JPH10511836A

JPH10511836A - デューティサイクルを制御できる電圧クランプ並列共振コンバータ

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Publication number: JPH10511836A
Application number: JP8513198A
Authority: JP
Inventors: ハイアンケイロウ; ロバートエスゼドウィック
Original assignee: エレクトロニクパワーコンディショニング
Priority date: 1994-10-12
Filing date: 1995-07-11
Publication date: 1998-11-10
Also published as: WO1996012339A1; AU2970295A; AU686412B2; EP0786166A4; EP0786166A1; US5559685A

Abstract

(57)【要約】電力を２つの交流及び／又は直流回路の間で変換する高効率静的電圧クランプ並列共振コンバータであり、入力スイッチ回路(20)と出力スイッチ回路(10)との間にリンク回路(30)を含む。リンク回路は、並列共振回路及び単極のリンク電圧パルス列を発生するように切換えられるリンクスイッチ素子(S_C1及び S_C2)を含む。全てのスイッチは、実質的にゼロ電圧又はゼロ電流でオン及びオフの切換えが行われる「ソフトスイッチ」である。各リンク電圧パルスは、ゼロセグメント及び非ゼロセグメントからなる。リンクスイッチによって、これらの電圧パルスのデューティサイクルを制御することが可能であり、ゼロ及び非ゼロセグメントの長さを独立に制御することができる。フィルタの必要性を減らすため、及び部分負荷状態での動作における高効率を保持するため、パルス幅変調(PWM)及びパルスエリア変調(PAM)を用いることができる。リンク電圧は、各リンク電圧パルスの非ゼロセグメントの間最大電圧にクランプされる。共振回路による共振は、リンク電圧パルスがゼロ電圧レベルと非ゼロ電圧レベルとの間で遷移する間のみ生起する。その結果、全てのコンバータ構成部分には、負荷の電圧及び電流レベルより僅かに高い電圧及び電流レベルが与えられる。

Description

【発明の詳細な説明】デューティサイクルを制御できる電圧クランプ並列共振コンバータ発明の背景本発明は、高電力レベルでの応用に適する多相電力コンバータ、及び、特に並列共振コンバータに関する。本発明の並列共振コンバータは、電気的スイッチによるリンク電圧パルスのデューティサイクルの制御によって、長さが独立に制御されるゼロ及び非ゼロセグメントを有するリンク電圧パルスを生成し、電圧クランプデバイスによって非ゼロセグメントの最大電圧を制限するリンク回路を用いる。共振コンバータの利点は、ハードスイッチコンバータに比較して、コンバータの全ての半導体に対してソフトスイッチングを行うことによって達成されるスイッチングロスの低減により、著しく高い変調周波数を利用できることである。より高い変調周波数を利用できることは、フィルタリングの必要性を減らし、結局はコストの低減につながる。著しく高い電力レベルにおける電力の移送のために、リンクパルスのゼロ電圧又はゼロ電流の点においてソフトスイッチングを行う技術の成功の報告にもかかわらず、並列共振コンバータの優越性は或る種の重要な妨害によって妨げられている。高電力に用いるための殆どの並列共振コンバータにおいて、電力源と負荷との間のリンク回路素子が、アイドル即ちゼロセグメント及び電力移送即ち非ゼロセグメントを有するリンク電圧パルスを発生する。従来の並列共振コンバータは、電力移送セグメントの間全体で少なくとも１つの完全な半サイクル共振の状態にある。そのため、この種類のコンバータの構成部分に現れる電圧又は電流の高いピーク値が過剰になり、変調周波数の増加をもたらし、これは、前述のようなフィルタリングの必要性の低減によるコストの利点を無為にする。従来の並列共振コンバータの欠点は、並列擬似共振コンバータ（ＰＱＲＣ）又は電圧クランプ並列共振コンバータと呼ばれる既知のコンバータによって低減される。この種のコンバータにおいては、擬似共振による電力移送の原理が用いられる。擬似共振の原理を高電力の用途に適した並列共振コンバータに応用した最初の既知の特許は、1989年９月５日にDivan に付与された米国特許第4,864,483 号である。同様のコンバータが、1991年８月６日にDeDoncker に付与された米国特許第5,038,267 号及び1992年12月15日にDeDoncker 等に付与された米国特許第 5,172,309 号に開示されている。基本的に、ＰＱＲＣのリンク電圧パルスは、電力移送セグメントの間はほぼ一定の或る値にクランプされ、リンク電圧パルスがクランプ電圧レベルに上昇する間は共振の状態のみにあり、パルスが終わりになると電圧がゼロになる。得られる方形近似波形パルスは、従来の並列コンバータで用いられる全共振サイクルにより発生されるパルスから達成されるデューティサイクルに比較して、これより高いデューティサイクルになることは明らかである。更にこれらの方形近似波形パルスは、従来のハードスイッチコンバータによって発生されるパルスと同一であるので、ＰＱＲＣの全ての成分が従来のハードスイッチコンバータの電圧及び電流より低いか又は同等のレベルである。DeDonc ker 特許は、1992年11月24日にDeDoncker 等に付与された米国特許第5,166,549 号のゼロ電圧クロス検出器によって達成されるソフトスイッチを用いている。ＰＱＲＣについての困難な問題は、パルスのアイドルセグメント及び電力移送セグメントの長さを連続的に制御する機能が欠けていたことである。即ち、デューティサイクルの連続的な制御が不可能であることである。ＰＱＲＣと従来のハードスイッチＰＷＭ（パルス幅変調）コンバータとの両者が同一の出力精度を得るためには、ＰＱＲＣの変調周波数を従来のハードスイッチコンバータで用いられる周波数の何倍かにする必要がある。基本的な理由は、ＰＱＲＣについて、出力波形即ち、多重出力位相全体にわたってアイドルセグメント及び電力移送セグメントが固定された長さを持つパルスが単純に分布しているパルス、又は正の極性と負の極性との間でスイッチされるパルスを形成するために、インテグラルサイクル制御を用いる必要があることである。このインテグラルサイクル制御は、明らかに、実際に例えばＰＷＭ及びパルスエリア変調（ＰＡＭ）制御のような既知の制御方式のために基本的な、これらのセグメントの長さを制御するための適応性を発揮することができる制御に比較して不利である。ＰＷＭは、殆どの種類のハードスイッチコンバータに適用できる。インテグラルサイクル制御を用いる必要がある場合における他の重大な問題点は、コンバータの効率である。負荷が、電力移送セグメントの長さをＰＱＲＣが設計されている固定の長さより短くすることを要求し、これに従って負荷に送られた余分のエネルギーを抽出する場合、電力移送セグメントの長さに対する制御性の欠如によってパルスの浪費を引き起こす。更に、部分的な負荷で動作する間の効率の低下を小さくするため、アイドルセグメントの長さの制御機能が重要である。電力移送セグメントの長さの制御を可能にする試みは、Divan,Malesani,T oigo の論文「ソフトスイッチＰＷＭのための同期共振直流リンクコンバータ」（"A Synchronized Resonant DC Link Converter for Soft-Switched PWM",IEEE Trans.,Ind．Appl,1993 年９月）に開示されている。しかしながら、リンク電圧パルスの開始処理は２つの異なる高周波共振回路によって開始され、その結果、擬似共振による電力移送の原理が折衷されたものになる。従って、所望の制御機能は電圧クランプ機能の欠如の代価として達成されることになる。負荷電流が大きく揺動する間又は変調周波数が増加するときに、コンバータの構成部分にかかるリンク電圧のピーク値が過剰になることがあり得る。発明の要約本発明の１つの目的は、前記パルスのゼロセグメント及び非ゼロセグメントの長さを独立に制御するため、リンク電圧パルスのデューティサイクルを連続的に制御する機能を有する高効率の並列共振電力コンバータを提供することにある。本発明の他の目的は、非ゼロセグメントの最大電圧レベルをクランプするための電圧クランプを有する前記のコンバータを提供することにある。本発明のもう１つの目的は、リンク電圧パルスのゼロセグメント及び非ゼロセグメントの長さを制御するためのリンクスイッチを有し、他方でコンバータの全てのリンクスイッチのためにゼロ電圧又はゼロ電流でソフトスイッチを行う機能を保持するリンク回路を具える並列共振コンバータを提供することにある。本発明の他の目的は、各リンク電圧パルスのゼロセグメント及び非ゼロセグメントの長さを独立して連続的に制御することにより、デューティサイクルを連続的に制御する機能を有する前記コンバータを提供することにある。本発明の付加的な目的は、回路素子を減らした前記共振コンバータを提供することにある。本発明の更に他の目的は、各回路部品の電圧及び電流の定格を、負荷のそれより僅かに高く設定する前記共振コンバータを提供することにある。図面の簡単な説明本発明の他の目的及び利点は、以下に述べる好ましい実施例の詳細な説明及び以下のような添付図面によって明らかになる。図１は、リンク電圧パルスのデューティサイクルの制御のためのスイッチを有するリンク回路パルス発生器を具え、３相交流−交流（又は直流）電力移送を行うための本発明の電圧クランプ並列共振コンバータの一実施例のブロック図、図２は、図１のコンバータにおけるリンク回路の他の実施例のブロック図、図３は、図１のコンバータにおけるリンク回路の第３の実施例のブロック図、図４は、図１に示されたコンバータと同様であるが、２方向４象限の動作、入力電流波形成形及び入力電力ファクタ制御を可能にするように入力スイッチ回路が変更されているコンバータのブロック図、図５は、図１と同様のリンク回路を有する直流−単相交流電力コンバータのブロック図、図６は、本発明の並列共振コンバータにおける出力スイッチ回路で生成される出力電圧パルスの波形を示す図、図７は、リンク電圧パルスの非ゼロ即ち電力移送セグメントで、本発明の動作の間に生成される電流信号を含む信号の波形を示す図、図８は、リンク電圧パルスのゼロ即ちアイドルセグメントで、本発明の動作の間に生成される電流信号を含む信号の波形を示す図、図９は、リンク電圧パルスの非ゼロ即ち電力移送セグメントで、動作の間に図３に示されたリンク回路によって生成される電流信号を含む信号の波形を示す図、図１０は、信号波形を制御するために本発明の共振コンバータと共に用いられる制御システムを示すブロック図、図１１は、図１０の制御システムによって制御される信号の波形を示す図である。好ましい実施例の説明図１は、本発明に従って作られ、デューティサイクルを制御できる、３相交流 −交流電力変換のための電圧クランプ並列共振コンバータの第１実施例を示す。このコンバータは、出力スイッチ回路10、入力スイッチ回路20及びリンク回路30 の３つの主な構成部分からなることが分かる。本発明で請求された特徴を実現するために困難な点は、共振コンデンサの両端にリンク電圧パルスＶ_CRを発生するリンク回路である。出力スイッチ回路10は、３対のトランジスタスイッチBH1-BL1、BH2-BL2 及びB H3-BL3 を含み、それらの第１スイッチBHのエミッタは第２スイッチBLのコレクタに接続されており、更に各トランジスタのエミッタとコレクタとの間に反平行のダイオードが接続されている。この出力スイッチ回路は３つの出力端子11、12 及び13を有し、これらはそれぞれ、前記３対のトランジスタスイッチのそれぞれの１つの共通のエミッタ−コレクタ接続から、３相交流負荷になるインダクタンスＬ₁₁、Ｌ₁₂及びＬ₁₃を介して、３つの負荷抵抗14、15及び16のそれぞれに接続される。入力スイッチ回路20は、３つの入力端子21、22及び23を含み、それらはそれぞれ、ブリッジ整流器を構成する３対のダイオードのそれぞれの１つの共通のカソード−アノード接続から、３つの交流電圧源24、25及び26のそれぞれ１つに接続される。３つの交流電圧源24、25及び26は、全体として、例えば電気公益事業の電力線の３相交流電圧源を形成する。リンク回路30は、入力スイッチ回路20の整流出力に接続された正電圧入力端子 31及び負電圧入力端子35を持つ並列共振コンバータである。リンク回路の入力端子31と35との間にバッファコンデンサＣ_Sが接続され、リンク回路の出力端子32 と35との間に共振コンデンサＣ_Rが接続されている。リンク電圧パルス信号Ｖ_CR はリンク回路によって共振コンデンサの両端間に発生され、前記リンク電圧パルスが出力スイッチ回路10の入力に印加される。リンク回路は、入力端子31と共振コンデンサの上側電極である出力端子32との間に接続される共振インダクタＬ_R を含む。一対のリンクスイッチＳ_C1及びＳ_C2が直列に出力端子32とクランプコンデンサＣ_Cの上側電極との間に接続されており、クランプコンデンサＣ_Cの下側電極は入力端子31に接続されている。クランプダイオードＤ_Cは入力端子31からリンクスイッチＳ_C1とＳ_C2との間の中間端子33に対して接続されており、Ｓ_C1及びＳ_C2は、それぞれスイッチングトランジスタ及び該トランジスタのエミッタとコレクタとを接続する反平行ダイオードを含む。トランジスタのベースに印加されるスイッチング信号は、リンクスイッチＳ_C1とＳ_C2の動作を独立に制御し、ゼロセグメント及び非ゼロセグメントの長さを変え、これにより該パルスのデューティサイクルを変える。これについては後に説明する。出力スイッチ回路10のスイッチBH及びBLと、リンクスイッチＳ_C1及びＳ_C2とは、それらのエミッタ−コレクタ信号がゼロ電圧又はゼロ電流である時に、それらのベースに印加されるスイッチング信号によって「ソフトスイッチ」が行われる。図２−５に示された並列共振コンバータの実施例は図１のそれと同様であり、従って同一の部分は図１と同一の符号が付されており、相違する部分についてのみ以下に説明される。リンク電圧パルスＶ_CRは、図７に示すように、それぞれアイドル即ちゼロ電圧セグメント及び電力移送即ち非ゼロ電圧セグメントからなる。従来の技術とは異なるリンク回路30においては、(a)リンク電圧パルスの非ゼロセグメントを、僅かな範囲のみ負荷電圧より高いほぼ一定の或る最大電圧にクランプすること、(b)該パルスのアイドル及び電力移送セグメントを独立に制御できる制御機能により、リンク電圧パルスのデューティサイクルが制御可能であること、及び(c)実質的にゼロ電圧又はゼロ電流において、リンクスイッチＳ_C1 及びＳ_C2を含む全ての半導体スイッチのソフトスイッチングを行うこと、の特徴の組合せによってコンバータが提供される。これらの特徴は、次の３つの基準によって確立される。 (1) 図１のリンク回路30は、各電圧パルスのアイドル及び電力移送セグメント両者の長さに対する独立的且つ連続的制御と共に、リンク電圧パルスのデューティサイクルの連続的な制御の機能を実現するために、スイッチＳ_C2及びクランプダイオードＤ_Cを用いる。図２及び３はリンク回路30の他の実施例30’及び30” である。図２において、入力31と出力32との間に直列に且つ共振インダクタＬ_R に並列に接続されたＳ_C2及びＤ_Cによって、同一のデューティサイクル制御機能が同様に実現されている。第１ダイオードスイッチＳ_C1のエミッタは直接出力32 に接続されている。図３の実施例においては、リンク電圧パルスのデューティサイクルを制御するためにはＳ_C2のみが必要であるためクランプダイオードＤ_Cが除かれており、Ｓ_C2が共振コンデンサＣ_Rに直列に接続されている。 (2) 図１−３のクランプコンデンサＣ_Cと比較したバッファコンデンサＣ_Sの容量は、Ｃ_Sの両端の電圧が、或る合理的な時間実質的に一定に保持されるように、充分に高い値になっている。電力源における或る種の欠陥に対してこれを乗り越える好ましい機能を実現するため、ミリ秒のオーダーのホールドアップ時間を持つコンバータを提供するために、充分に大きい値のＣ_Sが実際に既に必要とされている。従って、Ｃ_Sは、高電力の用途においては通常ミリファラッドのオーダーである。Ｃ_Sは、スタート処理の間に、コンバータの定格に依存する或る直流電圧値に予備充電される。 (3) 図１−３のクランプコンデンサＣ_Cの容量は、Ｃ_Cの両端の電圧が、少なくとも高周波リンク電圧パルスＶ_CRの１サイクルの間実質的に一定に保持されるように、充分に高い値になっている。Ｃ_Cについて選択されるべき容量は、コンバータの定格に依存する。５０KW及び４８０V のコンバータについては、Ｃ_Cが１００マイクロファラッドのオーダーである。Ｃ_Cは、リンク電圧が予め定められた最大値を超えて大き過ぎる値に増加することを阻止するために用いられるので、クランプコンデンサと呼ばれる。Ｃ_Cは、同様にコンバータのスタート手順の一部としてコンバータの定格に依存する所望の或る値に予備充電される。後述するように、Ｃ_Cの両端の電圧は、この予備充電値の或る範囲の中にあるように制御される。それぞれダイオードのブリッジ、及び、トランジスタ及びスイッチに反平行に接続されたダイオードのような制御可能スイッチのブリッジからなる、図１の入力及び出力スイッチ回路10及び20についての回路は、電力コンバータの分野では既知である。制御可能スイッチは、ゲート信号によってオン、オフを行うことができるならばいかなる半導体スイッチであってもよい。このようなスイッチの例は例えば高電力用のＰＮ接合トランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ、又は、ＩＧＢＴのような既知の半導体である。半導体スイッチは、一方向のみにブロックする機能を有し、通常スイッチに反平行に接続されたダイオードが含まれる。図１のコンバータは、３相交流電源からの電力を３相交流負荷に変換することが必要な場合への応用のためのものである。単相交流又は直流負荷は、図５に示すように、出力スイッチ回路10の１つの脚、例えばBH3 及びBL3 を除くことによって簡単に得ることができる。更に、直流−交流コンバータは、図５に示すように、入力スイッチ回路20を除き、バッファコンデンサＣ_Sを直流電力源で置き換えることによって簡単に得ることができる。図１の入力スイッチ回路20で用いられるダイオードブリッジは、図４に示すように、制御可能のトランジスタスイッチ及び反平行ダイオードからなるブリッジで置き換えてもよい。これは、他の型の制御可能のデューティサイクルを持つクランプ並列共振コンバータになる。図４における付加的な変形は、この入力スイッチ回路20の上側端子と、入力31ではなくて出力32と接続することである。図４のコンバータは、同一のリンク回路30を用いるため図１のコンバータの他の全ての特徴を具えるのに加え、明らかに、双方向性動作、電流波形成形、及び、入力電力ファクタの制御の機能を具える。図４のコンバータには、更に他の図２及び３に示したリンク回路30の実施例を用いることができる。方形波又は方形波に近い電圧パルスを生成するいかなる種類のコンバータも、負荷が充分に誘導性の場合にのみ適切に動作するということを認識することが重要である。これは、明らかに、電圧パルスのゼロ即ちアイドルセグメントの期間には出力スイッチ回路によって負荷が本質的に短絡されるので、この期間に負荷電流が過剰に上昇することを防ぐためである。電圧パルスのアイドルセグメントの期間には、負荷は自由運転であるといわれる。負荷が純粋に抵抗性である場合にはインダクタフィルタを付加する必要がある。図１及び４のコンバータに示されたインダクタＬ₁₁、Ｌ₁₂及びＬ₁₃はこの目的に沿うものである。その結果、コンバータがパルスからパルスへ動作する際に、電圧パルスの周波数が充分高い場合は、出力電流は比較的小さい上昇で変化することが期待できる。次に、図１によれば、入力スイッチ回路20のためにダイオードブリッジを用いることは、バッファコンデンサＣ_Sにより電源から負荷へエネルギーを移送することである。このことは、このコンデンサの容量が比較的大きくなければならないことについての前述の説明の中で触れた。従って、以下の説明の分析を容易にするため、図１のコンバータの入力スイッチ回路20及びバッファコンデンサＣ_S 全体を直流定電圧電源に置き換えて簡略化する。電源から負荷へエネルギーを移送するためのラインの次の構成部分はリンク回路30である。このリンク回路は、Ｃ_Sの両端の直流定電圧から、又は入力スイッチ回路及び大容量のＣ_S全体の動作によるように見える直流電源から、単極リンク電圧パルスＶ_CRを発生するパルス発生器として考察することができる。最後に、エネルギー移送プロセスにおける最後の部分は出力スイッチ回路10であり、これはリンク回路30によって発生されたリンク電圧パルスによって給電される。出力スイッチ回路10のスイッチは、多重出力位相全体のリンク電圧パルスを負荷14、15及び16に分配する役割を果たす。出力が単相交流であると簡略化しても、普遍性を失うことなしに、リンク回路 30の理解における明瞭性は増進される。従って、上述の説明についての考察においては、以下に、図５に示した簡略化された直流−交流コンバータを参照して本発明の原理を説明する。この説明の中心は、出力スイッチ回路10のスイッチのスイッチング動作との関連におけるリンク回路30の動作である。従って、図１のリンク回路30は、図５の簡略化されたコンバータ回路と一体のものである。図５のコンバータ回路は、明らかに直流−単相交流又は直流−直流コンバータのための回路を示していることに注意すべきである。図６は、出力スイッチ回路10のスイッチのスイッチング動作との関連において図５のリンク回路30によって発生され、出力端子11、12間に生成されるコンバータ出力電圧パルスＶ_OUTの波形における所望の適応性を示している。図６によれば、或る種の定義を導入することがコンバータの動作についての以下の説明の助けになる。 (a) リンク電圧パルスＶ_CRが端子32において正の極性を持つ単極であっても、端子11、12における出力電圧パルスＶ_OUTは正及び負の双方の極性を持つことができる。この出力電圧パルスは、単に、図５において、スイッチBH1 及びBL2 がオンのときに正であり、スイッチBH2 及びBL1 がオンのときに負である。 (b) 各出力電圧パルスは、アイドルセグメントＩ及び電力移送セグメントＰからなる。アイドルセグメントの間は電圧がゼロであり、電力移送セグメントの間は非ゼロである。アイドル即ちゼロセグメントの間のコンバータの動作はＩモードと呼ばれ、電力移送即ち非ゼロセグメントの間のコンバータの動作はＰモードと呼ばれる。 (c) 図６は、明らかにＩ及びＰモード双方においてゼロ及び非ゼロセグメントの長さの連続的な制御の機能を具えるための本発明の目的にかなうものである。これは、リンク電圧パルスＶ_CR及び端子11、12の出力電圧パルスＶ_OUTを、負荷電圧より僅かな範囲だけ高い、予め定められた一定の最大電圧値にクランプし、一方で、いずれのスイッチングも実質的にゼロ電圧又はゼロ電流における「ソフトスイッチング」にするという目的と結合される。 (d) Ｉモードにおけるゼロセグメントの長さ及びＰモードにおける非ゼロセグメントの長さ、及び、各コンバータ出力電圧パルスＶ_OUTの極性は、低周波出力電流又は電圧の波形成形のために選択される制御方式に依存する。この出力電流波形成形のためのパルスの適応性は、例えばパルス幅変調（ＰＷＭ）又はパルスエリア変調（ＰＡＭ）が本発明と共に用いられるという自由度を利用する制御方式を適用できる可能性を与える。出力波形制御については後述する。この点に関し、次に、Ｐモード及びＩモードからなる電圧パルスを発生するためのメカニズム、及び、Ｐモード及びＩモードのいずれの長さをも連続的に制御できるメカニズムについて、説明する。Ｐモードの動作図７は、動作の電力移送モード即ちＰモードの原理を説明するため、リンク電圧パルスの３つの完全なサイクルの間におけるコンバータ出力電圧Ｖ_OUT、リンク電圧パルスＶ_CR及び関連する電流信号の波形を示す。図５のコンバータに用いられる制御可能なスイッチのスイッチングスケジュールは、図７の最上部に、スイッチングの時刻Ｔ1 乃至Ｔ12に対して、スイッチの名称及びオンかオフかの表示と共に矢印で表されている。スイッチをオフすることは、スイッチの名称にアステリスクを上付きで付加することにより表示されている。図７は、更に、各サイクルの電力移送セグメント（Ｐモード）及びアイドルセグメント（Ｉモード）を、３つのパルスサイクルについて異なる期間Ｐ₁、Ｐ₂、Ｐ₃及びＩ₁、Ｉ₂を用いて表示している。この図におけるプロットは、正及び負の極性を持つコンバータ出力電圧Ｖ_OUTを発生し、一方、前述のように、リンク電圧パルスＶ_CRは単極であることの自由度を説明するための例として役立つことに注意すべきである。Ｐモードの間の動作の説明は、中央のパルスのＰ₂モードに焦点が置かれる。このパルスのＰ₂モードがＴ5 で開始される直前の全てのスイッチの状態が、図７に以下のように示されている。即ち、リンクアセンブリスイッチＳ_C1及びＳ_C2 は、Ｔ2 及びＴ3 でのスイッチオフの結果としてオフであり、出力スイッチ回路 10の全てのスイッチ、即ち、スイッチBH1、BH2、BL1 及びBL2 はＴ4 でのオンの結果としてオンである。従って、負荷及びリンク回路30は短絡され、これは、Ｐモードの開始に先立ち、リンク電圧Ｖ_CR及びコンバータ出力電圧Ｖ_OUTが双方共Ｔ4 からＴ5 までゼロであることの理由である。以下の説明においては、Ｐモードが説明される。Ｐモードの開始の最初の動作は、時刻Ｔ5 で、スイッチBH1 及びBL2 を残してスイッチBH2 及びBL1 をオフにし、所望の正の極性の出力電圧パルスＶ_OUTを得ることである。この時点及びＰモードの残りの時間を通してリンク電圧Ｖ_CRは出力電圧Ｖ_OUTと等しい。更に、Ｔ5 の時点でコンバータは最初の共振モードＲ1 にトリガーされる。この共振モードＲ1 では、Ｌ_R及びＣ_Rによって形成される共振回路を、電圧源Ｖ_S及びリンク出力電流ｉ_LOによって励起することが必要である。時刻Ｔ5 とＴ6 との間のこの共振モードＲ1 においては、Ｐモードの間に遭遇する他の共振モードと同様、図５のコンバータの共振コンデンサ電圧Ｖ_CR及び共振インダクタ電流ｉ_Rが、次式（抵抗性の損失は無視する）によって管理される。時刻Ｔ5 に先立ってリンクスイッチＳ_C2がオフになり、クランプ電流ｉ_CCがゼロになることに注意すべきである。Ｒ1 モードにとって重要である開始状態は、共振インダクタＬ_Rを流れる電流ｉ_Rの値である。期間Ｐ2 （中央パルス）の間の考察中のＰモードについて、図７は、出力電流又は電圧を制御するプロセスに関してスイッチBH1 及びBL1 が用いられることを示している。Ｐモードが始まるときは、スイッチBH1 及びBL2 がオンであり且つスイッチBH2 及びBL1 がオフであり、リンク出力電流ｉ_L0は負荷出力電流ｉ₁₀と等しい。出力電流は比較的大きいインダクタＬ₁₁及びＬ₁₂を通って流れるので、リンク出力電流ｉ_L0は負荷出力電流ｉ₁₀と等しくなり、同様に、Ｐモードのタイムウィンドウの間は一定と考えることができる。Ｐモードが始まるときに、リンク電圧Ｖ_CRをそのゼロ値から立ち上げるためには、Ｔ5 とＴ6 との間の時間、インダクタ電流ｉ_Rについて、共振コンデンサ電流ｉ_CR＝ｉ_R−ｉ_L0が正であることが必要である。更に、Ｒ1 モードの間にリンク電圧Ｖ_CRをＶ_S＋Ｖ_Cに等しい最大値に到達させるためには、共振インダクタ電流ｉ_RがＰモードの開始時点で、ｉ_R＝ｉ_L0＋（Ｖ_S＋Ｖ_C）／Ｚ_R，但しＺ_R＝ＳＱＲＴ（Ｌ_R／Ｃ_R）によって与えられる値に到達していれば充分であることが、実験的に検証され且つ上記の管理方程式から容易に導出される。ここで、Ｚ_RはＬ_R及びＣ_Rによって形成される共振回路についての特性インピーダンスである。Ｐモードに対応する他の動作モードに関する以下の説明によって明らかになるように、クランプコンデンサＣ_Cの電圧レベルを維持し、一方で、リンク電圧パルスＶ_CRが、Ｔ11におけるＰモードの終点でゼロに戻ることができるためには、共振インダクタ電流ｉ_R について、この関係によって与えられる値を確立しておくことが望ましい。上述の共振モードＲ1 及び共振インダクタ電流ｉ_Rの開始状態においては、リンク電圧Ｖ_CRがゼロ値から漸次上昇する。共振コンデンサ電流ｉ_CRは、図７に示すように実際に正方向に流れる。この電圧の漸次的な上昇は、BH2 及びBL1 がＴ5 において実質的にゼロ電圧でオフになることができる理由である。Ｒ1 モードの間にリンク電圧Ｖ_CRがＶ_S＋Ｖ_Cに等しい電圧レベルに到達すると、Ｔ6 でクランプモードＣ1 に入る。共振コンデンサ電流ｉ_CRは実質的にゼロになり、その代わり、ここでｉ_Rとｉ_L0の差による電流がスイッチＳ_C1及びＳ_C2の反平行ダイオードを通って流れ始める。従って、図７に示すように、この時点Ｔ 6 でクランプ電流ｉ_CC＝ｉ_R−ｉ_L0が正の値になる。クランプモードＣ1 及びＣ2 の間、共振インダクタＬ_Rに直接ほぼ一定のクランプコンデンサ電圧Ｖ_Cがかかり（クランプコンデンサＣ_Cは比較的大きいものが選ばれる）、従ってｉ_R は時刻Ｔ6 からＴ8 まで、によって与えられる、ほぼ一定の変化の時間レートによって減少する。Ｃ1 及びＣ2 双方のクランプモードの間はダイオードＤ_Cが阻止状態になっていること、及び、パルスのタイムフレームの間はリンク電流ｉ_L0が実質的に一定であることにより、電流ｉ_CC＝ｉ_R−ｉ_L0は、実際にはＴ6 からＴ8 までの間、クランプモードＣ1 及びＣ2 双方を通してｉ_Rのプロファイルに従う。第１クランプモードＣ1 の間の電流ｉ_CCは、正であることが図７に示されており、スイッチＳ_C1及びＳ_C2の反平行ダイオードを通って流れる。Ｃ2 モードの間、ｉ_CC＝ｉ_R−ｉ_L0が負になるためにはスイッチＳ_C1及びＳ_C2がオンでなければならず、これにより、共振インダクタ電流ｉ_Rが急激に減少する。実質的にゼロ電圧におけるＳ_C1及びＳ_C2のスイッチングを容易にするため、これらのスイッチのオンへの移行はＣ1 モードでそれらの反平行ダイオードがまだ導通状態にある間に行われる。クランプモードＣ1 及びＣ2 の間の電流ｉ_CCのプロットから、クランプコンデンサＣ_C は、Ｃ1 モードの間に充電され、Ｃ2 モードの間に放電することが分かる。この充電及び放電のプロセスの間に、クランプコンデンサ電圧Ｖ_Cの変動が大きくなり過ぎることを防ぐために、クランプコンデンサＣ_Cの容量を充分に大きく選択すべきであることは前に述べた。これが、リンク電圧パルスＶ_CR及び出力電圧パルスＶ_OUTが、Ｖ_S＋Ｖ_Cで与えられるほぼ一定の最大電圧を超えないようにする基本的な理由である。Ｃ2 モードは時刻Ｔ8 におけるスイッチＳ_C1のオフへの移行によって終わる。この時点は以下の考察を基に決められる。Ｉモードに入るための出力回路スイッチのゼロ電圧スイッチングを容易にするために、ＰモードからＩモードへの遷移の時点に先立ち、リンク電圧Ｖ_CRをゼロに戻すことが必要である。この電圧Ｖ_CR が減少するためには、共振コンデンサ電流ｉ_CRが負になることが必要である。これは、Ｃ2 モードの間に電流ｉ_CC＝ｉ_R−ｉ_L0が負になる点までインダクタ電流ｉ_Rが減少することができる場合にのみ、可能である。ここで、スイッチＳ_C1及びＳ_C2が同時にオフになるので、Ｒ1 モードの間に動作した同一の共振回路により、コンバータは再び共振状態Ｒ2 になる。スイッチＳ_C1のオフによりＣ2 モードが終わると、電流ｉ_CCは強制的にゼロになり、その結果、キルヒホッフの電流則により共振コンデンサを通して電流ｉ_R−ｉ_L0が流れる。従って、ここで、時刻Ｔ8 とＴ9 との間共振コンデンサ電流はｉ_CR＝ｉ_R−ｉ_L0になり、負の値になる。従って、共振コンデンサ電流は負の方向に流れ、これはリンク電圧Ｖ_CRの低下を達成するための要求に合致する。更に、リンク電圧Ｖ_CRが元の値Ｖ_S＋Ｖ_Cからゼロに戻ることができるために、スイッチＳ_C1及びＳ_C2がオフになるのに先立って共振インダクタ電流ｉ_RがＣ2 モードの間減少しなければならず、従ってこの電流は条件ｉ_R＜ｉ_L0−（Ｖ_S＋Ｖ_C）／Ｚ_R，但しＺ_R＝ＳＱＲＴ（Ｌ_R／Ｃ_R）を満足する。この関係は、Ｐモードの開始状態の説明で前述したように、Ｐモードの開始時点において、共振インダクタ電流ｉ_Rについての値を確立する必要があることの理由である。このような共振インダクタ電流ｉ_Rについての初期条件は、クランプコンデンサＣ_Cの充電（Ｃ1 モード）及び放電（Ｃ2 モード）プロセスの間、理論的に正味ゼロ充電であることになり、従ってこのクランプコンデンサの電圧の低下を防ぐことである。この共振インダクタ電流ｉ_Rについての要求は、スイッチＳ_C1及びＳ_C2が同時にオフになるか否かに到達するということが分かる。この事実は、Ｐモードの長さの制御可能性の特徴を達成するために利用される。上記で与えられる関係によって共振インダクタ電流ｉ_Rが減少した後で、スイッチＳ_C2をオンにしておいてスイッチＳ_C1をオフにすると、クランプモードＣ2 が終わり、更に短い共振モードＲ2 がＴ8 とＴ9 との間で続く。Ｒ1 モードの間動作したものと同一の共振回路が、図７に示すように、共振コンデンサ電圧Ｖ_CR 及び共振インダクタ電流ｉ_Rの異なる初期条件の下で動作する。このモードにおいて、ｉ_CRはクランプダイオードＤ_Cが阻止状態である限り負の電流ｉ_R−ｉ_L0を引き継ぐ。Ｔ8 におけるスイッチＳ_C1のオフは、このスイッチングの開路に先立ってリンク電圧Ｖ_CRが電圧Ｖ_S＋Ｖ_Cにクランプされているため、このスイッチの両端の電圧は実質的にゼロであるので、実質的にゼロ電圧及びゼロ電流ｉ_CCの間であることに注意すべきである。ダイオードＤ_Cは、Ｖ_CRまで阻止状態にあり、負の電流により直流電源電圧Ｖ_Sのレベルに低下する。この時点Ｔ9 では、第２の共振モードＲ2 が完結し、図７に示すようにＬモードが始まる。従って、Ｔ9 とＴ10との間のＬモードの間は、リンク電圧Ｖ_CRがＶ_Sにクランプされ、共振コンデンサ電流ｉ_CRが実質的にゼロであり、ダイオードＤ_Cが導通し、−ｉ_CC即ち、リンク電流ｉ_L0と共振インダクタ電流ｉ_Rとの差に等しい実質的に一定の負電流を流す。インダクタＬ_Rは導通状態のダイオードＤ_C及びスイッチＳ_C2によって短絡されるので、インダクタ電流ｉ_Rは、Ｌモードの期間の実際の時間フレーム（コンバータが２０kHz の変調周波数を持つように設計される場合は約４０マイクロ秒）に関連して、一定と考えることができる。明らかに、電線による電力損失、及びダイオードＤ_C及びスイッチＳ_C2の導通損失が、Ｌモードの終期を制限する。しかしながら、実際の設計の制約の中で、Ｌモードの長さは実際に連続的に制御することができると見做すことができる。Ｌモードの終わりは単に時刻Ｔ10におけるスイッチＳ_C2のオフのときであり、図７に示すように、これがＴ10とＴ11との間の第３の共振モードＲ3 の開始になる。共振回路はやはりＲ1 モード及びＲ2 モードの間に動作した共振回路と同一である。Ｌモードの間はリンク電圧Ｖ_CRが直流電源電圧Ｖ_Sによってクランプされているので、スイッチングは実質的にゼロ電流ｉ_CC及びゼロ電圧で生起する。Ｒ2 モードの開始時点における共振インダクタ電流ｉ_Rに関する要求を満足するために適切な注意が払われておれば、Ｖ_CRが時刻Ｔ11でゼロに戻るまで、これに従って、共振現象によりスイッチＳ_C2の両端の電圧が徐々に上がる。このリンク電圧Ｖ_CRがゼロに到達すると、全ての出力スイッチアセンブリ即ちBH1、BH2、BL 1 及びBL2 が時刻Ｔ11でオンになり、Ｐモードの終わりとＩモードの開始を示す。結論として、Ｐモードの間、リンク電圧Ｖ_CR及び出力電圧Ｖ_OUTがＶ_S＋Ｖ_Cの最大値にクランプされることによって制限される。パルスサイクル全体の期間中、Ｖ_S＋Ｖ_Cが実質的に一定と見做される程に、クランプコンデンサＣ_Cが充分大きいことを思い出す必要がある。従って、このクランプ機構は、このコンバータの全ての重要な部分を、電圧Ｖ_S＋Ｖ_Cによって与えられる電圧レベルを超える電圧から保護している。Ｌモードの長さの制御機能は単にスイッチＳ_C2をオフにする時点の制御によっているので、Ｐモードの長さは、基本的に連続的に制御することができる。以上、Ｐモードの間に用いられる全ての制御可能のスイッチのスイッチングが実質的にゼロ電圧において行われることを説明した。Ｉモードの動作図８は、Ｉモード即ちアイドルモードの動作の原理を説明するために適切な変数をプロットしたものである。図５のコンバータに用いられる制御可能なスイッチのスイッチングスケジュールは、図８の最上部に、スイッチングの時刻Ｔ1 乃至Ｔ11に対して、スイッチの名称及びオンかオフかの表示と共に矢印で表されている。スイッチをオフすることは、スイッチの名称にアステリスクを上付きで付加することにより表示されている。この図には、２つの電力移送セグメント（Ｐモード）及び２つのＰモードの間の１つのアイドルセグメント（Ｉモード）を含むコンバータ出力電圧信号Ｖ_OUTが示されている。Ｉモードの間、出力パルス電力Ｖ_OUTはゼロである。従って、Ｉモード全体の間、電源から負荷その他へ電力は移送されない。図８に示すように、Ｉモードは３つの主なモードからなると考えることができる。即ち、ゼロリンク電流（Ｚ）モード、Ｔ5 乃至Ｔ10、その両側の２つの短絡（Ｓ）モード、Ｔ4 乃至Ｔ5 及びＴ10乃至Ｔ11である。図８は両Ｓモードのスイッチング動作が同一であることを示している。従って、所望の場合、即ちＩモードが１つのＳモードからなるように発生される場合は、第１Ｓモード及びＺモードは無視されることがある。この場合はＩモードが最短の長さになる。図５のコンバータのＳ及びＺモードの動作は以下のとおりである。 (a) Ｚモードの間は、出力電圧Ｖ_OUTはゼロであるが、リンク電圧Ｖ_CRはゼロではない。これは、出力スイッチ回路10の上側の全てのスイッチ、即ちBH1 及び BH2 をオンにし、スイッチアセンブリ10の下側の全てのスイッチ、即ちBL1 及び BL2 をオフにすることによって行われる。明らかに、スイッチ回路10の下側のスイッチをオンにし上側のスイッチをオフにすると、同一の結果が得られる。 (b) いずれのＳモードもその間は出力電圧Ｖ_OUT及びリンク電圧Ｖ_CR双方共ゼロである。これは、単に出力スイッチ回路10の全てのスイッチ又は１つの脚を形成する少なくとも２つのスイッチ（例えばBH2 及びBL2）をオンにすることによって行われる。Ｚモードの目的は、コンバータがＩモードの長さを連続的に制御できる機能を具えることにある。Ｚモードの間のスイッチの制御は、前に詳細に説明したＰモードの動作と同様である。相違点は、リンク電流ｉ_L0のレベルのみである。正規のＰモードにおいては、リンク電流ｉ_L0は、出力電流又は電圧を制御するプロセスで選択される、出力スイッチ回路10のスイッチに依存する出力電流によって決定されることを思い出すと良い。例えば、或るＰモードの出力電圧Ｖ_OUTが正であることが望まれるとすると、時刻Ｔ11で、BH1 及びBL2 をオンにし、BH2 及び BL1 をオフにすべきである。この場合、このスイッチング動作によってＰモードが開始されると、リンク電流ｉ_L0＝ｉ_MAXになる。しかしながらＺモードについては、Ｚモードの定義と共に上述したスイッチング動作により、リンク電流ｉ_L0 が強制的にゼロになる。スイッチ回路10の全ての上側のスイッチBH1 及びBH2 がオンになり、下側のスイッチBL1 及びBL2 がオフになるので、出力端子11と12との間の出力電圧Ｖ_OUTはゼロである。スイッチが前述した正規のＰモードと同一の制御状態にある時のリンク電圧Ｖ_CRは、図８のリンク電圧Ｖ_CRのプロットに示されている正規のＰモードと同一のプロファイルを示す。従ってリンク電圧パルスＶ_CRはＺモードの全期間正の極性を持ち、これにより、スイッチ回路10の下側スイッチの反平行ダイオードがＺモードを通して阻止状態になる。更に同様に、クランプモードＣ1 及びＣ2 の間、リンク電圧Ｖ_CRはＶ_S＋Ｖ_Cに等しいほぼ一定の電圧にクランプされていることが示されている。共振インダクタ電流ｉ_R、共振コンデンサ電流ｉ_CR及びクランプ電流ｉ_CCの挙動も、このＺモードでのリンク電流ｉ_L0＝０を除いて、正規のＰモードについての図７のそれらと同一のパターンを示す。結論として、Ｚモードはリンク電流ｉ_L0が強制的にゼロになっている特定の場合のＰモードと等価である。その結果、時刻Ｔ9 でスイッチＳ_C2をオフにすることによっていつでも終わらせることができるＬモードの導入により、Ｚモードの長さを連続的に制御することができる。明らかに、Ｚモードの長さが連続的に制御できるので、同じスイッチＳ_C2をオフにする時点を制御することにより、Ｉモードの長さも同様に連続的に制御できる。Ｔ4 からＴ5 までの第１Ｓモードの目的は、Ｚモードを開始するのに先立って共振インダクタ電流ｉ_Rについての適切な初期条件を確立することにある。Ｐモードについての説明で前述したように、このインダクタ電流ｉ_Rは、Ｐモードの開始時点で、ｉ_R＝ｉ_L0＋（Ｖ_S＋Ｖ_C）／Ｚ_R，但しＺ_R＝ＳＱＲＴ（Ｌ_R／Ｃ_R）によって与えられる値に到達することが望ましい。この初期条件により、リンク電圧Ｖ_CRがＴ3 とＴ4 との間にゼロに戻り、クランプコンデンサＣ_Cの電圧レベルを低下させることを必要とせずにＰモードが終わる。この要件は、リンク電流ｉ_L0がゼロにされることを条件として、明らかに更にＺモードに適用することができる。共振電流ｉ_Rが或る値になるためのこの要件は、明らかにＳモードで確立される。Ｓモードの間、出力スイッチ回路10の全てのスイッチがオンになる。従って、Ｓモードの間、インダクタ電流ｉ_Rは、直流電源電圧により、で与えられる時間レートの変化で上昇する。Ｐモードについての説明において前述したように、単にリンク電圧Ｖ_CR及び出力電圧Ｖ_OUTが第１Ｓモード以前のＰモードの完結時点でゼロに戻るという理由から、先行するＰモードから第１Ｓモードを開始するための出力スイッチ回路10のスイッチのスイッチングは、実質的にゼロ電圧において行われる。時刻Ｔ10とＴ11との間の第２Ｓモードは、第１Ｓモードと同一の目的を満たし且つ同一のメカニズムをトリガーする。従って、第２Ｓモードは本質的に、次のＰモードのための適切な初期条件を得るための共振インダクタ電流ｉ_Rを生成する。この初期条件は、この次のＰモードについて扱われるリンク電流ｉ_L0の値に依存する。前述のように、リンク電流ｉ_L0は、出力電流又は電圧の波形を制御するプロセスで選択される出力スイッチ回路10のスイッチによって決定される。リンク電圧調整実際には、コンバータの全ての電気回路部品の規格がリンク電圧Ｖ_CRのピーク値によって決定されるので、リンク電圧Ｖ_CRが或る公称値付近の小さい電圧範囲の中に収まるように調整することが極めて望ましい。コンバータの適切な設計のために、この公称値は、少なくとも、コンバータの設計の対象である負荷のピーク電圧を、コンバータが全負荷状態で動作するときのリンク電圧パルスのデューティサイクルで除した値に等しくすべきである。Ｐモード及びＩモードの間のコンバータの動作の説明から、リンク電圧パルスＶ_CRのピーク値は、直流電源電圧Ｖ_Sとクランプコンデンサ電圧Ｖ_Cとの和によって制限されることが明らかである。従って、リンク電圧Ｖ_CRのピーク値の調整のためには多くの方法を用いることができる。そのうちの１つでは、各電圧パルスサイクルの間の充電及び放電プロセスにあるときにおけるクランプコンデンサＣ_Cの正味の電荷を制御して電圧Ｖ_C を或る電圧範囲に保持することにより、Ｖ_CRを調整する。図５のコンバータに関する本発明で説明したようなリンク回路30及びパルス発生制御については、この充電及び放電プロセスはそれぞれＣ1 及びＣ2 モード中で起きる。Ｐモード及びＩモードの間のＣ1 及びＣ2 モード両者での動作については、それぞれ図７及び８で説明した。ゼロ電圧ソフトスイッチングは、時刻Ｔ4 で図５の出力スイッチ回路10の全てのスイッチがオンになり、Ｐモードを終了させてＩモードに続く前に、リンク電圧Ｖ_CRがゼロに戻ることができることが必要である。この目的のためには、共振インダクタ電流ｉ_RがＣ2 モードの間にｉ_R＝ｉ_L0−（Ｖ_S＋Ｖ_C）／Ｚ_Rの条件を満足するように減少すべきであるということを前述した。このようなｉ_Rの制御は、図７及び８両者におけるプロットから見て明らかなように、Ｔ8 におけるスイッチＳ_C1のオフの時刻の制御によって達成される。更にこれらの図は、各パルスにおいてクランプコンデンサＣ_Cの正味電荷がゼロであるべきとの要求は、Ｃ1 及びＣ2 モードの間のｉ_Rの特性的挙動が以下のようになることであることを示している。即ち、共振電流ｉ_Rはリンク出力電流ｉ_L0を中心にして正及び負にまたがって変化し、その結果Ｃ1 モードの開始時点とＣ2 モードの終了時点における電流差ｉ_R−ｉ_L0は値が等しく符号が逆である。従って、Ｃ1 モードの間に充電されてＣ2 モードの間に放電されるので、Ｃ1 モードの開始時点で共振インダクタ電流ｉ_Rを（Ｖ_S＋Ｖ_C）／Ｚ_Rより大きくするか又は小さくすることにより、明らかにＣ_Cの正味電荷をゼロより大きいか小さいかに制御することができる。この目的のためのｉ_Rの制御は、図７に示されるようにＰモードの開始を表すＴ5 において、スイッチ回路10の出力スイッチBH2、BL1 をスイッチングオフする時点を制御することによって達成される。出力波形制御他の種類の並列共振コンバータと同様に、図１、４及び５に示された対象のコンバータは、リンク電圧パルスＶ_CRの列を発生する。従って、このコンバータの内部制御は、本質的に電流制御方法である。即ち、リンク電圧パルスＶ_CRをルーティングして出力端子11、12及び13において正又は負である出力電圧を生成することによって、出力電流の増加及び減少が行われる。出力波形の制御の原理を図１０の制御ブロック図を用いて説明する。同図における制御方式は、出力電流が電流源410 によって生成される或る電流基準信号に従うように制御するものであることを示している。このコンバータの電圧制御は、単にスイッチ415 を電流基準信号源410 から出力電圧フィードバックループ制御装置430 の出力に切り換えることによって達成される。この制御装置430 には、電圧源420 からの或る電圧基準信号とフィルタされたか又はされない実際の出力電圧を表すセンサー425 からのセンサー信号との差分信号が供給される。この差分信号は、制御装置430 において単独の増幅処理を受けるか、又は必要な場合、制御装置の応答を強化するために、当業者には既知のＰＩＤ（比例的、積分的又は微分的）制御要素の組合せを利用する処理を受ける。出力波形制御装置430 の最終的な役割は、この回路で使用される制御可能の半導体スイッチのドライバにゲート信号を供給することである。これらのゲート信号を形成する制御スイッチゲート論理回路490 には、基本的には、 (1) 全てのスイッチのオン及びオフのためのタイミングを決めるリンク電圧パルス変調器480、及び (2) 電力を負荷に移送するために、出力スイッチ回路10（図１、４及び５に関連）の切り換えられるスイッチを選択するリンク電圧パルスルータ450 の２つの部分から送られる２個の情報が供給される。これらの部分の各々は後の説明で更に詳しく取扱われる。リンク電圧パルス変調器480 は、選択されたパルス変調プロセスを実行する。この選択は、例えば、利用分野又は対象の負荷の種類、市販の制御素子との互換性、及び製造時点におけるコンバータの全コストのうち制御装置に割当てられるコスト等の多くの観点に基づいて行われる。本発明により、各電圧パルスのセグメントとしてのＩ（アイドル）モード及びＰ（電力移送）モードの両者の長さを制御する機能が高められることを前に述べた。従って、これらの自由度を利用する制御方式であれば、例えば既知のパルス幅変調（ＰＷＭ）制御のようないかなる方式にも適用することができる。好ましく且つ後述する変調プロセスはパルスエリア変調（ＰＡＭ）であり、これはパルス幅が変調処理を受けるが、通常のパルス幅変調制御で用いられる均一キャリア信号のサンプリングに基づく方式によるものではない。Ｉモードの長さの制御機能は、パルスの開始即ちＰモードの開始を変調することによって利用される。パルスエリアの基準が、（時間の関数としての）出力電圧基準の下でのエリアと（時間の関数としての）実際の出力電圧の下でのエリアとが次のパルスのＰモードが開始する前に等しくなければならない、との意味で適用される。対応する電圧信号を測定しこれらの信号のプロファイルを時間に関して積分するのではなく、出力電圧エリアに関する情報を出力電流から手軽に得ることである。その結果、Ｅ_i＝ｉ_i ^REF−ｉ_i で定義される出力電流エラーＥ_iを検出することによって、簡易で且つ強力なフィードバック制御システムが得られる。ここで、ｉ_iは出力ライン電流を表し、ｉ_i ^REFはこれらのライン電流についての基準信号である。出力電流エラー検出器 440 で単純なプロセスが実行される。その入力は、スイッチ415 及びコンバータ出力電流ｉ₀₁、ｉ₀₂及びｉ₀₃を検知するためのセンサー445 に接続される。この検出器440 の出力信号は、次の２つのステップでパルス変調プロセスを制御するリンク電圧パルス変調器480 に接続される。即ち、ステップ(1)では、エラー信号が電流基準値に対して或る所望の範囲を超えて増大したときに、次のＰモードについて開始コマンドを発出する。明らかに、Ｉモードの長さの制御の適応性が利用されている。ステップ(2)では、エラー信号が或る所望の範囲以内に減少したときに、Ｐモードを停止してＩモードを開始するコマンドを発出する。ここでは、Ｐモードの長さの制御の適応性が利用されている。ステップ(1)でＩモードの長さを変えることができるようにし、一方ステップ( 2)ではＰモードの長さを固定した変調制御、即ちエラー信号の状態に依存して行われる変調制御も、同様に極めて容易に実行できる。Ｉモードの長さを可変にしておくことは、最大負荷より少ない場合の動作の間高いコンバータ効率を保持するために極めて有利である。図１１は、図１、４及び５に示されたいずれかのコンバータに前述の変調プロセスを適用した結果を示す。基準電流ｉ_i ^REFに対する１つの出力ライン電流が、センサー電流ｉ_iの挙動の例として図１１の上部第１の波形プロットに示されている。図１０の制御ブロック図には、リンク電圧パルス変調器480 が更にリンク電圧調整器470 から情報を供給されることが示されている。クランプコンデンサＣ_C の両端の電圧Ｖ_Cを制御することによってＶ_CRのピーク値を制御するためのコンバータの機能は、Ｉモードの動作に関して上述した。次のＰモードの前に存在するＳモード（Ｉモードの一部分）の長さを制御することによって所望の制御機能が達成されることを説明した。図１０は、リンク電圧調整器470 が、クランプ電圧エラー検出器460 の出力に接続されることを示している。クランプ電圧エラー検出器460 は、センサー465 によって生成されるクランプコンデンサの両端の検出電圧Ｖ_Cと基準信号源466 からの基準値Ｖ_C ^REFとの偏差を表すエラー即ち偏差信号を生成する。調整器470 は、リンク電圧パルス変調器480 に、或る公称値を中心とする或る電圧範囲内でリンク電圧パルスＶ_CRのピーク値を保持するために、上記Ｓモードを長くする必要があるのか又は短くする必要があるのかの情報を提供する。偏差信号Ｖ_C ^REF−Ｖ_Cが或る範囲を超えて正の場合は、上記のＳモードを長くする必要がある。偏差信号が電圧範囲を超えて負の場合は、上記Ｓモードは短くする必要がある。図１１は、更に、単極リンク電圧パルスＶ_CRの切り換え又は方向決めが行われて、出力電圧パルスＶ_OUTが、必要に応じて、即ち、基準信号ｉ_i ^REFに対する出力電流ｉ₁の偏差が減少するように、出力電流ｉ₁を増減できるような適切な極性を達成することが必要であることを示している。これは、図１０のリンク電圧パルスルータ450 によって達成される。このリンク電圧パルスルータ450 は、上述のように、制御スイッチゲート論理490 に対する判断情報を提供する第２構成部分である。従って、リンク電圧パルスルータ450 によって行われる判定プロセスにとって重要なことは、全てのライン電流ｋのエラー信号ｅ_k＝ｉ_k ^REF−ｉ_kの符号に関する情報である。これらの信号は、リンク電圧パルス変調器480 のために既に必要とされており、出力電流エラー検出器440 から得ることができる。例えば、図１１を参照すると、出力電流エラーＥ_i＝ｉ_i ^REF−ｉ_iの状態が、第２出力電圧パルスＶ_OUTに先行する。このエラー信号Ｅ_iの符号は、図１１の第１波形プロットから正であると観察される。ここで、図５のコンバータを参照すると、単相出力が、明らかに出力電流ｉ₁と出力電流ｉ₂とが等しく且つ符号が逆になるようにするので、出力電流エラーＥ₂＝ｉ₂ ^REF−ｉ₂はＥ₁と符号が逆である。Ｅ₁が正でＥ₂が負であるため、明らかに、リンク電圧パルスＶ_CRが、出力電圧Ｖ_OUTが正になる方向に向いている場合に、これらの電流エラーが減少する。これは、この第２パルスの間における、電力移送のためのスイッチBH1 及びBL2 の選択によって達成される。従って、３相出力を持つコンバータのリンク電圧パルスルータによって実現されるべき論理は、簡単にＥ_k＞０（ｋ＝１，２ｏｒ３について）ならば電力移送のための出力スイッチ回路10のBHk を選択し、BHk をオンにし、 BLk をオフにせよ、である。図１１は、この論理によるリンク電圧パルスＶ_CRのルーティングの結果としてのＶ_OUTパルスを示している。第３番目のプロットにおいては、６個のＶ_OUT電圧パルスが形成される時間だけ示されている。第４番目のプロットにおいては、更に現実的な時間スケールの変調周波数で、Ｖ_OUT電圧パルスについての結果が表示されている。リンク電圧パルスルータ450 によって実現されるべきもう１つのタスクは、リンク電圧パルス変調器480 が、単独Ｓモードによって決定される長さを超えてＩモードの長さを拡大することを要求する場合に、Ｚモードを創成することである。Ｉモードの説明の中で前述したように、この配置は、出力スイッチ回路10の上側の全てのスイッチをオンにし、下側の全てのスイッチをオフにすることにより、簡単に達成される。図２及び３の実施例次に本発明の他の幾つかの実施例を説明する。特に、動作の原理は、図１及び５の好ましい実施例に基づいて既に説明した。しかしながら、たとえ後述する他の実施例の利用から他の付加的な特徴又は特性が生じたとしても、本発明の原理の完全な理解により、他の実施例又は他の方法によって更に本発明の目的を実現することができることが、当業者には明らかである。図２は、図１のリンク回路30に対して、リンク回路30’の第２の型を用いる本発明のコンバータの他の実施例を示す図であり、図においては、リンクスイッチＳ_C1及びＳ_C2のエミッタが相互に接続され、スイッチＳ_C2とダイオードＤ_Cとの直列接続が共振インダクタＬ_Rに並列に接続されている。スイッチＳ_C2は、前述の実施例におけると同様の基本的機能を果たす。即ち、このスイッチのオフ時点の制御がＰモードの長さ及びＩモードの長さの連続的な制御機能を達成する。実際には、図７及び８について説明した対応するスイッチの動作制御を含むＰ及びＩモード両者における動作の説明を、図２の実施例にも完全に適用することができる。図３は第３の型のリンク回路30”を具える本発明の更に他の実施例である。図３のリンク回路30”は、第２リンクスイッチＳ_C2を共振コンデンサＣ_Rに直列に接続し、クランプダイオードＤ_Cを削除する点で、図１のそれと異なっている。図９は、図７及び８におけると同様にスイッチンのオン及びオフ時点を示す矢印と共に、図３のリンク回路における、所望のリンク電圧パルスＶ_CRを発生するための制御スイッチＳ_C1及びＳ_C2の動作スケジュールを示す。図９は更に、対応する出力電圧パルスＶ_OUT、リンク電圧パルスＶ_CR、並びに、リンクアセンブリ30 中の電流の流れ、即ち共振インダクタ電流ｉ_R、共振コンデンサ電流ｉ_CR、リンク出力電流ｉ_L0及びクランプスイッチ電流ｉ_CCの挙動を含む。図３のリンクアセンブリ30”の挙動を表す図９のプロットを、図１及び５のリンク回路30の挙動を表す図７のプロットと比較すると若干の相違がある。しかしながら、最終的に本発明の目的を達成するコンバータの主な特徴は完全に保持されている。Ｐモードの間、リンク電圧パルスＶ_CR及び出力電圧パルスＶ_OUTは、最大電圧Ｖ_S＋Ｖ_Cに制限される。クランプコンデンサＣ_Cは同様に充分に大きく選択されるので、Ｖ_S ＋Ｖ_Cは実際にはパルスサイクル全体の間一定値である。従って、このクランプメカニズムは、コンバータの全ての重要な部分の電圧が、電圧Ｖ_S＋Ｖ_Cによって与えられる最大電圧レベルを超えないようにする。Ｐモードの長さは、図１及び５の好ましい実施例について用いられたものと同一の原理に基づいて、リンクスイッチＳ_C1及びＳ_C2及びスイッチ回路10の出力スイッチBH1、BH2、BL1及びBL2 のスイッチングによって、連続的に制御することができる。従って、Ｌモードは同様に存在し、単純にスイッチＳ_C1及びＳ_C2のオンの時点の制御を通して、その長さを制御する機能により、Ｐモードの長さの制御機能を与える。出力回路スイッチBH1 及びBL2 のオフへの移行の時刻を変えることによって、Ｉモードの長さを制御する方式として同じＺモードを用いると、この実施例のＩモードの長さを同様に制御することができることになる。更に、図９に示されたプロットから、全ての制御可能なスイッチのスイッチングは実質的にゼロ電圧で生起するということが結論される。但し、スイッチＳ_C1及びＳ_C2がオンになる時は例外である。しかしながら、それらのスイッチを通る電流についての図９のプロットは、ｉ_CCがゼロであり、Ｓ_C1がオンになる時に共振インダクタＬ_Rが共振インダクタ電流ｉ_Rの減少を緩やかにするので、明らかに、これらのスイッチが実質的にゼロ電流でオンになることを示している。最終的な事項として、図９に、対応してプロットされている点線で表されているように、Ｌモードの間、電圧パルスＶ_OUT及びＶ_CRが振動を起こす。これらの振動は、Ｌモードの間にスイッチＳ_C2 及びその反平行ダイオードが阻止状態にある時の浮遊容量によるものである。しかしながら、これらの振動は、電圧Ｖ_S＋Ｖ_CとＶ_Sとの間の狭い範囲にクランプされ、例えば電圧にとってもコンバータ素子の電流定格にとっても有害ではない。図５及び１に関して説明した本発明の原理を、図４に示したコンバータに拡張できることは明らかである。図１のコンバータと比較すると、図４のコンバータは、入力スイッチ回路20にそれぞれがトランジスタ及び反平行ダイオードを含む制御可能のスイッチを追加することにより、双方向及び４象限動作を行うことができる。更に、入力スイッチ回路20の上側端子が、リンク回路30の出力端子32に直接接続されている。従って、図４のコンバータは３相システムの２つの組に並列に接続されている図５のコンバータと等価であるので、図５及び１に関して先に説明した本発明の原理はまた、図４のコンバータに当てはまる。並列３相システムの２つの組は、出力32及び35でリンク回路30に結合される。図５のコンバータのためのリンク出力電流は、ｉ_L0によって表記される電流である。図４のコンバータについては、このリンク出力電流は、ｉ_L＝ｉ_L0−ｉ_LIで与えられる。図５の直流電圧源は、ここでは図４のバッファコンデンサＣ_Sの両端の電圧であると理解されるべきである。このバッファコンデンサの両端における電圧を制御すること、及び電力移送制御方式の一部分としての入力ライン電流に対する制御機能を具えることは、図５で簡易化したコンバータの出力波形の制御のために用いられた原理と同様の原理に従って行うことができる。従って、入力及び出力波形を制御するためには、概念上の変更は必要ではなく、ただ、実行に際して僅かな拡張が必要なだけである。この拡張は、当業者に既知であり、多くの特許及び、例えばN.Mohan，T.M.Undeland，W.P.Robbinsによる「パワーエレクトロニクス：コンバータ、応用及び設計」("Power Electronics ：Converters，Applications and Design"，John Wiley and Sons社、1989年)の第415-427 頁等の出版物に記載されている原理に従って行うことができる。本発明の目的から逸脱することなく前述の実施例について多くの変更を行うことができることは当業者にとって明らかである。従って、本発明の範囲は以下の請求の範囲から決定されるべきである。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ)，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ (72)発明者ゼドウィックロバートエスアメリカ合衆国オレゴン州 97333 コーヴァリスエスイーメイソンプレイス 960 【要約の続き】果、全てのコンバータ構成部分には、負荷の電圧及び電流レベルより僅かに高い電圧及び電流レベルが与えられる。

Claims

【特許請求の範囲】１．電力源と負荷とを結合する第１スイッチ回路を具え、電力源と第１スイッチ回路との間に接続され、リンク信号パルスを発生し、第１スイッチ回路に並列に接続された共振コンデンサを有する並列共振タンク回路を含むリンク回路であって、第１スイッチ回路の出力端子に送られるリンク電圧パルスの列を発生するために電気的に切換えられるリンクスイッチを具え、各電圧パルスはゼロセグメント及び非ゼロセグメントを有し、この両セグメントの長さが前記リンクスイッチにより連続的且つ独立的に制御可能であるリンク回路を具備することを特徴とする電力源と負荷との間で電力を移送するための並列共振コンバータ。２．電圧クランプデバイスによって、各リンク電圧パルスの非ゼロセグメントの間、リンク電圧が予め定められた最大電圧にクランプされることを特徴とする請求項１に記載の並列共振コンバータ。３．前記タンク回路による共振が、リンク電圧パルスのゼロ電圧レベルと非ゼロ電圧レベルとの間の遷移の間にのみ生起することを特徴とする請求項１に記載の並列共振コンバータ。４．電圧クランプデバイスが、少なくとも１つのリンクスイッチに接続されたクランプダイオード及びクランプコンデンサを含むことを特徴とする請求項２に記載の並列共振コンバータ。５．第１リンクスイッチが、前記クランプコンデンサと前記クランプダイオードとの間に接続されることを特徴とする請求項４に記載の並列共振コンバータ。６．クランプダイオード及び前記タンク回路の共振インダクタに接続された第２リンクスイッチを含むことを特徴とする請求項５に記載の並列共振コンバータ。７．第２リンクスイッチが、クランプダイオードと共振インダクタとの間に接続されることを特徴とする請求項６に記載の並列共振コンバータ。８．第２リンクスイッチが、共振コンデンサに直列に接続されることを特徴とする請求項６に記載の並列共振コンバータ。９．第１及び第２リンクスイッチが、それぞれトランジスタ及びそのエミッタとコレクタとの間に接続された反平行ダイオードを含むことを特徴とする請求項６に記載の並列共振コンバータ。１０．全てのリンクスイッチを、制御信号により、リンク信号が実質的にゼロ電圧又はゼロ電流の時にスイッチングする制御デバイスを更に含むことを特徴とする請求項１に記載の並列共振コンバータ。１１．第２スイッチ回路が、電力源とリンク回路との間に接続されることを特徴とする請求項１に記載の並列共振コンバータ。１２．全てのスイッチを、制御信号により、実質的にゼロ電圧又はゼロ電流の時にスイッチングするための制御デバイスを更に含むことを特徴とする請求項１１に記載の並列共振コンバータ。１３．電力源と負荷との間で電力を移送するための並列共振コンバータの動作方法であって、コンバータが負荷電圧波形を合成し、リンク回路でゼロ電圧セグメント及び非ゼロ電圧セグメントを持つリンク電圧パルスを発生するステップ、リンク回路と負荷との間に接続された第１スイッチ回路の出力端子に、リンク電圧パルスを送出するステップ、前記リンク信号の発生の間、各リンク電圧パルスのゼロ及び非ゼロセグメントの長さを制御し、前記パルスのデューティサイクルを連続的に制御するステップ、及び前記リンク電圧パルスの最大電圧を予め定められた電圧に制限するステップを含むことを特徴とする並列共振コンバータの動作方法。１４．リンク電圧パルスの非ゼロセグメントの間、リンク電圧が負荷電圧にほぼ等しい電圧に制限されるように、最大電圧レベルを制御するステップを含むことを特徴とする請求項１３に記載の方法。１５．電力源とリンク回路との間に接続された第２スイッチ回路を通して、リンク電圧パルスを前記電力源に接続された前記第２スイッチの入力端子に送出するステップ、及び前記入力端子に印加されたリンク電圧パルスのゼロ及び非ゼロセグメントの長さを制御するステップを更に含むことを特徴とする請求項１３に記載の方法。１６．リンク電圧パルスが、単極パルスであることを特徴とする請求項１３に記載の方法。１７．コンバータの共振回路が、リンク電圧パルスのゼロ電圧レベルと非ゼロ電圧レベルとの間の遷移の間にのみ発振するように制御されることを特徴とする請求項１３に記載の方法。１８．ゼロ及び非ゼロセグメントの長さが、制御信号に基づくリンクスイッチの動作によって制御されることを特徴とする請求項１３に記載の方法。１９．リンク電圧パルスの最大電圧が、少なくとも１つのリンクスイッチに接続されたクランプダイオード及びクランプコンデンサによって制限されることを特徴とする請求項１３に記載の方法。２０．第２リンクスイッチが、クランプダイオード及び前記コンバータの共振回路の共振インダクタに接続されることを特徴とする請求項１９に記載の方法。