JP2000134943A - 正負パルス式高周波スイッチング電源 - Google Patents

正負パルス式高周波スイッチング電源

Info

Publication number
JP2000134943A
JP2000134943A JP10299993A JP29999398A JP2000134943A JP 2000134943 A JP2000134943 A JP 2000134943A JP 10299993 A JP10299993 A JP 10299993A JP 29999398 A JP29999398 A JP 29999398A JP 2000134943 A JP2000134943 A JP 2000134943A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
semiconductor switching
circuit
switching element
voltage
current
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP10299993A
Other languages
English (en)
Other versions
JP3049427B2 (ja
Inventor
Koichi Matsunaga
浩一 松永
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
HAIDEN KENKYUSHO KK
Original Assignee
HAIDEN KENKYUSHO KK
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by HAIDEN KENKYUSHO KK filed Critical HAIDEN KENKYUSHO KK
Priority to JP10299993A priority Critical patent/JP3049427B2/ja
Priority to US09/422,120 priority patent/US6130831A/en
Publication of JP2000134943A publication Critical patent/JP2000134943A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP3049427B2 publication Critical patent/JP3049427B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】 負荷側のリーケージインダクタンス及び配線
等で生ずる寄生容量、寄生インダクタンスの影響及び負
荷条件に左右されることなく、確実にスイッチングさせ
ることができてスイッチングロスが極めて少なく、理想
的なサイン波形の高周波出力が得られるようにする。 【解決手段】 ４個の半導体スイッチング素子ＳＷ１、
ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４をＨブリッジ接続したＨブリッ
ジスイッチング回路１と、このＨブリッジスイッチング
回路から出力される正負のパルス波にて共振する共振回
路４と、この共振回路の電圧をパルストランスＰＴで、
また電流を電流検出器ＣＴで検出してフィードバックす
ることにより、４個の半導体スイッチング素子を一定の
ＯＮ／ＯＦＦの組み合わせ態様で、かつ共振周波数より
高いスイッチング周波数でスイッチング動作させるＰＷ
Ｍ制御回路５とからなる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、正負のパルス電圧
を高周波で負荷に印加する正負パルス式高周波スイッチ
ング電源に関し、常圧プラズマ発生器、ＤＣ／ＤＣコン
バータ、バッテリの充電器、高周波コロナ処理器、オゾ
ン発生器、モー夕用インバータ電源、スパッタリング用
電源、ランプ光源用電源、溶接器用電源等に広範に利用
できるものである。
【０００２】
【従来の技術】特開平９−１７２７８７号公報には、次
のような構成にすることにより、正負のパルス高電圧の
立ち上がり・立ち下がり特性を良くした正負パルス式高
電圧電源が開示されている。
【０００３】すなわち、正電圧発生部＋Ｅとアースとの
間に、第１のスイッチング素子ＳＷ１と第２のスイッチ
ング素子ＳＷ２と第３のスイッチング素子ＳＷ３とを直
列接続し、第１のスイッチング素子ＳＷ１と第２のスイ
ッチング素子ＳＷ２との接続点を負荷Ｒに接続し、負電
圧発生部−Ｅと負荷Ｒとの間に第４のスイッチング素子
ＳＷ４を接続する。第１のスイッチング素子をオンにし
て負荷に正電圧を印加した後、第２のスイッチング素子
をオンにして、第３のスイッチング素子に並列接続され
たダイオードＤ３を介してアースに至る回路によって、
負荷の正の電荷分をディスチャージする。次に、第４の
スイッチング素子をオンにして負荷に負電圧を印加した
後、第３のスイッチング素子をオンにして、第２のスイ
ッチング素子に並列接続されたダイオードＤ２を介して
負荷に至る回路によって、負荷の負の電荷分をディスチ
ャージする。
【０００４】この従来技術によると、正負のパルス高電
圧の電圧値を正負それぞれ可変できるため、除電器用電
源としてはイオンバランス調整できるという利点がある
が、スイッチング素子に供給する電源として正負それぞ
れの電源（正電圧発生部＋Ｅ及び負電圧発生部−Ｅ）を
必要とする問題がある。
【０００５】また、特公平７−５７１００号公報には、
４個の半導体素子をＨブリッジ型構成とし、半導体素子
をスイッチングするのに、正負それぞれ５０％／５０％
で交互にスイッチングしている。そして、この回路はＰ
ＤＭ（pulse density modulation：パルス密度変調）方
式を採用し、出力パルスが正負５０％／５０％の波形
で、図１２に示すようにパルスとパルスの間を休止さ
せ、出力側と共振した高圧パルスを得ている。
【０００６】しかし、この従来技術によると、回路構成
が複雑で、変調制御が難しく、また変調幅を大きくとれ
ないという問題がある。
【０００７】更に、従来、図１３に示すように、第１、
第２、第３、第４の４個の半導体スイッチング素子ＳＷ
１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４をＨブリッジ接続するとと
もに、各半導体スイッチング素子にダイオードＤ１、Ｄ
２、Ｄ３、Ｄ４をそれぞれ並列接続したＨブリッジスイ
ッチング回路を用いた場合には、一般に次の表２に示す
、、、の４つのＯＮ／ＯＦＦの組み合わせ態様
で順次繰り返しスイッチング動作させていた。
【０００８】
【表２】
【０００９】図１３において、まず４個の半導体スイッ
チング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４は全てＯＦ
Ｆとなっている（負荷の両端はＯＦＦ状態）。次に、半
導体スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３のゲートに信号が
同時に入力すると、Ｉ１の方向に電流が流れ、負荷を充
電する。この後、ＳＷ１、ＳＷ３のゲート信号がＯＦＦ
になるが、負荷側に充電した電荷分はチャージされたま
まである。今度は、半導体スイッチング素子ＳＷ２、Ｓ
Ｗ４のゲートに信号が同時に入力すると、Ｉ２の方向に
電流が流れ、負荷をディスチャージする。この後、ＳＷ
２、ＳＷ４のゲート信号がＯＦＦになるが、負荷側に充
電した電荷分はチャージされたままである。
【００１０】従って、図１４のタイミングチャートに示
すように、ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４に対するゲ
ート信号が終わっても、出力パルスが直ぐに立ち下がら
ず、負荷の浮遊容量やリーケージインダクタンス分の影
響を受け、軽負荷時及びＣ負荷のときは同図（Ａ）のよ
うに次のパルスの立ち上がりまで延びた波形、Ｌ負荷の
ときは同図（Ｂ）のように各パルスの前後が歪んだ波形
になってしまい、正確なＰＷＭ（Pulse Width Modulati
on）制御ができない。
【００１１】また、従来の大容量高周波電源では、一般
に、直列共振又は並列共振型コンバータにより共振させ
る自励式インバータを用いているため、次のような問題
点があった。 自励式インバータの場合、出力を安定化させるに
は、マグアンプ等の回路を使って変圧器に直流電流を流
し、リーケージさせるような方法で制御するため設計が
難しい。 自励発振方式の場合は、周波数制御のため変圧器に
かかる周波数が変化するため発熱が大きくなる。 自励式インバータの場合、出力制御が０〜１００％
制御できない。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】そこで、本発明の第１
目的は、出力パルスの幅を狭いパルス幅から広いパルス
幅まで連続的に変化させても、負荷の条件に左右される
ことがなく、効率良い安定したＰＷＭ（Pulse Width Mo
dulation）制御が可能で、しかも半導体スイッチング素
子の電源は単一（片電源）でよく、また第２の目的は、
半導体スイッチング素子をＰＷＭ制御するに当たって
も、半導体スイッチング素子のターンオン及びターンオ
フ時のサージによるスイッチングノイズの発生を抑制で
きて、負荷側のリーケージインダクタンス及び配線等で
生ずる寄生容量、寄生インダクタンスの影響及び負荷条
件に左右されることなく、確実にスイッチングさせるこ
とができてスイッチングロスが極めて少なく、理想的な
サイン波形の高周波出力が得られる正負パルス式高周波
スイッチング電源を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明は、高周波スイッ
チング回路として、４個の半導体スイッチング素子をＨ
ブリッジ接続するとともに、各半導体スイッチング素子
にダイオードをそれぞれ並列接続したＨブリッジスイッ
チング回路（インバータ）を用い、その４個の半導体ス
イッチング素子を一定の順序でスイッチングさせて、正
負対称のパルス信号波形を出力させ、これを共振回路で
共振させて高周波のサイン波形として取り出す一方、共
振回路の電圧信号及び電流信号をフィードバックさせ
て、他励式ＰＷＭ制御により半導体スイッチング素子が
零ボルトスイッチングするように制御することで、高周
波出力の安定化及びスイッチングノイズの抑制を実現し
たものである。
【００１４】すなわち、本発明の正負パルス式高周波ス
イッチング電源は、図１に示すように、第１、第２、第
３、第４の４個の半導体スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ
２、ＳＷ３、ＳＷ４をＨブリッジ接続するとともに、各
半導体スイッチング素子にダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ
３、Ｄ４をそれぞれ並列接続し、直流電圧を印加される
Ｈブリッジスイッチング回路と、このＨブリッジスイッ
チング回路から出力される正負のパルス波にて共振する
共振回路と、この共振回路の電圧又は電流を検出して共
振周波数より高いスイッチング周波数で４個の半導体ス
イッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４をスイ
ッチングさせるように、これら４個の半導体スイッチン
グ素子を次の表３に示す、、、、の５つのＯ
Ｎ／ＯＦＦの組み合わせ態様で順次繰り返しスイッチン
グ動作させるＰＷＭ制御回路とからなる。
【００１５】
【表３】
【００１６】半導体スイッチング素子の動作の安定性と
安全性を確保するため、図３（半導体スイッチング素子
ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４のゲートにそれぞれ供
給されるゲート信号と、負荷へ出力される出力信号のタ
イミングチャート）に示すように、第２の半導体スイッ
チング素子ＳＷ２をＯＦＦにするときの時間幅は、第１
の半導体スイッチング素子ＳＷ１をＯＮにするときの時
間幅よりも前後に長く、また第３の半導体スイッチング
素子ＳＷ３をＯＦＦにするときの時間幅は、第４の半導
体スイッチング素子ＳＷ４をＯＮにするときの時間幅よ
りも前後に長くするのが好ましい。
【００１７】また、共振回路の電圧を検出する電圧検出
手段と、その検出電圧を実効値変換する実効値変換手段
と、共振回路の電流を検出する電流検出手段と、その検
出電流を実効値変換する実効値変換手段と、これら実効
値変換手段の電圧実効値及び電流実効値を設定値と比較
し、それぞれの差を選択してＰＷＭ制御回路へフィード
バックさせる実効値選択回路とを備えると、共振回路か
らの出力の電圧又は電流を一定にできる。
【００１８】
【作用】先ず、４個の半導体スイッチング素子ＳＷ１、
ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４によるＨブリッジスイッチング
回路の動作を図２の等価回路を参照して説明すると、Ｓ
Ｗ１がＯＦＦになってからＳＷ１がＯＮになると、Ｉ１
の方向に電流が流れ、負荷３が正に充電される。次に、
ＳＷ１がＯＦＦになってからＳＷ２がＯＮになると、Ｓ
Ｗ２とＤ３を通ってＩ２の方向に電流が流れるので、負
荷３のリーケージインダクタンス及び浮遊容量分がＳＷ
２とＤ３で強制的にリセットされる。
【００１９】この後、ＳＷ３がＯＦＦになってからＳＷ
４がＯＮになると、Ｉ３の方向に電流が流れ、負荷３が
負に充電される。次に、ＳＷ３がＯＦＦになってからＳ
Ｗ４がＯＮになると、Ｉ４の方向に電流が流れ、負荷３
のリーケージインダクタンス及び浮遊容量分がＳＷ２と
Ｄ３で強制的にリセットされる。
【００２０】また、本発明では、共振回路の電圧信号又
は電流信号をフィードバックさせて、他励式ＰＷＭ制御
により半導体スイッチング素子が零ボルトスイッチング
するように制御するので、次にその零ボルトスイッチン
グの原理を図４及び図５を参照して説明する。
【００２１】一般に、直列共振、並列共振コンバータは
電流共振型となり、半導体スイッチング素子の動作は非
零電圧スイッチングとなる。そのため、半導体スイッチ
ング素子のターンオフは大きい電流が流れ、大きなスイ
ッチング損失が発生する。また、ターンオンは高い電圧
で行われ、半導体スイッチング素子の寄生容量に充電さ
れた電荷は半導体スイッチング素子によって強制的に放
電され、半導体スイッチング素子に過大な電流サージが
流れる。
【００２２】そこで、本発明では、半導体スイッチング
素子のスイッチング周波数を共振周波数より高く選び、
第１と第２の１組の半導体スイッチング素子が共にオフ
となるデットタイムを与えれば、零ボルトスイッチング
がもたされる。
【００２３】図４に示すように、始め第２の半導体スイ
ッチング素子ＳＷ２はＯＮ、第１の半導体スイッチング
素子ＳＷ１はＯＦＦとなっている。第２の半導体スイッ
チング素子ＳＷ２がＯＦＦとなると、電流ＩＳ２は矢印
の方向に流れ、第２の半導体スイッチング素子ＳＷ２の
寄生容量Ｃ２を充電する。第１の半導体スイッチング素
子ＳＷ１の寄生容量Ｃ１は、始め充電されているので、
電圧ＶＸ１の値が上がるに従い寄生容量Ｃ１は放電す
る。電圧ＶＸ１の電位が電源電圧Ｅ１に達した後、第１
のダイオードＤ１はＯＮとなり、その間に第１の半導体
スイッチング素子ＳＷ１をＯＮにすれば、第１の半導体
スイッチング素子ＳＷ１は零ボルトＯＮスイッチングと
なり、第２の半導体スイッチング素子ＳＷ２の寄生容量
Ｃ２が充電中に第２の半導体スイッチング素子ＳＷ２を
ＯＦＦにすれば、この半導体スイッチング素子ＳＷ２は
零ボルトＯＦＦスイッチングとなる。
【００２４】図５では、始め第１の半導体スイッチング
素子ＳＷ１はＯＮ、第２の半導体スイッチング素子ＳＷ
２はＯＦＦとなっている。第１の半導体スイッチング素
子ＳＷ１がターンオフすると、その寄生容量Ｃ１が充電
され、ＩＳ１の方向に電流が流れる。第１の半導体スイ
ッチング素子ＳＷ１は零ボルトスイッチングとなる。ま
た、第２の半導体スイッチング素子ＳＷ２がターンオン
するまでに、その寄生容量Ｃ２の電荷はＩＳ１の方向に
電流が流れる。寄生容量Ｃ１の充電が完了し、寄生容量
Ｃ２の放電が完了後、第２の半導体スイッチング素子Ｓ
Ｗ２をターンオンすれば、第２の半導体スイッチング素
子ＳＷ２も零ボルトスイッチングとなる。図６にこのよ
うな動作のタイミングチャートを示す。同図の（ｂ）は
（ａ）の一部を拡大して示している。
【００２５】図７に示すように、２個のインダクタンス
Ｌ１・Ｌ２とコンデンサＣとからなる共振回路に、正負
のパルス波を入力すると、コンデンサＣの両端の電圧波
形は、インダクタンスＬ１及びＬ２とコンデンサＣによ
って共振され、サイン波形の電圧が出力する。共振回路
を使ってＰＷＭ制御するには、図８に示すように、スイ
ッチングしたパルス出力電圧の中央で電流出力がピーク
になるようにすると、半導体スイッチング素子に最大に
電流が流れるため、ソフトスイッチングにならない。
【００２６】そこで、スイッチング周波数を共振周波数
より高く選ぶことにより、出力電流は遅れた位相で変化
し、スイッチングした電圧波形の終わった時点で電流波
形がピークとなるように選ぶことにより、零ボルトスイ
ッチングとなる。この共振回路においてＰＷＭ制御した
場合、４個の半導体スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、
ＳＷ３、ＳＷ４によるＨブリッジスイッチング回路でゲ
ートする入力パルスが終わった時点で強制リセットする
ことにより、負荷側のリーケージインダクタンス分がリ
セットし、図９に示すように、出力波形にスパイクノイ
ズ等を生じない理想的なサイン波形の高周波出力が得ら
れる。この場合、共振回路にて検出した電圧信号又は電
流信号をフィードバックしてＰＷＭ制御するので、高周
波出力を定電圧又は定電流或いは定電力とすることがで
きる。
【００２７】本発明では、このように他励式ＰＷＭ制御
により半導体スイッチング素子が零ボルトスイッチング
するようにしているが、他励式ＰＷＭ制御は自励発信方
式に比べ、次のような利点がある。
【００２８】 他励式ＰＷＭ制御の場合は、パルス幅
で制御することができるので、制御回路設計が比較的簡
単である。 自励発振方式に比べ、負荷（変圧器）で生ずる発熱
が少ない。 出力パルス幅を０〜１００％連続的に歪み無く変化
でき、出力を０〜１００％直線的に変化させることがで
きる。 半導体素子のスイッチングロスが少ないので効率が
高く、出力容量が大きくても装置を小型にすることがで
きる。 これをまとめると、表４のようになる。
【００２９】＜自励式インバータと他励式ＰＷＭ制御イ
ンバータとの比較表＞
【表４】
【００３０】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態を図面
に従って詳細に説明する。
【００３１】先ず、本発明において使用するＨブリッジ
スイッチング回路（インバータ）について説明する。図
１に示すように、このＨブリッジスイッチング回路１
は、第１、第２、第３、第４の４個の半導体スイッチン
グ素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４をＨブリッジ接
続する（ＭＯＳ−ＦＥＴ等の２個入り半導体モジュール
をＨブリッジとする）とともに、各半導体スイッチング
素子にダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４をそれぞれ並
列接続したものである。このＨブリッジスイッチング回
路１の電源として単一の直流電源２を使用する。Ｃ１、
Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４は、半導体スイッチング素子ＳＷ１、
ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４のそれぞれの寄生容量を示す。
【００３２】そして、このＨブリッジスイッチング回路
１を、図１に示すような共振回路（ＬＣ直列共振回路）
４とＰＷＭ制御回路５とゲートドライブ回路６とによ
り、次の表５に示す、、、、の５つのＯＮ／
ＯＦＦの組み合わせ態様で順次繰り返しスイッチング動
作させる。図３は、このようなスイッチング動作によっ
て、第１と第２の半導体スイッチング素子ＳＷ１・ＳＷ
２の中点と、第３と第４の半導体スイッチング素子ＳＷ
３・ＳＷ４の中点との間から出力される正負交互のパル
スのタイミングチャートである。
【００３３】
【表５】
【００３４】図２は、Ｈブリッジスイッチング回路１の
等価回路を示す。図３に示すように、第２の半導体スイ
ッチング素子ＳＷ２をＯＦＦにするときの時間幅は、第
１の半導体スイッチング素子ＳＷ１をＯＮにするときの
時間幅よりも前後に長く、また第３の半導体スイッチン
グ素子ＳＷ３をＯＦＦにするときの時間幅は、第４の半
導体スイッチング素子ＳＷ４をＯＮにするときの時間幅
よりも前後に長くする。
【００３５】図２において、まず、ＳＷ１がＯＦＦにな
ってからＳＷ１がＯＮになると、Ｉ１の方向に電流が流
れ、負荷３が正に充電される。次に、ＳＷ１がＯＦＦに
なってからＳＷ２がＯＮになると、ＳＷ２とＤ３を通っ
てＩ２の方向に電流が流れるので、負荷３のリーケージ
インダクタンス及び浮遊容量分がＳＷ２とＤ３で強制的
にリセットされる。
【００３６】この後、ＳＷ３がＯＦＦになってからＳＷ
４がＯＮになると、Ｉ３の方向に電流が流れ、負荷３が
負に充電される。次に、ＳＷ３がＯＦＦになってからＳ
Ｗ４がＯＮになると、Ｉ４の方向に電流が流れ、負荷３
のリーケージインダクタンス及び浮遊容量分がＳＷ２と
Ｄ３で強制的にリセットされる。
【００３７】このような動作を表５に従って説明する
と、次のとおりである。では、ＳＷ２とＳＷ３はゲー
ト信号を入力されてＯＮとなり、負荷３の両端はショー
トされた状態となる。
【００３８】では、ＳＷ２のゲート信号がＯＮされ、
少し遅れてＳＷ１にゲート信号が入力されてこれがＯＮ
になると、ＳＷ３はＯＦＦのままであるため、ＳＷ１か
ら負荷３を通ってＩ１方向に電流が流れ、負荷３を正に
充電する。
【００３９】では、ＳＷ１へのゲート信号入力が終わ
ってこれがＯＦＦとなってから、ＳＷ２へ再びゲート信
号が入力されてこれが再びＯＮになるので、負荷３に充
電された電荷分は、ＳＷ２とＤ３を通ってディスチャー
ジする。その結果、と同じ状態に戻ることになる。
【００４０】では、ＳＷ３がＯＦＦとなり、少し遅れ
てＳＷ４にゲート信号が入力されてこれがＯＮになる
と、ＳＷ２はＯＮのままであるため、ＳＷ４から負荷３
を通ってＩ３方向に電流が流れ、負荷３を負に充電す
る。
【００４１】では、ＳＷ４へのゲート信号入力が終わ
ってこれがＯＦＦとなってから、ＳＷ３へ再びゲート信
号が入力されてこれが再びＯＮになるので、負荷３に充
電された電荷分は、ＳＷ３とＤ２を通ってディスチャー
ジする。その結果、と同じ状態に戻ることになる。
【００４２】このようにＳＷ１とＳＷ２との組、ＳＷ３
とＳＷ４の組がそれぞれ同時にＯＮにならないように、
デットタイムを与えて順番にスイッチングすることによ
り、入力信号（ゲート信号）に比例した波形の出力信号
が得られる。その場合、負荷側の浮遊容量及びリーケー
ジインダクタンスは、上記のようなスイッチング動作に
よってリセットされるので、歪みの無い出力波形が得ら
れる。
【００４３】上記のようなスイッチング動作をするＨブ
リッジスイッチング回路１の出力は、図１において、第
１と第２の半導体スイッチング素子ＳＷ１・ＳＷ２の中
点を一方の極、第３と第４の半導体スイッチング素子Ｓ
Ｗ３・ＳＷ４の中点を他方の極として取り出され、２つ
のインダクタンスＬ１・Ｌ２とコンデンサＣとによる共
振回路４に入力される。そして、共振回路４の共振によ
り得られる高周波のサイン波形の電圧が、負荷であるト
ランス３の一次側に印加される。
【００４４】図１０の（Ａ）は、デューティが５０％の
時のＨブリッジスイッチング回路１の出力電圧ＶＸ１の
波形と負荷電流波形で、この図から分かるように、始め
半導体スイッチング素子ＳＷ１と半導体スイッチング素
子ＳＷ２は零ボルトスイッチングされ、半導体スイッチ
ング素子ＳＷ１がＯＮとなり、半導体スイッチング素子
ＳＷ２がＯＦＦとなると、ＩＳ１の方向に電流が流れ、
寄生容量Ｃ１の両端に正のサイン波を出力する。
【００４５】次に、半導体スイッチング素子ＳＷ１がＯ
ＦＦとなり半導体スイッチング素子ＳＷ２がＯＮとなる
時も、零ボルトスイッチングされ、寄生容量Ｃ１の両端
は０ボルトとなり、次に半導体スイッチング素子ＳＷ４
がＯＮ、半導体スイッチング素子ＳＷ３がＯＦＦとなる
時も零ボルトスイッチングされ、今度はＩＳ２の方向に
電流が流れ、コンデンサＣの両端は、負のサイン波を出
力する。そして、半導体スイッチング素子ＳＷ４がＯＦ
Ｆ、半導体スイッチング素子ＳＷ３がＯＮになる時とコ
ンデンサＣの両端は０ボルトとなり元に戻る。５０％デ
ューティ時はこの繰り返しが行われる。
【００４６】その結果、負荷電流は遅れ位相となるた
め、Ｈブリッジスイッチング回路１の出力電圧波形が１
周期終わった時点で、負荷電流のピークが一致している
ため、共振回路４は、位相が９０°遅れた共振回路とし
て動作する。
【００４７】図１０の（Ｂ）は、デューティが１０％の
時のＨブリッジスイッチング回路１の出力電圧ＶＸ１の
波形と負荷電流波形で、始め半導体スイッチング素子Ｓ
Ｗ１と半導体スイッチング素子ＳＷ２は零ボルトスイッ
チングされ、半導体スイッチング素子ＳＷ１がＯＮとな
り、半導体スイッチング素子ＳＷ２がＯＦＦとなると、
ＩＳ１の方向に電流が流れ、寄生容量Ｃ１の両端に正の
サイン波を出力する。
【００４８】次に、半導体スイッチング素子ＳＷ１がＯ
ＦＦとなり、半導体スイッチング素子ＳＷ２がＯＮとな
る時も零ボルトスイッチングされ、コンデンサＣの両端
は０ボルトとなり、その後休止状態が続く。半導体スイ
ッチング素子ＳＷ１がＯＦＦ、半導体スイッチング素子
ＳＷ２がＯＮとなってからは、半導体スイッチング素子
ＳＷ２とダイオードＤ３によって負荷側で生じるリーケ
ージスパイク、浮遊容量等をリセットするため、休止状
態間では出力側に異常スパイクは生じない。
【００４９】次に、半導体スイッチング素子ＳＷ４がＯ
Ｎ、半導体スイッチング素子ＳＷ３がＯＦＦとなると、
零ボルトスイッチングが行われ、今度はＩ２の方向に電
流が流れ、寄生容量Ｃ１の両端に負のサイン波を出力す
る。次に、半導体スイッチング素子ＳＷ４がＯＦＦ、半
導体スイッチング素子ＳＷ３がＯＮとなる時も零ボルト
スイッチングが行われコンデンサＣの両端は０ボルトと
なり、その後休止状態が続く。
【００５０】半導体スイッチング素子ＳＷ４がＯＦＦ、
半導体スイッチング素子ＳＷ３がＯＮとなってからは、
半導体スイッチング素子ＳＷ３とダイオードＤ２によっ
て負荷側で生じるリーケージスパイク、浮遊容量等をリ
セットするため、休止状態間では、出力側にスパイクは
生じない。
【００５１】以上のように、デューティを狭くしても、
Ｈブリッジスイッチング回路１の出力波形は、リーケー
ジスパイクが生じないパルス波形となり、負荷電流も位
相遅れで変化するため、４個の半導体スイッチング素子
ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４は零ボルトスイッチン
グする。
【００５２】Ｈブリッジスイッチング回路１に、図１１
に示すようなスナバ回路７を付加すれば、半導体スイッ
チング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４のターンオ
ン時及びターンオフ時におけるサージ電流を吸収できる
ので、スイッチングノイズ及びスイッチングロスをより
確実に防止できる。
【００５３】次に、４個の半導体スイッチング素子ＳＷ
１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４が、上記のように零ボルト
スイッチングするようにそれらのゲートを制御し、また
上記のようなサイン波形の高周波出力が、電圧又は電流
或いは電力のいずれか１つについて一定になるように、
フィードバック制御する回路構成について説明する。
【００５４】図１において、共振回路４の電圧（トラン
ス６の一次電圧）は、電圧検出手段であるパルストラン
スＰＴにて検出されて実効値変換回路８へ入力され、電
圧実効値として取り出される。また、共振回路４の電流
（トランス３の一次電流）は、電流検出手段である電流
検出器ＣＴにより検出されて、実効値変換回路９へ入力
され、電流実効値として取り出される。これら電圧実効
値と電流実効値は、乗算回路１０にて乗算されて電力実
効値が求められる。
【００５５】実効値変換回路８の電圧実効値、実効値変
換回路９の電流実効値、乗算回路１０の電力実効値は、
それぞれ誤差増幅器１１・１２・１３に入力されて、各
誤差増幅器１１・１２・１３での出力設定値と比較さ
れ、それとの誤差に応じた信号が各誤差増幅器１１・１
２・１３から出力される。本例では、電圧制御、電流制
御、電力制御の３つのうちのいずれか１つの制御モード
を選択するように、モード切替スイッチ１４が備えられ
ており、出力設定器１５にて任意に設定した電圧Ｖｒｅ
ｆが、モード切替スイッチ１４で選択した１つの誤差増
幅器に出力設定値として入力される。
【００５６】また、誤差増幅器１１・１２・１３は、そ
れぞれに接続された入力切替スイッチ１６・１７・１８
により、モード切替スイッチ１４と接続されるととも
に、誤差増幅器１１は電圧リミッタ１９と、誤差増幅器
１２は電流リミッタ２０と、誤差増幅器１２は電力リミ
ッタ２１とそれぞれ接続できるようになっている。
【００５７】３つの入力切替スイッチ１６・１７・１８
はモード切替スイッチ１４と連動し、モード切替スイッ
チ１４を１番に切り替えると電圧制御モードとなり、入
力切替スイッチ１７・１８により電流リミッタ２０と電
力リミッタ２１とが選択される。モード切替スイッチ１
４を２番に切り替えると電流制御モードとなり、入力切
替スイッチ１６・１８により電圧リミッタ１９と電力リ
ミッタ２１とが選択される。モード切替スイッチ１４を
３番に切り替えると電力制御モードとなり、入力切替ス
イッチ１６・１７により電圧リミッタ１９と電流リミッ
タ２０とが選択される。
【００５８】３つの誤差増幅器１１・１２・１３は、上
記のようにそれぞれ電圧制御用、電流制御用、電力制御
用となっており、電圧実効値又は電流実効値或いは電力
実効値を出力設定値と比較してその差に出力する。誤差
増幅器１１・１２・１３の出力は、それぞれダイオード
オア回路２２・２３・２４を通してＰＷＭ制御回路５に
入力されるが、入力の優先順位が誤差増幅器１１、次に
誤差増幅器１２、最後に誤差増幅器１３の順番となって
いて、ＰＷＭ制御回路５は、ゲートドライブ回路６へ入
力するパルス幅を電圧制御、電流制御、電力制御の順で
変化させる。
【００５９】ゲートドライブ回路６は、ＰＷＭ制御回路
５の制御に従ったゲート信号を、Ｈブリッジスイッチン
グ回路１の４個の半導体スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ
２、ＳＷ３、ＳＷ４のゲートへ供給し、これら半導体ス
イッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４が上述
のように図６に示したタイミングで零ボルトスイッチン
グする。
【００６０】
【発明の効果】本発明によれば次のような効果がある。 （１）４個の半導体スイッチング素子をＨブリッジ構成
とし、各半導体スイッチング素子にダイオードを並列接
続したＨブリッジ型のスイッチング回路（インバータ）
を用いるので、供給した電源電圧に相当した正と負のパ
ルス出力を得ることができる。
【００６１】（２）スイッチング回路（インバータ）が
Ｈブリッジ型で、単純であるのに加え、その電源は片電
源で済み、ローコスト化できる。
【００６２】（３）負荷のリーケージフラックス及び浮
遊容量を強制的にリセットできるので、これらの影響に
よる波形歪みを解消できる。
【００６３】（４）半導体スイッチング素子をＰＷＭ制
御するに当たっても、半導体スイッチング素子のターン
オン及びターンオフ時のサージによるスイッチングノイ
ズの発生を抑制できて、負荷側のリーケージインダクタ
ンス及び配線等で生ずる寄生容量、寄生インダクタンス
の影響及び負荷条件に左右されることなく、確実にスイ
ッチングさせることができてスイッチングロスが極めて
少なく、理想的なサイン波形の高周波出力が得られる。
【００６４】（５）共振回路の電圧及び電流を検出して
実効値変換し、電圧実効値及び電流実効値を設定値と比
較し、それぞれの差を選択してＰＷＭ制御回路へフィー
ドバックさせることにより、共振回路からの出力の電圧
又は電流を一定にできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による正負パルス式高周波スイッチング
電源の回路構成図である。
【図２】図１中のＨブリッジスイッチング回路の等価回
路図である。
【図３】同上の動作を示すタイミングチャートである。
【図４】Ｈブリッジスイッチング回路の半導体スイッチ
ング素子の零ボルトスイッチング動作を説明するための
回路図である。
【図５】図４と同様の回路図である。
【図６】図４及び図５の動作を示すタイミングチャート
である。
【図７】共振回路の動作を説明するための回路図であ
る。
【図８】半導体スイッチング素子のスイッチング波形と
出力電圧波形及び出力電流波形のタイミングチャートで
ある。
【図９】半導体スイッチング素子のスイッチング波形と
理想的なサイン波形となる出力波形のタイミングチャー
トである。
【図１０】（Ａ）は、デューティが５０％の時のＨブリ
ッジスイッチング回路の出力電圧波形と負荷電流波形、
（Ｂ）は、デューティが１０％の時のＨブリッジスイッ
チング回路の出力電圧波形と負荷電流波形である。
【図１１】スナバ回路を付加したＨブリッジスイッチン
グ回路の変形例の回路図である。
【図１２】従来例の動作を示すタイミングチャートであ
る。
【図１３】従来のＨブリッジスイッチング回路の構成及
び電流の流れを示す図である。
【図１４】同上の動作を示すタイミングチャートであ
る。
【符号の説明】
ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４ 半導体スイッチン
グ素子 Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４ ダイオード １ Ｈブリッジスイッチング回路 ２ 直流電源 ３ 負荷（トランス） ４ 共振回路 ５ ＰＷＭ制御回路 ６ ゲートドライブ回路 ＰＴ パルストランス（電圧検出手段） ＣＴ 電流検出器（電流検出手段） ９・１０ 実効値変換回路
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成１１年１０月２５日（１９９９．１０．
２５）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正内容】
【書類名】 明細書
【発明の名称】 正負パルス式高周波スイッチング電
源
【特許請求の範囲】
【表１】
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、正負のパルス電圧
を高周波で負荷に印加する正負パルス式高周波スイッチ
ング電源に関し、常圧プラズマ発生器、ＤＣ／ＤＣコン
バータ、バッテリの充電器、高周波コロナ処理器、オゾ
ン発生器、モー夕用インバータ電源、スパッタリング用
電源、ランプ光源用電源、溶接器用電源等に広範に利用
できるものである。
【０００２】
【従来の技術】特開平９−１７２７８７号公報には、次
のような構成にすることにより、正負のパルス高電圧の
立ち上がり・立ち下がり特性を良くした正負パルス式高
電圧電源が開示されている。
【０００３】すなわち、正電圧発生部＋Ｅとアースとの
間に、第１のスイッチング素子ＳＷ１と第２のスイッチ
ング素子ＳＷ２と第３のスイッチング素子ＳＷ３とを直
列接続し、第１のスイッチング素子ＳＷ１と第２のスイ
ッチング素子ＳＷ２との接続点を負荷Ｒに接続し、負電
圧発生部−Ｅと負荷Ｒとの間に第４のスイッチング素子
ＳＷ４を接続する。第１のスイッチング素子をオンにし
て負荷に正電圧を印加した後、第２のスイッチング素子
をオンにして、第３のスイッチング素子に並列接続され
たダイオードＤ３を介してアースに至る回路によって、
負荷の正の電荷分をディスチャージする。次に、第４の
スイッチング素子をオンにして負荷に負電圧を印加した
後、第３のスイッチング素子をオンにして、第２のスイ
ッチング素子に並列接続されたダイオードＤ２を介して
負荷に至る回路によって、負荷の負の電荷分をディスチ
ャージする。
【０００４】この従来技術によると、正負のパルス高電
圧の電圧値を正負それぞれ可変できるため、除電器用電
源としてはイオンバランス調整できるという利点がある
が、スイッチング素子に供給する電源として正負それぞ
れの電源（正電圧発生部＋Ｅ及び負電圧発生部−Ｅ）を
必要とする問題がある。
【０００５】また、特公平７−５７１００号公報には、
４個の半導体素子をＨブリッジ型構成とし、半導体素子
をスイッチングするのに、正負それぞれ５０％／５０％
で交互にスイッチングしている。そして、この回路はＰ
ＤＭ（pulse density modulation：パルス密度変調）方
式を採用し、出力パルスが正負５０％／５０％の波形
で、図１２に示すようにパルスとパルスの間を休止さ
せ、出力側と共振した高圧パルスを得ている。
【０００６】しかし、この従来技術によると、回路構成
が複雑で、変調制御が難しく、また変調幅を大きくとれ
ないという問題がある。
【０００７】更に、従来、図１３に示すように、第１、
第２、第３、第４の４個の半導体スイッチング素子ＳＷ
１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４をＨブリッジ接続するとと
もに、各半導体スイッチング素子にダイオードＤ１、Ｄ
２、Ｄ３、Ｄ４をそれぞれ並列接続したＨブリッジスイ
ッチング回路を用いた場合には、一般に次の表２に示す
、、、の４つのＯＮ／ＯＦＦの組み合わせ態様
で順次繰り返しスイッチング動作させていた。
【０００８】
【表２】
【０００９】図１３において、まず４個の半導体スイッ
チング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４は全てＯＦ
Ｆとなっている（負荷の両端はＯＦＦ状態）。次に、半
導体スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３のゲートに信号が
同時に入力すると、Ｉ１の方向に電流が流れ、負荷を充
電する。この後、ＳＷ１、ＳＷ３のゲート信号がＯＦＦ
になるが、負荷側に充電した電荷分はチャージされたま
まである。今度は、半導体スイッチング素子ＳＷ２、Ｓ
Ｗ４のゲートに信号が同時に入力すると、Ｉ２の方向に
電流が流れ、負荷をディスチャージする。この後、ＳＷ
２、ＳＷ４のゲート信号がＯＦＦになるが、負荷側に充
電した電荷分はチャージされたままである。
【００１０】従って、図１４のタイミングチャートに示
すように、ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４に対するゲ
ート信号が終わっても、出力パルスが直ぐに立ち下がら
ず、負荷の浮遊容量やリーケージインダクタンス分の影
響を受け、軽負荷時及びＣ負荷のときは同図（Ａ）のよ
うに次のパルスの立ち上がりまで延びた波形、Ｌ負荷の
ときは同図（Ｂ）のように各パルスの前後が歪んだ波形
になってしまい、正確なＰＷＭ（Pulse Width Modulati
on）制御ができない。
【００１１】また、従来の大容量高周波電源では、一般
に、直列共振又は並列共振型コンバータにより共振させ
る自励式インバータを用いているため、次のような問題
点があった。 自励式インバータの場合、出力を安定化させるに
は、マグアンプ等の回路を使って変圧器に直流電流を流
し、リーケージさせるような方法で制御するため設計が
難しい。 自励発振方式の場合は、周波数制御のため変圧器に
かかる周波数が変化するため発熱が大きくなる。 自励式インバータの場合、出力制御が０〜１００％
制御できない。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】そこで、本発明の第１
目的は、出力パルスの幅を狭いパルス幅から広いパルス
幅まで連続的に変化させても、負荷の条件に左右される
ことがなく、効率良い安定したＰＷＭ（Pulse Width Mo
dulation）制御が可能で、しかも半導体スイッチング素
子の電源は単一（片電源）でよく、また第２の目的は、
半導体スイッチング素子をＰＷＭ制御するに当たって
も、半導体スイッチング素子のターンオン及びターンオ
フ時のサージによるスイッチングノイズの発生を抑制で
きて、負荷側のリーケージインダクタンス及び配線等で
生ずる寄生容量、寄生インダクタンスの影響及び負荷条
件に左右されることなく、確実にスイッチングさせるこ
とができてスイッチングロスが極めて少なく、理想的な
サイン波形の高周波出力が得られる正負パルス式高周波
スイッチング電源を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明は、高周波スイッ
チング回路として、４個の半導体スイッチング素子をＨ
ブリッジ接続するとともに、各半導体スイッチング素子
にダイオードをそれぞれ並列接続したＨブリッジスイッ
チング回路（インバータ）を用い、その４個の半導体ス
イッチング素子を一定の順序でスイッチングさせて、正
負対称のパルス信号波形を出力させ、これを共振回路で
共振させて高周波のサイン波形として取り出す一方、共
振回路の電圧信号及び電流信号をフィードバックさせ
て、他励式ＰＷＭ制御により半導体スイッチング素子が
零ボルトスイッチングするように制御することで、高周
波出力の安定化及びスイッチングノイズの抑制を実現し
たものである。
【００１４】すなわち、本発明の正負パルス式高周波ス
イッチング電源は、図１に示すように、第１、第２、第
３、第４の４個の半導体スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ
２、ＳＷ３、ＳＷ４を、ＳＷ１とＳＷ４を上アーム、Ｓ
Ｗ２をＳＷ１に対する下アーム、ＳＷ３をＳＷ４に対す
る下アームとしてＨブリッジ接続するとともに、各半導
体スイッチング素子にダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ
４をそれぞれ並列接続し、直流電圧を印加されるＨブリ
ッジスイッチング回路と、このＨブリッジスイッチング
回路から出力される正負のパルス波にて共振する共振回
路と、この共振回路の電圧を検出する電圧検出手段と、
その検出電圧を実効値変換する実効値変換手段と、共振
回路の電流を検出する電流検出手段と、その検出電流を
実効値変換する実効値変換手段と、共振周波数より高い
スイッチング周波数で前記４個の半導体スイッチング素
子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４をスイッチングさせ
るように、これら４個の半導体スイッチング素子及びダ
イオードＤ２、Ｄ３を次の表１に示す、、、、
の５つのＯＮ／ＯＦＦの組み合わせ態様で順次繰り返
しスイッチング動作させるＰＷＭ制御回路と、前記実効
値変換手段の電圧実効値及び電流実効値を設定値と比較
し、それぞれの差を選択して前記ＰＷＭ制御回路へフィ
ードバックさせる実効値選択回路とを備えてなる。
【００１５】
【表３】
【００１６】半導体スイッチング素子の動作の安定性と
安全性を確保するため、図３（半導体スイッチング素子
ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４のゲートにそれぞれ供
給されるゲート信号と、負荷へ出力される出力信号のタ
イミングチャート）に示すように、第２の半導体スイッ
チング素子ＳＷ２をＯＦＦにするときの時間幅は、第１
の半導体スイッチング素子ＳＷ１をＯＮにするときの時
間幅よりも前後に長く、また第３の半導体スイッチング
素子ＳＷ３をＯＦＦにするときの時間幅は、第４の半導
体スイッチング素子ＳＷ４をＯＮにするときの時間幅よ
りも前後に長くするのが好ましい。
【００１７】
【作用】先ず、４個の半導体スイッチング素子ＳＷ１、
ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４によるＨブリッジスイッチング
回路の動作を図２の等価回路を参照して説明すると、Ｓ
Ｗ１がＯＦＦになってからＳＷ１がＯＮになると、Ｉ１
の方向に電流が流れ、負荷３が正に充電される。次に、
ＳＷ１がＯＦＦになってからＳＷ２がＯＮになると、Ｓ
Ｗ２とＤ３を通ってＩ２の方向に電流が流れるので、負
荷３のリーケージインダクタンス及び浮遊容量分がＳＷ
２とＤ３で強制的にリセットされる。
【００１８】この後、ＳＷ３がＯＦＦになってからＳＷ
４がＯＮになると、Ｉ３の方向に電流が流れ、負荷３が
負に充電される。次に、ＳＷ３がＯＦＦになってからＳ
Ｗ４がＯＮになると、Ｉ４の方向に電流が流れ、負荷３
のリーケージインダクタンス及び浮遊容量分がＳＷ２と
Ｄ３で強制的にリセットされる。
【００１９】また、本発明では、共振回路の電圧信号又
は電流信号をフィードバックさせて、他励式ＰＷＭ制御
により半導体スイッチング素子が零ボルトスイッチング
するように制御するので、次にその零ボルトスイッチン
グの原理を図４及び図５を参照して説明する。
【００２０】一般に、直列共振、並列共振コンバータは
電流共振型となり、半導体スイッチング素子の動作は非
零電圧スイッチングとなる。そのため、半導体スイッチ
ング素子のターンオフは大きい電流が流れ、大きなスイ
ッチング損失が発生する。また、ターンオンは高い電圧
で行われ、半導体スイッチング素子の寄生容量に充電さ
れた電荷は半導体スイッチング素子によって強制的に放
電され、半導体スイッチング素子に過大な電流サージが
流れる。
【００２１】そこで、本発明では、半導体スイッチング
素子のスイッチング周波数を共振周波数より高く選び、
第１と第２の１組の半導体スイッチング素子が共にオフ
となるデットタイムを与えれば、零ボルトスイッチング
がもたされる。
【００２２】図４に示すように、始め第２の半導体スイ
ッチング素子ＳＷ２はＯＮ、第１の半導体スイッチング
素子ＳＷ１はＯＦＦとなっている。第２の半導体スイッ
チング素子ＳＷ２がＯＦＦとなると、電流ＩＳ２は矢印
の方向に流れ、第２の半導体スイッチング素子ＳＷ２の
寄生容量Ｃ２を充電する。第１の半導体スイッチング素
子ＳＷ１の寄生容量Ｃ１は、始め充電されているので、
電圧ＶＸ１の値が上がるに従い寄生容量Ｃ１は放電す
る。電圧ＶＸ１の電位が電源電圧Ｅ１に達した後、第１
のダイオードＤ１はＯＮとなり、その間に第１の半導体
スイッチング素子ＳＷ１をＯＮにすれば、第１の半導体
スイッチング素子ＳＷ１は零ボルトＯＮスイッチングと
なり、第２の半導体スイッチング素子ＳＷ２の寄生容量
Ｃ２が充電中に第２の半導体スイッチング素子ＳＷ２を
ＯＦＦにすれば、この半導体スイッチング素子ＳＷ２は
零ボルトＯＦＦスイッチングとなる。
【００２３】図５では、始め第１の半導体スイッチング
素子ＳＷ１はＯＮ、第２の半導体スイッチング素子ＳＷ
２はＯＦＦとなっている。第１の半導体スイッチング素
子ＳＷ１がターンオフすると、その寄生容量Ｃ１が充電
され、ＩＳ１の方向に電流が流れる。第１の半導体スイ
ッチング素子ＳＷ１は零ボルトスイッチングとなる。ま
た、第２の半導体スイッチング素子ＳＷ２がターンオン
するまでに、その寄生容量Ｃ２の電荷はＩＳ１の方向に
電流が流れる。寄生容量Ｃ１の充電が完了し、寄生容量
Ｃ２の放電が完了後、第２の半導体スイッチング素子Ｓ
Ｗ２をターンオンすれば、第２の半導体スイッチング素
子ＳＷ２も零ボルトスイッチングとなる。図６にこのよ
うな動作のタイミングチャートを示す。同図の（ｂ）は
（ａ）の一部を拡大して示している。
【００２４】図７に示すように、２個のインダクタンス
Ｌ１・Ｌ２とコンデンサＣとからなる共振回路に、正負
のパルス波を入力すると、コンデンサＣの両端の電圧波
形は、インダクタンスＬ１及びＬ２とコンデンサＣによ
って共振され、サイン波形の電圧が出力する。共振回路
を使ってＰＷＭ制御するには、図８に示すように、スイ
ッチングしたパルス出力電圧の中央で電流出力がピーク
になるようにすると、半導体スイッチング素子に最大に
電流が流れるため、ソフトスイッチングにならない。
【００２５】そこで、スイッチング周波数を共振周波数
より高く選ぶことにより、出力電流は遅れた位相で変化
し、スイッチングした電圧波形の終わった時点で電流波
形がピークとなるように選ぶことにより、零ボルトスイ
ッチングとなる。この共振回路においてＰＷＭ制御した
場合、４個の半導体スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、
ＳＷ３、ＳＷ４によるＨブリッジスイッチング回路でゲ
ートする入力パルスが終わった時点で強制リセットする
ことにより、負荷側のリーケージインダクタンス分がリ
セットし、図９に示すように、出力波形にスパイクノイ
ズ等を生じない理想的なサイン波形の高周波出力が得ら
れる。この場合、共振回路にて検出した電圧信号又は電
流信号をフィードバックしてＰＷＭ制御するので、高周
波出力を定電圧又は定電流或いは定電力とすることがで
きる。
【００２６】本発明では、このように他励式ＰＷＭ制御
により半導体スイッチング素子が零ボルトスイッチング
するようにしているが、他励式ＰＷＭ制御は自励発信方
式に比べ、次のような利点がある。
【００２７】 他励式ＰＷＭ制御の場合は、パルス幅
で制御することができるので、制御回路設計が比較的簡
単である。 自励発振方式に比べ、負荷（変圧器）で生ずる発熱
が少ない。 出力パルス幅を０〜１００％連続的に歪み無く変化
でき、出力を０〜１００％直線的に変化させることがで
きる。 半導体素子のスイッチングロスが少ないので効率が
高く、出力容量が大きくても装置を小型にすることがで
きる。 これをまとめると、表４のようになる。
【００２８】＜自励式インバータと他励式ＰＷＭ制御イ
ンバータとの比較表＞
【表４】
【００２９】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態を図面
に従って詳細に説明する。
【００３０】先ず、本発明において使用するＨブリッジ
スイッチング回路（インバータ）について説明する。図
１に示すように、このＨブリッジスイッチング回路１
は、第１、第２、第３、第４の４個の半導体スイッチン
グ素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４を、ＳＷ１とＳ
Ｗ４を上アーム、ＳＷ２をＳＷ１に対する下アーム、Ｓ
Ｗ３をＳＷ４に対する下アームとしてＨブリッジ接続す
る（ＭＯＳ−ＦＥＴ等の２個入り半導体モジュールをＨ
ブリッジとする）とともに、各半導体スイッチング素子
にダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４をそれぞれ並列接
続したものである。このＨブリッジスイッチング回路１
の電源として単一の直流電源２を使用する。Ｃ１、Ｃ
２、Ｃ３、Ｃ４は、半導体スイッチング素子ＳＷ１、Ｓ
Ｗ２、ＳＷ３、ＳＷ４のそれぞれの寄生容量を示す。
【００３１】そして、このＨブリッジスイッチング回路
１を、図１に示すような共振回路（ＬＣ直列共振回路）
４とＰＷＭ制御回路５とゲートドライブ回路６とによ
り、次の表５に示す、、、、の５つのＯＮ／
ＯＦＦの組み合わせ態様で順次繰り返しスイッチング動
作させる。図３は、このようなスイッチング動作によっ
て、第１と第２の半導体スイッチング素子ＳＷ１・ＳＷ
２の中点と、第３と第４の半導体スイッチング素子ＳＷ
３・ＳＷ４の中点との間から出力される正負交互のパル
スのタイミングチャートである。
【００３２】
【表５】
【００３３】図２は、Ｈブリッジスイッチング回路１の
等価回路を示す。図３に示すように、第２の半導体スイ
ッチング素子ＳＷ２をＯＦＦにするときの時間幅は、第
１の半導体スイッチング素子ＳＷ１をＯＮにするときの
時間幅よりも前後に長く、また第３の半導体スイッチン
グ素子ＳＷ３をＯＦＦにするときの時間幅は、第４の半
導体スイッチング素子ＳＷ４をＯＮにするときの時間幅
よりも前後に長くする。
【００３４】図２において、まず、ＳＷ１がＯＦＦにな
ってからＳＷ１がＯＮになると、Ｉ１の方向に電流が流
れ、負荷３が正に充電される。次に、ＳＷ１がＯＦＦに
なってからＳＷ２がＯＮになると、ＳＷ２とＤ３を通っ
てＩ２の方向に電流が流れるので、負荷３のリーケージ
インダクタンス及び浮遊容量分がＳＷ２とＤ３で強制的
にリセットされる。
【００３５】この後、ＳＷ３がＯＦＦになってからＳＷ
４がＯＮになると、Ｉ３の方向に電流が流れ、負荷３が
負に充電される。次に、ＳＷ３がＯＦＦになってからＳ
Ｗ４がＯＮになると、Ｉ４の方向に電流が流れ、負荷３
のリーケージインダクタンス及び浮遊容量分がＳＷ２と
Ｄ３で強制的にリセットされる。
【００３６】このような動作を表５に従って説明する
と、次のとおりである。では、ＳＷ２とＳＷ３はゲー
ト信号を入力されてＯＮとなり、負荷３の両端はショー
トされた状態となる。
【００３７】では、ＳＷ２のゲート信号がＯＮされ、
少し遅れてＳＷ１にゲート信号が入力されてこれがＯＮ
になると、ＳＷ３はＯＦＦのままであるため、ＳＷ１か
ら負荷３を通ってＩ１方向に電流が流れ、負荷３を正に
充電する。
【００３８】では、ＳＷ１へのゲート信号入力が終わ
ってこれがＯＦＦとなってから、ＳＷ２へ再びゲート信
号が入力されてこれが再びＯＮになるので、負荷３に充
電された電荷分は、ＳＷ２とＤ３を通ってディスチャー
ジする。その結果、と同じ状態に戻ることになる。
【００３９】では、ＳＷ３がＯＦＦとなり、少し遅れ
てＳＷ４にゲート信号が入力されてこれがＯＮになる
と、ＳＷ２はＯＮのままであるため、ＳＷ４から負荷３
を通ってＩ３方向に電流が流れ、負荷３を負に充電す
る。
【００４０】では、ＳＷ４へのゲート信号入力が終わ
ってこれがＯＦＦとなってから、ＳＷ３へ再びゲート信
号が入力されてこれが再びＯＮになるので、負荷３に充
電された電荷分は、ＳＷ３とＤ２を通ってディスチャー
ジする。その結果、と同じ状態に戻ることになる。
【００４１】このようにＳＷ１とＳＷ２との組、ＳＷ３
とＳＷ４の組がそれぞれ同時にＯＮにならないように、
デットタイムを与えて順番にスイッチングすることによ
り、入力信号（ゲート信号）に比例した波形の出力信号
が得られる。その場合、負荷側の浮遊容量及びリーケー
ジインダクタンスは、上記のようなスイッチング動作に
よってリセットされるので、歪みの無い出力波形が得ら
れる。
【００４２】上記のようなスイッチング動作をするＨブ
リッジスイッチング回路１の出力は、図１において、第
１と第２の半導体スイッチング素子ＳＷ１・ＳＷ２の中
点を一方の極、第３と第４の半導体スイッチング素子Ｓ
Ｗ３・ＳＷ４の中点を他方の極として取り出され、２つ
のインダクタンスＬ１・Ｌ２とコンデンサＣとによる共
振回路４に入力される。そして、共振回路４の共振によ
り得られる高周波のサイン波形の電圧が、負荷であるト
ランス３の一次側に印加される。
【００４３】図１０の（Ａ）は、デューティが５０％の
時のＨブリッジスイッチング回路１の出力電圧ＶＸ１の
波形と負荷電流波形で、この図から分かるように、始め
半導体スイッチング素子ＳＷ１と半導体スイッチング素
子ＳＷ２は零ボルトスイッチングされ、半導体スイッチ
ング素子ＳＷ１がＯＮとなり、半導体スイッチング素子
ＳＷ２がＯＦＦとなると、ＩＳ１の方向に電流が流れ、
寄生容量Ｃ１の両端に正のサイン波を出力する。
【００４４】次に、半導体スイッチング素子ＳＷ１がＯ
ＦＦとなり半導体スイッチング素子ＳＷ２がＯＮとなる
時も、零ボルトスイッチングされ、寄生容量Ｃ１の両端
は０ボルトとなり、次に半導体スイッチング素子ＳＷ４
がＯＮ、半導体スイッチング素子ＳＷ３がＯＦＦとなる
時も零ボルトスイッチングされ、今度はＩＳ２の方向に
電流が流れ、コンデンサＣの両端は、負のサイン波を出
力する。そして、半導体スイッチング素子ＳＷ４がＯＦ
Ｆ、半導体スイッチング素子ＳＷ３がＯＮになる時とコ
ンデンサＣの両端は０ボルトとなり元に戻る。５０％デ
ューティ時はこの繰り返しが行われる。
【００４５】その結果、負荷電流は遅れ位相となるた
め、Ｈブリッジスイッチング回路１の出力電圧波形が１
周期終わった時点で、負荷電流のピークが一致している
ため、共振回路４は、位相が９０゜遅れた共振回路とし
て動作する。
【００４６】図１０の（Ｂ）は、デューティが１０％の
時のＨブリッジスイッチング回路１の出力電圧ＶＸ１の
波形と負荷電流波形で、始め半導体スイッチング素子Ｓ
Ｗ１と半導体スイッチング素子ＳＷ２は零ボルトスイッ
チングされ、半導体スイッチング素子ＳＷ１がＯＮとな
り、半導体スイッチング素子ＳＷ２がＯＦＦとなると、
ＩＳ１の方向に電流が流れ、寄生容量Ｃ１の両端に正の
サイン波を出力する。
【００４７】次に、半導体スイッチング素子ＳＷ１がＯ
ＦＦとなり、半導体スイッチング素子ＳＷ２がＯＮとな
る時も零ボルトスイッチングされ、コンデンサＣの両端
は０ボルトとなり、その後休止状態が続く。半導体スイ
ッチング素子ＳＷ１がＯＦＦ、半導体スイッチング素子
ＳＷ２がＯＮとなってからは、半導体スイッチング素子
ＳＷ２とダイオードＤ３によって負荷側で生じるリーケ
ージスパイク、浮遊容量等をリセットするため、休止状
態間では出力側に異常スパイクは生じない。
【００４８】次に、半導体スイッチング素子ＳＷ４がＯ
Ｎ、半導体スイッチング素子ＳＷ３がＯＦＦとなると、
零ボルトスイッチングが行われ、今度はＩ２の方向に電
流が流れ、寄生容量Ｃ１の両端に負のサイン波を出力す
る。次に、半導体スイッチング素子ＳＷ４がＯＦＦ、半
導体スイッチング素子ＳＷ３がＯＮとなる時も零ボルト
スイッチングが行われコンデンサＣの両端は０ボルトと
なり、その後休止状態が続く。
【００４９】半導体スイッチング素子ＳＷ４がＯＦＦ、
半導体スイッチング素子ＳＷ３がＯＮとなってからは、
半導体スイッチング素子ＳＷ３とダイオードＤ２によっ
て負荷側で生じるリーケージスパイク、浮遊容量等をリ
セットするため、休止状態間では、出力側にスパイクは
生じない。
【００５０】以上のように、デューティを狭くしても、
Ｈブリッジスイッチング回路１の出力波形は、リーケー
ジスパイクが生じないパルス波形となり、負荷電流も位
相遅れで変化するため、４個の半導体スイッチング素子
ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４は零ボルトスイッチン
グする。
【００５１】Ｈブリッジスイッチング回路１に、図１１
に示すようなスナバ回路７を付加すれば、半導体スイッ
チング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４のターンオ
ン時及びターンオフ時におけるサージ電流を吸収できる
ので、スイッチングノイズ及びスイッチングロスをより
確実に防止できる。
【００５２】次に、４個の半導体スイッチング素子ＳＷ
１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４が、上記のように零ボルト
スイッチングするようにそれらのゲートを制御し、また
上記のようなサイン波形の高周波出力が、電圧又は電流
或いは電力のいずれか１つについて一定になるように、
フィードバック制御する回路構成について説明する。
【００５３】図１において、共振回路４の電圧（トラン
ス６の一次電圧）は、電圧検出手段であるパルストラン
スＰＴにて検出されて実効値変換回路８へ入力され、電
圧実効値として取り出される。また、共振回路４の電流
（トランス３の一次電流）は、電流検出手段である電流
検出器ＣＴにより検出されて、実効値変換回路９へ入力
され、電流実効値として取り出される。これら電圧実効
値と電流実効値は、乗算回路１０にて乗算されて電力実
効値が求められる。
【００５４】実効値変換回路８の電圧実効値、実効値変
換回路９の電流実効値、乗算回路１０の電力実効値は、
それぞれ誤差増幅器１１・１２・１３に入力されて、各
誤差増幅器１１・１２・１３での出力設定値と比較さ
れ、それとの誤差に応じた信号が各誤差増幅器１１・１
２・１３から出力される。本例では、電圧制御、電流制
御、電力制御の３つのうちのいずれか１つの制御モード
を選択するように、モード切替スイッチ１４が備えられ
ており、出力設定器１５にて任意に設定した電圧Ｖｒｅ
ｆが、モード切替スイッチ１４で選択した１つの誤差増
幅器に出力設定値として入力される。
【００５５】また、誤差増幅器１１・１２・１３は、そ
れぞれに接続された入力切替スイッチ１６・１７・１８
により、モード切替スイッチ１４と接続されるととも
に、誤差増幅器１１は電圧リミッタ１９と、誤差増幅器
１２は電流リミッタ２０と、誤差増幅器１２は電力リミ
ッタ２１とそれぞれ接続できるようになっている。
【００５６】３つの入力切替スイッチ１６・１７・１８
はモード切替スイッチ１４と連動し、モード切替スイッ
チ１４を１番に切り替えると電圧制御モードとなり、入
力切替スイッチ１７・１８により電流リミッタ２０と電
力リミッタ２１とが選択される。モード切替スイッチ１
４を２番に切り替えると電流制御モードとなり、入力切
替スイッチ１６・１８により電圧リミッタ１９と電力リ
ミッタ２１とが選択される。モード切替スイッチ１４を
３番に切り替えると電力制御モードとなり、入力切替ス
イッチ１６・１７により電圧リミッタ１９と電流リミッ
タ２０とが選択される。
【００５７】３つの誤差増幅器１１・１２・１３は、上
記のようにそれぞれ電圧制御用、電流制御用、電力制御
用となっており、電圧実効値又は電流実効値或いは電力
実効値を出力設定値と比較してその差に出力する。誤差
増幅器１１・１２・１３の出力は、それぞれダイオード
オア回路２２・２３・２４を通してＰＷＭ制御回路５に
入力されるが、入力の優先順位が誤差増幅器１１、次に
誤差増幅器１２、最後に誤差増幅器１３の順番となって
いて、ＰＷＭ制御回路５は、ゲートドライブ回路６へ入
力するパルス幅を電圧制御、電流制御、電力制御の順で
変化させる。
【００５８】ゲートドライブ回路６は、ＰＷＭ制御回路
５の制御に従ったゲート信号を、Ｈブリッジスイッチン
グ回路１の４個の半導体スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ
２、ＳＷ３、ＳＷ４のゲートへ供給し、これら半導体ス
イッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４が上述
のように図６に示したタイミングで零ボルトスイッチン
グする。
【００５９】
【発明の効果】本発明によれば次のような効果がある。 （１）４個の半導体スイッチング素子をＨブリッジ構成
とし、各半導体スイッチング素子にダイオードを並列接
続したＨブリッジ型のスイッチング回路（インバータ）
を用いるので、供給した電源電圧に相当した正と負のパ
ルス出力を得ることができる。
【００６０】（２）スイッチング回路（インバータ）が
Ｈブリッジ型で、単純であるのに加え、その電源は片電
源で済み、ローコスト化できる。
【００６１】（３）負荷のリーケージフラックス及び浮
遊容量を強制的にリセットできるので、これらの影響に
よる波形歪みを解消できる。
【００６２】（４）半導体スイッチング素子をＰＷＭ制
御するに当たっても、半導体スイッチング素子のターン
オン及びターンオフ時のサージによるスイッチングノイ
ズの発生を抑制できて、負荷側のリーケージインダクタ
ンス及び配線等で生ずる寄生容量、寄生インダクタンス
の影響及び負荷条件に左右されることなく、確実にスイ
ッチングさせることができてスイッチングロスが極めて
少なく、理想的なサイン波形の高周波出力が得られる。
【００６３】（５）共振回路の電圧及び電流を検出して
実効値変換し、電圧実効値及び電流実効値を設定値と比
較し、それぞれの差を選択してＰＷＭ制御回路へフィー
ドバックさせることにより、共振回路からの出力の電圧
又は電流を一定にできる。
【００６４】（６）スイッチング周波数を共振周波数よ
り高く選ぶことにより、出力電流は遅れた位相で変化
し、スイッチングした電圧波形の終わった時点で電流波
形がピークとなるように選ぶことにより、零ボルトスイ
ッチングとなる。この共振回路においてＰＷＭ制御した
場合、４個の半導体スイッチング素子によるＨブリッジ
スイッチング回路でゲートする入力パルスが終わった時
点で強制リセットすることにより、負荷側のリーケージ
インダクタンス分がリセットし、出力波形にスパイクノ
イズ等を生じない理想的なサイン波形の高周波出力が得
られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による正負パルス式高周波スイッチング
電源の回路構成図である。
【図２】図１中のＨブリッジスイッチング回路の等価回
路図である。
【図３】同上の動作を示すタイミングチャートである。
【図４】Ｈブリッジスイッチング回路の半導体スイッチ
ング素子の零ボルトスイッチング動作を説明するための
回路図である。
【図５】図４と同様の回路図である。
【図６】図４及び図５の動作を示すタイミングチャート
である。
【図７】共振回路の動作を説明するための回路図であ
る。
【図８】半導体スイッチング素子のスイッチング波形と
出力電圧波形及び出力電流波形のタイミングチャートで
ある。
【図９】半導体スイッチング素子のスイッチング波形と
理想的なサイン波形となる出力波形のタイミングチャー
トである。
【図１０】（Ａ）は、デューティが５０％の時のＨブリ
ッジスイッチング回路の出力電圧波形と負荷電流波形、
（Ｂ）は、デューティが１０％の時のＨブリッジスイッ
チング回路の出力電圧波形と負荷電流波形である。
【図１１】スナバ回路を付加したＨブリッジスイッチン
グ回路の変形例の回路図である。
【図１２】従来例の動作を示すタイミングチャートであ
る。
【図１３】従来のＨブリッジスイッチング回路の構成及
び電流の流れを示す図である。
【図１４】同上の動作を示すタイミングチャートであ
る。
【符号の説明】 ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４ 半導体スイッチン
グ素子 Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４ ダイオード １ Ｈブリッジスイッチング回路 ２ 直流電源 ３ 負荷（トランス） ４ 共振回路 ５ ＰＷＭ制御回路 ６ ゲートドライブ回路 ＰＴ パルストランス（電圧検出手段） ＣＴ 電流検出器（電流検出手段） ９・１０ 実効値変換回路

Claims (3)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】第１、第２、第３、第４の４個の半導体ス
    イッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４をＨブ
    リッジ接続するとともに、各半導体スイッチング素子に
    ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４をそれぞれ並列接続
    し、直流電圧を印加されるＨブリッジスイッチング回路
    と、このＨブリッジスイッチング回路から出力される正
    負のパルス波にて共振する共振回路と、この共振回路の
    電圧又は電流を検出して共振周波数より高いスイッチン
    グ周波数で前記４個の半導体スイッチング素子ＳＷ１、
    ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４をスイッチングさせるように、
    これら４個の半導体スイッチング素子を次の表１に示す
    、、、、の５つのＯＮ／ＯＦＦの組み合わせ
    態様で順次繰り返しスイッチング動作させるＰＷＭ制御
    回路とからなることを特徴とする正負パルス式高周波ス
    イッチング電源。 【表１】
  2. 【請求項２】第２の半導体スイッチング素子ＳＷ２をＯ
    ＦＦにするときの時間幅は、第１の半導体スイッチング
    素子ＳＷ１をＯＮにするときの時間幅よりも前後に長
    く、また第３の半導体スイッチング素子ＳＷ３をＯＦＦ
    にするときの時間幅は、第４の半導体スイッチング素子
    ＳＷ４をＯＮにするときの時間幅よりも前後に長くなる
    ように、ＰＷＭ制御回路は、４個の半導体スイッチング
    素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４のゲートにゲート
    パルスを供給することを特徴とする請求項１記載の正負
    パルス式高周波スイッチング電源。
  3. 【請求項３】共振回路の電圧を検出する電圧検出手段
    と、その検出電圧を実効値変換する実効値変換手段と、
    共振回路の電流を検出する電流検出手段と、その検出電
    流を実効値変換する実効値変換手段と、これら実効値変
    換手段の電圧実効値及び電流実効値を設定値と比較し、
    それぞれの差を選択してＰＷＭ制御回路へフィードバッ
    クさせる実効値選択回路とを備えたことを特徴とする請
    求項１又は２記載の正負パルス式高周波スイッチング電
    源。
JP10299993A 1998-10-21 1998-10-21 正負パルス式高周波スイッチング電源 Expired - Lifetime JP3049427B2 (ja)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP10299993A JP3049427B2 (ja) 1998-10-21 1998-10-21 正負パルス式高周波スイッチング電源
US09/422,120 US6130831A (en) 1998-10-21 1999-10-20 Positive-negative pulse type high frequency switching power supply unit

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP10299993A JP3049427B2 (ja) 1998-10-21 1998-10-21 正負パルス式高周波スイッチング電源

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2000134943A true JP2000134943A (ja) 2000-05-12
JP3049427B2 JP3049427B2 (ja) 2000-06-05

Family

ID=17879456

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP10299993A Expired - Lifetime JP3049427B2 (ja) 1998-10-21 1998-10-21 正負パルス式高周波スイッチング電源

Country Status (2)

Country Link
US (1) US6130831A (ja)
JP (1) JP3049427B2 (ja)

Cited By (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2002028151A1 (fr) * 2000-09-26 2002-04-04 Iwasaki Electric Co., Ltd. Circuit de commande de lampe a decharge a haute intensite
JP2002272127A (ja) * 2001-03-07 2002-09-20 Tsubakimoto Chain Co 給電装置
US6836078B2 (en) 2000-09-26 2004-12-28 Iwasaki Electric Co., Ltd. Circuit for lighting HID lamp
JP2007165266A (ja) * 2005-12-16 2007-06-28 U-Tec Kk イオン発生方法及びその装置
EP1855377A1 (de) * 2006-05-08 2007-11-14 Integrated Dynamics Engineering GmbH Elektrische Motoransteuerung
WO2010053108A1 (ja) * 2008-11-05 2010-05-14 株式会社 日立メディコ 位相シフト型インバータ回路、それを用いたｘ線高電圧装置、ｘ線ｃｔ装置、および、ｘ線撮影装置
JP2012010514A (ja) * 2010-06-25 2012-01-12 Nichicon Corp 電源装置
JP2012135211A (ja) * 2006-06-16 2012-07-12 Fujitsu Semiconductor Ltd 昇降圧型ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路、昇降圧型ｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法、および昇降圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2013118739A (ja) * 2011-12-01 2013-06-13 Rohm Co Ltd 充電回路およびそれを利用した電子機器
JP5250818B1 (ja) * 2012-05-22 2013-07-31 東洋システム株式会社 フルブリッジ電力変換装置
JP5256432B1 (ja) * 2012-06-27 2013-08-07 東洋システム株式会社 フルブリッジ電力変換装置
US8760887B2 (en) 2011-04-20 2014-06-24 Onkyo Corporation Power supply circuit
WO2018012025A1 (ja) * 2016-07-15 2018-01-18 三菱電機株式会社 共振型インバータ
JP2019187155A (ja) * 2018-04-13 2019-10-24 株式会社豊田自動織機 車載ｄｃ−ａｃインバータ
KR20200022977A (ko) * 2018-08-24 2020-03-04 한국원자력연구원 전류 펄스를 제어하는 모듈레이터 및 그 방법
KR20200029433A (ko) * 2020-03-11 2020-03-18 한국원자력연구원 전류 펄스를 제어하는 모듈레이터 및 그 방법

Families Citing this family (32)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1017146B1 (en) * 1998-05-18 2005-10-19 Seiko Epson Corporation Overcharge protection, charger, electronic device and timepiece
JP3458768B2 (ja) * 1999-06-10 2003-10-20 株式会社デンソー 負荷駆動装置
US6566775B1 (en) * 2000-01-10 2003-05-20 Richard Benito Fradella Minimal-loss flywheel battery and related elements
US6661285B1 (en) 2000-10-02 2003-12-09 Holosonic Research Labs Power efficient capacitive load driving device
DE10123789A1 (de) * 2001-05-16 2002-11-21 Philips Corp Intellectual Pty Stromversorgungssystem
DE10161743B4 (de) * 2001-12-15 2004-08-05 Hüttinger Elektronik GmbH & Co. KG Hochfrequenzanregungsanordnung
US6826030B2 (en) * 2002-09-20 2004-11-30 Illinois Tool Works Inc. Method of offset voltage control for bipolar ionization systems
US7244343B2 (en) * 2003-08-28 2007-07-17 Origin Electric Company Limited Sputtering apparatus
JP4318174B2 (ja) * 2003-12-11 2009-08-19 本田技研工業株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP4682813B2 (ja) * 2005-11-11 2011-05-11 パナソニック株式会社 電源装置
EP2097920B1 (de) * 2007-07-23 2017-08-09 TRUMPF Hüttinger GmbH + Co. KG Plasmaversorgungseinrichtung
US7965126B2 (en) 2008-02-12 2011-06-21 Transphorm Inc. Bridge circuits and their components
US8289065B2 (en) 2008-09-23 2012-10-16 Transphorm Inc. Inductive load power switching circuits
US7646178B1 (en) 2009-05-08 2010-01-12 Fradella Richard B Broad-speed-range generator
US8242649B2 (en) 2009-05-08 2012-08-14 Fradella Richard B Low-cost minimal-loss flywheel battery
EP2293411B1 (en) * 2009-09-03 2021-12-15 TDK Corporation Wireless power feeder and wireless power transmission system
US8138529B2 (en) 2009-11-02 2012-03-20 Transphorm Inc. Package configurations for low EMI circuits
US8816497B2 (en) 2010-01-08 2014-08-26 Transphorm Inc. Electronic devices and components for high efficiency power circuits
US8624662B2 (en) 2010-02-05 2014-01-07 Transphorm Inc. Semiconductor electronic components and circuits
US8786327B2 (en) 2011-02-28 2014-07-22 Transphorm Inc. Electronic components with reactive filters
US9209176B2 (en) 2011-12-07 2015-12-08 Transphorm Inc. Semiconductor modules and methods of forming the same
US8648643B2 (en) 2012-02-24 2014-02-11 Transphorm Inc. Semiconductor power modules and devices
GB2500190A (en) * 2012-03-12 2013-09-18 Eltek As Control of H-bridge inverter in continuous mode
US9279722B2 (en) 2012-04-30 2016-03-08 Agilent Technologies, Inc. Optical emission system including dichroic beam combiner
US8803246B2 (en) 2012-07-16 2014-08-12 Transphorm Inc. Semiconductor electronic components with integrated current limiters
US9059076B2 (en) 2013-04-01 2015-06-16 Transphorm Inc. Gate drivers for circuits based on semiconductor devices
US9537425B2 (en) 2013-07-09 2017-01-03 Transphorm Inc. Multilevel inverters and their components
EP2876805B1 (en) * 2013-11-22 2020-09-30 Toyo System Co., Ltd. Power converter
US9543940B2 (en) 2014-07-03 2017-01-10 Transphorm Inc. Switching circuits having ferrite beads
US9590494B1 (en) 2014-07-17 2017-03-07 Transphorm Inc. Bridgeless power factor correction circuits
WO2016149146A1 (en) 2015-03-13 2016-09-22 Transphorm, Inc. Paralleling of switching devices for high power circuits
US10319648B2 (en) 2017-04-17 2019-06-11 Transphorm Inc. Conditions for burn-in of high power semiconductors

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3609507A (en) * 1970-05-05 1971-09-28 Garrett Corp Polyphase inverter system having fault protection and output amplitude regulation through pulse width modulation
JP2676790B2 (ja) * 1988-06-17 1997-11-17 株式会社ダイヘン 高周波電源装置
JPH07107751A (ja) * 1993-09-30 1995-04-21 Nissin Electric Co Ltd インバータ回路
DE69515083T2 (de) * 1994-05-27 2000-10-12 Toshiba Kawasaki Kk Steueranlage für Widerstandsschweissmaschine
US5625539A (en) * 1994-05-30 1997-04-29 Sharp Kabushiki Kaisha Method and apparatus for controlling a DC to AC inverter system by a plurality of pulse-width modulated pulse trains
JPH08196077A (ja) * 1994-11-18 1996-07-30 Toshiba Corp 電力変換装置及びこれを利用した空気調和装置
US5550498A (en) * 1995-08-30 1996-08-27 Industrial Technology Research Institute Method and apparatus for charge pulse-width modulation control
JP3028292B2 (ja) * 1995-10-20 2000-04-04 株式会社ハイデン研究所 正負パルス式高電圧電源
KR0177873B1 (ko) * 1995-12-02 1999-05-15 변승봉 순환전류 프리형 고주파 소프트 스위칭FB(Full Bridge)DC-DC컨버터
EP0780750B1 (en) * 1995-12-20 2002-03-27 Sharp Kabushiki Kaisha Inverter control method and inverter apparatus using the method
JP3318240B2 (ja) * 1997-09-12 2002-08-26 松下電器産業株式会社 スイッチング電源装置
US6038142A (en) * 1998-06-10 2000-03-14 Lucent Technologies, Inc. Full-bridge isolated Current Fed converter with active clamp

Cited By (30)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1322141A1 (en) * 2000-09-26 2003-06-25 Iwasaki Electric Co., Ltd Hid lamp operating circuit
EP1322141A4 (en) * 2000-09-26 2003-11-05 Iwasaki Electric Co Ltd HID LAMP CIRCUIT
US6791286B2 (en) 2000-09-26 2004-09-14 Iwasaki Electric Co., Ltd. Hid lamp operating circuit
US6836078B2 (en) 2000-09-26 2004-12-28 Iwasaki Electric Co., Ltd. Circuit for lighting HID lamp
WO2002028151A1 (fr) * 2000-09-26 2002-04-04 Iwasaki Electric Co., Ltd. Circuit de commande de lampe a decharge a haute intensite
JP4671515B2 (ja) * 2001-03-07 2011-04-20 株式会社椿本チエイン 給電装置
JP2002272127A (ja) * 2001-03-07 2002-09-20 Tsubakimoto Chain Co 給電装置
JP2007165266A (ja) * 2005-12-16 2007-06-28 U-Tec Kk イオン発生方法及びその装置
EP1855377A1 (de) * 2006-05-08 2007-11-14 Integrated Dynamics Engineering GmbH Elektrische Motoransteuerung
JP2012135211A (ja) * 2006-06-16 2012-07-12 Fujitsu Semiconductor Ltd 昇降圧型ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路、昇降圧型ｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法、および昇降圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ
CN102204077A (zh) * 2008-11-05 2011-09-28 株式会社日立医疗器械 相移型逆变电路、使用该电路的x射线高压装置、x射线ct装置和x射线摄影装置
WO2010053108A1 (ja) * 2008-11-05 2010-05-14 株式会社 日立メディコ 位相シフト型インバータ回路、それを用いたｘ線高電圧装置、ｘ線ｃｔ装置、および、ｘ線撮影装置
JP5588875B2 (ja) * 2008-11-05 2014-09-10 株式会社日立メディコ 位相シフト型インバータ回路、それを用いたｘ線高電圧装置、ｘ線ｃｔ装置、および、ｘ線撮影装置
US8588371B2 (en) 2008-11-05 2013-11-19 Hitachi Medical Corporation Phase shift inverter, X-ray high-voltage device using same, X-ray CT device, and X-ray imaging device
JP2012010514A (ja) * 2010-06-25 2012-01-12 Nichicon Corp 電源装置
US8760887B2 (en) 2011-04-20 2014-06-24 Onkyo Corporation Power supply circuit
JP2013118739A (ja) * 2011-12-01 2013-06-13 Rohm Co Ltd 充電回路およびそれを利用した電子機器
JP5250818B1 (ja) * 2012-05-22 2013-07-31 東洋システム株式会社 フルブリッジ電力変換装置
WO2013175915A1 (ja) * 2012-05-22 2013-11-28 東洋システム株式会社 フルブリッジ電力変換装置
WO2014002590A1 (ja) * 2012-06-27 2014-01-03 東洋システム株式会社 フルブリッジ電力変換装置
JP5256432B1 (ja) * 2012-06-27 2013-08-07 東洋システム株式会社 フルブリッジ電力変換装置
US9112412B2 (en) 2012-06-27 2015-08-18 Toyo System Co., Ltd. Full-bridge power converter
WO2018012025A1 (ja) * 2016-07-15 2018-01-18 三菱電機株式会社 共振型インバータ
JPWO2018012025A1 (ja) * 2016-07-15 2018-10-18 三菱電機株式会社 共振型インバータ
JP2019187155A (ja) * 2018-04-13 2019-10-24 株式会社豊田自動織機 車載ｄｃ−ａｃインバータ
KR20200022977A (ko) * 2018-08-24 2020-03-04 한국원자력연구원 전류 펄스를 제어하는 모듈레이터 및 그 방법
KR102141684B1 (ko) 2018-08-24 2020-09-14 한국원자력연구원 전류 펄스를 제어하는 모듈레이터 및 그 방법
US11152926B2 (en) 2018-08-24 2021-10-19 Korea Atomic Energy Research Institute Modulator for controlling current pulse and method thereof
KR20200029433A (ko) * 2020-03-11 2020-03-18 한국원자력연구원 전류 펄스를 제어하는 모듈레이터 및 그 방법
KR102128054B1 (ko) 2020-03-11 2020-07-09 한국원자력연구원 전류 펄스를 제어하는 모듈레이터 및 그 방법

Also Published As

Publication number Publication date
US6130831A (en) 2000-10-10
JP3049427B2 (ja) 2000-06-05

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP3049427B2 (ja) 正負パルス式高周波スイッチング電源
TWI750780B (zh) 適用於寬輸出電壓範圍的隔離式dc/dc轉換器及其控制方法
JP2961897B2 (ja) スイッチング電源装置
US8441812B2 (en) Series resonant converter having a circuit configuration that prevents leading current
US5140510A (en) Constant frequency power converter
US7173467B2 (en) Modified high-efficiency phase shift modulation method
EP0503862B1 (en) Class E fixed frequency converter
US9780695B2 (en) Control method of inverter circuit
JPH10511836A (ja) デューティサイクルを制御できる電圧クランプ並列共振コンバータ
US5475580A (en) Power supply circuit
WO2001084699A1 (fr) Dispositif de conversion de puissance
US6744647B2 (en) Parallel connected converters apparatus and methods using switching cycle with energy holding state
JPH07123717A (ja) スイッチング電源装置
KR960010828B1 (ko) 고역률 전원공급장치
Koizumi et al. Resonant DC/DC converter with class DE inverter and class E rectifier using thinned-out method (deleting some of the pulses to the rectifier)
TWI771882B (zh) 電源供應器及驅動方法
JP2000312474A (ja) 電源装置
JPH08289540A (ja) スイッチング電源装置
JP7341020B2 (ja) 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP3235711B2 (ja) スイッチング電源
KR20220152066A (ko) 마이크로컨트롤러를 이용한 공진형 플라이백 전력 변환 장치 및 방법
JPH02290163A (ja) Ｎ相正弦波変換器
JP2002034258A (ja) コンバータ装置
JPH0746824A (ja) 入力歪抑制回路
JP2001186756A (ja) 昇圧コンバータ

Legal Events

Date Code Title Description
R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080331

Year of fee payment: 8

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090331

Year of fee payment: 9

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090331

Year of fee payment: 9

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100331

Year of fee payment: 10

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110331

Year of fee payment: 11

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130331

Year of fee payment: 13

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140331

Year of fee payment: 14

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

EXPY Cancellation because of completion of term