JP3641785B2 - プラズマ発生用電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、プラズマ発生用電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
プラズマ発生用電源装置（以下、適宜「プラズマ用電源」という）は、高周波スパッタリング、プラズマＣＶＤ、エッチング、アッシング等の半導体製造工程にて用いられる半導体製造装置に、安定なプラズマを発生させる目的で使用される電源装置である。
【０００３】
従来のプラズマ用電源は、内蔵した水晶発振器の微小な振動を、多段に接続したリニア増幅器を用いて最終出力まで増幅していた。この増幅器は、リニアアンプと呼ばれる増幅方式を用いており、５０％程度と比較的効率の低い増幅方式であった。
【０００４】
だが、プラズマ用電源の出力が大型化するにつれ、従来の低効率増幅器だと装置の容積・損失電力が非常に大きいため、市場の要求を満たさなくなってきた。そこで、現在では、スイッチングモードアンプと呼ばれる、従来よりも効率が高い（８０％以上）増幅方式が主流になっている。このスイッチングモードアンプには大きく分けて２つの方式があり、Ｄ級と呼ばれる方式と、Ｅ級と呼ばれる方式とがあるが、プラズマ用電源では、Ｅ級方式が一般的である。
【０００５】
図１７は、一般的なＥ級方式の回路構成を示す図である。同図に示すように、Ｅ級方式では、スイッチ素子ＱSとチョークコイルＲＦCとが、入力電圧ＶDDに対して直列接続されている。そして、この接続点から、共振コンデンサＣ0と共振リアクトルＬ0とからなる直列共振回路を経由し、正弦波出力を得ている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図１７に示すＥ級方式では、チョークコイルＲＦCを通しているため、負荷の状態が定常状態の場合であっても、スイッチ素子ＱSにかかる電圧のピーク値は、電源電圧ＶDDの３倍を超える。また、負荷変動の激しいプラズマ発生装置の場合、過渡現象において負荷が短時間の間に開放／短絡状態になり、それらの組み合わせによってはスイッチ素子ＱSに過大な電圧がかかってしまうことがある。この時、スイッチ素子ＱSの使用電圧範囲を超えるようなことがあると、瞬間的にスイッチ素子ＱSを破壊してしまう問題があった。
【０００７】
本発明の課題は、高効率、且つプラズマ負荷特有の過渡的な負荷変動からスイッチ素子を保護可能なプラズマ発生用電源装置を実現することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１記載の発明は、
負荷であるプラズマ発生装置に高周波電力を供給するためのプラズマ発生用電源装置であって、
直流電源部（例えば、図１の可変ＤＣ電源１０）と、
逆並列接続された寄生ダイオードを有する複数の半導体スイッチで構成されたＤ級増幅回路を有し、前記直流電源部から出力される直流電力を高周波電力に変換して出力する電力変換回路（例えば、図１の増幅回路２０）と、
負荷インピーダンスを所定の遅れ負荷に変換する負荷インピーダンス変換回路（例えば、図１の負荷インピーダンス変換回路３０）と、
を備え、前記負荷インピーダンス変換回路を介して前記電力変換回路から出力される高周波電力を負荷である前記プラズマ発生装置に供給することで負荷電流が遅れ位相に変換され、前記半導体スイッチのＯＮから遅れて負荷電流の方向が逆転して当該半導体スイッチが導通するまでの間、当該半導体スイッチの寄生ダイオードが導通していることを特徴としている。
【０００９】
この請求項１に記載の発明によれば、直流電力を交流電力に変換する電力変換回路がＤ級増幅回路を有して構成することで、このＤ級増幅回路を構成する各半導体スイッチにかかる電圧を、最大でも直流電力部による供給電圧までに抑えることができる。従って、プラズマ発生装置のように負荷変動が激しい負荷であっても、過渡現象によって半導体スイッチに過大な電圧がかかり、破壊してしまうといったことを防止できる。
【００１０】
また、負荷インピーダンス変換回路により、電力変換回路からみた負荷を所定の遅れ負荷に変換されることで、負荷電流の位相が遅れ位相になり、スイッチング動作に伴う回路の損失を低減し、高効率のプラズマ発生用電源装置を実現できる。具体的には、負荷電流が遅れ位相に変換されることにより、半導体スイッチのＯＮから遅れて負荷電流の方向が逆転してこの半導体スイッチが導通するまでの間、この半導体スイッチの寄生ダイオードが導通していることで、電力増幅回路内に短絡電流が流れることを防止し、スイッチング動作に伴う損失を低減できる。
【００１１】
またこの場合、前記電力変換回路を、例えば請求項２に記載の発明のように、
前記複数の半導体スイッチがブリッジ接続されたフルブリッジインバータ回路であることとしても良い。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照し、本発明の実施の形態を詳細に説明する。
【００１３】
図１は、本実施の形態におけるプラズマ用電源１の概略構成を示すブロック図である。同図に示すように、プラズマ用電源１は、例えば商用電源から供給される３相交流電源を所望電圧の高周波電力に変換し、負荷であるプラズマ発生装置２へ供給する。また、プラズマ用電源１から見たプラズマ発生装置２は、整合器（不図示）によりプラズマ用電源１との整合が取られた、５０Ωの純抵抗負荷となっている。
【００１４】
また、プラズマ用電源１は、主に、可変ＤＣ電源１０、複数の高周波増幅回路(以下、単に「増幅回路」という)２０、負荷インピーダンス変換回路３０、合成回路４０、フィルタ回路５０、電力センサ６０及び制御回路７０を備えて構成される。
【００１５】
可変ＤＣ電源１０は、入力される交流電力を直流電力に変換して出力するコンバータとして機能する。また、電力変換の動作は、制御回路７０によって制御される。
【００１６】
増幅回路２０は、直列接続されたスイッチ素子を有する、いわゆるＤ級増幅回路であり、これらのスイッチ素子に与えられる駆動信号に基づいて、可変ＤＣ電源１０から供給される直流電力を高周波電力に変換し、出力する。この増幅回路２０の回路構成を、図２に示す。
【００１７】
図２は、増幅回路２０の回路構成を示す図である。同図によれば、増幅回路２０は、ブリッジ接続された４つの半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４及びトランス２１より構成される。
【００１８】
半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４は、ＭＯＳ−ＦＥＴであり、ドライブ回路からそのゲートに入力される電圧信号（ゲート信号）によって、ドレイン−ソース間の導通／遮断状態（即ち、半導体スイッチのＯＮ／ＯＦＦ）が制御される。
【００１９】
そして、半導体スイッチＱ１のソースと半導体スイッチＱ２のドレインとが接続され、半導体スイッチＱ３のソースと半導体スイッチＱ４のドレインとが接続されている。また、半導体スイッチＱ１、Ｑ３の各ドレインが互いに接続され、半導体スイッチＱ２、Ｑ４の各ソースが互いに接続されている。
【００２０】
また、半導体スイッチＱ１、Ｑ２の接続点には、トランス２１の後述する一次巻線の一端に、半導体スイッチＱ３、Ｑ４の接続点には、上記一次巻線の他端が、それぞれ接続されている。
【００２１】
そして、半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４は、相対向する２対の半導体スイッチ、即ち半導体スイッチＱ１、Ｑ４の対及び半導体スイッチＱ２、Ｑ３の対が交互にＯＮ／ＯＦＦを繰り返すことにより、入力される直流電力を高周波の略正弦波交流に変換する。
【００２２】
即ち、半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４は、Ｄ級増幅回路を構成しているとともに、可変ＤＣ電源１０から供給される直流電力を交流電力に変換し、トランス２１の１次側に出力するフルブリッジインバータとして機能する。
【００２３】
尚、半導体スイッチＱ１、Ｑ２、３、Ｑ４に逆並列接続されているダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４は、それぞれ、半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４の寄生ダイオードである。
【００２４】
トランス２１は、相互に電磁結合された二つの巻線（一次巻線及び二次巻線）からなる変圧器であり、一次巻線の一端が半導体スイッチＱ１、Ｑ２の接続点に、他端が半導体スイッチＱ３、Ｑ４の接続点に、それぞれ接続されている。そして、一次巻線の両端に印可された電圧を、巻数比に応じて変圧し、二次巻線の両端に発生させる。
【００２５】
図１において、負荷インピーダンス変換回路３０は、負荷であるプラズマ発生装置２を、増幅回路２０からみて“遅れ負荷”とするためのインピーダンス変換回路である。この負荷インピーダンス変換回路３０の等価回路を、図３に示す。
【００２６】
図３は、負荷インピーダンス変換回路３０の等価回路を示す図である。尚、同図においては、１つの増幅回路２０の後段に接続される負荷インピーダンス変換回路３０の等価回路が示されている。
同図によれば、負荷インピーダンス変換回路３０は、入力端子に対して直列接続されたリアクタンスＸS及び並列接続されたリアクタンスＸPの等価回路により表される。各リアクタンスＸS、ＸPは、コイルやコンデンサによって構成可能であり、この値を適切に選択することで、増幅回路２０からみたプラズマ発生装置２の負荷インピーダンスを“遅れ負荷”に変換する。即ち、この負荷インピーダンス変換回路３０により、増幅回路２０から見た負荷を、等価的に“遅れ負荷”に見たてることができる。
【００２７】
図１において、合成回路４０は、インピーダンス変換回路６０を経由した複数の増幅回路２０それぞれの出力を合成し、各増幅回路２０の出力よりも高電圧の高周波電力を生成する。
【００２８】
フィルタ回路５０は、例えばコイルやコンデンサからなり、合成回路４０の出力から、ノイズとなる高調波成分を遮断する。
【００２９】
電力センサ６０は、フィルタ回路５０の出力電力を検出し、その検出値を制御回路７０へ出力する。
【００３０】
制御回路７０は、電力センサ６０の検出値に応じて可変ＤＣ電源１０の電力変換動作を制御する、いわゆるフィードバック制御を行う。
【００３１】
次に、本実施の形態の動作を説明する。
尚、以下においては、説明の簡明のため、プラズマ用電源１を簡略的に表した図４を参照して説明する。
【００３２】
図４は、プラズマ用電源１の内、増幅回路２０を１つのみとし、合成回路４０、フィルタ回路５０及び電力センサ６０を省略した回路である。また、可変ＤＣ電源１０が、一定電圧の直流電源ＶDDに、増幅回路２０からみたプラズマ発生装置２が、負荷インピーダンス変換回路３０によって“遅れ負荷”とされた負荷３に、それぞれ置き換えて示されている。
【００３３】
図５は、図４の増幅回路２０の動作を示すタイムチャートである。図５（ａ）は、半導体スイッチＱ１、Ｑ４のＯＮ／ＯＦＦを、同図（ｂ）は、半導体スイッチＱ２、Ｑ３のＯＮ／ＯＦＦを、同図（ｃ）は、トランス２１の一次側に流れる電流を、それぞれ、横軸を共通の時刻ｔとして示している。そして、区間Ｉ〜IVは、増幅回路２０の動作周期の１周期分に相当する。
【００３４】
また、同図（ｃ）において、中心線から上部は、トランス２１の一次側においてＡからＢヘの方向（図４中の下方向；以下、「Ａ→Ｂ方向」と表記する）に流れる電流を、中心線から下部は、ＢからＡへの方向（図４中の上方向；以下、「Ｂ→Ａ方向」と表記する）に流れる電流を、それぞれ示している。
【００３５】
尚、同図（ｃ）においては、増幅回路２０に流れる電流を実線で示すとともに、負荷インピーダンス変換回路３０を備えない場合、即ち増幅回路２０からみた負荷３が純抵抗負荷である場合の電流を、点線で示す。つまり、増幅回路２０からみた負荷３は“遅れ負荷”であるため、トランス２１の一次側を流れる電流の位相は、半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のＯＮ／ＯＦＦに対して遅れ位相となっている。
【００３６】
また、この電流の遅れ位相は、負荷インピーダンス変換回路３０の回路定数（リアクタンスＸS、ＸPの値）により決まる。そして、この値は、半導体スイッチがＯＮとなるタイミングから所定時間（詳細には、後述のように、ダイオードのリカバリ時間に相当する時間）以上遅れて電流の流れる向きが逆転するよう、決定する。
【００３７】
〔区間Ｉ〕
図５によれば、区間Ｉにおいて、半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４は、何れもＯＦＦである。この時、図６に示すように、電流は、Ｂ→Ａ方向に流れているとともに、ダイオードＤ１、Ｄ４が導通している。
【００３８】
〔区間II〕
次いで、区間IIにおいて、半導体スイッチＱ１、Ｑ４がＯＮとなるが、増幅回路２０から見た負荷３は“遅れ負荷”であるため、トランス２１の一次側を流れる電流は、遅れてその方向が逆転する。
【００３９】
即ち、区間IIの初期の間は、図６と同様に、電流は、直前の状態を保持したまま、Ｂ→Ａ方向へ流れ続ける。この時、ダイオードＤ１、Ｄ４が導通している。その後、電流の流れる方向が変化するが、半導体スイッチＱ１、Ｑ４がＯＮとなっているため、図７に示すように、Ａ→Ｂ方向へ電流が流れる。
【００４０】
このように、増幅回路２０からみた負荷３が“遅れ負荷”であるため、電流の流れる方向は、半導体スイッチＱ１、Ｑ４がＯＮとなった時点から遅れて逆転する。従って、ダイオードＤ１、Ｄ４の導通状態から、半導体スイッチＱ１、Ｑ４の導通状態へと移行することとなり、半導体スイッチＱ２、Ｑ３及びダイオードＤ２、Ｄ３には過電流や過電圧は発生しない。
【００４１】
〔区間III〕
続く区間IIIにおいては、半導体スイッチＱ１、Ｑ４がＯＦＦとなると、図８に示すように、電流は、直前の状態を保持したまま、Ａ→Ｂ方向へ流れ続ける。この時、ダイオードＤ２、Ｄ３が導通している。
【００４２】
〔区間IV〕
そして、区間IVにおいて、半導体スイッチＱ２、Ｑ３がＯＮとなるが、増幅回路２０からみた負荷３は“遅れ負荷”であるため、トランス２１の一次側を流れる電流は、遅れてその方向が逆転する。
【００４３】
即ち、区間IVの初期の間は、図８と同様に、電流は、直前の状態を保持したまま、Ａ→Ｂ方向へ流れ続ける。この時、ダイオードＤ２、Ｄ３が導通している。その後、電流の流れる方向が変化するが、半導体スイッチＱ２、Ｑ３がＯＮとなっているため、図９に示すように、Ｂ→Ａ方向へ電流が流れる。
【００４４】
このように、増幅回路２０からみた負荷３が“遅れ負荷”であるため、電流の流れる方向は、半導体スイッチＱ２、Ｑ３がＯＮとなった時点から遅れて逆転する。従って、ダイオードＤ２、Ｄ３の導通状態から、半導体スイッチＱ２、Ｑ３の導通状態へと移行することになり、半導体スイッチＱ１、Ｑ４及びダイオードＤ１、Ｄ４には過電流や過電圧が発生しない。
【００４５】
そして、区間IVの終わりにおいて、半導体スイッチＱ２、Ｑ３がＯＦＦとなると、増幅回路２０は、１周期分の動作を終了する。その後は、再度区間Ｉから同様の動作を繰り返す。
【００４６】
上述のように、増幅回路２０が有する半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４は、フルブリッジインバータとして機能するとともに、Ｄ級増幅回路を構成している。このため、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４には過電流や過電圧が発生せず、そのドレイン−ソース間には直流電源ＶDD以上の電圧がかからない。従って、プラズマ発生装置２特有の過渡的な負荷変動が発生した場合であっても、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４には過大な電圧が発生することなく、これらの破壊を防止することができる。
【００４７】
また、増幅回路２０から見た負荷３を、負荷インピーダンス変換回路３０によって“遅れ負荷”とする、即ち電流位相を遅れ位相とすることで、回路のスイッチング損失を減少させ、高効率を実現することができる。
【００４８】
更に、増幅回路２０は、その内部に動作周波数に依存する要素を持たないため、任意の周波数で動作させることが可能となる。即ち、半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４の駆動信号（ゲート信号）を変更することにより、任意の周波数での動作が可能である。従って、プラズマ用電源１全体として異なる周波数動作を行わせる場合には、負荷インピーダンス変換回路３０及びフィルタ回路５０の回路定数を変更することのみで、他の回路素子を変更することなく、対応が可能となる。
【００４９】
尚、ここで、増幅回路２０からみた負荷３が仮に“進み負荷”である場合には、プラズマ用電源１がどのような動作となるかについて説明する。
【００５０】
図１０は、負荷３が“進み負荷”である場合の、増幅回路２０の動作を示すタイムチャートである。図１０（ａ）は、半導体スイッチＱ１、Ｑ４のＯＮ／ＯＦＦを、同図（ｂ）は、半導体スイッチＱ２、Ｑ３のＯＮ／ＯＦＦを、同図（ｃ）は、トランス２１の一次側を流れる電流Ｉを、それぞれ、横軸を共通の時刻ｔとして示している。そして、図５と同様に、区間Ｉ〜IVが、増幅回路２０の動作周期の１周期分に相当する。
【００５１】
また、図１０（ｃ）においては、図５（ｃ）と同様に、負荷インピーダンス変換回路３０を備えない場合の電流が、点線で示されている。つまり、増幅回路２０からみた負荷３は“進み負荷”であるため、トランス２１の一次側を流れる電流の位相は、半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のＯＮ／ＯＦＦに対して、進み位相となっている。
【００５２】
〔区間Ｉ〕
図１０によれば、区間Ｉにおいて、半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４は、何れもＯＦＦである。この時、図１１に示すように、電流は、Ａ→Ｂ方向へ流れているとともに、ダイオードＤ２、Ｄ３が導通している。
【００５３】
〔区間II〕
次いで、区間IIにおいて、半導体スイッチＱ１、Ｑ４がＯＮとなるが、ＯＮとなった直後は、ダイオードＤ２、Ｄ３は、リカバリ（逆回復）特性のため瞬時にＯＦＦできない。このため、図１２に示すように、半導体スイッチＱ１とダイオードＤ２、ダイオードＤ３と半導体スイッチＱ４が短絡し、それぞれに短絡電流が流れ、損失が発生する。
【００５４】
その後、ダイオードＤ２、Ｄ３のリカバリ（逆回復）時間に相当する時間だけ経過すると、ダイオードＤ２、Ｄ３はＯＦＦとなり、図１３に示すように、電流は、再度Ａ→Ｂ方向へ流れる。この時、半導体スイッチＱ１、Ｑ４が導通している。
【００５５】
そして、区間IIの終わりにおいては、増幅回路２０からみた負荷３が“進み負荷”であるため、電流の流れる方向が、Ｂ→Ａ方向へ変化する。この時、半導体スイッチＱ１、Ｑ４はＯＮであり、ダイオードＤ１、Ｄ４が導通している。
【００５６】
〔区間III〕
続く区間IIIにおいて、半導体スイッチＱ１、Ｑ４がＯＦＦとなると、図１４に示すように、電流は、直前の状態を保持したまま、Ｂ→Ａ方向へ流れ続ける。この時、ダイオードＤ１、Ｄ４が導通している。
【００５７】
〔区間IV〕
そして、区間IVにおいて、半導体スイッチＱ２、Ｑ３がＯＮとなるが、ＯＮとなった直後は、ダイオードＤ１、Ｄ４は、リカバリ特性のために瞬時にＯＦＦできない。このため、図１５に示すように、ダイオードＤ１と半導体スイッチＱ２、半導体スイッチＱ３とダイオードＤ４が短絡し、それぞれに短絡電流が流れ、損失が発生する。
【００５８】
その後、ダイオードＤ１、Ｄ４のリカバリ時間に相当する時間だけ経過後すると、ダイオードＤ１、Ｄ４はＯＦＦとなり、図１６に示すように、電流は、再度Ｂ→Ａ方向へ流れる。この時、半導体スイッチＱ２、Ｑ３が導通している。
【００５９】
そして、区間IVの終わりにおいては、増幅回路２０からみた負荷３が“進み負荷”であるため、電流の流れる方向が、Ａ→Ｂ方向へ変化する。この時、半導体スイッチＱ２、Ｑ３はＯＮであり、ダイオードＤ２、Ｄ３が導通している。
そして、半導体スイッチＱ２、Ｑ３がＯＦＦとなると、増幅回路２０は、１周期分の動作を終了する。その後は、再度区間Ｉから同様の動作を繰り返す。
【００６０】
このように、電流位相が進み位相の場合には、スイッチ素子がＯＮとなった時点において、寄生ダイオードは、そのリカバリ特性のために瞬時にＯＦＦできない。このため、スイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦ毎に、直列接続された半導体スイッチとの短絡状態となり、回路の損失が増大する。つまり、この損失は、回路のスイッチング周波数に依存しており、特に、プラズマ用電源のように高周波の電源装置においては、非常に大きくなる。
【００６１】
また、負荷３が同相である場合、即ち負荷インピーダンス変換回路３０を備えず、純抵抗負荷であるプラズマ発生装置２である場合であっても同様である。つまり、例えば区間IIにて半導体スイッチＱ１、Ｑ４がＯＮとなる時、電流は、図１０に点線で示すように、Ａ→Ｂ方向へ流れている。このため、図１２と同様に、ダイオードＤ２、Ｄ３のリカバリ特性による短絡電流が流れ、回路に損失が発生する。
【００６２】
一方、増幅回路２０からみた負荷３が“遅れ負荷”である場合、即ち電流位相が遅れ位相の場合には、上記説明したように、例えば区間IIにて、半導体スイッチＱ１、Ｑ４がＯＮとなる時、電流は、図５に示すように、Ｂ→Ａ方向へ流れている。つまり、ダイオードＤ１、Ｄ４の導通状態から半導体スイッチＱ１、Ｑ４の導通状態へと円滑に移行するため、短絡電流が流れない。このため、スイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦにより発生する損失を低減し、高効率を実現することができる。
【００６３】
【発明の効果】
本発明によれば、高効率、且つプラズマ負荷の過渡的な負荷変動からスイッチ素子を保護可能なプラズマ発生用電源装置を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】発明の実施の形態におけるプラズマ用電源の概略構成を示すブロック図である。
【図２】増幅回路の回路構成を示す図である。
【図３】負荷インピーダンス変換回路の等価回路を示す図である。
【図４】図１のプラズマ用電源の等価回路を示す図である。
【図５】図４の増幅回路の動作を示すタイムチャートである。
【図６】増幅回路における電流経路の一例を示す図である。
【図７】増幅回路における電流経路の一例を示す図である。
【図８】増幅回路における電流経路の一例を示す図である。
【図９】増幅回路における電流経路の一例を示す図である。
【図１０】“進み負荷”の場合の増幅回路の動作を示すタイムチャートである。
【図１１】増幅回路における電流経路の一例を示す図である。
【図１２】増幅回路における電流経路の一例を示す図である。
【図１３】増幅回路における電流経路の一例を示す図である。
【図１４】増幅回路における電流経路の一例を示す図である。
【図１５】増幅回路における電流経路の一例を示す図である。
【図１６】増幅回路における電流経路の一例を示す図である。
【図１７】Ｅ級増幅回路の基本構成を示す図である。
【符号の説明】
１ プラズマ用電源
１０ 可変ＤＣ電源
２０ 増幅回路
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４ 半導体スイッチ
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４ ダイオード
２１ トランス
３０ 負荷インピーダンス変換回路
４０ 合成回路
５０ フィルタ回路
６０ 電力センサ
７０ 制御回路
ＸS、ＸP リアクタンス
２ プラズマ発生装置
３ 負荷
【発明の属する技術分野】
本発明は、プラズマ発生用電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
プラズマ発生用電源装置（以下、適宜「プラズマ用電源」という）は、高周波スパッタリング、プラズマＣＶＤ、エッチング、アッシング等の半導体製造工程にて用いられる半導体製造装置に、安定なプラズマを発生させる目的で使用される電源装置である。
【０００３】
従来のプラズマ用電源は、内蔵した水晶発振器の微小な振動を、多段に接続したリニア増幅器を用いて最終出力まで増幅していた。この増幅器は、リニアアンプと呼ばれる増幅方式を用いており、５０％程度と比較的効率の低い増幅方式であった。
【０００４】
だが、プラズマ用電源の出力が大型化するにつれ、従来の低効率増幅器だと装置の容積・損失電力が非常に大きいため、市場の要求を満たさなくなってきた。そこで、現在では、スイッチングモードアンプと呼ばれる、従来よりも効率が高い（８０％以上）増幅方式が主流になっている。このスイッチングモードアンプには大きく分けて２つの方式があり、Ｄ級と呼ばれる方式と、Ｅ級と呼ばれる方式とがあるが、プラズマ用電源では、Ｅ級方式が一般的である。
【０００５】
図１７は、一般的なＥ級方式の回路構成を示す図である。同図に示すように、Ｅ級方式では、スイッチ素子ＱSとチョークコイルＲＦCとが、入力電圧ＶDDに対して直列接続されている。そして、この接続点から、共振コンデンサＣ0と共振リアクトルＬ0とからなる直列共振回路を経由し、正弦波出力を得ている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図１７に示すＥ級方式では、チョークコイルＲＦCを通しているため、負荷の状態が定常状態の場合であっても、スイッチ素子ＱSにかかる電圧のピーク値は、電源電圧ＶDDの３倍を超える。また、負荷変動の激しいプラズマ発生装置の場合、過渡現象において負荷が短時間の間に開放／短絡状態になり、それらの組み合わせによってはスイッチ素子ＱSに過大な電圧がかかってしまうことがある。この時、スイッチ素子ＱSの使用電圧範囲を超えるようなことがあると、瞬間的にスイッチ素子ＱSを破壊してしまう問題があった。
【０００７】
本発明の課題は、高効率、且つプラズマ負荷特有の過渡的な負荷変動からスイッチ素子を保護可能なプラズマ発生用電源装置を実現することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１記載の発明は、
負荷であるプラズマ発生装置に高周波電力を供給するためのプラズマ発生用電源装置であって、
直流電源部（例えば、図１の可変ＤＣ電源１０）と、
逆並列接続された寄生ダイオードを有する複数の半導体スイッチで構成されたＤ級増幅回路を有し、前記直流電源部から出力される直流電力を高周波電力に変換して出力する電力変換回路（例えば、図１の増幅回路２０）と、
負荷インピーダンスを所定の遅れ負荷に変換する負荷インピーダンス変換回路（例えば、図１の負荷インピーダンス変換回路３０）と、
を備え、前記負荷インピーダンス変換回路を介して前記電力変換回路から出力される高周波電力を負荷である前記プラズマ発生装置に供給することで負荷電流が遅れ位相に変換され、前記半導体スイッチのＯＮから遅れて負荷電流の方向が逆転して当該半導体スイッチが導通するまでの間、当該半導体スイッチの寄生ダイオードが導通していることを特徴としている。
【０００９】
この請求項１に記載の発明によれば、直流電力を交流電力に変換する電力変換回路がＤ級増幅回路を有して構成することで、このＤ級増幅回路を構成する各半導体スイッチにかかる電圧を、最大でも直流電力部による供給電圧までに抑えることができる。従って、プラズマ発生装置のように負荷変動が激しい負荷であっても、過渡現象によって半導体スイッチに過大な電圧がかかり、破壊してしまうといったことを防止できる。
【００１０】
また、負荷インピーダンス変換回路により、電力変換回路からみた負荷を所定の遅れ負荷に変換されることで、負荷電流の位相が遅れ位相になり、スイッチング動作に伴う回路の損失を低減し、高効率のプラズマ発生用電源装置を実現できる。具体的には、負荷電流が遅れ位相に変換されることにより、半導体スイッチのＯＮから遅れて負荷電流の方向が逆転してこの半導体スイッチが導通するまでの間、この半導体スイッチの寄生ダイオードが導通していることで、電力増幅回路内に短絡電流が流れることを防止し、スイッチング動作に伴う損失を低減できる。
【００１１】
またこの場合、前記電力変換回路を、例えば請求項２に記載の発明のように、
前記複数の半導体スイッチがブリッジ接続されたフルブリッジインバータ回路であることとしても良い。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照し、本発明の実施の形態を詳細に説明する。
【００１３】
図１は、本実施の形態におけるプラズマ用電源１の概略構成を示すブロック図である。同図に示すように、プラズマ用電源１は、例えば商用電源から供給される３相交流電源を所望電圧の高周波電力に変換し、負荷であるプラズマ発生装置２へ供給する。また、プラズマ用電源１から見たプラズマ発生装置２は、整合器（不図示）によりプラズマ用電源１との整合が取られた、５０Ωの純抵抗負荷となっている。
【００１４】
また、プラズマ用電源１は、主に、可変ＤＣ電源１０、複数の高周波増幅回路(以下、単に「増幅回路」という)２０、負荷インピーダンス変換回路３０、合成回路４０、フィルタ回路５０、電力センサ６０及び制御回路７０を備えて構成される。
【００１５】
可変ＤＣ電源１０は、入力される交流電力を直流電力に変換して出力するコンバータとして機能する。また、電力変換の動作は、制御回路７０によって制御される。
【００１６】
増幅回路２０は、直列接続されたスイッチ素子を有する、いわゆるＤ級増幅回路であり、これらのスイッチ素子に与えられる駆動信号に基づいて、可変ＤＣ電源１０から供給される直流電力を高周波電力に変換し、出力する。この増幅回路２０の回路構成を、図２に示す。
【００１７】
図２は、増幅回路２０の回路構成を示す図である。同図によれば、増幅回路２０は、ブリッジ接続された４つの半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４及びトランス２１より構成される。
【００１８】
半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４は、ＭＯＳ−ＦＥＴであり、ドライブ回路からそのゲートに入力される電圧信号（ゲート信号）によって、ドレイン−ソース間の導通／遮断状態（即ち、半導体スイッチのＯＮ／ＯＦＦ）が制御される。
【００１９】
そして、半導体スイッチＱ１のソースと半導体スイッチＱ２のドレインとが接続され、半導体スイッチＱ３のソースと半導体スイッチＱ４のドレインとが接続されている。また、半導体スイッチＱ１、Ｑ３の各ドレインが互いに接続され、半導体スイッチＱ２、Ｑ４の各ソースが互いに接続されている。
【００２０】
また、半導体スイッチＱ１、Ｑ２の接続点には、トランス２１の後述する一次巻線の一端に、半導体スイッチＱ３、Ｑ４の接続点には、上記一次巻線の他端が、それぞれ接続されている。
【００２１】
そして、半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４は、相対向する２対の半導体スイッチ、即ち半導体スイッチＱ１、Ｑ４の対及び半導体スイッチＱ２、Ｑ３の対が交互にＯＮ／ＯＦＦを繰り返すことにより、入力される直流電力を高周波の略正弦波交流に変換する。
【００２２】
即ち、半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４は、Ｄ級増幅回路を構成しているとともに、可変ＤＣ電源１０から供給される直流電力を交流電力に変換し、トランス２１の１次側に出力するフルブリッジインバータとして機能する。
【００２３】
尚、半導体スイッチＱ１、Ｑ２、３、Ｑ４に逆並列接続されているダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４は、それぞれ、半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４の寄生ダイオードである。
【００２４】
トランス２１は、相互に電磁結合された二つの巻線（一次巻線及び二次巻線）からなる変圧器であり、一次巻線の一端が半導体スイッチＱ１、Ｑ２の接続点に、他端が半導体スイッチＱ３、Ｑ４の接続点に、それぞれ接続されている。そして、一次巻線の両端に印可された電圧を、巻数比に応じて変圧し、二次巻線の両端に発生させる。
【００２５】
図１において、負荷インピーダンス変換回路３０は、負荷であるプラズマ発生装置２を、増幅回路２０からみて“遅れ負荷”とするためのインピーダンス変換回路である。この負荷インピーダンス変換回路３０の等価回路を、図３に示す。
【００２６】
図３は、負荷インピーダンス変換回路３０の等価回路を示す図である。尚、同図においては、１つの増幅回路２０の後段に接続される負荷インピーダンス変換回路３０の等価回路が示されている。
同図によれば、負荷インピーダンス変換回路３０は、入力端子に対して直列接続されたリアクタンスＸS及び並列接続されたリアクタンスＸPの等価回路により表される。各リアクタンスＸS、ＸPは、コイルやコンデンサによって構成可能であり、この値を適切に選択することで、増幅回路２０からみたプラズマ発生装置２の負荷インピーダンスを“遅れ負荷”に変換する。即ち、この負荷インピーダンス変換回路３０により、増幅回路２０から見た負荷を、等価的に“遅れ負荷”に見たてることができる。
【００２７】
図１において、合成回路４０は、インピーダンス変換回路６０を経由した複数の増幅回路２０それぞれの出力を合成し、各増幅回路２０の出力よりも高電圧の高周波電力を生成する。
【００２８】
フィルタ回路５０は、例えばコイルやコンデンサからなり、合成回路４０の出力から、ノイズとなる高調波成分を遮断する。
【００２９】
電力センサ６０は、フィルタ回路５０の出力電力を検出し、その検出値を制御回路７０へ出力する。
【００３０】
制御回路７０は、電力センサ６０の検出値に応じて可変ＤＣ電源１０の電力変換動作を制御する、いわゆるフィードバック制御を行う。
【００３１】
次に、本実施の形態の動作を説明する。
尚、以下においては、説明の簡明のため、プラズマ用電源１を簡略的に表した図４を参照して説明する。
【００３２】
図４は、プラズマ用電源１の内、増幅回路２０を１つのみとし、合成回路４０、フィルタ回路５０及び電力センサ６０を省略した回路である。また、可変ＤＣ電源１０が、一定電圧の直流電源ＶDDに、増幅回路２０からみたプラズマ発生装置２が、負荷インピーダンス変換回路３０によって“遅れ負荷”とされた負荷３に、それぞれ置き換えて示されている。
【００３３】
図５は、図４の増幅回路２０の動作を示すタイムチャートである。図５（ａ）は、半導体スイッチＱ１、Ｑ４のＯＮ／ＯＦＦを、同図（ｂ）は、半導体スイッチＱ２、Ｑ３のＯＮ／ＯＦＦを、同図（ｃ）は、トランス２１の一次側に流れる電流を、それぞれ、横軸を共通の時刻ｔとして示している。そして、区間Ｉ〜IVは、増幅回路２０の動作周期の１周期分に相当する。
【００３４】
また、同図（ｃ）において、中心線から上部は、トランス２１の一次側においてＡからＢヘの方向（図４中の下方向；以下、「Ａ→Ｂ方向」と表記する）に流れる電流を、中心線から下部は、ＢからＡへの方向（図４中の上方向；以下、「Ｂ→Ａ方向」と表記する）に流れる電流を、それぞれ示している。
【００３５】
尚、同図（ｃ）においては、増幅回路２０に流れる電流を実線で示すとともに、負荷インピーダンス変換回路３０を備えない場合、即ち増幅回路２０からみた負荷３が純抵抗負荷である場合の電流を、点線で示す。つまり、増幅回路２０からみた負荷３は“遅れ負荷”であるため、トランス２１の一次側を流れる電流の位相は、半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のＯＮ／ＯＦＦに対して遅れ位相となっている。
【００３６】
また、この電流の遅れ位相は、負荷インピーダンス変換回路３０の回路定数（リアクタンスＸS、ＸPの値）により決まる。そして、この値は、半導体スイッチがＯＮとなるタイミングから所定時間（詳細には、後述のように、ダイオードのリカバリ時間に相当する時間）以上遅れて電流の流れる向きが逆転するよう、決定する。
【００３７】
〔区間Ｉ〕
図５によれば、区間Ｉにおいて、半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４は、何れもＯＦＦである。この時、図６に示すように、電流は、Ｂ→Ａ方向に流れているとともに、ダイオードＤ１、Ｄ４が導通している。
【００３８】
〔区間II〕
次いで、区間IIにおいて、半導体スイッチＱ１、Ｑ４がＯＮとなるが、増幅回路２０から見た負荷３は“遅れ負荷”であるため、トランス２１の一次側を流れる電流は、遅れてその方向が逆転する。
【００３９】
即ち、区間IIの初期の間は、図６と同様に、電流は、直前の状態を保持したまま、Ｂ→Ａ方向へ流れ続ける。この時、ダイオードＤ１、Ｄ４が導通している。その後、電流の流れる方向が変化するが、半導体スイッチＱ１、Ｑ４がＯＮとなっているため、図７に示すように、Ａ→Ｂ方向へ電流が流れる。
【００４０】
このように、増幅回路２０からみた負荷３が“遅れ負荷”であるため、電流の流れる方向は、半導体スイッチＱ１、Ｑ４がＯＮとなった時点から遅れて逆転する。従って、ダイオードＤ１、Ｄ４の導通状態から、半導体スイッチＱ１、Ｑ４の導通状態へと移行することとなり、半導体スイッチＱ２、Ｑ３及びダイオードＤ２、Ｄ３には過電流や過電圧は発生しない。
【００４１】
〔区間III〕
続く区間IIIにおいては、半導体スイッチＱ１、Ｑ４がＯＦＦとなると、図８に示すように、電流は、直前の状態を保持したまま、Ａ→Ｂ方向へ流れ続ける。この時、ダイオードＤ２、Ｄ３が導通している。
【００４２】
〔区間IV〕
そして、区間IVにおいて、半導体スイッチＱ２、Ｑ３がＯＮとなるが、増幅回路２０からみた負荷３は“遅れ負荷”であるため、トランス２１の一次側を流れる電流は、遅れてその方向が逆転する。
【００４３】
即ち、区間IVの初期の間は、図８と同様に、電流は、直前の状態を保持したまま、Ａ→Ｂ方向へ流れ続ける。この時、ダイオードＤ２、Ｄ３が導通している。その後、電流の流れる方向が変化するが、半導体スイッチＱ２、Ｑ３がＯＮとなっているため、図９に示すように、Ｂ→Ａ方向へ電流が流れる。
【００４４】
このように、増幅回路２０からみた負荷３が“遅れ負荷”であるため、電流の流れる方向は、半導体スイッチＱ２、Ｑ３がＯＮとなった時点から遅れて逆転する。従って、ダイオードＤ２、Ｄ３の導通状態から、半導体スイッチＱ２、Ｑ３の導通状態へと移行することになり、半導体スイッチＱ１、Ｑ４及びダイオードＤ１、Ｄ４には過電流や過電圧が発生しない。
【００４５】
そして、区間IVの終わりにおいて、半導体スイッチＱ２、Ｑ３がＯＦＦとなると、増幅回路２０は、１周期分の動作を終了する。その後は、再度区間Ｉから同様の動作を繰り返す。
【００４６】
上述のように、増幅回路２０が有する半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４は、フルブリッジインバータとして機能するとともに、Ｄ級増幅回路を構成している。このため、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４には過電流や過電圧が発生せず、そのドレイン−ソース間には直流電源ＶDD以上の電圧がかからない。従って、プラズマ発生装置２特有の過渡的な負荷変動が発生した場合であっても、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４には過大な電圧が発生することなく、これらの破壊を防止することができる。
【００４７】
また、増幅回路２０から見た負荷３を、負荷インピーダンス変換回路３０によって“遅れ負荷”とする、即ち電流位相を遅れ位相とすることで、回路のスイッチング損失を減少させ、高効率を実現することができる。
【００４８】
更に、増幅回路２０は、その内部に動作周波数に依存する要素を持たないため、任意の周波数で動作させることが可能となる。即ち、半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４の駆動信号（ゲート信号）を変更することにより、任意の周波数での動作が可能である。従って、プラズマ用電源１全体として異なる周波数動作を行わせる場合には、負荷インピーダンス変換回路３０及びフィルタ回路５０の回路定数を変更することのみで、他の回路素子を変更することなく、対応が可能となる。
【００４９】
尚、ここで、増幅回路２０からみた負荷３が仮に“進み負荷”である場合には、プラズマ用電源１がどのような動作となるかについて説明する。
【００５０】
図１０は、負荷３が“進み負荷”である場合の、増幅回路２０の動作を示すタイムチャートである。図１０（ａ）は、半導体スイッチＱ１、Ｑ４のＯＮ／ＯＦＦを、同図（ｂ）は、半導体スイッチＱ２、Ｑ３のＯＮ／ＯＦＦを、同図（ｃ）は、トランス２１の一次側を流れる電流Ｉを、それぞれ、横軸を共通の時刻ｔとして示している。そして、図５と同様に、区間Ｉ〜IVが、増幅回路２０の動作周期の１周期分に相当する。
【００５１】
また、図１０（ｃ）においては、図５（ｃ）と同様に、負荷インピーダンス変換回路３０を備えない場合の電流が、点線で示されている。つまり、増幅回路２０からみた負荷３は“進み負荷”であるため、トランス２１の一次側を流れる電流の位相は、半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のＯＮ／ＯＦＦに対して、進み位相となっている。
【００５２】
〔区間Ｉ〕
図１０によれば、区間Ｉにおいて、半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４は、何れもＯＦＦである。この時、図１１に示すように、電流は、Ａ→Ｂ方向へ流れているとともに、ダイオードＤ２、Ｄ３が導通している。
【００５３】
〔区間II〕
次いで、区間IIにおいて、半導体スイッチＱ１、Ｑ４がＯＮとなるが、ＯＮとなった直後は、ダイオードＤ２、Ｄ３は、リカバリ（逆回復）特性のため瞬時にＯＦＦできない。このため、図１２に示すように、半導体スイッチＱ１とダイオードＤ２、ダイオードＤ３と半導体スイッチＱ４が短絡し、それぞれに短絡電流が流れ、損失が発生する。
【００５４】
その後、ダイオードＤ２、Ｄ３のリカバリ（逆回復）時間に相当する時間だけ経過すると、ダイオードＤ２、Ｄ３はＯＦＦとなり、図１３に示すように、電流は、再度Ａ→Ｂ方向へ流れる。この時、半導体スイッチＱ１、Ｑ４が導通している。
【００５５】
そして、区間IIの終わりにおいては、増幅回路２０からみた負荷３が“進み負荷”であるため、電流の流れる方向が、Ｂ→Ａ方向へ変化する。この時、半導体スイッチＱ１、Ｑ４はＯＮであり、ダイオードＤ１、Ｄ４が導通している。
【００５６】
〔区間III〕
続く区間IIIにおいて、半導体スイッチＱ１、Ｑ４がＯＦＦとなると、図１４に示すように、電流は、直前の状態を保持したまま、Ｂ→Ａ方向へ流れ続ける。この時、ダイオードＤ１、Ｄ４が導通している。
【００５７】
〔区間IV〕
そして、区間IVにおいて、半導体スイッチＱ２、Ｑ３がＯＮとなるが、ＯＮとなった直後は、ダイオードＤ１、Ｄ４は、リカバリ特性のために瞬時にＯＦＦできない。このため、図１５に示すように、ダイオードＤ１と半導体スイッチＱ２、半導体スイッチＱ３とダイオードＤ４が短絡し、それぞれに短絡電流が流れ、損失が発生する。
【００５８】
その後、ダイオードＤ１、Ｄ４のリカバリ時間に相当する時間だけ経過後すると、ダイオードＤ１、Ｄ４はＯＦＦとなり、図１６に示すように、電流は、再度Ｂ→Ａ方向へ流れる。この時、半導体スイッチＱ２、Ｑ３が導通している。
【００５９】
そして、区間IVの終わりにおいては、増幅回路２０からみた負荷３が“進み負荷”であるため、電流の流れる方向が、Ａ→Ｂ方向へ変化する。この時、半導体スイッチＱ２、Ｑ３はＯＮであり、ダイオードＤ２、Ｄ３が導通している。
そして、半導体スイッチＱ２、Ｑ３がＯＦＦとなると、増幅回路２０は、１周期分の動作を終了する。その後は、再度区間Ｉから同様の動作を繰り返す。
【００６０】
このように、電流位相が進み位相の場合には、スイッチ素子がＯＮとなった時点において、寄生ダイオードは、そのリカバリ特性のために瞬時にＯＦＦできない。このため、スイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦ毎に、直列接続された半導体スイッチとの短絡状態となり、回路の損失が増大する。つまり、この損失は、回路のスイッチング周波数に依存しており、特に、プラズマ用電源のように高周波の電源装置においては、非常に大きくなる。
【００６１】
また、負荷３が同相である場合、即ち負荷インピーダンス変換回路３０を備えず、純抵抗負荷であるプラズマ発生装置２である場合であっても同様である。つまり、例えば区間IIにて半導体スイッチＱ１、Ｑ４がＯＮとなる時、電流は、図１０に点線で示すように、Ａ→Ｂ方向へ流れている。このため、図１２と同様に、ダイオードＤ２、Ｄ３のリカバリ特性による短絡電流が流れ、回路に損失が発生する。
【００６２】
一方、増幅回路２０からみた負荷３が“遅れ負荷”である場合、即ち電流位相が遅れ位相の場合には、上記説明したように、例えば区間IIにて、半導体スイッチＱ１、Ｑ４がＯＮとなる時、電流は、図５に示すように、Ｂ→Ａ方向へ流れている。つまり、ダイオードＤ１、Ｄ４の導通状態から半導体スイッチＱ１、Ｑ４の導通状態へと円滑に移行するため、短絡電流が流れない。このため、スイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦにより発生する損失を低減し、高効率を実現することができる。
【００６３】
【発明の効果】
本発明によれば、高効率、且つプラズマ負荷の過渡的な負荷変動からスイッチ素子を保護可能なプラズマ発生用電源装置を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】発明の実施の形態におけるプラズマ用電源の概略構成を示すブロック図である。
【図２】増幅回路の回路構成を示す図である。
【図３】負荷インピーダンス変換回路の等価回路を示す図である。
【図４】図１のプラズマ用電源の等価回路を示す図である。
【図５】図４の増幅回路の動作を示すタイムチャートである。
【図６】増幅回路における電流経路の一例を示す図である。
【図７】増幅回路における電流経路の一例を示す図である。
【図８】増幅回路における電流経路の一例を示す図である。
【図９】増幅回路における電流経路の一例を示す図である。
【図１０】“進み負荷”の場合の増幅回路の動作を示すタイムチャートである。
【図１１】増幅回路における電流経路の一例を示す図である。
【図１２】増幅回路における電流経路の一例を示す図である。
【図１３】増幅回路における電流経路の一例を示す図である。
【図１４】増幅回路における電流経路の一例を示す図である。
【図１５】増幅回路における電流経路の一例を示す図である。
【図１６】増幅回路における電流経路の一例を示す図である。
【図１７】Ｅ級増幅回路の基本構成を示す図である。
【符号の説明】
１ プラズマ用電源
１０ 可変ＤＣ電源
２０ 増幅回路
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４ 半導体スイッチ
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４ ダイオード
２１ トランス
３０ 負荷インピーダンス変換回路
４０ 合成回路
５０ フィルタ回路
６０ 電力センサ
７０ 制御回路
ＸS、ＸP リアクタンス
２ プラズマ発生装置
３ 負荷
Claims (2)
- 負荷であるプラズマ発生装置に高周波電力を供給するためのプラズマ発生用電源装置であって、
直流電源部と、
逆並列接続された寄生ダイオードを有する複数の半導体スイッチで構成されたＤ級増幅回路を有し、前記直流電源部から出力される直流電力を高周波電力に変換して出力する電力変換回路と、
負荷インピーダンスを所定の遅れ負荷に変換する負荷インピーダンス変換回路と、
を備え、前記負荷インピーダンス変換回路を介して前記電力変換回路から出力される高周波電力を負荷である前記プラズマ発生装置に供給することで負荷電流が遅れ位相に変換され、前記半導体スイッチのＯＮから遅れて負荷電流の方向が逆転して当該半導体スイッチが導通するまでの間、当該半導体スイッチの寄生ダイオードが導通していることを特徴とするプラズマ発生用電源装置。 - 請求項１に記載のプラズマ発生用電源装置であって、
前記電力変換回路は、前記複数の半導体スイッチがブリッジ接続されたフルブリッジインバータ回路であることを特徴とするプラズマ発生用電源装置。
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