、回路半部Ａがシングルエンド（single-ended）インバータ機能を提供するように、協働してタンク回路を形成する。タンク回路は、半整流された正弦波形を出力する。ブロッキング用コンデンサＣ７Ａが、スイッチＳ１Ａおよび整流コイルＬ３Ａから出力された信号からＤＣ成分を除去する。コンデンサＣ７Ａは、ＡＣを互いに組合せ、図８から見て取れるように、各素子の両端において同一のＡＣ電圧を保証する。均等な分配を促進するために、Ｌ３ＡおよびＬ３Ｂを交差結合（cross couple）することができることに注意する。コイルＬ３ＡないしＬ１Ａの比率が、スイッチＳ１Ａの圧力（stress）の変化を決定する。コイルＬ３Ａを通る電流がコイルＬ１Ａを通るそれに比して比較的大きい場合、Ｌ１Ａを介した負荷に起因する変化は、スイッチＳ１Ａへの圧力に対し、制限された効果を有する。図７の回路は、偶数高調波が生成され、Ｃ７Ａの両端のＤＣ電圧が負荷にいくらか依存するという欠点がある。これは、過渡的な充電電流が、いくらかの負荷の変化によって流れうることを意味する。ブロッキング用コンデンサＣ７Ａからの出力はコイルＬ１Ａへ入力される。
【００３４】
第二のスイッチ半部Ｂは、信号源１３Ｂにより出力されたＡＣ信号によって駆動されるスイッチＳ１Ｂを含む。スイッチＳ１Ｂは、ＤＣ入力源１１の陰側および陽側の線それぞれの間の整流コイルＬ３Ｂと直列である。コンデンサＣ６ＢがスイッチＳ１Ｂと並列に置かれる。整流コイルＬ３ＢとコンデンサＣ６Ｂとはタンク回路を形成する。スイッチＳ１ＢとコイルＬ３Ｂとからの出力は、信号からＤＣ成分を除去するブロッキング用コンデンサＣ７Ｂに与えられる。コイルＬ１Ｂは、コンデンサＣ７Ｂに接続される。
【００３５】
コイルＬ１ＡおよびＬ１Ｂは、接続点ＸＺにて互いに接続し、コイルＬ２およびコンデンサＣ２に出力を提供する。コンデンサＣ２の他方の端子はＤＣ電圧源１１の陰側の線に接続される。コンデンサＣ１が、ＤＣ電圧源１１の陰側の線と接続点ＸＺとの間に接続される。したがって、コイルＬ１Ａ、Ｌ２およびコンデンサＣ１、Ｃ２は、回路半部Ａからの出力のために、二段階の高調波フィルタを形成する。同様に、コイルＬ１Ｂ、Ｌ２およびコンデンサＣ１、Ｃ２は、回路半部Ｂからの出力のために、二段階の高調波フィルタを形成する。ブロッキング用コンデンサＣ４は、出力１２において提供される信号からＤＣ成分を除去する。
【００３６】
図７は、また、電圧源１１の陽側および陰側の線それぞれの間に直列に配置された一対のクランピングダイオードＤ１、Ｄ２を含む。ダイオードＤ１の陰端子または陰極は、ＤＣ源１１の陽側の線と接続され、ダイオードＤ１の陽端子または陽極は、接続点ＸＺに接続される。ダイオードＤ２の陰端子または陰極は、接続点ＸＺに接続され、ダイオードＤ２の陽端子または陽極は、ＤＣ源１１の陰側の線と接続される。
【００３７】
回路半部Ａ、Ｂのいずれかが、接続点ＸＺにおける電圧を所定の閾値を超えて駆動しようとしたとき、クランピングダイオードＤ１、Ｄ２の一方がオンし、これにより、接続点ＸＺからＤＣ源１１およびコンデンサＣ３へ戻る回路の通路を提供する。例えば、図７の回路が、ＤＣ源１１の陽側の線を超える電圧にまで接続点ＸＺを駆動しようとしたとき、ダイオードＤ１が導通状態となり、これにより、ＤＣ入力源１１およびコンデンサＣ３へ戻る、過剰な電圧および電流のための回路の通路が提供される。同様に、回路が、ＤＣ入力源１１の陰側の線における電圧を下回るように接続点ＸＺの電圧を駆動しようとしたとき、ダイオードＤ２が導通状態となり、ＤＣ入力源１１およびコンデンサＣ３へ戻る回路の通路が提供される。
【００３８】
図７の回路半部Ａ、Ｂは、並列な構成に配置される。スイッチＳ１ＡおよびスイッチＳ１Ｂを制御する制御信号の相対的な位相が同相または０度のとき、出力１２は最大電力を受け取る。逆に、スイッチＳ１ＡおよびＳ１Ｂを駆動する信号の間の位相が位相はずれまたは１８０度のとき、出力１２は最小電力を受け取る。位相制御器１４が、各信号源１３Ａ、１３Ｂに入力信号を提供することによって、回路半部Ａ、Ｂ間の相対的な位相を変える。各回路半部ＡおよびＢにおいて高調波フィルタを形成する回路成分は、１８０度の出力位相を保証するために、整合または同一としなければならない。例えば、Ｌ１Ａ、Ｌ２Ａ、Ｃ１ＡおよびＣ２Ａは、Ｌ１Ｂ、Ｌ２Ｂ、Ｃ１ＢおよびＣ２Ｂについての値と同一であるべきである。
【００３９】
図７の回路の特定の利点は、高周波数における動作時に、同一の回路の通路においてスイッチを交互に駆動することが、一般により困難となる。コイルＬ３および関連づけられたコンデンサＣ６により形成されたタンク回路を用いることにより、一般に、特定の回路半部に対するスイッチングについて、より低い精度が求められる。
【００４０】
図８は、図８のシングルエンドインバータ回路の、三レベルの実装例を図示する。図８は、一対の回路半部Ａ、Ｂを含み、各対は、プライム（’）、ダブルプライム（’’）およびトリプルプライム（’’’）によって示される三つのレベルを含む。回路半部Ａを参照すると、各レベルは、信号源１３ＡからのＡＣ信号を受け取るスイッチＳ１Ａを含む。スイッチＳ１Ａは、コイルＬ３Ａに接続され、コンデンサＣ６Ａと並列に置かれる。コイルＬ３ＡおよびコンデンサＣ６Ａは協働してタンク回路を形成する。コイルＬ３ＡおよびスイッチＳ１Ａからの出力は、コイルＬ３ＡおよびスイッチＳ１Ａの出力からＤＣ成分を除去するブロッキング用コンデンサＣ７Ａへ入力される。コンデンサＣ５Ａが、スイッチＳ１ＡおよびコイルＬ３Ａの直列接続に対して並列に置かれる。各スイッチＳ１Ａ’、Ｓ１Ａ’’、Ｓ１Ａ’’’は、信号源１３Ａからアナログ信号を受け取る。
【００４１】
コンデンサＣ５Ａ’、Ｃ５Ａ’’、Ｃ５Ａ’’’は、三つのレベルを減結合（decouple）する。各コンデンサＣ５Ａ’、Ｃ５Ａ’’、Ｃ５Ａ’’’は、電流を通じるとともにＡＣを阻止するので、各段階のＤＣ部分のそれぞれについて電流波腹点（current loop）を提供する。コンデンサＣ７Ａ’、Ｃ７Ａ’’、Ｃ７Ａ’’’は、各レベルの出力を互いにＡＣ組合せし、重要な周波数において無視できないインピーダンスを有する。したがって、各レベルは、ほぼ同一の電圧を有する。例えば、ＤＣ入力源１１による電圧出力が３００ボルトの場合、各コンデンサの両端の電圧は１００Ｖである。したがって、回路半部Ａの各レベルは、ＤＣ源により出力された電圧の１／３のみを処理する必要がある。
【００４２】
同様に、回路半部Ｂは三つのレベルを含み、各レベルは、コイルＬ３Ｂに直列に接続されたスイッチＳ１Ｂを有する。スイッチＳ１Ｂは、また、上述したように、コイルＬ３Ｂとともにタンク回路を形成するコンデンサＣ６Ｂと並列に接続される。ブロッキング用コンデンサＣ７Ｂが、コイルＬ３ＢおよびスイッチＳ１Ｂの出力からＤＣ成分を除去する。各レベルは、コンデンサＣ５Ｂに並列に接続されている。要素は、回路半部Ａに関して上述したように動作する。各スイッチＳ１Ｂ’、Ｓ２Ｂ’’、Ｓ３Ｂ’’’は、信号発生器１３ＢからＡＣ信号を受け取る。
【００４３】
回路半部Ａの三つのレベルからの出力は組み合わされ、コイルＬ１Ａに入力される。コイルＬ１Ａは、コイルＬ２およびコンデンサＣ１、Ｃ２とともに協働して、コイル半部Ａから出力された高調波成分を除去するために二段階の高調波フィルタを形成する。同様に、回路半部Ｂの各レベルからの出力は組み合わされ、回路半部Ｂから出力されたＡＣ信号から高調波成分を除去する二段階の高調波フィルタを形成するためにコイルＬ２およびコンデンサＣ１、Ｃ２と協働するコイルＬ１Ｂに入力される。ブロッキング用コンデンサＣ４が、出力１２に提供される信号におけるＤＣ成分を除去するために、高調波フィルタの出力において接続される。
【００４４】
図８は、また、ＤＣ入力源１１の陽側および陰側の電圧線のそれぞれの間に直列で配置される一対のクランピングダイオードＤ１、Ｄ２を含む。クランピングダイオードＤ１、Ｄ２は、いずれかの回路半部が、ＤＣ入力源１１の陰側および陽側の線のそれぞれによって定められた所定の閾値を超えて接続点ＸＺを駆動しようとしたときに、ＤＣ源１１およびコンデンサＣ３へ戻る回路の通路を提供するために協働する。動作中、いずれかの回路半部が、ＤＣ入力源１１の陽側の線よりも大きい電圧まで接続点ＸＺを駆動しようとした場合、ダイオードＤ１がオンし、ＤＣ入力源１１およびコンデンサＣ３へ戻る回路の通路をつくる。同様に、いずれかの回路半部Ａ、Ｂが、ＤＣ入力源１１の陰側の線を下回るように接続点ＸＺにおける電圧を駆動しようとした場合、ダイオードＤ２がオンし、ＤＣ入力源１１およびコンデンサＣ３へ戻る回路の通路をつくる。
【００４５】
動作中、回路半部Ａ、Ｂ間の相対的な位相が出力１２に提供される電力を決定する。回路半部Ａ、Ｂの間の相対的な位相が０度または同相の場合、出力１２は最大電力を受け取る。逆に、回路半部Ａ、Ｂのそれぞれについてのスイッチを駆動するＡＣ信号の間の相対的な位相が１８０度または位相はずれの場合、出力１２は最小電力を受け取る。
【００４６】
図８の回路に特有の利点は、電圧源１１の陰側および陽側の線それぞれの間に三つの回路を直列に置くことによって、各レベルは、ＤＣ源１１の陰側および陽側の線のそれぞれの両端の全電圧の三分の一のみを処理することにある。これは、単一レベルの実装例における電圧全体ではなく、むしろ各レベルによって入力電圧の三分の一のみが処理されるので、ＤＣ入力がおよそ３００ボルトである電源について、４００〜５００ボルトの素子を用いることができる。このような４００〜５００ボルトの素子は、広く入手可能であり、３００ボルトの入力システムについて最適な特性を提供する。
【００４７】
図９は、保護回路を有するインバータについての回路図を示す。３００ボルトのＤＣ電圧が、図９の回路の電圧線の両端に与えられる。第一コンデンサＣ３−１は、４００ボルト（Ｖ）の容量を有する２．２マイクロファラド（μＦ）のコンデンサとして実体化され、第二コンデンサＣ３−２は、３８０Ｖの容量を有する２２０μＦのコンデンサとして実体化され、これらは電圧線の間に並列に置かれる。第一ＡＣ信号が、絶縁用変圧器Ｔ３の端子に対し、信号源（図示せず）によって与えられる。信号源（図示せず）からの第二ＡＣ信号が、変圧器Ｔ４の入力に与えられる。
【００４８】
変圧器Ｔ３からの出力は、２２オーム（Ω）の抵抗器を介して、一対のスイッチＳ１−１、Ｓ１−２に入力される。同様に、変圧器Ｔ４からの出力は、２２オーム（Ω）の抵抗器を介して、第二のスイッチ対Ｓ２−１、Ｓ２−２に入力される。これらスイッチは、ＩＲＦ７４０パッケージから選択される。スイッチ対Ｓ１−１およびＳ１−２は、スイッチ対Ｓ２−１およびＳ２−２がそうであるように、並列に置かれる。一のスイッチ対の二重スイッチを並列配置とすることにより、各スイッチの電流処理に関する要求が軽減される。スイッチ対Ｓ１、Ｓ２からの出力は、１０．３マイクロヘンリー（μＨ）のコイルＬ１に入力され、このコイルは、スイッチＳ１、Ｓ２の出力から高調波を除去するための、四つの要素になる高調波フィルタを提供するために、１３．２μＨのコイルＬ２と、３０ナノファラド（ηＦ）のコンデンサＣ１と、１０ηＦのコンデンサＣ２と協働する。ブロッキング用コンデンサＣ４は、４００Ｖ容量を有する２．２μＦのコンデンサとして実体化される。
【００４９】
クランピングダイオードＤ１およびＤ２は、ＤＣ源１１の電圧の陽側および陰側の線それぞれの間に直列に配置される。クランピングダイオードＤ１、Ｄ２は、パッケージＨＦＡＴ６６０から好ましくは選択される。
【００５０】
上述した回路は、典型的には、制限された領域の周波数にわたり動作する。ＬＣ網が一般に低域フィルタであるため、最大電力スループットは、周波数に対して反比例的に変化する。また、周波数が減少すると、高調波からの歪みが出現し始める。少なくとも３０％の帯域にわたって、満足のいく動作が観測された。
【００５１】
他の回路は、網とＤＣ電源との間にクランプダイオードが接続されうる複数のＬＣ網へとフィードする電圧源インバータを有するものとして存在する。ハーフブリッジのインバータ回路が図示されているが、フルブリッジおよびシングルエンドインバータも含まれることが理解されるべきである。ＬＣ網の値とクランプ点は、好ましくは、本明細書中に記載されるように、過剰な循環エネルギーを電源へ戻すことができ、過剰な電流および電圧の蓄積を防止して、これにより構成要素を保護するために、好適に選択される。さらに、このような選択は、源のインバータにおいて電流が常に誘導性に見えることを保証することができ、ダイオードのリカバリに関する問題に対処する。変圧器は、出力と、クランプ点と、インバータトランジスタとの整合を助けるため、または絶縁を提供するために、そのような網に含まれうる。
【００５２】
さらに、電力レベルが位相の関係によって制御されうるように、二つの電圧源インバータを、本明細書中で記載した網に接続してもよい。本明細書中に記載した位相の関係に加え、非対称な網は、より複雑な位相関係につながる。対称な網は、最大および最小電力の位相が周波数に依存しないという利点を提供する。
【００５３】
本明細書中に記載されたタイプの上記の位相変調回路は、設計上の潜在的な三つの問題点を引き起こす。
【００５４】
第一に、特定の限定的な条件下において、ＤＣ電力がブリッジの一方の側から他方へと循環する。これが発生すると、ＦＥＴは誘導的なターンオフを認識するが、全サイクルにわたって平均化すると、ＦＥＴは網を整流するもの（net rectifying）である。すなわち、ＦＥＴに、順方向ではなく、むしろ逆方向に多くの電荷が流れる。したがって、電流が、逆方向において、本体ダイオードをターンオンするに十分に高い場合、トランジスタがターンオフされたときに本体ダイオードは完全に回復しない。これは高い電力損失の結果となる。この効果は、素子が加熱するにつれて、本体ダイオードの電圧降下の負の温度係数によって増強され、潜在的に熱暴走につながる。
【００５５】
この第一の問題点には、低周波数においては、損失を容認するか、逆分離ダイオード（reverse isolation diode）を用いることにより対処できる。より高い周波数においては、逆電流が常にチャネルによって処理されるようにするために、ＦＥＴは、十分に低い抵抗を有するように選択されるべきである。このことは、オン抵抗が、２．５乗された電圧に比例する一方で、ダイオード順電圧が電圧に対して独立しているため、低電圧素子についてより簡単に達成される。
【００５６】
第二に、ＬＣ網が低位相において共振状態となり、その振幅に達するまでクランプされないときに、高いゲイン条件が存在し、したがって出力の順方向電力が比較的高い。この条件は、素子を損傷することは少ないが、制御の正確さに影響する。
【００５７】
この第二の問題点に対しては、非常に正確で安定した位相制御器または変調器設計を用いるか、Ｑを低めるとともに位相特性を拡げるように、出力網に抵抗器を挿入することによって対処する。５０オーム電力のたった１または２％を要する抵抗器を用いることで足りるようである。この問題点は、負荷において有効電力が消費されていないときにのみ現れ、例えば完全にリアクタンス性である負荷の、僅かに人工的な条件の間に起こりうる。一般に、プラズマチャンバ、ケーブルおよび整合網によりＱは十分低下される。
【００５８】
第三に、電力制御特性への位相は、種々の劣悪な整合条件下において、変曲（inflection）または変動を呈しうる。例えば、位相がゼロから最大値まで滑らかに変化するにつれ、電力はゼロから増加し、僅かに減少して、その後増大し続ける。このことは、非線形なプラズマインピーダンス／電力関数とともに、振動を引き起こしうる。
【００５９】
この問題点は、本質的に理論的であり、実用上の問題にならないであろう。制御アルゴリズムは、電圧定在波比（ＶＳＷＲ）３：１よりも良好な整合において典型的には消滅する変曲を単に通り越してしまいうる。また、電力制御特性は、無限ＶＳＷＲサークルの少なくとも半分の間は変曲と無関係であり、これにより、負荷は、ケーブル長、パイ網等を用いてＶＳＷＲサークル上のどこかに置くことができる。実用上、変曲がより顕著でなく、また、実用上は典型的には達成されないであろう最大電力の付近で発生するという意味で、図６の回路の方が図４のものよりも優れている。
【００６０】
本明細書に記載した回路は、酸化金属半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を用いる。しかし、ＭＯＳＦＥＴは、一般に、１メガヘルツ（ＭＨｚ）よりも大きい、より重要な周波数において、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）または絶縁ゲージバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）よりも優れている。
【００６１】
図１０〜１２は、上述した回路において、ＭＯＳＦＥＴ、ＢＪＴまたはＩＧＢＴトランジスタのいずれかを用いてスイッチを実現するための構成を図示する。図１０は、上述した回路において用いたＭＯＳＦＥＴを示す。ＭＯＳＦＥＴは、ＭＯＳＦＥＴの設計において固有のブロッキングダイオードを含む。図１１は、ＢＪＴ２０と、逆平行ダイオード２２とを示す。上述した回路においては、ＢＪＴ２０を用いてスイッチを実現した場合、クランピングダイオードＤ１、Ｄ２が動作状態のときに回路の通路を提供するために、逆平行ダイオード２２を含まなければならない。
【００６２】
同様に、図１２は、ＩＧＢＴを用いて本発明のスイッチを実現した場合の好適な構成を示す。図１２は、ＩＧＢＴ２４と、図１１の逆平行ダイオード２２と類似の機能を提供する逆平行ダイオード２６とを図示する。本発明の原理を変更することなく、ＭＯＳＦＥＴの代わりに、適当なスイッチングおよび回路の通路の機能を提供する他のスイッチング素子や回路の組合を用いてもよいことに注意すべきである。
【００６３】
図１３〜１５は、Ｄ１、Ｄ２に関して記載した代替的なダイオードクランピング回路を図示する。図１３は、ダイオードＤ１、Ｄ２およびコンデンサＣ１を含むダイオードクランピング回路を図示する。この回路は上述したものである。図１４および１５は、ダイオードＤ１、Ｄ２およびコンデンサＣ１の代替的な構成を用いた実装例を示す。各回路において、コンデンサＣ１は、図１４に示すように、各ダイオードの両端に置かれた、半分の値になる二つの同一のコンデンサを用いて実現されうる。コンデンサＣ１／２は、減結合コンデンサＣ３（図１４においては図示せず）を介して結合された並列状態にて効果的である。減結合コンデンサＣ３は、そのインピーダンスが無視できるように、動作周波数に対して大きく設計される。これにより、回路の物理的なレイアウトや構成要素の電力配分が補助される。
【００６４】
図１５に示すように、より高周波数においては、各ダイオードＤ１、Ｄ２について二つの直列のダイオードを用いるのが好都合でありうる。一般に、より低電圧のダイオードは、より低い逆回復電荷を有する。直列の二つのダイオードにより、各ダイオードに同一の電荷が流れる。各ダイオードの両端においてＣ１を分割することによって、ＡＣ電圧の均等な分配が保証される。
【００６５】
図１６に示すように、クランピング回路のさらなる変更例においては、コイルＬ６が、Ｌ１と直列に、そしてクランプダイオードＤ１、Ｄ２とフィルタコンデンサＣ１との接合点の間に置かれる。コイルＬ６は、好ましくは小さい値である。これにより、ダイオードのターンオンおよびオフを和らげることができ、整流の効率が向上される。ダイオードＤ１、Ｄ２がターンオフした際の高周波数リンギングを緩衝するために、コンデンサＣ７および抵抗器Ｒ１により形成されるスナッバ回路が必要となりうる。正しく選択されれば、これはまた、ＬＣ網が低電力出力において共振状態となった場合、例えば二つの平行なブリッジ回路間の位相角が低いとき等に、高いＱの状況を軽減するのに寄与する。
【００６６】
上述したように、電力制御の精度は、ＬＣフィルタ網が低位相にて共振状態となり且つその振幅となるまでクランプされない場合に、高ゲイン条件の結果として損なわれうるものであり、したがって、位相の順方向電力は増大する。このことには、非常に正確で安定した位相変調器設計により、または、出力網に接続され且つＱを軽減するとともに位相特性を拡げるのに適した値を有する抵抗器により対処することができる。５０オーム電力のうちおよそ１〜２％を消費することが、この問題に対処するのに十分のようである。このことは、典型的には、負荷において低電力が消費される場合、例えば試験条件における純リアクタンス性の負荷の、いくらか人工的な条件下等においてのみ発生する。実用上、ケーブル、整合網および負荷により、Ｑは十分に低められる。より大きな位相シフトにおいては、クランピングダイオードが共振を防止する。
【００６７】
代わりに、Ｑは、位相が低いときにのみクランプ点における抵抗器をスイッチングすることにより、選択的に低めることができる。このことは、位相変調器の需要に応じて、低い値についてオンとなるように設定された比較器を用いて達成されうる。これにより、位相差が比較的低いとき、例えば低電力需要において動作するＭＯＳＦＥＴスイッチとしての形態をとりうるリレーを駆動することができる。図１７は、クランプ点において抵抗器を選択的に挿入するための回路を示す。図１７に示すように、ＭＯＳＦＥＴ ＳＲを好都合に用いることができる。これは、電圧揺れがクランプダイオードによって制限されるとともに、ＭＯＳＦＥＴが両方向に導通するからである。バイアス抵抗器Ｒ３、Ｒ４は、ＳＲの範囲内の電圧揺れをセンタすることができる。Ｒ２は、十分な制動を提供するように選択され、Ｃ８は、Ｒ２およびＭＯＳＦＥＴ ＳＲを通ってＤＣが流れるのをブロックする。ＳＲへの入力は、典型的には、制御回路を介して提供される。Ｃ８からの出力は、ダイオードＤ１、Ｄ２の相互接続点に接続される。
【００６８】
動作周波数が増大するにつれ、典型的にスイッチを実現するＦＥＴの静電容量は、回路動作により顕著な効果をもつ。図１８は、ハーフブリッジ回路に対する改善例を示す。
【００６９】
図１８において、コンデンサＣ５は、コンデンサＣ３（図示せず）に並列に置かれている。コイルＬ３が、コンデンサＣ５と、スイッチＳ１、Ｓ２の出力との間の相互接続点の間に挿入される。コイルＬ３は、ＦＥＴＳ１、Ｓ２の出力およびミラー静電容量を充電および放電するために、十分な誘導電流が常に流れることを保証する。コイルＬ３は、また、出力およびクランプ網が容量性の負荷電流を流れさせた場合、電流は誘導性として現れることを保証する。
【００７０】
上述したように、ＤＣ電力は、特定の条件下においてブリッジの一方の側から他方へと循環しうる。結果として、ＦＥＴＳ１、Ｓ２は未だ誘電性のターンオフを認識するが、全サイクルにわたって平均化されると、ＦＥＴＳ１、Ｓ２は網を整流するものである。つまり、より多くの電荷が、順方向ではなく、むしろ逆方向に流れるのである。したがって、電流が、ＦＥＴ内に含まれる本体ダイオードを反転させてターンオンするほど高い場合、ＦＥＴのトランジスタがターンオフする際に、ＦＥＴスイッチは完全に回復されず、高い電力損失の結果となる。このことは、ＦＥＴ素子が加熱するにつれて、本体ダイオードの電圧降下の負の温度係数によって増強され、潜在的に熱暴走につながる。
【００７１】
また、上述したように、低周波数においては、この条件は、損失を容認するか、逆分離ダイオードを用いることにより対処できる。より高い周波数においては、逆電流が常にＦＥＴチャネルによって取り扱われるようにするために、ＦＥＴは、十分に低い程度のオン抵抗を有するように選択されるべきである。このことは、オン抵抗が２．５乗された電圧に比例する一方で、ダイオード順電圧が電圧に対して独立しているため、低電圧素子についてより簡単に達成される。
【００７２】
図１９に示すように、より低い電圧の二つのＦＥＴ Ｓ１−１、Ｓ１−２およびＳ２−１、Ｓ２−２を直列に接続してもよい。これらのＦＥＴは、典型的に、並列な二つのＦＥＴ素子に比して四分の一のオン抵抗を有し、それぞれを通じて半分の電圧を降下させる。したがって、ダイオード構造についての閾値電流は倍化する。図１９において、コンデンサＣ６を各スイッチＳ１−１、Ｓ１−２、Ｓ２−１、Ｓ２−２と並列に置いてもよい。コンデンサＣ６は、均等な電圧分配を保証するために必要となりうるが、効果的な素子の静電容量の一助にもなる。コンデンサＣ７は、均等な電圧分配をさらに助長し、アンバランスな電流のみを通ず。この構成において、高速回復エピタキシャルダイオード（ＦＲＥＤＦＥＴ）スイッチが、その低減された逆回復電荷に起因して、利点を提供しうる。
【００７３】
図２０は、図１８の回路についての更なる改善例を示す。二つのクランプダイオードＤ｜１、Ｄ｜２が、各コンデンサＣ５に並列に挿入される。ダイオードＤ｜１、Ｄ｜２は、電源への帰還のために、接合点において電流または電圧を整流するために選択される。これにより、図１８にあるように、誘導電流はサイクルされて、ＦＥＴ Ｓ１、Ｓ２の静電容量が整流されるとともに、ＦＥＴ Ｓ１、Ｓ２からのＤＣが吸収されてＤＣが電源の線へ戻される。これはまた、ブリッジの一方の側から他方へと流れるいかなるＤＣをも処理して、よってＦＥＴ本体ダイオードの回復についての問題にも対処する。コンデンサＣ５およびダイオードＤ｜１、Ｄ｜２は、主たるクランピング配置と類似した直列および並列の組合として構成されてもよいが、典型的にはより低電力の処理能力を要する。可変動作周波数が所望であれば、図２０の回路が、ダイオードＤ｜１、Ｄ｜２が常に導通状態となるようにＬ３およびＣ５を選択する限り、ターンオフ電流が、周波数から独立してほぼ不変となるよう維持されるという付加的な利点を提供する。
【００７４】
図２０の回路についての改善例を図２１に示す。これは、コイルＬＳおよびコンデンサＣＳを含む付加的なＬＣ直列回路を含む。電源の一次周波数とその第三高調波との間に共振周波数があるようにコイルＬＳおよびコンデンサＣ５の値を適切に選択すれば、コイルＬ３を通る電流が周波数とともに増大し、ＤＣ電流がおよそ一定に維持される。
【００７５】
陰側および陽側の線は、不整合な作用に応答するとともにインバータへの電圧および／または電流の帰還を可能とする所定の点をクランピングするのに便利な基準電圧を提供するが、クランピングが発生するように、クランピングダイオードを、別の所定の電圧源の両端に接続することも可能である。回路は、ときには過剰な電圧および電流を損失しなければならないので、交流電圧源を基準とすることは、好ましくは、定電圧だめを基準とすることを含む。
【００７６】
図２２は、陰側および陽側の電圧線以外の電圧を基準とする回路を図示する。ブロッキング用コンデンサＣ４は、ツェナーダイオードＺ１、Ｚ２がクランピングのためにそれぞれの高電圧基準および低電圧基準を設定するように、コイルＬ１とインバータスイッチＳ１、Ｓ２との間に挿入される。ツェナーダイオードＺ１、Ｚ２は、点Ｘにおける電圧が正に駆動した場合に一方が導通して熱によりエネルギーを損失し、また、点Ｘにおける電圧が負に駆動した場合に他方が導通してエネルギーを損失するように、点Ａおよび点Ｂの間に直列に背中合わせに接続される。一方のダイオードは、他方の素子がツェナーモードにあるときは、整流器モードにて動作する。
【００７７】
実用上、ツェナーダイオードＺ１、Ｚ２は、高速にて良好にスイッチしない。この条件は、ツェナーダイオードＤ１、Ｄ２の代わりに図２３の構成を用いることによって和らげられうる。図２３は、従来型のダイオードＤＺ１、ＤＺ２とそれぞれ直列に背中合わせに置かれたツェナーダイオードＺ１、Ｚ２を含む。そして、ツェナー／従来型のダイオードの直列接続は、並列に置かれる。この構成において、ツェナーダイオードＺ１、Ｚ２は整流モードで動作する必要はない。
【００７８】
さらなる問題は、ツェナーダイオードが、現在、特に高い電力定格については入手できないということである。現在、ツェナーダイオードの最大電力定格はおよそ７０Ｗである。さらに、比較的高い電力定格を有するツェナーダイオードは典型的には高価である。しかし、トランジスタは、比較的安価であり、非常に高い電力定格についても容易に入手可能である。ツェナーについての制限を克服する一つの方法としては、図２４に示すような能動ツェナー回路を用いることがある。図２４において、ツェナーダイオードＺＡは、ツェナーダイオードＺＡのおよそ１００倍の、より高い電力レベルを損失するために構成されたトランジスタＴＡをターンオンするために主に機能する。トランジスタＴＡにおける電力損失は、能動ツェナー回路のゲインの関数である。
【００７９】
図２４を参照すると、ダイオードＺＡがツェナーモードのとき、次の式が適用される。
Ｖ＝Ｖ２＋ＶＢＥ、ここでＶＢＥ≒０．６Ｖ
Ｉ＝Ｉ２＋ＩＱ、ここでＩＱ≒ＨＦＥ×Ｉ２であり、ＨＦＥ≒１００
よって、ＩＱ≫Ｉ２であり、ＰＱ≫Ｐ２
【００８０】
上記式から見て取れるように、トランジスタＴＡを通る電流は、ツェナーダイオードＺＡを通る電流よりも相当大きく、トランジスタＴＡにより損失される電力は、ツェナーダイオードＺＡにより損失される電力よりも相当大きい。
【００８１】
図２５は、インバータの陰側および陽側の線以外に、電圧基準を設定する代替的な配置を図示する。特に、図２５は、ダイオードＤＢ１Ａ、ＤＢ２Ａ、ＤＢ１Ｂ、ＤＢ２Ｂを備えるダイオードブリッジを示す。ツェナーＺＢは、ダイオードブリッジの半部をわたって接続される。したがって、陰性波についても陽性波についても、電圧が閾値電圧を超えると、ツェナーダイオードＺＢはツェナーモードにはいる。図２６は、図２５に類似したダイオードブリッジの配置を図示するが、図２４に類似したトランジスタＴＡおよびツェナーダイオードＺＡの配置を含み、これにより、増大された電力損失が提供される。
【００８２】
図２４〜２６のダイオードブリッジ回路は、いくつかの利点を提供する。第一に、この設計は、ツェナーダイオードを、二つではなく、一つのみ使用する必要があるため、コストが軽減される。第二に、一つのツェナーダイオードのみを使用するので、二つのツェナーダイオード配置を用いて得られる、場合によっては一定でないクランピング電圧ではなく、一定したクランピング電圧が得られうる。第三に、従来型のダイオードの方が、ツェナーダイオードよりもより容易に整合される。
【００８３】
図２７は、保護回路を有する電源の例示的な回路実装例について測定した波形を示す。動作波形および電力レベルを、整合および不整合の条件下において３００ＶのＤＣ入力について記録した。負荷インピーダンスは、５０オームにて整合し、開回路と、短絡と、誘導性および容量性リアクタンス性の両方につき１２、２５、５０、１００および２００オームとを用いて不整合とされた。図２７ａ〜ｍを参照すると、それぞれの図は、各図において１〜４と付された四つの波形を含む。波形１は、各区分を２００ボルトとした、例えばコイルＬ１の出入力等のＭＯＳＦＥＴのドレイン電圧を示す。波形２は、各区分を１０アンペアとした、Ｌ１を通る電流を示す。波形３は、各区分をおよそ２００ボルトとしたクランプ電圧、すなわちダイオードＤ１、Ｄ２間の接続点における電圧である。波形４は、各区分を１０アンペアとしたクランピングダイオード電流である。この規則は、図２７および２８の出力波形のそれぞれについて適用される。選択された値は、無限ＶＳＷＲにおいて、最も劣悪な動作条件を保証するに足りる１２の別個の点を提供する。下記の表に主たるパラメータを列記する。
【００８４】
【表１】
【００８５】
負荷が、開回路から短絡へと誘導的に替わっていき、再度容量的に戻っていくとき、ＦＥＴ電流は誘導性に保たれ、５０オームの値の４０％高よりも低い。ＤＣ電流消費は、５０オームの値のたった六分の一である。クランピングダイオードＤ１、Ｄ２は、５０オームの負荷について僅かに導通することが見て取れるが、これは網を僅かに再同調することにより排除することができる。しかし、これは、効率や効果的な保護に関し重要ではない。
【００８６】
対照的に、図２８は、クランプ回路をもたずに実現された３７５ＫＨｚのハーフブリッジインバータについての出力波形を図示する。試験の間、素子の破壊を防ぐために、試験素子を、供給電圧を手動で低減することによって保護した。下記の表に主たるパラメータを列記する。ここでは、保護は、供給電圧を低減することによって達成される。
【００８７】
【表２】
【００８８】
誘導負荷インピーダンスが低減するにつれ、ＦＥＴ電流は大きくなる。１２オームにおいて電源を３００Ｖに維持した場合、順方向電力は、５０オームの値よりも大きな７５０Ｗにまで達したであろう。短絡においては、７５０Ｗはたった４２Ｖにより生成され、Ｌ１は残りの網とは共振状態であった。３００Ｖにおいて、順方向ＲＦ電力は約３８ＫＷ、ＤＣ電力は４．６ＫＷ、ピークトランジスタ電流は１００Ａであろう。
【００８９】
負荷が容量性に移りインピーダンスが上昇しはじめると、ＦＥＴは容量性の負荷を認識する。この条件は、電流がまだ適度であるにも関わらずＦＥＴが高いダイオード回復ロスをこうむるため、共振前にみられる高い誘導電流よりもより問題を含みうる。さらに、ｄｖ／ｄｔ破損を整流する恐れがある。最後に三つのグラフにおいて、明確さのためにスケールを変更したことに注意する。
【００９０】
図２９は、電力発生器のための制御回路を図示する。制御回路２０は、入力電圧を受け取るフィルタ軟始動整流器（filter soft start rectifier）２２を含む。整流器２２は、過電圧保護のために回路遮断器を含みうる。補助電力センスユニット（ＰＳＵ）２４が、制御回路構成に電力を供給するために低電圧信号を生成する。冷却ファン２６が、発生器回路に冷却を提供する。
【００９１】
フィルタ軟始動整流器２２からの出力は、複数の電力増幅器３０ａ、３０ｂ、３０ｃ、３０ｄへのＤＣ電圧の付与を制御する任意のＤＣスイッチ２８へ与えられる。四つの電力増幅器３０ａ〜３０ｄは、電力の全体を一つの増幅器で処理することを要求するよりも、むしろ四つの増幅器にわたって電力処理を分配するために、並列にて用いられる。代わりに、一つまたは多数の電力増幅器が、電力増幅器３０ａ〜３０ｄの機能を実行してもよい。駆動器回路３２が、各電力増幅器３０ａ〜３０ｄそれぞれのスイッチングを制御するためにスイッチング信号を生成する。
【００９２】
電力増幅器３０ａ〜３０ｄからの出力は、電力増幅器３０ａ〜３０ｄからのそれぞれの出力を一つに信号に組合わせる、組合絶縁変圧器３４へ入力される。組合回路３４は、電力増幅器を出力から絶縁するために、絶縁変圧器を含んでもよい。組合絶縁変圧器３４は、出力を生成する前に電力信号をフィルタするフィルタおよび電力センス回路３６へ、組み合わせた信号を出力する。回路３６の電力センス部分が、制御位相変調器保護回路３８へ帰還信号を提供する。
【００９３】
制御位相変調器回路３８は、アナログまたはデジタル電子機器を用いて実現されうる。回路３８は、ＤＣスイッチ２８、駆動器３２およびフロントパネル制御４０のそれぞれに制御信号を出力する。各電力増幅器３０ａ〜３０ｄそれぞれの中のスイッチングの位相を変えることにより、出力電力を対応して変えうる。したがって、制御位相変調器回路３８は、フィルタおよび電力センス回路３６からの入力に応じて電力増幅器の位相を変える。フロントパネル制御回路４０は、オペレータに情報を提供し、また、所望の位相および結果として生じる出力電力の変更を可能とする。
【００９４】
図３０は、本明細書中で説明した選択された電源がプラズマチャンバを制御するためのシステムに用いられうるような制御システムを図示する。制御システム５０は、例えば集積回路を製造するのに用いられうるようなプラズマチャンバ５２を含む。プラズマチャンバ５２は、一つまたは複数のガス入口５４と、一つまたは複数のガス出口５６とを含む。ガス入口５４および出口５６は、プラズマチャンバ５２の内部へのガスの導入と、そこからの排出とを可能とする。プラズマチャンバ５２内の温度は、プラズマチャンバ５２に与えられる熱制御信号５８を介して制御されうる。プラズマ制御器６０が、チャンバ内の真空レベルを示す真空信号６２と、電圧信号６４と、入口および出口のガスの流量比を示す信号６６とを含む、プラズマチャンバからの入力を受け取る。当業者であれば認識するように、プラズマ制御器６０によって、他の入力／出力の受け取り／生成もなされうる。プラズマ制御器６０は、プラズマチャンバに与えられるべき所望の入力電力を、電圧発生器６８を介して決定する。電圧発生器６８は、プラズマ制御器６０からの入力信号を受け取るマイクロプロセッサ７０または他の同様の制御器を含む。マイクロプロセッサ７０は、所望の周波数および電力定格にて電圧信号を出力する電源７２に制御信号を生成する。電源７２からの電圧出力は、電源７２とプラズマチャンバ５２との間のインピーダンスを整合する整合網７４へ入力される。
【００９５】
図３１は、例えば図３０の整合網７０について実現されうるような整合網８０用の回路を図示する。整合網８０は、５０オームの入力インピーダンスを、負荷８２により供給される出力インピーダンスに対して望ましく整合する。整合網８０は、第一可変コンデンサ８４と、第二可変コンデンサ８６と、コイル８８とを含むパイフィルタの形態に構成される。コンデンサ８４、８６は、５０オーム入力と負荷８２との間のインピーダンスを正しく整合すべくフィルタ網の静電容量を変えうるように、可変コンデンサとして実現される。制御器８８は、整合されたインピーダンスに応じて変わる帰還信号を受け取り、コンデンサ８４、８６それぞれの静電容量を変える制御信号を生成する。当業者であれば、例えば変圧器または固定網等の他の整合網構成を実現しうることを認識するだろう。
【００９６】
本発明を、現時点において好適な形態として説明したが、本発明について多数の応用および実装例が存在することが理解されるべきである。したがって、本発明は、添付の請求の範囲に示す本発明の精神から逸脱することなく、変更や変形が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】 図１は、上述したような従来技術において実施されていた回路形態である。
【図２】 図２は、上述したような従来技術において実施されていた回路形態である。
【図３】 図３は、本発明の原理にしたがって配置した電源回路である。
【図４】 図４は、関連する発明であり、組合わされた出力を生成するために回路が直列に接続されている。
【図５】 図５は、関連する発明であり、組合わされた電力出力を生成するために回路が並列に接続されている。
【図６】 図６は、関連する発明であり、スイッチングブリッジの半部のそれぞれが単一のクランピングダイオード対によって保護されている。
【図７】 図７は、関連する発明であり、共振回路と単一のスイッチとが出力を提供し、単一のクランピングするダイオード対が回路を保護する。
【図８】 図８は、図７の回路の三段階の実装例である。
【図９】 図９は、関連する発明であり、ハーフブリッジインバータと保護回路とを示す。
【図１０】 図１０は、特定のスイッチング素子に応じた、スイッチング素子についての選択可能な構成を図示する。
【図１１】 図１１は、特定のスイッチング素子に応じた、スイッチング素子についての選択可能な構成を図示する。
【図１２】 図１２は、特定のスイッチング素子に応じた、スイッチング素子についての選択可能な構成を図示する。
【図１３】 図１３は、クランピングダイオードの一方と並列なコンデンサを有する回路である。
【図１４】 図１４は、各クランピングダイオードと並列なコンデンサを有する回路である。
【図１５】 図１５は、コンデンサおよびダイオードの直列連結にわたって分割される電圧を有する回路である。
【図１６】 図１６は、保護回路におけるコイルとＲＣ回路とを示す回路である。
【図１７】 図１７は、フィルタ網の動作を向上させるためのＭＯＳＦＥＴ回路を示す。
【図１８】 図１８は、素子の静電容量に対処するためのインバータのための、代替的な入力回路のための回路を示す。
【図１９】 図１９は、複数のＦＥＴを用いて実現された、素子の静電容量に対処するためのインバータ回路を示す。
【図２０】 図２０は、図１８の入力回路の改良例である。
【図２１】 図２１は、付加的なＬＣ直列回路を有するインバータである。
【図２２】 図２２は、クランピング電圧を変えるための電源回路を図示する。
【図２３】 図２３は、図２２のインバータと共に用いるための、選択可能な定電圧だめの配置を図示する。
【図２４】 図２４は、図２２のインバータと共に用いるための、選択可能な定電圧だめの配置を図示する。
【図２５】 図２５は、図２２のインバータと共に用いるための、選択可能な定電圧だめの配置を図示する。
【図２６】 図２６は、図２２のインバータと共に用いるための、選択可能な定電圧だめの配置を図示する。
【図２７】 図２７ａ〜２７ｍは、保護回路を組み込んだ例示的なハーフブリッジインバータから得た波形を図示する。
【図２８】 図２８ａ〜２８ｆは、保護回路を組み込んでいない例示的なハーフブリッジインバータから得た、比較用の波形を図示する。
【図２９】 図２９は、電源のための制御回路のブロック図である。
【図３０】 図３０は、保護回路を用いたプラズマシステムについてのブロック図である。
【図３１】 図３１は、図３０の制御回路のための整合用網である。
＜技術分野＞
この発明は、一般に、交流電力を供給するための電源に関し、より詳細には、電源のスイッチング部分のための保護回路に関する。
【０００２】
＜考察＞
無線周波数（ＲＦ）エネルギーは、誘導加熱、誘電加熱およびプラズマ励起により、材料の処理をするための様々な産業において用いられる。プラズマ励起は、誘導性、容量性、真電磁（ＥＭ）波、マイクロ波の結合の形態をとることができる。このＲＦエネルギーを提供する発生器は、数十ワットを提供する単一のＡ級トランジスタ増幅器から、何千ワットをも提供する自励発振管（バルブ）までにおよぶ、多くの回路形態を用いる。
【０００３】
半導体製造産業では、ミクロンおよびサブミクロン寸法のフィルムをデポジットおよびエッチングするためにＲＦプラズマを用いる。このような適用のための典型的な電源は、線周波数の変圧器／整流器／コンデンサのＤＣ電源および高周波数（ＨＦ）の線形電力増幅器から構成されうる。典型的な電力および周波数の値は、４００ＫＨｚないし６０．０ＭＨｚの範囲内において１０ＫＷにまでなりうる。線形電力増幅器は、高い電力損失能力を有する高周波数／超短波（ＨＦ／ＶＨＦ）ＲＦ電力トランジスタを用いる。このような電源または発生器は、１００：１の出力負荷の範囲にわたって１または２％の精度まで制御可能な電力を有するだろう。通常、発生器は、通常５０オームである、定められた負荷へ出力するよう特に構成されているが、たとえ不整合であっても、破損することなく、どのような負荷をも駆動できるべきである。典型的な保護スキームは、電力を低減する。例えば、線形増幅器への駆動レベルは、対応して電流または電力の損失を低減するために、低減される。５０オームのシステムにおいて、典型的な５０オームからの変動は、反射電力として測定されうる。駆動レベルは、反射電力を制限するために低減される。
【０００４】
図１は、位相はずれの正弦波によって駆動されたスイッチまたはトランジスタＳ１、Ｓ２を有する典型的な変圧器結合型のプッシュプルＲＦ電力増幅器を示す。五つの要素になる高調波除去フィルタは、コイルＬ１、Ｌ２と、コンデンサＣ１、Ｃ２およびＣ４とを含む。高調波除去フィルタは、典型的には、高純度または一様な正弦波出力を保証する。ＡＢ級またはＢ級でありうるバイアススキームは示されていない。バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）または酸化金属半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）のいずれかが典型的に用いられる。変圧器Ｔ１は、通常２８Ｖまたは５０Ｖである所定のＤＣ供給電圧に要求される電力と整合するために選択された比率を有する。詳細な回路構成は、通信用に用いられるようなブロードバンドＨＦ／ＶＨＦ電力増幅器の設計のための標準的な産業上の習慣に従う。
【０００５】
図１の増幅器は、一つの基本的な利点を提供するが、いくつかの欠点がある。基本的な利点は、ブロードバンドの設計では、単に駆動または入力周波数を変えることにより、出力周波数が簡単に変化されることである。所定の出力周波数については、出力フィルタのみを変えればよい。増幅器の基礎的な線形性／純度が十分に良好であれば、まったく不要である。図１の回路は、劣悪な効率および高いトランジスタ電力損失の欠点を有する。効率は理論的には７０％を超えられないが、典型的には５０％程度にすぎない。高い電力損失に対処するために、多くの適用は、酸化ベリリウム（ＢＥｏ）の低い熱抵抗の技術をしばしば使用する高価で特別なＲＦトランジスタを用いる。これは、しばしば、大型の空冷または水冷のヒートシンクを要する。ＲＦ線形増幅器の設計について大量のデータが発行されている。発生器を設計することを望むいかなる電源製造業者も、高い程度の自信をもってトランジスタ製造業者による適用回路を用いることができる。
【０００６】
図２に見られるように、図２の回路は、高い効率および低い電力損失を提供する、異なる動作モードを用いる。図２の回路の駆動信号は、矩形波に定められ、これにより、ここでは、トランジスタは線形ではなく、むしろスイッチング動作モードにある。すなわち、図１のスイッチまたはトランジスタＳ１、Ｓ２は、完全にオンおよび完全にオフの間の領域において動作する。図２のスイッチまたはトランジスタＳ１、Ｓ２は、完全にオンから完全にオフまでスイッチすることにより動作する。変圧器Ｔ１の出力は、ここでは、矩形波である。コイルＬ１、Ｌ２およびコンデンサＣ１、Ｃ２を含む、四つの要素になるフィルタは、正弦曲線の出力を得るために必要な基本周波数をフィルタアウトする。高調波電流を排除するために、フィルタが誘導性入力を提供するようにコンデンサＣ４は除かれている。トランジスタおよび変圧器の電圧は矩形だが、電流は正弦曲線状である。効率はここでは１００％となり得、典型的には８０〜９５％の範囲内にある。このような回路は、通常、増幅器というよりは、むしろ共振コンバータまたはインバータと称される。
【０００７】
図２の回路は、いくつかの欠点を有する。フィルタは、特定の出力周波数のために十分に選択されているため、固定のまたは狭域の周波数領域またはバンドの動作のみが可能である。また、出力電力を直接的に制御できない。図１とは異なり、図２の回路は、線またはコンセントの電圧に直接接続することはできない。むしろ、図２へ入力されるＤＣは、典型的にはスイッチモードコンバータを用いて実現されるような付加的な電力コンバータを用いた調整を要する。さらに、不整合な付加は、フィルタとトランジスタとの間に高い循環電流を生じうる。循環電流は、ＤＣ入力電流を制限することによって必ずしも制限されない。
【０００８】
＜発明の概要＞
本発明の一つの態様においては、直流（ＤＣ）電圧源を有する電源回路は、負荷に交流電力を供給する。ハーフブリッジインバータがＤＣ入力電圧を受け取って交流（ＡＣ）出力信号を生成し、ＡＣ出力信号の所定の高調波成分をフィルタする第一高調波フィルタを介して、出力回路がフィルタされたＡＣ信号を受け取り、それを負荷にフィードする。出力回路は、第一高調波フィルタの出力に接続された第一および第二整流器で構成されるインバータ保護回路を含み、これにより、第一高調波フィルタを含む回路網が負荷インピーダンスに従い共振状態となって、ハーフブリッジインバータが第一高調波フィルタの出力を、所定の第一電圧を超える電圧および所定の第二電圧を下回る電圧にまで駆動しようとした場合、第一および第二整流器の一方が電流をＤＣ電圧源に戻すように導通する。電流はインバータ内に帰還される。このことは、例えば、第一整流器のアノードを第一高調波フィルタの出力に接続し、カソードをＤＣ電圧源の陽側の線に接続し、第二整流器のアノードをＤＣ電圧源の陰側の線に接続し、カソードを第一高調波フィルタの出力に接続することにより達成されうる。いずれかの整流器が導通すると、第一高調波フィルタの出力は、ＤＣ電圧源のそれぞれの線の電圧にクランプ（clamp）されることが理解されよう。
【０００９】
他の代替的な配置においては、整流器は、個別の一または複数の電圧源に接続されてもよく、クランピングは一または複数の源によって決定される電圧に対して発生する。本発明は、例えば、第一および第二整流器がツェナーダイオードを用いて実現された場合、定電圧だめを含む。ツェナーダイオードは、少なくともいくらかの電圧および／または電流を損失させうるものであり、それらは、より高いレベルのエネルギーを損失できるような、関連づけられたトランジスタを有してもよい。いずれの場合においても、損失は熱を介して起こる。ツェナーダイオードは、各ダイオードが他方のダイオードのために整流動作をおこなうように、背中合わせに接続されてもよい。代わりに、適切な、個別の整流されたダイオードまたは整流回路が、各ツェナーに直列に用いられる。第一および第二のダイオードが、上記点のいずれかの側に接続される構造においては、各ダイオードは、例えばショットキーダイオード等のダイオードのチェーンを形成することによって実現されてもよく、ダイオードは、単一のセラミック製基体に構成されてもよい。
【００１０】
インバータは、少なくとも二つのスイッチング素子を含んでもよい。電源回路は、素子や関連づけられたいかなる静電容量の充電および放電が、本質的に誘導電流によってなされるように、二つのスイッチング素子の間の点に接続されたコイルをも含みうる。
【００１１】
本発明のさらにまた他の態様においては、直流（ＤＣ）電圧源を有する電源回路は、負荷に交流電力を供給する。一対のハーフブリッジを備えるフルブリッジインバータがＤＣ入力電圧を受け取って交流（ＡＣ）出力信号を生成し、ＡＣ出力信号の所定の高調波成分をフィルタする第一高調波フィルタを介して、出力回路がフィルタされたＡＣ信号を受け取り、それを負荷にフィードする。出力回路は、第一高調波フィルタの出力に接続された第一および第二整流器で構成されるインバータ保護回路を含み、これにより、第一高調波フィルタを含む回路網が負荷インピーダンスに従い共振状態となって、フルブリッジインバータが第一高調波フィルタの出力を、所定の第一電圧を超える電圧および所定の第二電圧を下回る電圧にまで駆動しようとした場合、第一および第二整流器の一方が電流をＤＣ電圧源に戻すように導通する。
【００１２】
本発明のさらにまた他の態様においては、直流（ＤＣ）電圧源を有する電源回路は、負荷に交流電力を供給する。それぞれスイッチとタンク回路とを備え、フルブリッジ構成に形成された一対のシングルエンドインバータがＤＣ入力電圧を受け取って交流（ＡＣ）出力信号を生成し、ＡＣ出力信号の所定の高調波成分をフィルタする第一高調波フィルタを介して、出力回路がフィルタされたＡＣ信号を受け取り、それを負荷にフィードする。出力回路は、第一高調波フィルタの出力に接続された第一および第二整流器で構成されるインバータ保護回路を含み、これにより、第一高調波フィルタを含む回路網が負荷インピーダンスに従い共振状態となって、一対のシングルエンドインバータが第一高調波フィルタの出力を、所定の第一電圧を超える電圧および所定の第二電圧を下回る電圧にまで駆動しようとした場合、第一および第二整流器の一方が電流をＤＣ電圧源に戻すように導通する。
【００１３】
本発明のさらにまた他の態様においては、直流（ＤＣ）電圧源を有する電源回路は、負荷に交流電力を供給する。それぞれスイッチとタンク回路とを備え、ＤＣ電圧源の第一および第二の線の間に直列に配置された、第一および第二ハーフブリッジをそれぞれ形成する第一および第二の複数のシングルエンドインバータがＤＣ入力電圧を受け取って交流（ＡＣ）出力信号を生成し、ＡＣ出力信号の所定の高調波成分をフィルタする第一高調波フィルタを介して、出力回路がフィルタされたＡＣ信号を受け取り、それを負荷にフィードする。出力回路は、第一高調波フィルタの出力に接続された第一および第二整流器で構成されるインバータ保護回路を含み、これにより、第一高調波フィルタを含む回路網が負荷インピーダンスに従い共振状態となって、第一および第二の複数のシングルエンドインバータが第一高調波フィルタの出力を、所定の第一電圧を超える電圧および所定の第二電圧を下回る電圧にまで駆動しようとした場合、第一および第二整流器の一方が電流をＤＣ電圧源に戻すように導通する。
【００１４】
本発明のさらにまた他の態様においては、直流（ＤＣ）電圧源を有する電源回路は、負荷に交流電力を供給する。一対のハーフブリッジを備えるフルブリッジインバータがＤＣ入力電圧を受け取って交流（ＡＣ）出力信号を生成し、ＡＣ出力信号の所定の高調波成分をフィルタする第一高調波フィルタを介して、出力回路がフィルタされたＡＣ信号を受け取り、それを負荷にフィードする。出力回路は、第一高調波フィルタの出力に接続された第一および第二整流器の少なくとも一方の整流器で構成されるインバータ保護回路を含み、これにより、第一高調波フィルタを含む回路網が負荷インピーダンスに従い共振状態となって、フルブリッジインバータが第一高調波フィルタの出力を、所定の第一電圧を超える電圧および所定の第二電圧を下回る電圧にまで駆動しようとした場合、第一および第二整流器の少なくとも一方の整流器が電流を損失させるように導通する。この態様において、所定の第一および第二電圧は、ＤＣ電圧源の陽側および陰側の線のそれぞれの電圧以外のものである。
【００１５】
本発明、その目的およびその利点のより完全な理解のために、以下の明細書および添付の図面を参照すべきである。
【００１６】
本発明をいくつかの方法によって実行することができ、そして特定の関連する発明を、例示により、添付の図面を参照してここで説明する。
【００１７】
＜発明の詳細な説明＞
図３を参照すると、電圧インバータ回路は、一般に１０にて示され、１１における直流（ＤＣ）電圧源入力と、１２における交流（ＡＣ）出力とを有する。はじめに、図を図示するにあたって、スイッチは、一般に、数字が続くＳを用いて称され、コンデンサは数字が続くＣを用いて称され、コイルは数字が続くＬを用いて称され、ダイオードは数字が続くＤを用いて称され、また、変圧器は数字が続くＴを用いて称されることに注意すべきである。さらに、おおむね対称な形態を有する回路においては、上記参照符号のそれぞれは、おおむね類似した対称な要素を示すために接尾文字が続いてもよい。
【００１８】
スイッチＳ１、Ｓ２は、入力として、信号源または発生器１３から、位相はずれの矩形波信号をそれぞれ受け取る。矩形波信号は、Ｌ１のスイッチＳ１またはＳ２のいずれかがオンされているときはいつでも、コイルの両端の電圧の極性を反転するように、スイッチＳ１、Ｓ２をオンする。信号源１３がスイッチＳ１、Ｓ２をそのように駆動した場合、スイッチＳ１、Ｓ２およびコンデンサＣ３は協働して、ＤＣ入力信号を、コイルＬ１に与えられるＡＣ信号に変換する。これが、１２における交流出力をつくりだし、ＤＣ成分はコンデンサＣ４によって阻止される。１２における出力信号の周波数は、信号源１３によって出力される信号の周波数に依存する。コイルＬ１、Ｌ２およびコンデンサＣ１、Ｃ２を備える４つの要素になる高調波フィルタは、一般に、上述したように動作する。コイルＬ１とコンデンサＣ１とが高調波フィルタの第一段階を形成し、コイルＬ２とコンデンサＣ２とが高調波フィルタの第二段階を形成する。出力フィルタは、出力正弦波の純度を向上させるためにコイルＬ１へ入力される信号の高調波成分を除去し、所定の入力電圧についての必要な出力電力を、典型的には５０オームである出力インピーダンスに整合させる。
【００１９】
上述したように、図１および２の回路は、不整合な負荷により生成される高い循環電流に対して非常に損傷しやすくなりうる。第一および第二段階の高調波フィルタの間に挿入された一対のクランピングダイオードまたは整流器Ｄ１およびＤ２が、循環電流に起因する潜在的なダメージを緩和する。ダイオードＤ２は、ＤＣ入力源１１の陰側の線から接続点Ｘまで延出する。ダイオードＤ１は、接続点ＸからＤＣ入力源１１の陽側の線まで延出する。動作中、回路が接続点Ｘを、いずれかの方向に線電圧（rail voltage）を超えて駆動させようとした場合、その線に関連づけられたダイオードがオンして、導通状態となる。ダイオードがオンされると、ダイオードは、接続点Ｘを線電圧にクランプし、過剰な電圧および／または電流をインバータ、特に入力源１１およびコンデンサＣ３に帰還させる。より詳細には、回路が接続点Ｘを、ＤＣ入力１１の陽側の線における電圧を超えて駆動させようとした場合、ダイオードＤ１がオンして、スイッチＳ２の本体ダイオードを含む、ＤＣ入力電圧源１１およびコンデンサＣ３まで戻る電流路（current path）を提供する。同様に、回路が接続点Ｘを、ＤＣ源１１の陰側の線よりも下回るように駆動させようとした場合、ダイオードＤ２が導通して、スイッチＳ１の本体ダイオードを含む、ＤＣ入力源１１およびコンデンサＣ３まで戻る電流路（current path）を提供する。周波数とともに不整合の負荷の効果が増大するにつれて、図３の回路は、以前では達成が困難であった周波数においても、インバータの使用を可能とする。
【００２０】
図４は、関連する発明を図示するものであり、二つの電源回路の出力が直列に配置されている。図４は、フルブリッジ構成に配置された二つの半部ＡおよびＢを含む。図４の回路は、二つの半部ＡおよびＢのそれぞれに与えられるスイッチング信号の間の位相を変えることによって、出力１２における電力の調整を可能とする。
【００２１】
図４の第一の半部は、信号源１３Ａにより出力された一対のＡＣ信号を受け取る一対のスイッチＳ１Ａ、Ｓ２Ａを含む。スイッチＳ１Ａ、Ｓ２Ａは、ＤＣ電源１１の陰側および陽側の電圧の線の間に直列に接続される。スイッチＳ１Ａ、Ｓ２Ａからの出力は、コイルＬ２ＡとコンデンサＣ１Ａ、Ｃ２Ａとの組合せで四つの要素になる二段階の高調波フィルタを形成するコイルＬ１Ａに与えられる。第一クランピングダイオードＤ１Ａは、ＤＣ入力源１１の陽側の線に接続された陰端子または陰極を有し、コイルＬ１Ａ、Ｌ２Ａの間に接続された陽端子または陽極を有する。第二クランピングダイオードＤ２Ａは、ＤＣ源１１の陰端子に接続された陽端子または陽極を有し、クランピングダイオードＤ１Ａの陽端子に接続された陰端子または陰極を有する。高調波フィルタからの出力は、変圧器Ｔ１の第一端部タップに接続される。
【００２２】
クランピングダイオードＤ１Ａ、Ｄ２Ａは、図４の回路の左半分に対する保護を提供する。回路が、ＤＣ源１１の陽側の線を超えて接続点ＸＡにおける電圧を駆動しようとしたとき、ダイオードＤ１Ａが導通状態となり、これにより接続点ＸＡにおけるで電圧を、およそＤＣ入力源１１の陽側の線電圧にクランピングして、ＤＣ入力源１１およびコンデンサＣ３へ戻る通路を提供する。同様に、回路が、ＤＣ入力源１１の陰側の線電圧を下回るように接続点ＸＡを駆動しようとしたとき、ダイオードＤ２Ａがオンし、接続点ＸＡにおける電圧を、およそＤＣ入力源１１の陰側の線電圧にクランピングし、ＤＣ入力源１１およびコンデンサＣ３へ戻る回路の通路を提供して、これにより図４の回路の左半分を保護する。
【００２３】
図４の回路は、また、スイッチＳ１Ｂ、Ｓ２Ｂを含む第二の半部、すなわち半部Ｂを含む。信号源１３Ｂは、スイッチＳ１Ｂ、Ｓ２Ｂへ一対のＡＣ信号を出力する。信号源１３Ａ、１３Ｂを単一のユニットとして組合せうることに注意すべきである。半部Ｂは、また、コイルＬ１Ｂ、Ｌ２ＢおよびコンデンサＣ１Ｂ、Ｃ２Ｂを備えた四つの要素になる二段階の高調波フィルタを含む。半部Ｂは、また、半部Ａについて説明したように、半部Ｂに配置された一対のクランピングダイオードＤ１Ｂ、Ｄ２Ｂを含む。回路の半部Ｂからの出力は、変圧器Ｔ１の端部タップに接続される。回路の半部Ｂは、回路の半部Ａに関して説明したように動作する。変圧器Ｔ１は、回路の半部ＡとＢと出力１２との間の絶縁を提供する。回路の半部ＡおよびＢは、変圧器Ｔ１の入力コイルを介して直列に接続される。
【００２４】
回路の半部Ａ、Ｂは、各半部を制御するスイッチング信号の間の位相を変更することにより出力１２における電力が変わるように、直列に組み合わされる。特に、スイッチＳ１ＡとスイッチＳ１Ｂとが同時に動作および停止される場合、スイッチＳ１Ａ、Ｓ２Ａは、同相、または０度の位相にて動作するといわれる。逆に、スイッチＳ１Ｂがオンのときは常にスイッチＳ１Ａがオフであり、またスイッチＳ１Ｂがオフのときは常にスイッチＳ１Ａがオンの場合、スイッチは、位相はずれ、または１８０度の位相であると言われる。同様な技術が、各スイッチＳ２Ａ、Ｓ２Ｂに適用される。回路の各半部Ａ、Ｂの間の位相は、回路の各半部の間の相対的な位相を変えるために信号源１３Ａ、１３Ｂのそれぞれに出力信号を提供する位相制御器１４によって決定される。出力１２における最大電力は、回路の半部ＡおよびＢが１８０度の位相、または位相はずれにて動作されると得られる。出力１２における最小電力は、回路の半部ＡおよびＢが０度の位相、または同相にて動作されると得られる。位相がゼロのとき、各半部は、負荷のインピーダンスに関わらず、開回路を認識する。変圧器Ｔ１は、出力を直列にて効果的に組合せ、出力１２の前方にブロッキング用コンデンサは必要でない。回路の各半部ＡおよびＢにおいて高調波フィルタを形成する回路要素は、０度の位相にてゼロ出力を保証するために、整合または同一としなければならない。例えば、Ｌ１Ａ、Ｌ２Ａ、Ｃ１ＡおよびＣ２Ａについての値は、Ｌ１Ｂ、Ｌ２Ｂ、Ｃ１ＢおよびＣ２Ｂについての値と同一であるべきである。
【００２５】
図５は、関連する発明であり、第一の回路半部Ａと第二の回路半部Ｂとが並列で組み合わされている。回路半部Ａは、単一のユニットを形成するために信号源１３Ｂと組み合わされてもよい信号発生器１３ＡからのそれぞれのＡＣ入力信号を受け取る一対のスイッチＳ１Ａ、Ｓ２Ａを含む。スイッチＳ１Ａ、Ｓ２Ａは、ＤＣ入力源１１の陽側および陰側の線のそれぞれの間に直列に接続される。スイッチＳ１Ａ、Ｓ２Ａからの出力は、コイルＬ１Ａ、Ｌ２ＡおよびコンデンサＣ１Ａ、Ｃ２Ａを備える、四つの要素になる二段階の高調波フィルタに与えられる。
【００２６】
一対のクランピングダイオードＤ１Ａ、Ｄ２Ａが、ＤＣ入力源１１の陽側および陰側の線のそれぞれの間に直列にて配置される。ダイオードＤ１Ａの陰端子または陰極はＤＣ源の陽側の線に接続され、ダイオードＤ１Ａの陽端子または陽極は接続点ＸＡに接続される。ダイオードＤ２Ａの陰端子または陰極は接続点ＸＡに接続され、ダイオードＤ２Ａの陽端子または陽極はＤＣ電力源１１の陰側の線に接続される。回路半部Ａからの出力は、ＤＣ入力源１１の陰側の線と、四つの要素になるフィルタからの出力との間の電圧にしたがって決定される。フィルタからの出力は、出力信号のいかなるＤＣ成分をも阻止するブロッキング用コンデンサＣ４に与えられる。コンデンサＣ４は、また、出力１２に接続される。動作中、クランピングダイオードＤ１Ａ、Ｄ２Ａは、回路がＤＣ源１１の陰側および陽側の各線それぞれによって定められた所定の閾値を超えて接続点ＸＡを駆動しようとしたときに、ＤＣ入力源１１およびコンデンサＣ３へ回路の通路を提供することによって、回路半部Ａの回路要素を保護する。
【００２７】
回路半部Ｂは、回路半部Ａと同様に配置され、同じ方法にて動作する。図５に示すような回路半部Ａ、Ｂの並列接続において、各半部Ａ、Ｂそれぞれの間の動作の位相を変えることが、出力１２における電力を変える。特に、スイッチ半部Ａ、Ｂが０度または同相にて動作すると、出力１２において最大電力が生成される。逆に、スイッチ半部Ａ、Ｂが１８０度または位相はずれにて動作すると、短絡が出現し、出力１２において最小出力が出現する。位相制御器１４は、各回路半部Ａ、Ｂの間の相対的な位相を制御するために、信号発生器１３Ａ、１３Ｂのそれぞれに制御信号を提供する。１８０度の位相にて、各回路半部は、ここでは、負荷のインピーダンスに関わらず短絡を認識する。コンデンサＣ２ＡおよびＣ２Ｂが並列であるため、これらを単一の構成要素として組合せることができる点に注意する。各回路半部ＡおよびＢにおいて高調波フィルタを形成する回路成分は、１８０度の位相にてゼロ出力を保証するために、整合または同一としなければならない。例えば、Ｌ１Ａ、Ｌ２Ａ、Ｃ１ＡおよびＣ２Ａについての値は、Ｌ１Ｂ、Ｌ２Ｂ、Ｃ１ＢおよびＣ２Ｂについての値と同一であるべきである。
【００２８】
図６は、出力１２の前方にある共通の要素に信号を与えるために協働する回路半部Ａ、Ｂを有する回路を図示する。回路半部Ａは、ＤＣ入力源１１の陽側および陰側のそれぞれの電圧線の間に並列に配置された一対のスイッチＳ１Ａ、Ｓ２Ａを含む。スイッチＳ１Ａ、Ｓ２Ａからの出力は、コイルＬ１Ａに入力される。信号源または発生器１３Ａは、スイッチＳ１Ａ、Ｓ２Ａの動作を制御するＡＣ信号を出力する。回路半部Ｂは、ＤＣ入力源１１の陽側および陰側のそれぞれの電圧線の間に直列に配置された一対のスイッチＳ１Ｂ、Ｓ２Ｂを含む。スイッチＳ１Ｂ、Ｓ２Ｂからの出力は、コイルＬ１Ｂに入力される。単一のユニットとして信号源１３Ａと組み合わされうる信号源または発生器１３Ｂは、各スイッチＳ１Ｂ、Ｓ２Ｂそれぞれの動作および停止を制御するためにＡＣ信号を提供する。
【００２９】
一対のクランピングダイオードＤ１、Ｄ２が、スイッチ対Ｓ１Ａ、Ｓ２ＡおよびＳ１Ｂ、Ｓ２Ｂのそれぞれに対して並列に配置される。クランピングダイオードＤ１、Ｄ２は、回路半部Ａ、Ｂのいずれかが接続点ＸＹをＤＣ入力源１１の陽側および陰側の線のそれぞれによって定められた所定の電圧を超えて駆動しようとしたときに、ＤＣ入力源１１およびコンデンサＣ３へ戻る回路の通路を提供する。
【００３０】
コンデンサＣ１は、ＤＣ源１１の陰側の電圧線と接続点ＸＹとの間に配置される。ＤＣ源１１の陰側の線と接続点ＸＹとの間の電圧が、コイルＬ１Ａ、Ｌ２Ａ、Ｌ２およびコンデンサＣ１、Ｃ２によって形成された高調波フィルタの第二段階を形成するコイルＬ２およびコンデンサＣ２によって定められたフィルタへの入力電圧を定める。コンデンサＣ１は、高調波フィルタの第一段階を提供するために、各コイルＬ１Ａ、Ｌ２Ａのそれぞれと協働する。ブロッキング用コンデンサＣ４が、出力１２における出力の前に、信号のＤＣ成分を除去する。
【００３１】
クランピングダイオードＤ１、Ｄ２は、回路半部Ａ、Ｂのいずれかが接続点ＸＹをＤＣ源１１の陽側の電圧線を超えて、またはＤＣ源１１の陰側の電圧線を下回って駆動しようとしたときに、ＤＣ入力源１１およびコンデンサＣ３へ戻る回路の通路を提供する。したがって、回路半部Ａ、Ｂの何れが接続点ＸＹを上述した所定の閾値を超えて駆動するかにかかわらず、ＤＣ源１１およびコンデンサＣ３へ戻る回路の通路を提供することによって、クランピングダイオードＤ１、Ｄ２は、図６の回路を保護するように動作する。
【００３２】
図６の回路は、また、各信号源１３Ａ、１３Ｂのそれぞれに制御信号を生成することによって回路半部Ａ、Ｂの間の相対的な位相を制御するための位相制御器１４を含む。図６において、スイッチ半部Ａ、Ｂが同相またはゼロ度の位相にて動作するときに出力１２において最大電力が提供され、また、回路半部Ａ、Ｂが位相はずれまたは１８０度の位相にて動作するときに出力１２において最小電力が提供される。図６の回路において、１８０度の位相においてゼロ出力を保証するために、コイルＬ１ＡおよびＬ１Ｂは整合されなければならない。
【００３３】
図７は、出力１２においてＡＣ信号を提供するために並列に組み合わされた回路半部Ａ、Ｂを有する回路を図示する。回路半部Ａを参照すると、スイッチＳ１Ａは信号源１３ＡからＡＣ信号を受け取る。スイッチＳ１Ａは、ＤＣ電源１１の陰側および陽側の電圧線のそれぞれの間において、整流コイルＬ３Ａと直列に置かれる。コンデンサＣ６ＡがスイッチＳ１Ａと並列に置かれる。整流コイルＬ３ＡおよびコンデンサＣ６Ａは、回路半部Ａがシングルエンド（single-ended）インバータ機能を提供するように、協働してタンク回路を形成する。タンク回路は、半整流された正弦波形を出力する。ブロッキング用コンデンサＣ７Ａが、スイッチＳ１Ａおよび整流コイルＬ３Ａから出力された信号からＤＣ成分を除去する。コンデンサＣ７Ａは、ＡＣを互いに組合せ、図８から見て取れるように、各素子の両端において同一のＡＣ電圧を保証する。均等な分配を促進するために、Ｌ３ＡおよびＬ３Ｂを交差結合（cross couple）することができることに注意する。コイルＬ３ＡないしＬ１Ａの比率が、スイッチＳ１Ａの圧力（stress）の変化を決定する。コイルＬ３Ａを通る電流がコイルＬ１Ａを通るそれに比して比較的大きい場合、Ｌ１Ａを介した負荷に起因する変化は、スイッチＳ１Ａへの圧力に対し、制限された効果を有する。図７の回路は、偶数高調波が生成され、Ｃ７Ａの両端のＤＣ電圧が負荷にいくらか依存するという欠点がある。これは、過渡的な充電電流が、いくらかの負荷の変化によって流れうることを意味する。ブロッキング用コンデンサＣ７Ａからの出力はコイルＬ１Ａへ入力される。
【００３４】
第二のスイッチ半部Ｂは、信号源１３Ｂにより出力されたＡＣ信号によって駆動されるスイッチＳ１Ｂを含む。スイッチＳ１Ｂは、ＤＣ入力源１１の陰側および陽側の線それぞれの間の整流コイルＬ３Ｂと直列である。コンデンサＣ６ＢがスイッチＳ１Ｂと並列に置かれる。整流コイルＬ３ＢとコンデンサＣ６Ｂとはタンク回路を形成する。スイッチＳ１ＢとコイルＬ３Ｂとからの出力は、信号からＤＣ成分を除去するブロッキング用コンデンサＣ７Ｂに与えられる。コイルＬ１Ｂは、コンデンサＣ７Ｂに接続される。
【００３５】
コイルＬ１ＡおよびＬ１Ｂは、接続点ＸＺにて互いに接続し、コイルＬ２およびコンデンサＣ２に出力を提供する。コンデンサＣ２の他方の端子はＤＣ電圧源１１の陰側の線に接続される。コンデンサＣ１が、ＤＣ電圧源１１の陰側の線と接続点ＸＺとの間に接続される。したがって、コイルＬ１Ａ、Ｌ２およびコンデンサＣ１、Ｃ２は、回路半部Ａからの出力のために、二段階の高調波フィルタを形成する。同様に、コイルＬ１Ｂ、Ｌ２およびコンデンサＣ１、Ｃ２は、回路半部Ｂからの出力のために、二段階の高調波フィルタを形成する。ブロッキング用コンデンサＣ４は、出力１２において提供される信号からＤＣ成分を除去する。
【００３６】
図７は、また、電圧源１１の陽側および陰側の線それぞれの間に直列に配置された一対のクランピングダイオードＤ１、Ｄ２を含む。ダイオードＤ１の陰端子または陰極は、ＤＣ源１１の陽側の線と接続され、ダイオードＤ１の陽端子または陽極は、接続点ＸＺに接続される。ダイオードＤ２の陰端子または陰極は、接続点ＸＺに接続され、ダイオードＤ２の陽端子または陽極は、ＤＣ源１１の陰側の線と接続される。
【００３７】
回路半部Ａ、Ｂのいずれかが、接続点ＸＺにおける電圧を所定の閾値を超えて駆動しようとしたとき、クランピングダイオードＤ１、Ｄ２の一方がオンし、これにより、接続点ＸＺからＤＣ源１１およびコンデンサＣ３へ戻る回路の通路を提供する。例えば、図７の回路が、ＤＣ源１１の陽側の線を超える電圧にまで接続点ＸＺを駆動しようとしたとき、ダイオードＤ１が導通状態となり、これにより、ＤＣ入力源１１およびコンデンサＣ３へ戻る、過剰な電圧および電流のための回路の通路が提供される。同様に、回路が、ＤＣ入力源１１の陰側の線における電圧を下回るように接続点ＸＺの電圧を駆動しようとしたとき、ダイオードＤ２が導通状態となり、ＤＣ入力源１１およびコンデンサＣ３へ戻る回路の通路が提供される。
【００３８】
図７の回路半部Ａ、Ｂは、並列な構成に配置される。スイッチＳ１ＡおよびスイッチＳ１Ｂを制御する制御信号の相対的な位相が同相または０度のとき、出力１２は最大電力を受け取る。逆に、スイッチＳ１ＡおよびＳ１Ｂを駆動する信号の間の位相が位相はずれまたは１８０度のとき、出力１２は最小電力を受け取る。位相制御器１４が、各信号源１３Ａ、１３Ｂに入力信号を提供することによって、回路半部Ａ、Ｂ間の相対的な位相を変える。各回路半部ＡおよびＢにおいて高調波フィルタを形成する回路成分は、１８０度の出力位相を保証するために、整合または同一としなければならない。例えば、Ｌ１Ａ、Ｌ２Ａ、Ｃ１ＡおよびＣ２Ａは、Ｌ１Ｂ、Ｌ２Ｂ、Ｃ１ＢおよびＣ２Ｂについての値と同一であるべきである。
【００３９】
図７の回路の特定の利点は、高周波数における動作時に、同一の回路の通路においてスイッチを交互に駆動することが、一般により困難となる。コイルＬ３および関連づけられたコンデンサＣ６により形成されたタンク回路を用いることにより、一般に、特定の回路半部に対するスイッチングについて、より低い精度が求められる。
【００４０】
図８は、図８のシングルエンドインバータ回路の、三レベルの実装例を図示する。図８は、一対の回路半部Ａ、Ｂを含み、各対は、プライム（’）、ダブルプライム（’’）およびトリプルプライム（’’’）によって示される三つのレベルを含む。回路半部Ａを参照すると、各レベルは、信号源１３ＡからのＡＣ信号を受け取るスイッチＳ１Ａを含む。スイッチＳ１Ａは、コイルＬ３Ａに接続され、コンデンサＣ６Ａと並列に置かれる。コイルＬ３ＡおよびコンデンサＣ６Ａは協働してタンク回路を形成する。コイルＬ３ＡおよびスイッチＳ１Ａからの出力は、コイルＬ３ＡおよびスイッチＳ１Ａの出力からＤＣ成分を除去するブロッキング用コンデンサＣ７Ａへ入力される。コンデンサＣ５Ａが、スイッチＳ１ＡおよびコイルＬ３Ａの直列接続に対して並列に置かれる。各スイッチＳ１Ａ’、Ｓ１Ａ’’、Ｓ１Ａ’’’は、信号源１３Ａからアナログ信号を受け取る。
【００４１】
コンデンサＣ５Ａ’、Ｃ５Ａ’’、Ｃ５Ａ’’’は、三つのレベルを減結合（decouple）する。各コンデンサＣ５Ａ’、Ｃ５Ａ’’、Ｃ５Ａ’’’は、電流を通じるとともにＡＣを阻止するので、各段階のＤＣ部分のそれぞれについて電流波腹点（current loop）を提供する。コンデンサＣ７Ａ’、Ｃ７Ａ’’、Ｃ７Ａ’’’は、各レベルの出力を互いにＡＣ組合せし、重要な周波数において無視できないインピーダンスを有する。したがって、各レベルは、ほぼ同一の電圧を有する。例えば、ＤＣ入力源１１による電圧出力が３００ボルトの場合、各コンデンサの両端の電圧は１００Ｖである。したがって、回路半部Ａの各レベルは、ＤＣ源により出力された電圧の１／３のみを処理する必要がある。
【００４２】
同様に、回路半部Ｂは三つのレベルを含み、各レベルは、コイルＬ３Ｂに直列に接続されたスイッチＳ１Ｂを有する。スイッチＳ１Ｂは、また、上述したように、コイルＬ３Ｂとともにタンク回路を形成するコンデンサＣ６Ｂと並列に接続される。ブロッキング用コンデンサＣ７Ｂが、コイルＬ３ＢおよびスイッチＳ１Ｂの出力からＤＣ成分を除去する。各レベルは、コンデンサＣ５Ｂに並列に接続されている。要素は、回路半部Ａに関して上述したように動作する。各スイッチＳ１Ｂ’、Ｓ２Ｂ’’、Ｓ３Ｂ’’’は、信号発生器１３ＢからＡＣ信号を受け取る。
【００４３】
回路半部Ａの三つのレベルからの出力は組み合わされ、コイルＬ１Ａに入力される。コイルＬ１Ａは、コイルＬ２およびコンデンサＣ１、Ｃ２とともに協働して、コイル半部Ａから出力された高調波成分を除去するために二段階の高調波フィルタを形成する。同様に、回路半部Ｂの各レベルからの出力は組み合わされ、回路半部Ｂから出力されたＡＣ信号から高調波成分を除去する二段階の高調波フィルタを形成するためにコイルＬ２およびコンデンサＣ１、Ｃ２と協働するコイルＬ１Ｂに入力される。ブロッキング用コンデンサＣ４が、出力１２に提供される信号におけるＤＣ成分を除去するために、高調波フィルタの出力において接続される。
【００４４】
図８は、また、ＤＣ入力源１１の陽側および陰側の電圧線のそれぞれの間に直列で配置される一対のクランピングダイオードＤ１、Ｄ２を含む。クランピングダイオードＤ１、Ｄ２は、いずれかの回路半部が、ＤＣ入力源１１の陰側および陽側の線のそれぞれによって定められた所定の閾値を超えて接続点ＸＺを駆動しようとしたときに、ＤＣ源１１およびコンデンサＣ３へ戻る回路の通路を提供するために協働する。動作中、いずれかの回路半部が、ＤＣ入力源１１の陽側の線よりも大きい電圧まで接続点ＸＺを駆動しようとした場合、ダイオードＤ１がオンし、ＤＣ入力源１１およびコンデンサＣ３へ戻る回路の通路をつくる。同様に、いずれかの回路半部Ａ、Ｂが、ＤＣ入力源１１の陰側の線を下回るように接続点ＸＺにおける電圧を駆動しようとした場合、ダイオードＤ２がオンし、ＤＣ入力源１１およびコンデンサＣ３へ戻る回路の通路をつくる。
【００４５】
動作中、回路半部Ａ、Ｂ間の相対的な位相が出力１２に提供される電力を決定する。回路半部Ａ、Ｂの間の相対的な位相が０度または同相の場合、出力１２は最大電力を受け取る。逆に、回路半部Ａ、Ｂのそれぞれについてのスイッチを駆動するＡＣ信号の間の相対的な位相が１８０度または位相はずれの場合、出力１２は最小電力を受け取る。
【００４６】
図８の回路に特有の利点は、電圧源１１の陰側および陽側の線それぞれの間に三つの回路を直列に置くことによって、各レベルは、ＤＣ源１１の陰側および陽側の線のそれぞれの両端の全電圧の三分の一のみを処理することにある。これは、単一レベルの実装例における電圧全体ではなく、むしろ各レベルによって入力電圧の三分の一のみが処理されるので、ＤＣ入力がおよそ３００ボルトである電源について、４００〜５００ボルトの素子を用いることができる。このような４００〜５００ボルトの素子は、広く入手可能であり、３００ボルトの入力システムについて最適な特性を提供する。
【００４７】
図９は、保護回路を有するインバータについての回路図を示す。３００ボルトのＤＣ電圧が、図９の回路の電圧線の両端に与えられる。第一コンデンサＣ３−１は、４００ボルト（Ｖ）の容量を有する２．２マイクロファラド（μＦ）のコンデンサとして実体化され、第二コンデンサＣ３−２は、３８０Ｖの容量を有する２２０μＦのコンデンサとして実体化され、これらは電圧線の間に並列に置かれる。第一ＡＣ信号が、絶縁用変圧器Ｔ３の端子に対し、信号源（図示せず）によって与えられる。信号源（図示せず）からの第二ＡＣ信号が、変圧器Ｔ４の入力に与えられる。
【００４８】
変圧器Ｔ３からの出力は、２２オーム（Ω）の抵抗器を介して、一対のスイッチＳ１−１、Ｓ１−２に入力される。同様に、変圧器Ｔ４からの出力は、２２オーム（Ω）の抵抗器を介して、第二のスイッチ対Ｓ２−１、Ｓ２−２に入力される。これらスイッチは、ＩＲＦ７４０パッケージから選択される。スイッチ対Ｓ１−１およびＳ１−２は、スイッチ対Ｓ２−１およびＳ２−２がそうであるように、並列に置かれる。一のスイッチ対の二重スイッチを並列配置とすることにより、各スイッチの電流処理に関する要求が軽減される。スイッチ対Ｓ１、Ｓ２からの出力は、１０．３マイクロヘンリー（μＨ）のコイルＬ１に入力され、このコイルは、スイッチＳ１、Ｓ２の出力から高調波を除去するための、四つの要素になる高調波フィルタを提供するために、１３．２μＨのコイルＬ２と、３０ナノファラド（ηＦ）のコンデンサＣ１と、１０ηＦのコンデンサＣ２と協働する。ブロッキング用コンデンサＣ４は、４００Ｖ容量を有する２．２μＦのコンデンサとして実体化される。
【００４９】
クランピングダイオードＤ１およびＤ２は、ＤＣ源１１の電圧の陽側および陰側の線それぞれの間に直列に配置される。クランピングダイオードＤ１、Ｄ２は、パッケージＨＦＡＴ６６０から好ましくは選択される。
【００５０】
上述した回路は、典型的には、制限された領域の周波数にわたり動作する。ＬＣ網が一般に低域フィルタであるため、最大電力スループットは、周波数に対して反比例的に変化する。また、周波数が減少すると、高調波からの歪みが出現し始める。少なくとも３０％の帯域にわたって、満足のいく動作が観測された。
【００５１】
他の回路は、網とＤＣ電源との間にクランプダイオードが接続されうる複数のＬＣ網へとフィードする電圧源インバータを有するものとして存在する。ハーフブリッジのインバータ回路が図示されているが、フルブリッジおよびシングルエンドインバータも含まれることが理解されるべきである。ＬＣ網の値とクランプ点は、好ましくは、本明細書中に記載されるように、過剰な循環エネルギーを電源へ戻すことができ、過剰な電流および電圧の蓄積を防止して、これにより構成要素を保護するために、好適に選択される。さらに、このような選択は、源のインバータにおいて電流が常に誘導性に見えることを保証することができ、ダイオードのリカバリに関する問題に対処する。変圧器は、出力と、クランプ点と、インバータトランジスタとの整合を助けるため、または絶縁を提供するために、そのような網に含まれうる。
【００５２】
さらに、電力レベルが位相の関係によって制御されうるように、二つの電圧源インバータを、本明細書中で記載した網に接続してもよい。本明細書中に記載した位相の関係に加え、非対称な網は、より複雑な位相関係につながる。対称な網は、最大および最小電力の位相が周波数に依存しないという利点を提供する。
【００５３】
本明細書中に記載されたタイプの上記の位相変調回路は、設計上の潜在的な三つの問題点を引き起こす。
【００５４】
第一に、特定の限定的な条件下において、ＤＣ電力がブリッジの一方の側から他方へと循環する。これが発生すると、ＦＥＴは誘導的なターンオフを認識するが、全サイクルにわたって平均化すると、ＦＥＴは網を整流するもの（net rectifying）である。すなわち、ＦＥＴに、順方向ではなく、むしろ逆方向に多くの電荷が流れる。したがって、電流が、逆方向において、本体ダイオードをターンオンするに十分に高い場合、トランジスタがターンオフされたときに本体ダイオードは完全に回復しない。これは高い電力損失の結果となる。この効果は、素子が加熱するにつれて、本体ダイオードの電圧降下の負の温度係数によって増強され、潜在的に熱暴走につながる。
【００５５】
この第一の問題点には、低周波数においては、損失を容認するか、逆分離ダイオード（reverse isolation diode）を用いることにより対処できる。より高い周波数においては、逆電流が常にチャネルによって処理されるようにするために、ＦＥＴは、十分に低い抵抗を有するように選択されるべきである。このことは、オン抵抗が、２．５乗された電圧に比例する一方で、ダイオード順電圧が電圧に対して独立しているため、低電圧素子についてより簡単に達成される。
【００５６】
第二に、ＬＣ網が低位相において共振状態となり、その振幅に達するまでクランプされないときに、高いゲイン条件が存在し、したがって出力の順方向電力が比較的高い。この条件は、素子を損傷することは少ないが、制御の正確さに影響する。
【００５７】
この第二の問題点に対しては、非常に正確で安定した位相制御器または変調器設計を用いるか、Ｑを低めるとともに位相特性を拡げるように、出力網に抵抗器を挿入することによって対処する。５０オーム電力のたった１または２％を要する抵抗器を用いることで足りるようである。この問題点は、負荷において有効電力が消費されていないときにのみ現れ、例えば完全にリアクタンス性である負荷の、僅かに人工的な条件の間に起こりうる。一般に、プラズマチャンバ、ケーブルおよび整合網によりＱは十分低下される。
【００５８】
第三に、電力制御特性への位相は、種々の劣悪な整合条件下において、変曲（inflection）または変動を呈しうる。例えば、位相がゼロから最大値まで滑らかに変化するにつれ、電力はゼロから増加し、僅かに減少して、その後増大し続ける。このことは、非線形なプラズマインピーダンス／電力関数とともに、振動を引き起こしうる。
【００５９】
この問題点は、本質的に理論的であり、実用上の問題にならないであろう。制御アルゴリズムは、電圧定在波比（ＶＳＷＲ）３：１よりも良好な整合において典型的には消滅する変曲を単に通り越してしまいうる。また、電力制御特性は、無限ＶＳＷＲサークルの少なくとも半分の間は変曲と無関係であり、これにより、負荷は、ケーブル長、パイ網等を用いてＶＳＷＲサークル上のどこかに置くことができる。実用上、変曲がより顕著でなく、また、実用上は典型的には達成されないであろう最大電力の付近で発生するという意味で、図６の回路の方が図４のものよりも優れている。
【００６０】
本明細書に記載した回路は、酸化金属半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を用いる。しかし、ＭＯＳＦＥＴは、一般に、１メガヘルツ（ＭＨｚ）よりも大きい、より重要な周波数において、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）または絶縁ゲージバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）よりも優れている。
【００６１】
図１０〜１２は、上述した回路において、ＭＯＳＦＥＴ、ＢＪＴまたはＩＧＢＴトランジスタのいずれかを用いてスイッチを実現するための構成を図示する。図１０は、上述した回路において用いたＭＯＳＦＥＴを示す。ＭＯＳＦＥＴは、ＭＯＳＦＥＴの設計において固有のブロッキングダイオードを含む。図１１は、ＢＪＴ２０と、逆平行ダイオード２２とを示す。上述した回路においては、ＢＪＴ２０を用いてスイッチを実現した場合、クランピングダイオードＤ１、Ｄ２が動作状態のときに回路の通路を提供するために、逆平行ダイオード２２を含まなければならない。
【００６２】
同様に、図１２は、ＩＧＢＴを用いて本発明のスイッチを実現した場合の好適な構成を示す。図１２は、ＩＧＢＴ２４と、図１１の逆平行ダイオード２２と類似の機能を提供する逆平行ダイオード２６とを図示する。本発明の原理を変更することなく、ＭＯＳＦＥＴの代わりに、適当なスイッチングおよび回路の通路の機能を提供する他のスイッチング素子や回路の組合を用いてもよいことに注意すべきである。
【００６３】
図１３〜１５は、Ｄ１、Ｄ２に関して記載した代替的なダイオードクランピング回路を図示する。図１３は、ダイオードＤ１、Ｄ２およびコンデンサＣ１を含むダイオードクランピング回路を図示する。この回路は上述したものである。図１４および１５は、ダイオードＤ１、Ｄ２およびコンデンサＣ１の代替的な構成を用いた実装例を示す。各回路において、コンデンサＣ１は、図１４に示すように、各ダイオードの両端に置かれた、半分の値になる二つの同一のコンデンサを用いて実現されうる。コンデンサＣ１／２は、減結合コンデンサＣ３（図１４においては図示せず）を介して結合された並列状態にて効果的である。減結合コンデンサＣ３は、そのインピーダンスが無視できるように、動作周波数に対して大きく設計される。これにより、回路の物理的なレイアウトや構成要素の電力配分が補助される。
【００６４】
図１５に示すように、より高周波数においては、各ダイオードＤ１、Ｄ２について二つの直列のダイオードを用いるのが好都合でありうる。一般に、より低電圧のダイオードは、より低い逆回復電荷を有する。直列の二つのダイオードにより、各ダイオードに同一の電荷が流れる。各ダイオードの両端においてＣ１を分割することによって、ＡＣ電圧の均等な分配が保証される。
【００６５】
図１６に示すように、クランピング回路のさらなる変更例においては、コイルＬ６が、Ｌ１と直列に、そしてクランプダイオードＤ１、Ｄ２とフィルタコンデンサＣ１との接合点の間に置かれる。コイルＬ６は、好ましくは小さい値である。これにより、ダイオードのターンオンおよびオフを和らげることができ、整流の効率が向上される。ダイオードＤ１、Ｄ２がターンオフした際の高周波数リンギングを緩衝するために、コンデンサＣ７および抵抗器Ｒ１により形成されるスナッバ回路が必要となりうる。正しく選択されれば、これはまた、ＬＣ網が低電力出力において共振状態となった場合、例えば二つの平行なブリッジ回路間の位相角が低いとき等に、高いＱの状況を軽減するのに寄与する。
【００６６】
上述したように、電力制御の精度は、ＬＣフィルタ網が低位相にて共振状態となり且つその振幅となるまでクランプされない場合に、高ゲイン条件の結果として損なわれうるものであり、したがって、位相の順方向電力は増大する。このことには、非常に正確で安定した位相変調器設計により、または、出力網に接続され且つＱを軽減するとともに位相特性を拡げるのに適した値を有する抵抗器により対処することができる。５０オーム電力のうちおよそ１〜２％を消費することが、この問題に対処するのに十分のようである。このことは、典型的には、負荷において低電力が消費される場合、例えば試験条件における純リアクタンス性の負荷の、いくらか人工的な条件下等においてのみ発生する。実用上、ケーブル、整合網および負荷により、Ｑは十分に低められる。より大きな位相シフトにおいては、クランピングダイオードが共振を防止する。
【００６７】
代わりに、Ｑは、位相が低いときにのみクランプ点における抵抗器をスイッチングすることにより、選択的に低めることができる。このことは、位相変調器の需要に応じて、低い値についてオンとなるように設定された比較器を用いて達成されうる。これにより、位相差が比較的低いとき、例えば低電力需要において動作するＭＯＳＦＥＴスイッチとしての形態をとりうるリレーを駆動することができる。図１７は、クランプ点において抵抗器を選択的に挿入するための回路を示す。図１７に示すように、ＭＯＳＦＥＴ ＳＲを好都合に用いることができる。これは、電圧揺れがクランプダイオードによって制限されるとともに、ＭＯＳＦＥＴが両方向に導通するからである。バイアス抵抗器Ｒ３、Ｒ４は、ＳＲの範囲内の電圧揺れをセンタすることができる。Ｒ２は、十分な制動を提供するように選択され、Ｃ８は、Ｒ２およびＭＯＳＦＥＴ ＳＲを通ってＤＣが流れるのをブロックする。ＳＲへの入力は、典型的には、制御回路を介して提供される。Ｃ８からの出力は、ダイオードＤ１、Ｄ２の相互接続点に接続される。
【００６８】
動作周波数が増大するにつれ、典型的にスイッチを実現するＦＥＴの静電容量は、回路動作により顕著な効果をもつ。図１８は、ハーフブリッジ回路に対する改善例を示す。
【００６９】
図１８において、コンデンサＣ５は、コンデンサＣ３（図示せず）に並列に置かれている。コイルＬ３が、コンデンサＣ５と、スイッチＳ１、Ｓ２の出力との間の相互接続点の間に挿入される。コイルＬ３は、ＦＥＴＳ１、Ｓ２の出力およびミラー静電容量を充電および放電するために、十分な誘導電流が常に流れることを保証する。コイルＬ３は、また、出力およびクランプ網が容量性の負荷電流を流れさせた場合、電流は誘導性として現れることを保証する。
【００７０】
上述したように、ＤＣ電力は、特定の条件下においてブリッジの一方の側から他方へと循環しうる。結果として、ＦＥＴＳ１、Ｓ２は未だ誘電性のターンオフを認識するが、全サイクルにわたって平均化されると、ＦＥＴＳ１、Ｓ２は網を整流するものである。つまり、より多くの電荷が、順方向ではなく、むしろ逆方向に流れるのである。したがって、電流が、ＦＥＴ内に含まれる本体ダイオードを反転させてターンオンするほど高い場合、ＦＥＴのトランジスタがターンオフする際に、ＦＥＴスイッチは完全に回復されず、高い電力損失の結果となる。このことは、ＦＥＴ素子が加熱するにつれて、本体ダイオードの電圧降下の負の温度係数によって増強され、潜在的に熱暴走につながる。
【００７１】
また、上述したように、低周波数においては、この条件は、損失を容認するか、逆分離ダイオードを用いることにより対処できる。より高い周波数においては、逆電流が常にＦＥＴチャネルによって取り扱われるようにするために、ＦＥＴは、十分に低い程度のオン抵抗を有するように選択されるべきである。このことは、オン抵抗が２．５乗された電圧に比例する一方で、ダイオード順電圧が電圧に対して独立しているため、低電圧素子についてより簡単に達成される。
【００７２】
図１９に示すように、より低い電圧の二つのＦＥＴ Ｓ１−１、Ｓ１−２およびＳ２−１、Ｓ２−２を直列に接続してもよい。これらのＦＥＴは、典型的に、並列な二つのＦＥＴ素子に比して四分の一のオン抵抗を有し、それぞれを通じて半分の電圧を降下させる。したがって、ダイオード構造についての閾値電流は倍化する。図１９において、コンデンサＣ６を各スイッチＳ１−１、Ｓ１−２、Ｓ２−１、Ｓ２−２と並列に置いてもよい。コンデンサＣ６は、均等な電圧分配を保証するために必要となりうるが、効果的な素子の静電容量の一助にもなる。コンデンサＣ７は、均等な電圧分配をさらに助長し、アンバランスな電流のみを通ず。この構成において、高速回復エピタキシャルダイオード（ＦＲＥＤＦＥＴ）スイッチが、その低減された逆回復電荷に起因して、利点を提供しうる。
【００７３】
図２０は、図１８の回路についての更なる改善例を示す。二つのクランプダイオードＤ｜１、Ｄ｜２が、各コンデンサＣ５に並列に挿入される。ダイオードＤ｜１、Ｄ｜２は、電源への帰還のために、接合点において電流または電圧を整流するために選択される。これにより、図１８にあるように、誘導電流はサイクルされて、ＦＥＴ Ｓ１、Ｓ２の静電容量が整流されるとともに、ＦＥＴ Ｓ１、Ｓ２からのＤＣが吸収されてＤＣが電源の線へ戻される。これはまた、ブリッジの一方の側から他方へと流れるいかなるＤＣをも処理して、よってＦＥＴ本体ダイオードの回復についての問題にも対処する。コンデンサＣ５およびダイオードＤ｜１、Ｄ｜２は、主たるクランピング配置と類似した直列および並列の組合として構成されてもよいが、典型的にはより低電力の処理能力を要する。可変動作周波数が所望であれば、図２０の回路が、ダイオードＤ｜１、Ｄ｜２が常に導通状態となるようにＬ３およびＣ５を選択する限り、ターンオフ電流が、周波数から独立してほぼ不変となるよう維持されるという付加的な利点を提供する。
【００７４】
図２０の回路についての改善例を図２１に示す。これは、コイルＬＳおよびコンデンサＣＳを含む付加的なＬＣ直列回路を含む。電源の一次周波数とその第三高調波との間に共振周波数があるようにコイルＬＳおよびコンデンサＣ５の値を適切に選択すれば、コイルＬ３を通る電流が周波数とともに増大し、ＤＣ電流がおよそ一定に維持される。
【００７５】
陰側および陽側の線は、不整合な作用に応答するとともにインバータへの電圧および／または電流の帰還を可能とする所定の点をクランピングするのに便利な基準電圧を提供するが、クランピングが発生するように、クランピングダイオードを、別の所定の電圧源の両端に接続することも可能である。回路は、ときには過剰な電圧および電流を損失しなければならないので、交流電圧源を基準とすることは、好ましくは、定電圧だめを基準とすることを含む。
【００７６】
図２２は、陰側および陽側の電圧線以外の電圧を基準とする回路を図示する。ブロッキング用コンデンサＣ４は、ツェナーダイオードＺ１、Ｚ２がクランピングのためにそれぞれの高電圧基準および低電圧基準を設定するように、コイルＬ１とインバータスイッチＳ１、Ｓ２との間に挿入される。ツェナーダイオードＺ１、Ｚ２は、点Ｘにおける電圧が正に駆動した場合に一方が導通して熱によりエネルギーを損失し、また、点Ｘにおける電圧が負に駆動した場合に他方が導通してエネルギーを損失するように、点Ａおよび点Ｂの間に直列に背中合わせに接続される。一方のダイオードは、他方の素子がツェナーモードにあるときは、整流器モードにて動作する。
【００７７】
実用上、ツェナーダイオードＺ１、Ｚ２は、高速にて良好にスイッチしない。この条件は、ツェナーダイオードＤ１、Ｄ２の代わりに図２３の構成を用いることによって和らげられうる。図２３は、従来型のダイオードＤＺ１、ＤＺ２とそれぞれ直列に背中合わせに置かれたツェナーダイオードＺ１、Ｚ２を含む。そして、ツェナー／従来型のダイオードの直列接続は、並列に置かれる。この構成において、ツェナーダイオードＺ１、Ｚ２は整流モードで動作する必要はない。
【００７８】
さらなる問題は、ツェナーダイオードが、現在、特に高い電力定格については入手できないということである。現在、ツェナーダイオードの最大電力定格はおよそ７０Ｗである。さらに、比較的高い電力定格を有するツェナーダイオードは典型的には高価である。しかし、トランジスタは、比較的安価であり、非常に高い電力定格についても容易に入手可能である。ツェナーについての制限を克服する一つの方法としては、図２４に示すような能動ツェナー回路を用いることがある。図２４において、ツェナーダイオードＺＡは、ツェナーダイオードＺＡのおよそ１００倍の、より高い電力レベルを損失するために構成されたトランジスタＴＡをターンオンするために主に機能する。トランジスタＴＡにおける電力損失は、能動ツェナー回路のゲインの関数である。
【００７９】
図２４を参照すると、ダイオードＺＡがツェナーモードのとき、次の式が適用される。
Ｖ＝Ｖ２＋ＶＢＥ、ここでＶＢＥ≒０．６Ｖ
Ｉ＝Ｉ２＋ＩＱ、ここでＩＱ≒ＨＦＥ×Ｉ２であり、ＨＦＥ≒１００
よって、ＩＱ≫Ｉ２であり、ＰＱ≫Ｐ２
【００８０】
上記式から見て取れるように、トランジスタＴＡを通る電流は、ツェナーダイオードＺＡを通る電流よりも相当大きく、トランジスタＴＡにより損失される電力は、ツェナーダイオードＺＡにより損失される電力よりも相当大きい。
【００８１】
図２５は、インバータの陰側および陽側の線以外に、電圧基準を設定する代替的な配置を図示する。特に、図２５は、ダイオードＤＢ１Ａ、ＤＢ２Ａ、ＤＢ１Ｂ、ＤＢ２Ｂを備えるダイオードブリッジを示す。ツェナーＺＢは、ダイオードブリッジの半部をわたって接続される。したがって、陰性波についても陽性波についても、電圧が閾値電圧を超えると、ツェナーダイオードＺＢはツェナーモードにはいる。図２６は、図２５に類似したダイオードブリッジの配置を図示するが、図２４に類似したトランジスタＴＡおよびツェナーダイオードＺＡの配置を含み、これにより、増大された電力損失が提供される。
【００８２】
図２４〜２６のダイオードブリッジ回路は、いくつかの利点を提供する。第一に、この設計は、ツェナーダイオードを、二つではなく、一つのみ使用する必要があるため、コストが軽減される。第二に、一つのツェナーダイオードのみを使用するので、二つのツェナーダイオード配置を用いて得られる、場合によっては一定でないクランピング電圧ではなく、一定したクランピング電圧が得られうる。第三に、従来型のダイオードの方が、ツェナーダイオードよりもより容易に整合される。
【００８３】
図２７は、保護回路を有する電源の例示的な回路実装例について測定した波形を示す。動作波形および電力レベルを、整合および不整合の条件下において３００ＶのＤＣ入力について記録した。負荷インピーダンスは、５０オームにて整合し、開回路と、短絡と、誘導性および容量性リアクタンス性の両方につき１２、２５、５０、１００および２００オームとを用いて不整合とされた。図２７ａ〜ｍを参照すると、それぞれの図は、各図において１〜４と付された四つの波形を含む。波形１は、各区分を２００ボルトとした、例えばコイルＬ１の出入力等のＭＯＳＦＥＴのドレイン電圧を示す。波形２は、各区分を１０アンペアとした、Ｌ１を通る電流を示す。波形３は、各区分をおよそ２００ボルトとしたクランプ電圧、すなわちダイオードＤ１、Ｄ２間の接続点における電圧である。波形４は、各区分を１０アンペアとしたクランピングダイオード電流である。この規則は、図２７および２８の出力波形のそれぞれについて適用される。選択された値は、無限ＶＳＷＲにおいて、最も劣悪な動作条件を保証するに足りる１２の別個の点を提供する。下記の表に主たるパラメータを列記する。
【００８４】
【表１】
負荷が、開回路から短絡へと誘導的に替わっていき、再度容量的に戻っていくとき、ＦＥＴ電流は誘導性に保たれ、５０オームの値の４０％高よりも低い。ＤＣ電流消費は、５０オームの値のたった六分の一である。クランピングダイオードＤ１、Ｄ２は、５０オームの負荷について僅かに導通することが見て取れるが、これは網を僅かに再同調することにより排除することができる。しかし、これは、効率や効果的な保護に関し重要ではない。
【００８６】
対照的に、図２８は、クランプ回路をもたずに実現された３７５ＫＨｚのハーフブリッジインバータについての出力波形を図示する。試験の間、素子の破壊を防ぐために、試験素子を、供給電圧を手動で低減することによって保護した。下記の表に主たるパラメータを列記する。ここでは、保護は、供給電圧を低減することによって達成される。
【００８７】
【表２】
誘導負荷インピーダンスが低減するにつれ、ＦＥＴ電流は大きくなる。１２オームにおいて電源を３００Ｖに維持した場合、順方向電力は、５０オームの値よりも大きな７５０Ｗにまで達したであろう。短絡においては、７５０Ｗはたった４２Ｖにより生成され、Ｌ１は残りの網とは共振状態であった。３００Ｖにおいて、順方向ＲＦ電力は約３８ＫＷ、ＤＣ電力は４．６ＫＷ、ピークトランジスタ電流は１００Ａであろう。
【００８９】
負荷が容量性に移りインピーダンスが上昇しはじめると、ＦＥＴは容量性の負荷を認識する。この条件は、電流がまだ適度であるにも関わらずＦＥＴが高いダイオード回復ロスをこうむるため、共振前にみられる高い誘導電流よりもより問題を含みうる。さらに、ｄｖ／ｄｔ破損を整流する恐れがある。最後に三つのグラフにおいて、明確さのためにスケールを変更したことに注意する。
【００９０】
図２９は、電力発生器のための制御回路を図示する。制御回路２０は、入力電圧を受け取るフィルタ軟始動整流器（filter soft start rectifier）２２を含む。整流器２２は、過電圧保護のために回路遮断器を含みうる。補助電力センスユニット（ＰＳＵ）２４が、制御回路構成に電力を供給するために低電圧信号を生成する。冷却ファン２６が、発生器回路に冷却を提供する。
【００９１】
フィルタ軟始動整流器２２からの出力は、複数の電力増幅器３０ａ、３０ｂ、３０ｃ、３０ｄへのＤＣ電圧の付与を制御する任意のＤＣスイッチ２８へ与えられる。四つの電力増幅器３０ａ〜３０ｄは、電力の全体を一つの増幅器で処理することを要求するよりも、むしろ四つの増幅器にわたって電力処理を分配するために、並列にて用いられる。代わりに、一つまたは多数の電力増幅器が、電力増幅器３０ａ〜３０ｄの機能を実行してもよい。駆動器回路３２が、各電力増幅器３０ａ〜３０ｄそれぞれのスイッチングを制御するためにスイッチング信号を生成する。
【００９２】
電力増幅器３０ａ〜３０ｄからの出力は、電力増幅器３０ａ〜３０ｄからのそれぞれの出力を一つに信号に組合わせる、組合絶縁変圧器３４へ入力される。組合回路３４は、電力増幅器を出力から絶縁するために、絶縁変圧器を含んでもよい。組合絶縁変圧器３４は、出力を生成する前に電力信号をフィルタするフィルタおよび電力センス回路３６へ、組み合わせた信号を出力する。回路３６の電力センス部分が、制御位相変調器保護回路３８へ帰還信号を提供する。
【００９３】
制御位相変調器回路３８は、アナログまたはデジタル電子機器を用いて実現されうる。回路３８は、ＤＣスイッチ２８、駆動器３２およびフロントパネル制御４０のそれぞれに制御信号を出力する。各電力増幅器３０ａ〜３０ｄそれぞれの中のスイッチングの位相を変えることにより、出力電力を対応して変えうる。したがって、制御位相変調器回路３８は、フィルタおよび電力センス回路３６からの入力に応じて電力増幅器の位相を変える。フロントパネル制御回路４０は、オペレータに情報を提供し、また、所望の位相および結果として生じる出力電力の変更を可能とする。
【００９４】
図３０は、本明細書中で説明した選択された電源がプラズマチャンバを制御するためのシステムに用いられうるような制御システムを図示する。制御システム５０は、例えば集積回路を製造するのに用いられうるようなプラズマチャンバ５２を含む。プラズマチャンバ５２は、一つまたは複数のガス入口５４と、一つまたは複数のガス出口５６とを含む。ガス入口５４および出口５６は、プラズマチャンバ５２の内部へのガスの導入と、そこからの排出とを可能とする。プラズマチャンバ５２内の温度は、プラズマチャンバ５２に与えられる熱制御信号５８を介して制御されうる。プラズマ制御器６０が、チャンバ内の真空レベルを示す真空信号６２と、電圧信号６４と、入口および出口のガスの流量比を示す信号６６とを含む、プラズマチャンバからの入力を受け取る。当業者であれば認識するように、プラズマ制御器６０によって、他の入力／出力の受け取り／生成もなされうる。プラズマ制御器６０は、プラズマチャンバに与えられるべき所望の入力電力を、電圧発生器６８を介して決定する。電圧発生器６８は、プラズマ制御器６０からの入力信号を受け取るマイクロプロセッサ７０または他の同様の制御器を含む。マイクロプロセッサ７０は、所望の周波数および電力定格にて電圧信号を出力する電源７２に制御信号を生成する。電源７２からの電圧出力は、電源７２とプラズマチャンバ５２との間のインピーダンスを整合する整合網７４へ入力される。
【００９５】
図３１は、例えば図３０の整合網７０について実現されうるような整合網８０用の回路を図示する。整合網８０は、５０オームの入力インピーダンスを、負荷８２により供給される出力インピーダンスに対して望ましく整合する。整合網８０は、第一可変コンデンサ８４と、第二可変コンデンサ８６と、コイル８８とを含むパイフィルタの形態に構成される。コンデンサ８４、８６は、５０オーム入力と負荷８２との間のインピーダンスを正しく整合すべくフィルタ網の静電容量を変えうるように、可変コンデンサとして実現される。制御器８８は、整合されたインピーダンスに応じて変わる帰還信号を受け取り、コンデンサ８４、８６それぞれの静電容量を変える制御信号を生成する。当業者であれば、例えば変圧器または固定網等の他の整合網構成を実現しうることを認識するだろう。
【００９６】
本発明を、現時点において好適な形態として説明したが、本発明について多数の応用および実装例が存在することが理解されるべきである。したがって、本発明は、添付の請求の範囲に示す本発明の精神から逸脱することなく、変更や変形が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】 図１は、上述したような従来技術において実施されていた回路形態である。
【図２】 図２は、上述したような従来技術において実施されていた回路形態である。
【図３】 図３は、本発明の原理にしたがって配置した電源回路である。
【図４】 図４は、関連する発明であり、組合わされた出力を生成するために回路が直列に接続されている。
【図５】 図５は、関連する発明であり、組合わされた電力出力を生成するために回路が並列に接続されている。
【図６】 図６は、関連する発明であり、スイッチングブリッジの半部のそれぞれが単一のクランピングダイオード対によって保護されている。
【図７】 図７は、関連する発明であり、共振回路と単一のスイッチとが出力を提供し、単一のクランピングするダイオード対が回路を保護する。
【図８】 図８は、図７の回路の三段階の実装例である。
【図９】 図９は、関連する発明であり、ハーフブリッジインバータと保護回路とを示す。
【図１０】 図１０は、特定のスイッチング素子に応じた、スイッチング素子についての選択可能な構成を図示する。
【図１１】 図１１は、特定のスイッチング素子に応じた、スイッチング素子についての選択可能な構成を図示する。
【図１２】 図１２は、特定のスイッチング素子に応じた、スイッチング素子についての選択可能な構成を図示する。
【図１３】 図１３は、クランピングダイオードの一方と並列なコンデンサを有する回路である。
【図１４】 図１４は、各クランピングダイオードと並列なコンデンサを有する回路である。
【図１５】 図１５は、コンデンサおよびダイオードの直列連結にわたって分割される電圧を有する回路である。
【図１６】 図１６は、保護回路におけるコイルとＲＣ回路とを示す回路である。
【図１７】 図１７は、フィルタ網の動作を向上させるためのＭＯＳＦＥＴ回路を示す。
【図１８】 図１８は、素子の静電容量に対処するためのインバータのための、代替的な入力回路のための回路を示す。
【図１９】 図１９は、複数のＦＥＴを用いて実現された、素子の静電容量に対処するためのインバータ回路を示す。
【図２０】 図２０は、図１８の入力回路の改良例である。
【図２１】 図２１は、付加的なＬＣ直列回路を有するインバータである。
【図２２】 図２２は、クランピング電圧を変えるための電源回路を図示する。
【図２３】 図２３は、図２２のインバータと共に用いるための、選択可能な定電圧だめの配置を図示する。
【図２４】 図２４は、図２２のインバータと共に用いるための、選択可能な定電圧だめの配置を図示する。
【図２５】 図２５は、図２２のインバータと共に用いるための、選択可能な定電圧だめの配置を図示する。
【図２６】 図２６は、図２２のインバータと共に用いるための、選択可能な定電圧だめの配置を図示する。
【図２７】 図２７ａ〜２７ｍは、保護回路を組み込んだ例示的なハーフブリッジインバータから得た波形を図示する。
【図２８】 図２８ａ〜２８ｆは、保護回路を組み込んでいない例示的なハーフブリッジインバータから得た、比較用の波形を図示する。
【図２９】 図２９は、電源のための制御回路のブロック図である。
【図３０】 図３０は、保護回路を用いたプラズマシステムについてのブロック図である。
【図３１】 図３１は、図３０の制御回路のための整合用網である。
Claims (56)
- 直流（ＤＣ）電圧源と、
ＤＣ入力電圧を受け取るため、および交流（ＡＣ）出力信号を生成するためのハーフブリッジインバータと、
上記ハーフブリッジインバータの出力における第一高調波フィルタであって、上記ＡＣ出力信号の所定の高調波成分をフィルタして、フィルタされたＡＣ信号を生成する上記第一高調波フィルタと、
上記フィルタされたＡＣ信号を受け取って、上記フィルタされたＡＣ信号を負荷にフィードするための、上記第一高調波フィルタの出力における出力回路と
を備え、
上記出力回路は、
アノードが上記第一高調波フィルタの出力に接続され、カソードが上記ＤＣ電圧源の陽側の線に接続された第一整流器と、
アノードが上記ＤＣ電圧源の陰側の線に接続され、カソードが上記第一高調波フィルタの出力に接続された第二整流器と
で構成されるインバータ保護回路を含み、
上記インバータ保護回路は、上記第一高調波フィルタを含む回路網が負荷インピーダンスに従い共振状態となって、上記ハーフブリッジインバータが上記第一高調波フィルタの出力を所定の第一電圧を超える電圧および所定の第二電圧を下回る電圧にまで駆動しようとした場合、電流を上記ＤＣ電圧源に戻させるために、それぞれ上記第一および第二整流器の一方が導通する、
負荷に交流電力を供給するための電源回路。 - 上記第一高調波フィルタは、直列状態のコイルとコンデンサとを含み、上記第一高調波フィルタは、上記ハーフブリッジインバータのスイッチの一方と並列に配置される請求項１の電源回路。
- 上記第一高調波フィルタは、コイルとコンデンサとを含み、
上記コイルは、上記ハーフブリッジインバータのスイッチの出力と、上記第一および第二整流器の間の相互接続点との間に配置され、
上記コンデンサは、上記第一および第二整流器のそれぞれと並列な一対のコンデンサの組み合わされた静電容量を備える請求項１の電源回路。 - 上記第一および第二整流器は、それぞれ、直列な一対のダイオードを備え、
上記第一高調波フィルタは、コイルとコンデンサとを含み、
上記コイルは、上記ハーフブリッジインバータのスイッチの出力と、上記第一および第二整流器の間の相互接続点との間に配置され、
上記コンデンサは、複数のコンデンサの組み合わされた静電容量を備え、
上記複数のコンデンサの各コンデンサは、上記第一および第二整流器がそれぞれ備える一対のダイオードの各ダイオードと対応し、対応する各ダイオードと並列である請求項１の電源回路。 - 上記ハーフブリッジインバータは、上記ＤＣ電圧源の電圧線のそれぞれの間に直列に配置された一対のスイッチを備え、
さらに、
上記ＤＣ電圧源の上記電圧線のそれぞれの間に直列に配置された一対のコンデンサと、
上記一対のコンデンサの相互接続点と上記一対のスイッチの相互接続点との間に配置されたコイルと
を備える請求項１の電源回路。 - さらに、一対のダイオードを備え、
上記一対のダイオードの各ダイオードは、上記一対のコンデンサの各コンデンサと並列である請求項５の電源回路。 - 上記一対のスイッチの各スイッチは、直列に更なる一対のスイッチを備え、
さらに、上記更なる一対のスイッチの各スイッチと並列にコンデンサを備える請求項５の電源回路。 - 直流（ＤＣ）電圧源と、
ＤＣ入力電圧を受け取るため、および交流（ＡＣ）出力信号を生成するためのフルブリッジインバータであって、一対のハーフブリッジを備える上記フルブリッジインバータと、
上記一対のハーフブリッジの各ハーフブリッジの出力における第一高調波フィルタであって、上記ＡＣ出力信号の所定の高調波成分をフィルタして、フィルタされたＡＣ信号を生成する上記第一高調波フィルタと、
上記第一高調波フィルタの組み合わされた出力における出力回路であって、上記フィルタされたＡＣ信号を受け取って、上記フィルタされたＡＣ信号を負荷にフィードする上記出力回路と
を備え、
上記出力回路は、
アノードが上記第一高調波フィルタの出力に接続され、カソードが上記ＤＣ電圧源の陽側の線に接続された第一整流器と、
アノードが上記ＤＣ電圧源の陰側の線に接続され、カソードが上記第一高調波フィルタの出力に接続された第二整流器と
で構成されるインバータ保護回路を含み、
上記インバータ保護回路は、上記第一高調波フィルタを含む回路網が負荷インピーダンスに従い共振状態となって、上記フルブリッジインバータが上記第一高調波フィルタの出力を所定の第一電圧を超える電圧および所定の第二電圧を下回る電圧にまで駆動しようとした場合、電流を上記ＤＣ電圧源に戻させるために、それぞれ上記第一および第二整流器の一方が導通する、
負荷に交流電力を供給するための電源回路。 - さらに、上記第一高調波フィルタの組み合わされた出力における第二高調波フィルタであって、上記フィルタされたＡＣ信号から高調波成分を除去して出力信号を生成する上記第二高調波フィルタを備える請求項８の電源回路。
- さらに、上記第二高調波フィルタの出力からＤＣ成分を除去するための、上記第二高調波フィルタの出力におけるブロッキング用コンデンサを備える請求項９の電源回路。
- 上記第一高調波フィルタは、直列状態のコイルとコンデンサとを含み、上記第一高調波フィルタは、上記各ハーフブリッジのスイッチの一方と並列に配置される請求項９の電源回路。
- 上記第二高調波フィルタは、直列状態のコイルとコンデンサとを含み、上記第二高調波フィルタは、上記各ハーフブリッジのスイッチの一方と並列に配置される請求項９の電源回路。
- 上記第一高調波フィルタは、コイルとコンデンサとを含み、
上記コイルは、上記各ハーフブリッジのスイッチの出力と、上記第一および第二整流器の間の相互接続点との間に配置され、
上記コンデンサは、上記第一および第二整流器のそれぞれと並列な一対のコンデンサの組み合わされた静電容量を備える請求項９の電源回路。 - 上記第二高調波フィルタは、コイルとコンデンサとを含み、
上記コイルは、上記第二高調波フィルタの出力と、上記第一および第二整流器の間の相互接続点との間に配置され、
上記コンデンサは、上記第一および第二整流器のそれぞれと並列な一対のコンデンサの組み合わされた静電容量を備える請求項１３の電源回路。 - 上記各ハーフブリッジは、上記ＤＣ電圧源の電圧線のそれぞれの間に直列に配置された一対のスイッチを備え、
さらに、
上記ＤＣ電圧源の上記電圧線のそれぞれの間に直列に配置された一対のコンデンサと、
上記一対のコンデンサの相互接続点と上記一対のスイッチの相互接続点との間に配置されたコイルと
を備える請求項９の電源回路。 - さらに、一対のダイオードを備え、
上記一対のダイオードの各ダイオードは、上記一対のコンデンサの各コンデンサと並列である請求項１５の電源回路。 - さらに、上記各ハーフブリッジにスイッチング信号を発生する信号発生器を備える請求項８の電源回路。
- 上記信号発生器は、上記一対のハーフブリッジ間の動作の相対的な位相を変える請求項１７の電源回路。
- 電流が上記フルブリッジインバータへ帰還される請求項８の電源回路。
- 直流（ＤＣ）電圧源と、
ＤＣ入力電圧を受け取るため、および交流（ＡＣ）出力信号を生成するための一対のシングルエンド（single ended）インバータであって、フルブリッジ構成に形成された上記一対のシングルエンドインバータと、
上記一対のシングルエンドインバータの各シングルエンドインバータの出力における第一高調波フィルタであって、上記ＡＣ出力信号の所定の高調波成分をフィルタして、フィルタされたＡＣ信号を生成する上記第一高調波フィルタと、
上記第一高調波フィルタの組み合わされた出力における出力回路であって、上記フィルタされたＡＣ信号を受け取って、上記フィルタされたＡＣ信号を負荷にフィードする上記出力回路と
を備え、
上記各シングルエンドインバータは、
上記ＤＣ電圧源の第一の線に接続されたスイッチと、
上記第一の線および上記ＤＣ電圧源の第二の線の間に接続されたタンク回路とを備え、
上記スイッチを動作させることにより上記タンク回路が付勢され、
上記出力回路は、
アノードが上記第一高調波フィルタの出力に接続され、カソードが上記ＤＣ電圧源の陽側の線に接続された第一整流器と、
アノードが上記ＤＣ電圧源の陰側の線に接続され、カソードが上記第一高調波フィルタの出力に接続された第二整流器と
で構成されるインバータ保護回路を含み、
上記インバータ保護回路は、上記第一高調波フィルタを含む回路網が負荷インピーダンスに従い共振状態となって、上記一対のシングルエンドインバータが上記第一高調波フィルタの出力を所定の第一電圧を超える電圧および所定の第二電圧を下回る電圧にまで駆動しようとした場合、電流を上記ＤＣ電圧源に戻させるために、それぞれ上記第一および第二整流器の一方が導通する、
負荷に交流電力を供給するための電源回路。 - 上記タンク回路はさらに、
上記スイッチと上記第二の線との間に接続されたコイルと、
上記スイッチと並列なコンデンサと
を備える請求項２０の電源回路。 - さらに、上記スイッチと上記第一高調波フィルタとの間にブロッキング用コンデンサを備える請求項２０の電源回路。
- さらに、上記第一高調波フィルタの組み合わされた出力における第二高調波フィルタであって、上記フィルタされたＡＣ信号から高調波成分を除去して出力信号を生成する上記第二高調波フィルタを備える請求項２０の電源回路。
- さらに、上記第二高調波フィルタの出力からＤＣ成分を除去するための、上記第二高調波フィルタの出力におけるブロッキング用コンデンサを備える請求項２３の電源回路。
- 上記第一高調波フィルタは、直列状態のコイルとコンデンサとを含み、上記第一高調波フィルタは、上記各シングルエンドインバータのスイッチと並列に配置される請求項２４の電源回路。
- 上記第二高調波フィルタは、直列状態のコイルとコンデンサとを含み、上記第二高調波フィルタは、上記各シングルエンドインバータのスイッチと並列に配置される請求項２５の電源回路。
- 上記第一高調波フィルタは、コイルとコンデンサとを含み、
上記コイルは、上記各シングルエンドインバータのスイッチの出力と、上記第一および第二整流器の間の相互接続点との間に配置され、
上記コンデンサは、上記第一および第二整流器のそれぞれと並列な一対のコンデンサの組み合わされた静電容量を備える請求項２４の電源回路。 - 上記第二高調波フィルタは、コイルとコンデンサとを含み、
上記コイルは、上記第二高調波フィルタの出力と、上記第一および第二整流器の間の相互接続点との間に配置され、
上記コンデンサは、上記第一および第二整流器のそれぞれと並列な一対のコンデンサの組み合わされた静電容量を備える請求項２７の電源回路。 - 上記各シングルエンドインバータは、上記ＤＣ電圧源の電圧線のそれぞれの間に直列に配置された一対のスイッチを備え、
さらに、
上記ＤＣ電圧源の上記電圧線のそれぞれの間に直列に配置された一対のコンデンサと、
上記一対のコンデンサの相互接続点と上記一対のスイッチの相互接続点との間に配置されたコイルと
を備える請求項２０の電源回路。 - さらに、一対のダイオードを備え、
上記一対のダイオードの各ダイオードは、上記一対のコンデンサの各コンデンサと並列である請求項２８の電源回路。 - さらに、上記各シングルエンドインバータにスイッチング信号を発生する信号発生器を備える請求項２０の電源回路。
- 上記信号発生器は、上記一対のシングルエンドインバータ間の動作の相対的な位相を変える請求項３１の電源回路。
- 電流が上記一対のシングルエンドインバータへ帰還される請求項２０の電源回路。
- 直流（ＤＣ）電圧源と、
上記ＤＣ電圧源の第一および第二の線の間に直列に配置された第一の複数のシングルエンド（single ended）インバータであって、第一ハーフブリッジを形成し、上記第一ハーフブリッジは第一の組み合わされた出力を有する上記第一の複数のシングルエンドインバータと、
上記ＤＣ電圧源の上記第一および第二の線の間に直列に配置された第二の複数のシングルエンドインバータであって、第二ハーフブリッジを形成し、上記第二ハーフブリッジは第二の組み合わされた出力を有する上記第二の複数のシングルエンドインバータと、
上記第一および第二ハーフブリッジそれぞれの出力における第一高調波フィルタであって、交流（ＡＣ）出力信号の所定の高調波成分をフィルタして、フィルタされたＡＣ信号を生成する上記第一高調波フィルタと、
上記第一高調波フィルタの組み合わされた出力における出力回路であって、上記フィルタされたＡＣ信号を受け取って、上記フィルタされたＡＣ信号を負荷にフィードする上記出力回路と
を備え、
上記第一および第二の複数のシングルエンドインバータの少なくとも一方は、
上記ＤＣ電圧源の第一および第二の線と、上記第一および第二の線の間に直列に接続された複数のコンデンサの相互接続点に接続された少なくとも一以上の電圧線とからなる複数の局所電圧線のうちの第一局所電圧線に接続されたスイッチと、
上記第一局所電圧線と上記複数の局所電圧線のうちの第二局所電圧線との間に接続されたタンク回路とを備え、
上記スイッチを動作させることにより上記タンク回路が付勢され、
上記出力回路は、
アノードが上記第一高調波フィルタの出力に接続され、カソードが上記ＤＣ電圧源の陽側の線に接続された第一整流器と、
アノードが上記ＤＣ電圧源の陰側の線に接続され、カソードが上記第一高調波フィルタの出力に接続された第二整流器と
で構成されるインバータ保護回路を含み、
上記インバータ保護回路は、上記第一高調波フィルタを含む回路網が負荷インピーダンスに従い共振状態となって、上記第一および第二の複数のシングルエンドインバータが上記第一高調波フィルタの出力を所定の第一電圧を超える電圧および所定の第二電圧を下回る電圧にまで駆動しようとした場合、電流を上記ＤＣ電圧源に戻させるために、それぞれ上記第一および第二整流器の一方が導通する、
負荷に交流電力を供給するための電源回路。 - 上記タンク回路はさらに、
上記スイッチと上記第二局所電圧線との間に接続されたコイルと、
上記スイッチと並列なコンデンサと
を備える請求項３４の電源回路。 - 上記第一ハーフブリッジのための複数の局所電圧線は、上記第二ハーフブリッジのための対応する複数の局所電圧線を有し、上記第一ハーフブリッジのための上記複数の局所電圧線と、上記第二ハーフブリッジのための対応する上記複数の局所電圧線とは相互に接続されている請求項３４の電源回路。
- さらに、上記スイッチと上記第一高調波フィルタとの間にブロッキング用コンデンサを備える請求項３４の電源回路。
- さらに、上記第一高調波フィルタの組み合わされた出力における第二高調波フィルタであって、上記フィルタされたＡＣ信号から高調波成分を除去して出力信号を生成する上記第二高調波フィルタを備える請求項３４の電源回路。
- 直流（ＤＣ）電圧源と、
ＤＣ入力電圧を受け取るため、および交流（ＡＣ）出力信号を生成するためのフルブリッジインバータであって、一対のハーフブリッジを備える上記フルブリッジインバータと、
上記フルブリッジインバータの出力における第一高調波フィルタであって、上記ＡＣ出力信号の所定の高調波成分をフィルタして、フィルタされたＡＣ信号を生成する上記第一高調波フィルタと、
上記フィルタされたＡＣ信号を受け取って、上記フィルタされたＡＣ信号を負荷にフィードするための、上記第一高調波フィルタの出力における出力回路と
を備え、
上記出力回路は、
アノードが上記第一高調波フィルタの出力に接続され、カソードが上記ＤＣ電圧源の陽側の線に接続された第一整流器、および
アノードが上記ＤＣ電圧源の陰側の線に接続され、カソードが上記第一高調波フィルタの出力に接続された第二整流器
の少なくとも一方の整流器で構成されるインバータ保護回路を含み、
上記インバータ保護回路は、上記第一高調波フィルタを含む回路網が負荷インピーダンスに従い共振状態となって、上記フルブリッジインバータが上記第一高調波フィルタの出力を所定の第一電圧を超える電圧および所定の第二電圧を下回る電圧にまで駆動しようとした場合、電流を損失させるために、上記少なくとも一方の整流器が導通し、
上記所定の第一および第二電圧は、上記ＤＣ電圧源の陽側および陰側の線のそれぞれの電圧以外のものである、
負荷に交流電力を供給するための電源回路。 - 上記少なくとも一つの整流器は、ツェナーダイオードである請求項３９の電源回路。
- 上記少なくとも一つの整流器は、背中合わせに配置された一対のツェナーダイオードを備え、
上記一対のツェナーダイオードの各ツェナーダイオードの降伏電圧が上記所定の第一および第二電圧を決定する請求項３９の電源回路。 - さらに、上記第一高調波フィルタの出力における第二高調波フィルタであって、上記フィルタされたＡＣ信号から高調波成分を除去して出力信号を生成する上記第二高調波フィルタを備える請求項４０の電源回路。
- 少なくとも一つのツェナーダイオードが、共通の電圧基準と、上記第一高調波フィルタの出力との間に挿入される請求項４１の電源回路。
- 上記少なくとも一つの整流器は、スイッチを作動して、上記スイッチに電流を導通させて電力を損失させるのを可能とする請求項４０の電源回路。
- 上記少なくとも一つの整流器は、ダイオードブリッジの二つの半部を相互に接続する請求項４０の電源回路。
- 交流（ＡＣ）信号を受け取って、上記ＡＣ信号を直流（ＤＣ）電圧信号に変換するための回路と、
上記ＤＣ電圧信号を受け取るため、およびＡＣ出力信号を生成するためのフルブリッジインバータであって、第一および第二ハーフブリッジを有する上記フルブリッジインバータと、
上記第一および第二ハーフブリッジそれぞれの出力における第一高調波フィルタであって、上記ＡＣ出力信号の所定の高調波成分をフィルタして、フィルタされたＡＣ信号を生成する上記第一高調波フィルタと、
上記第一高調波フィルタの組み合わされた出力における出力回路であって、上記フィルタされたＡＣ信号を受け取って、上記フィルタされたＡＣ信号を負荷にフィードする上記出力回路とを含む電力増幅器と、
上記フィルタされたＡＣ信号の電力を決定するための出力センス回路であって、センス信号を生成する上記出力センス回路と、
上記センス信号に応じて上記フィルタされたＡＣ信号の電力を変えるべく上記フルブリッジインバータの相対的な位相を変えるための位相変調器と
を備え、
上記出力回路は、
アノードが上記第一高調波フィルタの出力に接続され、カソードが上記フルブリッジインバータの陽側の線に接続された第一整流器と、
アノードが上記フルブリッジインバータの陰側の線に接続され、カソードが上記第一高調波フィルタの出力に接続された第二整流器と
で構成されるインバータ保護回路を含み、
上記インバータ保護回路は、上記第一高調波フィルタを含む回路網が負荷インピーダンスに従い共振状態となって、上記フルブリッジインバータが上記第一高調波フィルタの出力を所定の第一電圧を超える電圧および所定の第二電圧を下回る電圧にまで駆動しようとした場合、電流を上記フルブリッジインバータに戻させるために、それぞれ上記第一および第二整流器の一方が導通する、
電力発生器のための制御システム。 - 上記電力増幅器は、並列に配置された複数の電力増幅器を備え、
さらに、上記複数の電力増幅器のそれぞれの出力信号を組み合わせるための組合器を備える請求項４６の制御システム。 - 無線周波数（ＲＦ）信号により励起されるプラズマチャンバと、
上記プラズマチャンバの動作条件を測定し、上記プラズマチャンバ内の条件を変えるための制御信号を生成するためのプラズマ制御器と、
上記プラズマチャンバへ上記ＲＦ信号を発生するためのＲＦ発生器であって、
上記プラズマ制御器からの上記制御信号を受け取って、電力供給制御信号を生成するＲＦ制御器と、
上記電力供給制御信号を受け取って、上記電力供給制御信号に応じて上記ＲＦ信号を生成する電源とを含む上記ＲＦ発生器と
を備え、
上記電源は、
直流（ＤＣ）電圧源と、
ＤＣ入力電圧を受け取るため、および交流（ＡＣ）出力信号を生成するためのハーフブリッジインバータと、
上記ハーフブリッジインバータの出力における第一高調波フィルタであって、上記ＡＣ出力信号の所定の高調波成分をフィルタして、フィルタされたＡＣ信号を生成する上記第一高調波フィルタと、
上記フィルタされたＡＣ信号を受け取って、上記フィルタされたＡＣ信号を負荷にフィードするための、上記第一高調波フィルタの出力における出力回路と
を備え、
上記出力回路は、
アノードが上記第一高調波フィルタの出力に接続され、カソードが上記ＤＣ電圧源の陽側の線に接続された第一整流器と、
アノードが上記ＤＣ電圧源の陰側の線に接続され、カソードが上記第一高調波フィルタの出力に接続された第二整流器と
で構成されるインバータ保護回路を含み、
上記インバータ保護回路は、上記第一高調波フィルタを含む回路網が負荷インピーダンスに従い共振状態となって、上記ハーフブリッジインバータが上記第一高調波フィルタの出力を所定の第一電圧を超える電圧および所定の第二電圧を下回る電圧にまで駆動しようとした場合、電流を上記ＤＣ電圧源に戻させるために、それぞれ上記第一および第二整流器の一方が導通する、
プラズマ制御システム。 - 無線周波数（ＲＦ）信号により励起されるプラズマチャンバと、
上記プラズマチャンバの動作条件を測定し、上記プラズマチャンバ内の条件を変えるための制御信号を生成するためのプラズマ制御器と、
上記プラズマチャンバへ上記ＲＦ信号を発生するためのＲＦ発生器であって、
上記プラズマ制御器からの上記制御信号を受け取って、電力供給制御信号を生成するＲＦ制御器と、
上記電力供給制御信号を受け取って、上記電力供給制御信号に応じて上記ＲＦ信号を生成する電源とを含む上記ＲＦ発生器と
を備え、
上記電源は、
直流（ＤＣ）電圧源と、
ＤＣ入力電圧を受け取るため、および交流（ＡＣ）出力信号を生成するためのフルブリッジインバータであって、一対のハーフブリッジを備える上記フルブリッジインバータと、
上記一対のハーフブリッジの各ハーフブリッジの出力における第一高調波フィルタであって、上記ＡＣ出力信号の所定の高調波成分をフィルタして、フィルタされたＡＣ信号を生成する上記第一高調波フィルタと、
上記第一高調波フィルタの組み合わされた出力における出力回路であって、上記フィルタされたＡＣ信号を受け取って、上記フィルタされたＡＣ信号を負荷にフィードする上記出力回路と
を備え、
上記出力回路は、
アノードが上記第一高調波フィルタの出力に接続され、カソードが上記ＤＣ電圧源の陽側の線に接続された第一整流器と、
アノードが上記ＤＣ電圧源の陰側の線に接続され、カソードが上記第一高調波フィルタの出力に接続された第二整流器と
で構成されるインバータ保護回路を含み、
上記インバータ保護回路は、上記第一高調波フィルタを含む回路網が負荷インピーダンスに従い共振状態となって、上記フルブリッジインバータが上記第一高調波フィルタの出力を所定の第一電圧を超える電圧および所定の第二電圧を下回る電圧にまで駆動しようとした場合、電流を上記ＤＣ電圧源に戻させるために、それぞれ上記第一および第二整流器の一方が導通する、
プラズマ制御システム。 - 直流（ＤＣ）電圧源と、
ＤＣ入力電圧を受け取るため、および負荷へ入力するための交流（ＡＣ）出力信号を生成するためのインバータと、
上記インバータの出力における第一高調波フィルタであって、上記ＡＣ出力信号の所定の高調波成分をフィルタして、フィルタされたＡＣ信号を生成する上記第一高調波フィルタと、
上記フィルタされたＡＣ信号を受け取って、上記フィルタされたＡＣ信号を負荷にフィードするための、上記第一高調波フィルタの出力における出力回路と
を備え、
上記出力回路は、
アノードが上記第一高調波フィルタの出力に接続され、カソードが上記ＤＣ電圧源の陽側の線に接続された第一整流器と、
アノードが上記ＤＣ電圧源の陰側の線に接続され、カソードが上記第一高調波フィルタの出力に接続された第二整流器と
で構成されるインバータ保護回路を含み、
上記インバータ保護回路は、上記第一高調波フィルタを含む回路網が負荷インピーダンスに従い共振状態となって、上記第一高調波フィルタの出力における電圧が所定の第一電圧を超えた場合および所定の第二電圧を下回った場合に、電流を上記ＤＣ電圧源に戻させるために、それぞれ上記第一および第二整流器の一方が導通する、
負荷に交流電力を供給するための電源回路。 - 上記第一高調波フィルタは、コイルおよびコンデンサを含む請求項５０の電源回路。
- 上記インバータは、ハーフブリッジインバータを備える請求項５０の電源回路。
- 上記インバータは、一対のハーフブリッジを有するフルブリッジインバータを備え、上記一対のハーフブリッジは、上記負荷に対して、直列および並列の一方にして配置される請求項５０の電源回路。
- 直流（ＤＣ）電圧源と、
ＤＣ入力電圧を受け取るため、および負荷へ入力するための交流（ＡＣ）出力信号を生成するためのインバータと、
上記インバータの出力における第一高調波フィルタであって、上記ＡＣ出力信号の所定の高調波成分をフィルタして、フィルタされたＡＣ信号を生成する上記第一高調波フィルタと、
上記フィルタされたＡＣ信号を受け取って、上記フィルタされたＡＣ信号を負荷にフィードするための、上記第一高調波フィルタの出力における出力回路と
を備え、
上記出力回路は、
アノードが上記第一高調波フィルタの出力に接続され、カソードが上記ＤＣ電圧源の陽側の線に接続された第一整流器と、
アノードが上記ＤＣ電圧源の陰側の線に接続され、カソードが上記第一高調波フィルタの出力に接続された第二整流器と
で構成されるインバータ保護回路を含み、
上記インバータ保護回路は、上記第一高調波フィルタを含む回路網が負荷インピーダンスに従い共振状態となって、上記第一高調波フィルタの出力における電圧が所定の第一電圧を超えた場合および所定の第二電圧を下回った場合に、電流を損失させるために、それぞれ上記第一および第二整流器の一方が導通する、
負荷に交流電力を供給するための電源回路。 - 上記インバータ保護回路は、少なくとも一つのツェナーダイオードを備える請求項５４の電源回路。
- 上記インバータ保護回路は、背中合わせに配置された一対のツェナーダイオードを備え、
上記一対のツェナーダイオードの各ツェナーダイオードの降伏電圧が上記所定の第一および第二電圧を決定する請求項５４の電源回路。
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