JPH0530147B2 - - Google Patents
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- JPH0530147B2 JPH0530147B2 JP61301859A JP30185986A JPH0530147B2 JP H0530147 B2 JPH0530147 B2 JP H0530147B2 JP 61301859 A JP61301859 A JP 61301859A JP 30185986 A JP30185986 A JP 30185986A JP H0530147 B2 JPH0530147 B2 JP H0530147B2
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- transformer
- waveform
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Links
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/40—Means for preventing magnetic saturation
-
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33538—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type
- H02M3/33546—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type with automatic control of the output voltage or current
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Hybrid Cells (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
発明の分野
この発明は電源の切り替えに関し、特にこの電
源で使用される順変換装置に関する。
源で使用される順変換装置に関する。
発明の背景
順変換装置は基本的には電力スイツチと出力フ
イルタ・インダクタとの間で変圧器絶縁をする電
圧調整装置である。電力スイツチが導通している
とき、電流は電力変圧器、整流ダイオードおよび
出力フイルタ・インダクタを介して負荷へ流れ
る。電力スイツチが非導通の期間に、整流ダイオ
ードは逆バイアスされるが、フイルタ・インダク
タに貯えられたエネルギーに原因する負荷電流が
フライバツク・ダイオードを通して流れ続ける。
電流の単方向性のために、一次巻線の磁束の形成
は一方方向だけであるので、各サイクルの後で磁
束を初期状態へ復帰させることができるようにし
て鉄芯をリセツトし得る設備が設けられなければ
ならない。
イルタ・インダクタとの間で変圧器絶縁をする電
圧調整装置である。電力スイツチが導通している
とき、電流は電力変圧器、整流ダイオードおよび
出力フイルタ・インダクタを介して負荷へ流れ
る。電力スイツチが非導通の期間に、整流ダイオ
ードは逆バイアスされるが、フイルタ・インダク
タに貯えられたエネルギーに原因する負荷電流が
フライバツク・ダイオードを通して流れ続ける。
電流の単方向性のために、一次巻線の磁束の形成
は一方方向だけであるので、各サイクルの後で磁
束を初期状態へ復帰させることができるようにし
て鉄芯をリセツトし得る設備が設けられなければ
ならない。
変圧器の鉄芯を非磁化する従来の方法では、電
力スイツチが非導通のときに非磁化電流のための
放電路が提供された。この１つの具体例は一次巻
線に密に結合された非磁化巻線を利用して非磁化
電流を電圧源に返すものである。他の関連技術は
各サイクルごとに変圧器の鉄芯に貯蔵されたエネ
ルギーを消散するための消散クランプを使用し、
非常に高い平均電力レベルを扱わなければならな
い。しかしながら、これらの従来技術は精密な変
圧器巻線を必要とするか、または、変換装置の効
率全体をかなり減少する。これらの従来方法に関
するさらに詳しい点は電力学会議事録
（Proceedings of Power Con.）８、1981、ペー
ジＦ−３；１−10においてエスハイエス（S.
Hayes）による帰還変換装置における電力装置利
用の最適化設計「Ａ Design For Optimizing
The Power Device Utilization In Feed
Converters」に見ることができる。
力スイツチが非導通のときに非磁化電流のための
放電路が提供された。この１つの具体例は一次巻
線に密に結合された非磁化巻線を利用して非磁化
電流を電圧源に返すものである。他の関連技術は
各サイクルごとに変圧器の鉄芯に貯蔵されたエネ
ルギーを消散するための消散クランプを使用し、
非常に高い平均電力レベルを扱わなければならな
い。しかしながら、これらの従来技術は精密な変
圧器巻線を必要とするか、または、変換装置の効
率全体をかなり減少する。これらの従来方法に関
するさらに詳しい点は電力学会議事録
（Proceedings of Power Con.）８、1981、ペー
ジＦ−３；１−10においてエスハイエス（S.
Hayes）による帰還変換装置における電力装置利
用の最適化設計「Ａ Design For Optimizing
The Power Device Utilization In Feed
Converters」に見ることができる。
順変換装置の変圧器をリセツトする他の最近の
技術は米国特許第4441146号に開示されている。
この文献はコンデンサと補助トランジスタ・スイ
ツチを直列接続したリセツト回路を開示してい
る。この直列接続は電力変圧器の二次巻線と並列
接続されている。制御回路は補助スイツチを電力
トランジスタ・スイツチとは逆の同期関係で動作
させて一方が導通するとき他方が非導通となるよ
うにする。コンデンサの大きさは、その電圧がリ
セツト期間中ほぼ一定となるようなものである。
鉄芯のリセツト中に、補助トランジスタ・スイツ
チが導通しているとき、磁化電流は最初コンデン
サを充電するために利用され、続いて、コンデン
サは変圧器に対して放電されて次のサイクルの期
間に変圧器をリセツトするためのエネルギーを供
給する。
技術は米国特許第4441146号に開示されている。
この文献はコンデンサと補助トランジスタ・スイ
ツチを直列接続したリセツト回路を開示してい
る。この直列接続は電力変圧器の二次巻線と並列
接続されている。制御回路は補助スイツチを電力
トランジスタ・スイツチとは逆の同期関係で動作
させて一方が導通するとき他方が非導通となるよ
うにする。コンデンサの大きさは、その電圧がリ
セツト期間中ほぼ一定となるようなものである。
鉄芯のリセツト中に、補助トランジスタ・スイツ
チが導通しているとき、磁化電流は最初コンデン
サを充電するために利用され、続いて、コンデン
サは変圧器に対して放電されて次のサイクルの期
間に変圧器をリセツトするためのエネルギーを供
給する。
上記の装置のすべては順変換装置の回路の本来
の簡易性を減ずる多要素付加のリセツト回路を必
要とするという同じ欠点を有している。
の簡易性を減ずる多要素付加のリセツト回路を必
要とするという同じ欠点を有している。
発明の要約
本発明による順変換装置は周期的に変圧器鉄芯
をリセツトして飽和を防止し、磁化エネルギーを
エネルギー源へ返還するが、この場合、この順変
換装置の回路に１つの共振コンデンサを付加する
ことのみが必要である。
をリセツトして飽和を防止し、磁化エネルギーを
エネルギー源へ返還するが、この場合、この順変
換装置の回路に１つの共振コンデンサを付加する
ことのみが必要である。
変圧器は本発明によりリセツトされ、そして、
磁化インダクタンスと共振コンデンサとのあいだ
の磁化電流の共振整流によつて入力電源へ回復さ
れる。共振電流路は電力トランジスタ・スイツチ
の非導通期間に二次巻線に接続された出力整流ダ
イオードを側路する共振コンデンサおよび入力エ
ネルギー源へ変圧器の磁化エネルギーの変換を可
能にするフライバツク・ダイオードを介して完成
される。この鉄芯からコンデンサ、入力エネルギ
ー源への磁化エネルギーの変換には共振準正弦波
波形を有し、そして、入力電圧源へのその帰還を
可能にする回路網の共振特性を利用する。
磁化インダクタンスと共振コンデンサとのあいだ
の磁化電流の共振整流によつて入力電源へ回復さ
れる。共振電流路は電力トランジスタ・スイツチ
の非導通期間に二次巻線に接続された出力整流ダ
イオードを側路する共振コンデンサおよび入力エ
ネルギー源へ変圧器の磁化エネルギーの変換を可
能にするフライバツク・ダイオードを介して完成
される。この鉄芯からコンデンサ、入力エネルギ
ー源への磁化エネルギーの変換には共振準正弦波
波形を有し、そして、入力電圧源へのその帰還を
可能にする回路網の共振特性を利用する。
詳細な説明
この発明の原理を具体化する順方向型変換装置
が第一図に示してある。DC電圧は入力端子１０
１と１０２に加えられ、電力トランジスタ・スイ
ツチ１０５によつて周期的に電力変圧器１１０の
一次巻線１０９に接続される。電力トランジス
タ・スイツチ１０５の周期的に伝導度は電力スイ
ツチ１０５のデユーテイ・サイクルを制御する
PWM（パルス幅変調）制御装置１４０によつて
制御されて、出力端子１２１と１２２の間に、そ
して、これに接続された負荷１２５に調整出力電
圧を維持する。PWM制御装置１４０は偏差増幅
器１３０により発生される偏差信号に応答して動
作する。偏差増幅器１３０は出力電圧を基準電圧
に比較して絶縁回路１３５（これは光または磁気
型アイソレータとなしうる）を介してPWM制御
装置１４０に偏差信号を発生するようにしてい
る。
が第一図に示してある。DC電圧は入力端子１０
１と１０２に加えられ、電力トランジスタ・スイ
ツチ１０５によつて周期的に電力変圧器１１０の
一次巻線１０９に接続される。電力トランジス
タ・スイツチ１０５の周期的に伝導度は電力スイ
ツチ１０５のデユーテイ・サイクルを制御する
PWM（パルス幅変調）制御装置１４０によつて
制御されて、出力端子１２１と１２２の間に、そ
して、これに接続された負荷１２５に調整出力電
圧を維持する。PWM制御装置１４０は偏差増幅
器１３０により発生される偏差信号に応答して動
作する。偏差増幅器１３０は出力電圧を基準電圧
に比較して絶縁回路１３５（これは光または磁気
型アイソレータとなしうる）を介してPWM制御
装置１４０に偏差信号を発生するようにしてい
る。
二次巻線１１１の出力は整流ダイオード１１４
とフイルタ・インダクタ１１７を介して出力端子
１２１と１２２へ接続されている。一次巻線１０
９に対する二次巻線１１１のそれぞれの巻線の向
きと整流ダイオード１１４の極性の向きは、電力
トランジスタ・スイツチ１０５の導通期間に順方
向バイアスの整流ダイオード１１４を通して出力
電流が流れるようなものである。フライバツク・
ダイオード１１５は、電力トランジスタ・スイツ
チ１０５の非導通期間にフイルタ・インダクタ１
１７の電流に電流路を提供するように結合されて
いる。コンデンサ１１９は出力回路に設けられて
出力電圧のフイルタリングと安定化を行う。共振
コンデンサ１１３は、以下に記載するように、変
圧器１１０の鉄芯のリセツトを容易にするために
整流ダイオード１１４を側路するように接続され
ている。
とフイルタ・インダクタ１１７を介して出力端子
１２１と１２２へ接続されている。一次巻線１０
９に対する二次巻線１１１のそれぞれの巻線の向
きと整流ダイオード１１４の極性の向きは、電力
トランジスタ・スイツチ１０５の導通期間に順方
向バイアスの整流ダイオード１１４を通して出力
電流が流れるようなものである。フライバツク・
ダイオード１１５は、電力トランジスタ・スイツ
チ１０５の非導通期間にフイルタ・インダクタ１
１７の電流に電流路を提供するように結合されて
いる。コンデンサ１１９は出力回路に設けられて
出力電圧のフイルタリングと安定化を行う。共振
コンデンサ１１３は、以下に記載するように、変
圧器１１０の鉄芯のリセツトを容易にするために
整流ダイオード１１４を側路するように接続され
ている。
変圧器１１０の鉄芯のリセツトは変圧器１１０
の磁化インダクタンスに貯えられたエネルギーの
非消散的な回復により各動作サイクル中に達成さ
れ、そして、変換装置の回路の高効率はこのエネ
ルギーを入力電圧源へ変換することにより維持さ
れる。エネルギーの回復の機構は変圧器１１０の
磁化インダクタンスと整流ダイオード１１４を側
路するコンデンサ１１３とのあいだの共振動作を
意味する。
の磁化インダクタンスに貯えられたエネルギーの
非消散的な回復により各動作サイクル中に達成さ
れ、そして、変換装置の回路の高効率はこのエネ
ルギーを入力電圧源へ変換することにより維持さ
れる。エネルギーの回復の機構は変圧器１１０の
磁化インダクタンスと整流ダイオード１１４を側
路するコンデンサ１１３とのあいだの共振動作を
意味する。
上記のように、変圧器１１０の一次巻線１０９
は駆動電圧パルスの単極性のために一方向にのみ
駆動され、そして、各動作サイクルに鉄芯をリセ
ツトする手段なしに、磁化電流による磁束の発生
は、鉄芯が駆動により飽和するまで単方向に確立
され続ける。本発明によれば、共振電流路は、磁
化電流により開始される共振電流が周期的に発生
されて鉄芯をリセツトするように設けられてい
る。この電流によるエネルギーは電力トランジス
タの導通期間に入力電圧源へ変換されるがエネル
ギーの消散は無視し得る。この変圧器の鉄芯のリ
セツト動作により各動作サイクルの磁束の変動は
双方向となる。
は駆動電圧パルスの単極性のために一方向にのみ
駆動され、そして、各動作サイクルに鉄芯をリセ
ツトする手段なしに、磁化電流による磁束の発生
は、鉄芯が駆動により飽和するまで単方向に確立
され続ける。本発明によれば、共振電流路は、磁
化電流により開始される共振電流が周期的に発生
されて鉄芯をリセツトするように設けられてい
る。この電流によるエネルギーは電力トランジス
タの導通期間に入力電圧源へ変換されるがエネル
ギーの消散は無視し得る。この変圧器の鉄芯のリ
セツト動作により各動作サイクルの磁束の変動は
双方向となる。
本発明は第２図の波形に関して第１図の順変換
装置の回路動作を説明することにより容易に理解
できよう。図示したこれらの波形の振幅は変圧器
１１０の一次巻線と二磁巻線のあいだで１対１対
の比をとる。この比は説明のためにのみ選んだも
のであつて、限定を意図するものではない。一次
巻線１０９に加えられる、電力トランジスタ１０
５により導通される周期的な電流は第２図の部分
Ａにおいて電流パルス波形２０１により示されて
いる。これらの波形は出力フイルタ・インダクタ
１１７の充電および磁化インダクタンスの充電の
ために増加する傾斜を持つ台形波形を有してい
る。点線で示した小さい傾斜２０２はフイルタ・
インダクタ１１７の充電に原因し、一方実線とし
て示した急瞬な傾斜２０３は傾斜２０２と磁化電
流成分の両方を有している。点線２０５は変換装
置の出力直流電流レベルを表わし、これは電流パ
ルス列の平均を表わす。この平均化の機能はフイ
ルタ・インダクタ１１７とコンデンサ１１９によ
り行なわれる。
装置の回路動作を説明することにより容易に理解
できよう。図示したこれらの波形の振幅は変圧器
１１０の一次巻線と二磁巻線のあいだで１対１対
の比をとる。この比は説明のためにのみ選んだも
のであつて、限定を意図するものではない。一次
巻線１０９に加えられる、電力トランジスタ１０
５により導通される周期的な電流は第２図の部分
Ａにおいて電流パルス波形２０１により示されて
いる。これらの波形は出力フイルタ・インダクタ
１１７の充電および磁化インダクタンスの充電の
ために増加する傾斜を持つ台形波形を有してい
る。点線で示した小さい傾斜２０２はフイルタ・
インダクタ１１７の充電に原因し、一方実線とし
て示した急瞬な傾斜２０３は傾斜２０２と磁化電
流成分の両方を有している。点線２０５は変換装
置の出力直流電流レベルを表わし、これは電流パ
ルス列の平均を表わす。この平均化の機能はフイ
ルタ・インダクタ１１７とコンデンサ１１９によ
り行なわれる。
鉄芯のリセツトを説明する場合に使用する動作
サイクルは、２つの台形電流パルスの第一のもの
の後縁と一致する時間t1で始まる。この時間t1に
おいては、電力トランジスタ１０５を通る電流は
０値に戻つている。時間t1に続いて二次巻線１１
１の端子間に現われる電圧は第二図の部分Ｂにお
ける電圧波形３０１の負の準正弦波波形３０２に
より示されている。電圧波形３０１は時間t1の前
に電力トランジスタ１０５の導通期間に入力電圧
レベルに等しい一定値３０３を有している。それ
は時間期間t1からt3までの期間である電力トラン
ジスタ１０５のその後の非導通期間に負の正弦波
形３０２となる。
サイクルは、２つの台形電流パルスの第一のもの
の後縁と一致する時間t1で始まる。この時間t1に
おいては、電力トランジスタ１０５を通る電流は
０値に戻つている。時間t1に続いて二次巻線１１
１の端子間に現われる電圧は第二図の部分Ｂにお
ける電圧波形３０１の負の準正弦波波形３０２に
より示されている。電圧波形３０１は時間t1の前
に電力トランジスタ１０５の導通期間に入力電圧
レベルに等しい一定値３０３を有している。それ
は時間期間t1からt3までの期間である電力トラン
ジスタ１０５のその後の非導通期間に負の正弦波
形３０２となる。
電力トランジスタ１０５の導通期間に、電流は
整流ダイオード１１４を通して流れる。第２図の
部分Ｄで波形５０１により示したように、その波
形は台形状を有していて、傾斜５０３は第２図の
傾斜２０２に等しい。傾斜５０３と２０３の相違
は傾斜２０３に対する磁化電流の寄与度を表わ
す。この整流された電流は、電力トランジスタ１
０５が非導通となる時間t1において急速に０の値
まで減少する。この瞬間に、即ち時間t1に、電流
はフライバツク・ダイオード１１５を通つて流れ
はじめてフイルタ・インダクタ１１７の電流の連
続性を維持する。このインダクタの電流は第２図
の部分Ｆの被形７０１により示され、フアイバツ
ク・ダイオードの電流は第２図の部分Ｅの波形６
０１により示される。この時間t1において、第１
図に示した回路のノード１１６における電圧は接
地電圧以下へのちよつと１ダイオード電圧降下部
下分であり、従つて、ノード１１６はほぼ１ダイ
オードの電圧降下分に等しい値を持つ負の電源電
位と考えることができる。この瞬間t1における変
換装置の能動信号路は第３図の構成図によつて示
されている。この図では、ダイオード１１５は接
地点に対し負の電位に第３図のノード１１６を配
置する象徴的な電池９１５によつて置きかえられ
る。この点では、第１図に示したように一次回路
に前に流れていた磁化電流inは今度は第３図に示
したように二次巻線１１、（電池９１５として象
徴的に示した）フライバツク・ダイオードとコン
デンサ１１３を介して流れる。これは整流ダイオ
ード１１４が今度は逆にバイアスされるからであ
る。時間ｔから時間t3までのこの磁化電流と電流
路はLC共振回路となるように設計されている。
ここでＬまたたLnは変圧器の磁化インドクタン
スで、Ｃとしてここに示した容量は整流ダイオー
ドを側路するコンデンサ１１３を表わす。磁化電
流inは次の関係により定義される、 in＝Incos（ωpＴ） ここでInは時間t1おけるビークの磁化電流レベ
ルであり、そしてωpは次の式により定義される で表わされる。
整流ダイオード１１４を通して流れる。第２図の
部分Ｄで波形５０１により示したように、その波
形は台形状を有していて、傾斜５０３は第２図の
傾斜２０２に等しい。傾斜５０３と２０３の相違
は傾斜２０３に対する磁化電流の寄与度を表わ
す。この整流された電流は、電力トランジスタ１
０５が非導通となる時間t1において急速に０の値
まで減少する。この瞬間に、即ち時間t1に、電流
はフライバツク・ダイオード１１５を通つて流れ
はじめてフイルタ・インダクタ１１７の電流の連
続性を維持する。このインダクタの電流は第２図
の部分Ｆの被形７０１により示され、フアイバツ
ク・ダイオードの電流は第２図の部分Ｅの波形６
０１により示される。この時間t1において、第１
図に示した回路のノード１１６における電圧は接
地電圧以下へのちよつと１ダイオード電圧降下部
下分であり、従つて、ノード１１６はほぼ１ダイ
オードの電圧降下分に等しい値を持つ負の電源電
位と考えることができる。この瞬間t1における変
換装置の能動信号路は第３図の構成図によつて示
されている。この図では、ダイオード１１５は接
地点に対し負の電位に第３図のノード１１６を配
置する象徴的な電池９１５によつて置きかえられ
る。この点では、第１図に示したように一次回路
に前に流れていた磁化電流inは今度は第３図に示
したように二次巻線１１、（電池９１５として象
徴的に示した）フライバツク・ダイオードとコン
デンサ１１３を介して流れる。これは整流ダイオ
ード１１４が今度は逆にバイアスされるからであ
る。時間ｔから時間t3までのこの磁化電流と電流
路はLC共振回路となるように設計されている。
ここでＬまたたLnは変圧器の磁化インドクタン
スで、Ｃとしてここに示した容量は整流ダイオー
ドを側路するコンデンサ１１３を表わす。磁化電
流inは次の関係により定義される、 in＝Incos（ωpＴ） ここでInは時間t1おけるビークの磁化電流レベ
ルであり、そしてωpは次の式により定義される で表わされる。
共振コンデンサ１１３の電圧Vcは次の式によ
り定義される Vc＝Vnsin ωpｔ ここでVnは次の式により定義される 時間t1において変圧器１１０の鉄芯には磁化エネ
ルギーEnが貯蔵され、そしてこれは次の式によ
り定義される、 En＝I2 nLn／２ 時間t2までこのエネルギーは容量Ｃに貯えられた
電気エネルギーEcに変換され、そして、次の式に
よりこのエネルギーは表わされる、 Ec＝V2 nＣ／２ 第３図の象徴的な回路構成図でコンデンサ１１３
を流れる磁化電流inは第２図の部分Ｃの波形４０
１により示され、そして図示のように、それは、
t1において大きさinをもつて最初一方向に流れ、
時間t2においては０の値になり、そして、時間t3
においては大きさInをもつて逆方向に流れる。
り定義される Vc＝Vnsin ωpｔ ここでVnは次の式により定義される 時間t1において変圧器１１０の鉄芯には磁化エネ
ルギーEnが貯蔵され、そしてこれは次の式によ
り定義される、 En＝I2 nLn／２ 時間t2までこのエネルギーは容量Ｃに貯えられた
電気エネルギーEcに変換され、そして、次の式に
よりこのエネルギーは表わされる、 Ec＝V2 nＣ／２ 第３図の象徴的な回路構成図でコンデンサ１１３
を流れる磁化電流inは第２図の部分Ｃの波形４０
１により示され、そして図示のように、それは、
t1において大きさinをもつて最初一方向に流れ、
時間t2においては０の値になり、そして、時間t3
においては大きさInをもつて逆方向に流れる。
第２図の部分Ｂで示したように、これらの時間
中の二次巻線の電圧は正弦波の負の半サイクルに
金似し、時間t2においてはその負のピークの大き
さに達し時間t1とt3において０となる。
中の二次巻線の電圧は正弦波の負の半サイクルに
金似し、時間t2においてはその負のピークの大き
さに達し時間t1とt3において０となる。
時間t3の後では整流ダイオード１１４は順方向
にバイアスされ、そして、磁化電流は今度は整流
ダイオード１１４、電池の記号９１５により示さ
れたフライバツク・ダイオード１１５により定ま
る通路で第３図に示した矢印の方へ逆方向に流
れ、そして、第２図の部分Ｄで示した電流波形５
０２により表わされる。この電流は一定の振幅波
形５０２として続き、ついには電力トランジスタ
１０５は再び時間t4においてバイアスされて導通
する。時間t3から時間t4までのこの時間中、電流
ループの唯一の電圧降下は整流ダイオード１１４
に生じるので、二次巻線には電圧降下がなく、こ
の磁化電流に関するエネルギーは保存される。フ
ライバツク・ダイオード１１５の電流は、第２図
の部分Ｅの波形６０１により示されたように、こ
の期間中は、磁化電流Inの値だけ減少したインダ
クタ電流Ilに等しい。
にバイアスされ、そして、磁化電流は今度は整流
ダイオード１１４、電池の記号９１５により示さ
れたフライバツク・ダイオード１１５により定ま
る通路で第３図に示した矢印の方へ逆方向に流
れ、そして、第２図の部分Ｄで示した電流波形５
０２により表わされる。この電流は一定の振幅波
形５０２として続き、ついには電力トランジスタ
１０５は再び時間t4においてバイアスされて導通
する。時間t3から時間t4までのこの時間中、電流
ループの唯一の電圧降下は整流ダイオード１１４
に生じるので、二次巻線には電圧降下がなく、こ
の磁化電流に関するエネルギーは保存される。フ
ライバツク・ダイオード１１５の電流は、第２図
の部分Ｅの波形６０１により示されたように、こ
の期間中は、磁化電流Inの値だけ減少したインダ
クタ電流Ilに等しい。
時間t4においては、電力トランジスタ１０５は
再びバイアスされて導通され、第２図の部分Ｅと
波形６０１により示されるように、このときのフ
ライバツク・ダイオード１１５通るフライバツク
電流は０に減少する。次に波形３０１により第２
図の部分Ｂで示したように二次巻線の端子間に現
れる電圧はt6まで一定のままである。
再びバイアスされて導通され、第２図の部分Ｅと
波形６０１により示されるように、このときのフ
ライバツク・ダイオード１１５通るフライバツク
電流は０に減少する。次に波形３０１により第２
図の部分Ｂで示したように二次巻線の端子間に現
れる電圧はt6まで一定のままである。
第２図の部分Ｃ，ＤおよびＥの種々の部分成分
値として表わされた全磁化電流は第２図の部分Ｇ
の波形８０１により複合の単一存在電流として示
される。しかしながらその周期的な過程中のこの
複合の磁化電流は、第２図の種々の波形によつて
示し、且つ、上に記したように、種々の電流路を
介して流れる。時間t1においては、磁化電流は最
大値にあつて、第２図の部分ＦとＧでの波形７０
１と８０１により示されているように、負荷電流
と同一方向に流れる。この磁化電流は０の値まで
減少して時間t2においては方向に転じ、そして、
t3においては一定値に達し時間t4まで維持され
る。時間t5までに磁化電流は０に復帰し、そし
て、再び方向を転じ、そして、時間t6までは時間
t1において前に達成した最大値と同一の最大値に
達する。時間t2と時間t5との間の時間中に流れる
負の磁化電流は、第２図の部分Ａで示したように
電力トランジスタ・スイツチ１０５を通して流れ
る切替られた電流から値を減少し、点線２０２は
フイルタ・インダクタ１１７を通る電流を表わ
す。始めとパルスの中間部までの実際の電力トラ
ンジスタ・スイツチ電流は−Inの量だけ小さくな
る。磁化電流の量だけ波形レベル２０３までのス
イツチ電流のこの減少は入力電源への磁気エネル
ギーの変換を表わし、そして、時間t5まで変圧器
の鉄芯は完全にリセツトされている。
値として表わされた全磁化電流は第２図の部分Ｇ
の波形８０１により複合の単一存在電流として示
される。しかしながらその周期的な過程中のこの
複合の磁化電流は、第２図の種々の波形によつて
示し、且つ、上に記したように、種々の電流路を
介して流れる。時間t1においては、磁化電流は最
大値にあつて、第２図の部分ＦとＧでの波形７０
１と８０１により示されているように、負荷電流
と同一方向に流れる。この磁化電流は０の値まで
減少して時間t2においては方向に転じ、そして、
t3においては一定値に達し時間t4まで維持され
る。時間t5までに磁化電流は０に復帰し、そし
て、再び方向を転じ、そして、時間t6までは時間
t1において前に達成した最大値と同一の最大値に
達する。時間t2と時間t5との間の時間中に流れる
負の磁化電流は、第２図の部分Ａで示したように
電力トランジスタ・スイツチ１０５を通して流れ
る切替られた電流から値を減少し、点線２０２は
フイルタ・インダクタ１１７を通る電流を表わ
す。始めとパルスの中間部までの実際の電力トラ
ンジスタ・スイツチ電流は−Inの量だけ小さくな
る。磁化電流の量だけ波形レベル２０３までのス
イツチ電流のこの減少は入力電源への磁気エネル
ギーの変換を表わし、そして、時間t5まで変圧器
の鉄芯は完全にリセツトされている。
上記のように、このリセツト段階は時間t1から
時間t2までの期間中に磁化電流をコンデンサ１１
３に貯えられる電荷へ変換することにより動作す
る。この変換は時間t2から時間t3までのその後の
期間に逆転され、この期間にエネルギーは容量性
の電気エネルギーから変圧器の鉄芯１１０の磁気
エネルギーへ逆に変換される。この段階は第２図
の部分Ｃの磁化電流波形４０１の方向の逆転によ
り示される。このエネルギーは変圧器１１０の鉄
芯内に非消散的に貯えられ、そして、そこに時間
t2から時間t4までの時間の間留まる。このエネル
ギーは時間t4から時間t5までの期間中に第２図の
部分Ｇの電流波形８０１により示されたように入
力電源へ返還される。
時間t2までの期間中に磁化電流をコンデンサ１１
３に貯えられる電荷へ変換することにより動作す
る。この変換は時間t2から時間t3までのその後の
期間に逆転され、この期間にエネルギーは容量性
の電気エネルギーから変圧器の鉄芯１１０の磁気
エネルギーへ逆に変換される。この段階は第２図
の部分Ｃの磁化電流波形４０１の方向の逆転によ
り示される。このエネルギーは変圧器１１０の鉄
芯内に非消散的に貯えられ、そして、そこに時間
t2から時間t4までの時間の間留まる。このエネル
ギーは時間t4から時間t5までの期間中に第２図の
部分Ｇの電流波形８０１により示されたように入
力電源へ返還される。
この装置の実行には、電力トランジスタ１０５
の電圧応力はその安全ピーク電圧容量を表わす特
定のしきい値Vsw以下に維持され、そして、共振
磁化電流が発生されるt1からt3までの期間は電力
トランジスタ１０５の許容しうる最小のオフ時間
より少ないか等しくなければならない。
の電圧応力はその安全ピーク電圧容量を表わす特
定のしきい値Vsw以下に維持され、そして、共振
磁化電流が発生されるt1からt3までの期間は電力
トランジスタ１０５の許容しうる最小のオフ時間
より少ないか等しくなければならない。
これらの条件は次の関係により表わすことがで
きる、 Eio＋VcnaxVsw VcnaxVsw−Eio ここでVcnaxは共振コンデンサＣの端子間の最
大電圧である。
きる、 Eio＋VcnaxVsw VcnaxVsw−Eio ここでVcnaxは共振コンデンサＣの端子間の最
大電圧である。
コンデンサ１１３に貯えられたエネルギーは変
圧器１１０の鉄芯に貯えられたエネルギーにほぼ
等しく、従つて、 ＣV2／cnax／２I2 nLn／２ ここでInは次の式のように表わされる、 In＝EioTpo／2Ln ここでEioxTpoはパルス幅変調変換装置の一定
の電圧時間積であり、そして、Tpは電力トラン
ジスタ１０５の導通期間である。ここで、 TpoEio＝Vpｎ／fc である。
圧器１１０の鉄芯に貯えられたエネルギーにほぼ
等しく、従つて、 ＣV2／cnax／２I2 nLn／２ ここでInは次の式のように表わされる、 In＝EioTpo／2Ln ここでEioxTpoはパルス幅変調変換装置の一定
の電圧時間積であり、そして、Tpは電力トラン
ジスタ１０５の導通期間である。ここで、 TpoEio＝Vpｎ／fc である。
この電圧秒積は定常状態動作中は一定である。
電力トランジスタ１０５のスイツチ電圧応力を
制限する要件は次のように表わすことができる、 CV2／cnax／２−V2 pn2／8Lnfc 2＞Ｏ ここでfcは変換装置の動作周波数であり、 ｎは変圧器の巻線比であり、 Tpoは電力スイツチの導通時間であり、 Eioは入力電圧であり、そして、 Vpは変換装置の出力電圧である。
制限する要件は次のように表わすことができる、 CV2／cnax／２−V2 pn2／8Lnfc 2＞Ｏ ここでfcは変換装置の動作周波数であり、 ｎは変圧器の巻線比であり、 Tpoは電力スイツチの導通時間であり、 Eioは入力電圧であり、そして、 Vpは変換装置の出力電圧である。
逆エネルギー変換の時間期間への制限は次のご
とく表わすことができる。
とく表わすことができる。
（t3−t1）１／fc（１−Dnax）
ここでDnaxは最大のデユーテイ・サイクル比
であつて次のごとく表わされる、 Dnax＝Vpｎ／Eionio 時間t1から時間t3までの期間はLnとＣとの間の
振動周期の半分であるので、 （t3−t1）＝π√n そして、逆エネルギー変換の時間時間を制限す
る第２の要件は次のような表わすことができる、 Enio−Vpｎ／fcEionio−π√n＞ｏ 変圧器を鉄芯をリセツトする共振技術を有効に
利用するために、変換装置の上記の要件の式に従
うパラメータ値を持たなければならない。実際に
は、このことは一次巻線を横切る電圧が電力トラ
ンジスタの非導通期間に制限されなければなら
ず、そしてオフ時間は磁化電流の共振電流期間に
等しいかまたはこれより大きくなければならない
ということを意味する。
であつて次のごとく表わされる、 Dnax＝Vpｎ／Eionio 時間t1から時間t3までの期間はLnとＣとの間の
振動周期の半分であるので、 （t3−t1）＝π√n そして、逆エネルギー変換の時間時間を制限す
る第２の要件は次のような表わすことができる、 Enio−Vpｎ／fcEionio−π√n＞ｏ 変圧器を鉄芯をリセツトする共振技術を有効に
利用するために、変換装置の上記の要件の式に従
うパラメータ値を持たなければならない。実際に
は、このことは一次巻線を横切る電圧が電力トラ
ンジスタの非導通期間に制限されなければなら
ず、そしてオフ時間は磁化電流の共振電流期間に
等しいかまたはこれより大きくなければならない
ということを意味する。
変圧器巻線の電圧秒の積は定常状態の動作中は
一定である。この積の負荷変動のような変換装置
の遷移段階期間中に変化して、新しい定常状態値
が達成される。従つて、遷移クランプ１０７はこ
れらの遷移期間中の過電圧からトランジスタ・ス
イツチ１０５を保護するように接続されている。
これらの遷移は非常に期間の短いものであるの
で、遷移クランプは非常に小さい電力容量を要す
るだけである。その理由は遷移クランプが扱う平
均電力が極めて小さいからである。
一定である。この積の負荷変動のような変換装置
の遷移段階期間中に変化して、新しい定常状態値
が達成される。従つて、遷移クランプ１０７はこ
れらの遷移期間中の過電圧からトランジスタ・ス
イツチ１０５を保護するように接続されている。
これらの遷移は非常に期間の短いものであるの
で、遷移クランプは非常に小さい電力容量を要す
るだけである。その理由は遷移クランプが扱う平
均電力が極めて小さいからである。
第１図は本発明の原理を具体化する順方向型変
換装置の構成図であり、 第２図は第１図の変換装置の回路の動作を説明
するに有用な電流および電圧波形を示し、そして
第３図は第１図の変換装置の動作を説明する場合
に有用な理想化された回路通路の構成図である。 （主要部分の符号の説明）、Eio……直流電圧、
電力トランジスタ・スイツチ……１０５、一次巻
線……１０９、二次巻線……１１１、PWM制御
装置……１４０、負荷……１２５、偏差増幅器…
…１３０、絶縁回路……１３５、整流ダイオード
……１１４、フイルタ・インダクタ……１１７、
フライバツク・ダイオード……１１５、電池記号
……９１５、一次巻線電流……２０１、二次巻線
電圧……３０１、整流ダイオード電流……５０
１、フライバツク・ダイオード電流……６０１、
負荷電流……７０１、複合の単一存在電流……８
０１。
換装置の構成図であり、 第２図は第１図の変換装置の回路の動作を説明
するに有用な電流および電圧波形を示し、そして
第３図は第１図の変換装置の動作を説明する場合
に有用な理想化された回路通路の構成図である。 （主要部分の符号の説明）、Eio……直流電圧、
電力トランジスタ・スイツチ……１０５、一次巻
線……１０９、二次巻線……１１１、PWM制御
装置……１４０、負荷……１２５、偏差増幅器…
…１３０、絶縁回路……１３５、整流ダイオード
……１１４、フイルタ・インダクタ……１１７、
フライバツク・ダイオード……１１５、電池記号
……９１５、一次巻線電流……２０１、二次巻線
電圧……３０１、整流ダイオード電流……５０
１、フライバツク・ダイオード電流……６０１、
負荷電流……７０１、複合の単一存在電流……８
０１。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 順変換装置において、 磁気インダクタンスを含み、入力巻線と出力巻
線を有する変圧器、 エネルギー源を受ける入力手段、 該入力手段からのエネルギーを一方向の流れと
して該入力巻線に周期的に結合する電力スイツ
チ、 付勢されるべき負荷を受ける出力手段、 直列接続された整流ダイオードおよびフイルタ
ーインダクタ、該直列接続は前記出力巻線を前記
出力手段に結合し、 該整流ダイオードが非導通のとき該フイルター
インダクタに電流を供給するよう接続されたフラ
イバツクダイオード、 前記整流ダイオードを側路するキヤパシタ、該
キヤパシタは前記電力スイツチの動作周波数で前
記インダクタンスと共鳴するような容量を有し、
前記変圧器の巻線、前記フライバツクダイオード
および前記キヤパシタは共鳴閉回路の一部であ
り、 前記キヤパシタの容量は該電力スイツチの切換
え電圧応力を制限するために次の関係式によつて
定義され、 CV2／cnax／２−V2／pN2／8Lnf2／c＞０ ここでfcは変換器動作周波数、Ｎは変圧器の巻
線比、Vpは該出力手段の電圧、Vcnaxは該キヤパ
シタの両端電圧、Lnは変圧器の磁化インダクタ
ンスおよびＣは該キヤパシタの容量であり、 該磁化インダクタンスに蓄えられた磁化エネル
ギーによる電流は該共鳴閉回路内を第１の方向に
流れてキヤパシタに電気エネルギーとして蓄えら
れ、該キヤパシタに蓄えられた電気エネルギーは
前記第１の方向とは反対の第２の方向に流れる電
流によつて放電されることを特徴とする順変換装
置。 ２ 特許請求の範囲第１項記載の順変換装置にお
いて、該順変換装置は該出力巻線、フライバツク
ダイオードおよびキヤパシタを含む閉回路を含
み、該キヤパシタは最小オフ時間の少なくとも一
部分の期間に半周期の制限波波形を有するように
該出力巻線の電圧波形を制限するように動作する
ことを特徴とする順変換装置。 ３ 特許請求の範囲第２項記載の順変換装置にお
いて、該出力巻線の電圧は磁化エネルギーが該第
２の方向に流れるときに０に制限され、および該
入力巻線の電圧は該電力スイツチの非導通期間に
おいてゼロでないときに実質制限波波形に制限さ
れることを特徴とする順変換装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US810981 | 1985-12-19 | ||
| US06/810,981 US4688160A (en) | 1985-12-19 | 1985-12-19 | Single ended forward converter with resonant commutation of magnetizing current |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62166772A JPS62166772A (ja) | 1987-07-23 |
| JPH0530147B2 true JPH0530147B2 (ja) | 1993-05-07 |
Family
ID=25205210
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61301859A Granted JPS62166772A (ja) | 1985-12-19 | 1986-12-19 | 電源を切り替える場合に使用される順変換装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4688160A (ja) |
| EP (1) | EP0227382B1 (ja) |
| JP (1) | JPS62166772A (ja) |
| CA (1) | CA1284175C (ja) |
| DE (1) | DE3685565T2 (ja) |
| ES (1) | ES2031452T3 (ja) |
Families Citing this family (27)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0521986Y2 (ja) * | 1986-03-17 | 1993-06-04 | ||
| DE3619352A1 (de) * | 1986-06-09 | 1987-12-10 | Philips Patentverwaltung | Eintaktdurchflusswandler |
| US4853668A (en) * | 1987-12-23 | 1989-08-01 | Bloom Gordon E | Integrated magnetic converter core |
| US4864478A (en) * | 1987-12-23 | 1989-09-05 | Bloom Gordon E | Integrated-magnetics power converter |
| US4821163A (en) * | 1987-12-23 | 1989-04-11 | Bloom Gordon E | Start-up circuit for an integrated-magnetic power converter |
| US4961128A (en) * | 1988-12-28 | 1990-10-02 | Zenith Electronics Corporation | Push-pull zero-ripple IM converter system |
| JP2551190B2 (ja) * | 1990-02-27 | 1996-11-06 | 日本電気株式会社 | スイッチング電源回路 |
| JPH04121056A (ja) * | 1990-09-07 | 1992-04-22 | Fujitsu Denso Ltd | コンバータ |
| US5181170A (en) * | 1991-12-26 | 1993-01-19 | Wisconsin Alumni Research Foundation | High efficiency DC/DC current source converter |
| US5521807A (en) * | 1992-12-31 | 1996-05-28 | Interpoint Corporation | DC-To-DC converter with secondary flyback core reset |
| US5684683A (en) * | 1996-02-09 | 1997-11-04 | Wisconsin Alumni Research Foundation | DC-to-DC power conversion with high current output |
| US5781419A (en) * | 1996-04-12 | 1998-07-14 | Soft Switching Technologies, Inc. | Soft switching DC-to-DC converter with coupled inductors |
| US5781420A (en) * | 1996-07-18 | 1998-07-14 | International Power Devices, Inc. | Single ended forward DC-to-DC converter providing enhanced resetting for synchronous rectification |
| US7269034B2 (en) | 1997-01-24 | 2007-09-11 | Synqor, Inc. | High efficiency power converter |
| US6304463B1 (en) | 1999-05-07 | 2001-10-16 | Power-One, Inc. | Single-ended forward converter circuit with quasi-optimal resetting for synchronous rectification |
| US6473318B1 (en) | 2000-11-20 | 2002-10-29 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Leakage energy recovering system and method for flyback converter |
| US6314002B1 (en) | 2000-11-20 | 2001-11-06 | Philips Electronics North America Corporation | Voltage clamping system and method for a DC/DC power converter |
| DE10244665A1 (de) * | 2002-09-24 | 2004-04-01 | Ebm Werke Gmbh & Co. Kg | Schaltungsanordnung zur galvanisch getrennten Signalübertragung |
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| GB2448117B (en) | 2007-03-30 | 2009-06-03 | Cambridge Semiconductor Ltd | Forward power converter controllers |
| GB2447874B (en) * | 2007-03-30 | 2009-07-29 | Cambridge Semiconductor Ltd | Forward power converter controllers |
| GB2451088A (en) * | 2007-07-17 | 2009-01-21 | Cambridge Semiconductor Ltd | Regulating the output of a forward power converter |
| CN102035392B (zh) * | 2010-12-07 | 2013-02-27 | 魏其萃 | 宽输入电压范围正激式开关电源 |
| KR20140097628A (ko) * | 2013-01-28 | 2014-08-07 | 삼성에스디아이 주식회사 | 배터리 온도 제어 시스템 및 그 제어 방법 |
| US10199950B1 (en) | 2013-07-02 | 2019-02-05 | Vlt, Inc. | Power distribution architecture with series-connected bus converter |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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