JP2591889B2 - 変成器と、保護手段により保護された２つの電子スイッチとを有するシングルエンデッドフォワード方式電力変換器 - Google Patents
変成器と、保護手段により保護された２つの電子スイッチとを有するシングルエンデッドフォワード方式電力変換器Info
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/3353—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having at least two simultaneously operating switches on the input side, e.g. "double forward" or "double (switched) flyback" converter
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】 本発明は、請求の範囲第１項の上位概念に記載され
た、変成器と、保護手段により保護された２つの電子ス
イッチとを有するシングルエンデッドフォワード方式電
力変換器に関する。
た、変成器と、保護手段により保護された２つの電子ス
イッチとを有するシングルエンデッドフォワード方式電
力変換器に関する。
この種の電力変換器は既に、Valvo、スイッチング電
源網部門、連続講演、1976年11月、章“Eigenschaften
und Arbeitsprinzipien"、11頁からから公知である。公
知のフォワード方式電力変換器は、減磁コイルを省略で
きるという利点がある。というのは、変成器が一次巻線
と制限ダイオードを介して減磁されるからである。前記
の刊行物にはさらに、この回路がトランジスタに対して
保護回路がしばしば必要でなかったり、比較的高抵抗の
１つの保護回路だけが必要であることが記載されてい
る。従って効率が比較的高い。
源網部門、連続講演、1976年11月、章“Eigenschaften
und Arbeitsprinzipien"、11頁からから公知である。公
知のフォワード方式電力変換器は、減磁コイルを省略で
きるという利点がある。というのは、変成器が一次巻線
と制限ダイオードを介して減磁されるからである。前記
の刊行物にはさらに、この回路がトランジスタに対して
保護回路がしばしば必要でなかったり、比較的高抵抗の
１つの保護回路だけが必要であることが記載されてい
る。従って効率が比較的高い。
通常の形式のRCD回路はスイッチングトランジスタの
負荷を低減することができる。しかし電力損失を１つの
構成部材から別の構成部材に移動するにすぎない。
負荷を低減することができる。しかし電力損失を１つの
構成部材から別の構成部材に移動するにすぎない。
スイッチング問題を共振電力変換器および擬似共振電
力変換器を用いて解決しようとすることも試みられてい
る。しかしこの場合、スイッチング素子を比較的高い電
流および電圧に対して構成しなければならない。という
のは持続的に高い無効電力が往復搬送されるからであ
る。その際無効電力は有効電力のオーダーまたはそれよ
りも高くなる。そのためコストが高くなる他に効率が低
減する。
力変換器を用いて解決しようとすることも試みられてい
る。しかしこの場合、スイッチング素子を比較的高い電
流および電圧に対して構成しなければならない。という
のは持続的に高い無効電力が往復搬送されるからであ
る。その際無効電力は有効電力のオーダーまたはそれよ
りも高くなる。そのためコストが高くなる他に効率が低
減する。
高いスイッチング周波数には、比較的小さな寸法の構
成部材を使用することができるという利点がある。しか
しスイッチング素子でのスイッチング損失は周波数に比
例して上昇する。これはスイッチング素子の負荷増大と
不所望の効率損失につながる。
成部材を使用することができるという利点がある。しか
しスイッチング素子でのスイッチング損失は周波数に比
例して上昇する。これはスイッチング素子の負荷増大と
不所望の効率損失につながる。
本発明の課題は、請求の範囲第１項の上位概念に記載
されたシングルエンデッドフォワード方式電力変換器
を、２つの電子スイッチに対し、スイッチオン過程でも
スイッチオフ過程でもできるだけ損失の少ないスイッチ
ング負荷の軽減が得られるように構成することである。
特にフォワード方式電力変換器は特筆すべき効率損失な
しで動作し、全動作領域において構成部材ストレスがで
きるだけ小さく、できるだけ高いスイッチング周波数が
許容されるようにする。
されたシングルエンデッドフォワード方式電力変換器
を、２つの電子スイッチに対し、スイッチオン過程でも
スイッチオフ過程でもできるだけ損失の少ないスイッチ
ング負荷の軽減が得られるように構成することである。
特にフォワード方式電力変換器は特筆すべき効率損失な
しで動作し、全動作領域において構成部材ストレスがで
きるだけ小さく、できるだけ高いスイッチング周波数が
許容されるようにする。
本発明によれば、この課題を解決するためのフォワー
ド方式電力変換器は請求の範囲第１項に記載されたよう
に構成される。本発明の手段により、簡単に実現される
保護回路を用いてスイッチオン過程およびスイッチオフ
過程に対しての電子スイッチの効率的な保護が得られ
る。
ド方式電力変換器は請求の範囲第１項に記載されたよう
に構成される。本発明の手段により、簡単に実現される
保護回路を用いてスイッチオン過程およびスイッチオフ
過程に対しての電子スイッチの効率的な保護が得られ
る。
変成器の漂遊インダクタンスをできるだけ小さくしよ
うとするフォワード方式電力変換器がある。これは例え
ば、共通のEMF制御部による複数の出力側回路を有する
場合である。
うとするフォワード方式電力変換器がある。これは例え
ば、共通のEMF制御部による複数の出力側回路を有する
場合である。
この場合、請求の範囲第２項の実施例に従い変成器の
一次巻線に直列にチョークを設けると有利である。
一次巻線に直列にチョークを設けると有利である。
他方では漂遊インダクタンスが重要でない場合は、漂
遊インダクタンスとしてインダクタンスを実現すること
により特に簡単に実現可能な変成器を使用することがで
きる。特に変成器の製造の際に比較的少ない巻線層で間
に合わせることができるか、または一次巻線と二次巻線
とのコストのかかるインターリブ構造をまったく省略こ
とができる。
遊インダクタンスとしてインダクタンスを実現すること
により特に簡単に実現可能な変成器を使用することがで
きる。特に変成器の製造の際に比較的少ない巻線層で間
に合わせることができるか、または一次巻線と二次巻線
とのコストのかかるインターリブ構造をまったく省略こ
とができる。
有利には請求の範囲第３項に従いスイッチングパルス
の反復周波数を制御装置により少なくとも１つの制御量
に所定のように依存して調整する。
の反復周波数を制御装置により少なくとも１つの制御量
に所定のように依存して調整する。
本発明の請求の範囲第４項の構成では、作動周波数が
別の負荷領域では僅だけしか変化せず、極端な動作状態
でも障害となる不安定性や跳躍なしに連続的に調整され
る。ここから、全動作領域で電子スイッチの実質的に同
じ良好が保証される。別の利点は最大作動周波数を、同
じ回路技術のパルス幅変調電力変換器に対して格段に高
めることができることである。
別の負荷領域では僅だけしか変化せず、極端な動作状態
でも障害となる不安定性や跳躍なしに連続的に調整され
る。ここから、全動作領域で電子スイッチの実質的に同
じ良好が保証される。別の利点は最大作動周波数を、同
じ回路技術のパルス幅変調電力変換器に対して格段に高
めることができることである。
スイッチオン持続時間を変化するために有利には、当
該適用事例で優勢な障害量を使用する。本発明の請求の
範囲第５項の構成によれば、これはフォワード方式電力
変換器の入力電圧である。
該適用事例で優勢な障害量を使用する。本発明の請求の
範囲第５項の構成によれば、これはフォワード方式電力
変換器の入力電圧である。
本発明を図１、図２および図４から図６に示された実
施例に基づき、並びに図３に示されたパルス線図に基づ
き詳細に説明する。
施例に基づき、並びに図３に示されたパルス線図に基づ
き詳細に説明する。
図１は、１つの保護回路を有するシングルエンデッド
フォワード方式電力変換器の回路図、 図２は、図１の電力変換器の変形実施例の略回路図、 図３は、図１の電力変換器に対するパルス線図、 図４、図６および図８は、２つの電子スイッチに対し
てのスイッチオンパルスの形成に関する、図１のフォワ
ード方式電力変換器の変形実施例の回路略図、 図５および図７は、図４ないし図６の実施例に対する
パルス線図である。
フォワード方式電力変換器の回路図、 図２は、図１の電力変換器の変形実施例の略回路図、 図３は、図１の電力変換器に対するパルス線図、 図４、図６および図８は、２つの電子スイッチに対し
てのスイッチオンパルスの形成に関する、図１のフォワ
ード方式電力変換器の変形実施例の回路略図、 図５および図７は、図４ないし図６の実施例に対する
パルス線図である。
図１は、それぞれ電子スイッチ41と42として用いる２
つの電界効果トランジスタを有するシングルエンデッド
フォワード方式電力変換器を示す。直流電圧源１から送
出された入力電圧UEはコンデンサ２に印加され、出力電
圧UA1はコンデンサ91の両端から取り出される。コンデ
ンサ２に並列に主電流回路の一次側には、電子スイッチ
42を形成する電界効果トランジスタのドレイン−ソース
区間、変成器５の一次巻線51、チョーク35、電子スイッ
チ41を形成する電界効果トランジスタのドレイン−ソー
ス区間および測定抵抗100から形成された直列回路が接
続されている。
つの電界効果トランジスタを有するシングルエンデッド
フォワード方式電力変換器を示す。直流電圧源１から送
出された入力電圧UEはコンデンサ２に印加され、出力電
圧UA1はコンデンサ91の両端から取り出される。コンデ
ンサ２に並列に主電流回路の一次側には、電子スイッチ
42を形成する電界効果トランジスタのドレイン−ソース
区間、変成器５の一次巻線51、チョーク35、電子スイッ
チ41を形成する電界効果トランジスタのドレイン−ソー
ス区間および測定抵抗100から形成された直列回路が接
続されている。
変成器５の一次巻線51は２つの電子スイッチ41、42を
介して所定の方向で入力電圧源１に接続される。この所
定の方向とは、黒点でマークされた一次巻線51の始端が
電圧源１の＋端子と接続されるような方向である。一次
巻線51はさらに２つのダイオード電流分岐を介して他方
の方向で直流電圧源１に接続されている。ダイオード分
岐のダイオード43、44は入力電圧UEに関して阻止方向に
極性付けられている。ここで一次巻線51の始端はダイオ
ード43を介して電圧源１の−極と接続されている。
介して所定の方向で入力電圧源１に接続される。この所
定の方向とは、黒点でマークされた一次巻線51の始端が
電圧源１の＋端子と接続されるような方向である。一次
巻線51はさらに２つのダイオード電流分岐を介して他方
の方向で直流電圧源１に接続されている。ダイオード分
岐のダイオード43、44は入力電圧UEに関して阻止方向に
極性付けられている。ここで一次巻線51の始端はダイオ
ード43を介して電圧源１の−極と接続されている。
変成器５の二次巻線52とコンデンサ91との間には整流
ダイオード61が接続されている。整流ダイオード61に後
続の横分岐路にはフリーホイールダイオード71が配置さ
れている。フリーホイールダイオード71とコンデンサ91
との間の縦分岐路にはチョーク81が接続されている。コ
ンデンサ91では出力電圧UA1が取り出される。出力電圧U
A1の給電される、図示しない負荷には供給電流IAが流れ
る。
ダイオード61が接続されている。整流ダイオード61に後
続の横分岐路にはフリーホイールダイオード71が配置さ
れている。フリーホイールダイオード71とコンデンサ91
との間の縦分岐路にはチョーク81が接続されている。コ
ンデンサ91では出力電圧UA1が取り出される。出力電圧U
A1の給電される、図示しない負荷には供給電流IAが流れ
る。
変成器５の別の二次巻線53には電力変換器の別の出力
回路が接続されている。この別の出力回路は出力電圧U
A2を送出し、整流ダイオード62、フリーホイールダイオ
ード72、チョーク82並びにコンデンサ92を有する。この
出力回路は、二次巻線52に接続された出力回路と同じよ
うに構成されている。
回路が接続されている。この別の出力回路は出力電圧U
A2を送出し、整流ダイオード62、フリーホイールダイオ
ード72、チョーク82並びにコンデンサ92を有する。この
出力回路は、二次巻線52に接続された出力回路と同じよ
うに構成されている。
電子スイッチ41と42を形成する電界効果トランジスタ
の制御電極はドライバー11の出力側に接続されている。
ドライバーは電圧制御発振器19により制御される。２つ
の電界効果トランジスタは同じ導電形式であり、同相の
スイッチオンパルスによりそれぞれ同時にスイッチオン
およびスイッチオフされる。
の制御電極はドライバー11の出力側に接続されている。
ドライバーは電圧制御発振器19により制御される。２つ
の電界効果トランジスタは同じ導電形式であり、同相の
スイッチオンパルスによりそれぞれ同時にスイッチオン
およびスイッチオフされる。
保護回路３は電子スイッチ41、42を保護するために用
い、効率的なスイッチオン／オフ時の負荷軽減を行う。
保護回路は変成器５の一次側に作用する直列インダクタ
ンスと２つの直列回路33、34および31、32を有する。一
方の直列回路はコンデンサ33およびダイオード34からな
り、変成器５の一次巻線に並列に配置されている。他方
の直列回路はダイオード32およびチョーク31からなり、
ダイオード34とコンデンサ33の接続点と、入力電圧源１
の＋極と接続された電界効果トランジスタのドレイン電
極との間に接続されている。この電界効果トランジスタ
は電子スイッチ42を形成する。この電子スイッチは直列
回路の一方のコンデンサ33と接続されている。２つの直
列回路のダイオード32、34は入力直流電圧UEに関して阻
止方向に極性付けられている。
い、効率的なスイッチオン／オフ時の負荷軽減を行う。
保護回路は変成器５の一次側に作用する直列インダクタ
ンスと２つの直列回路33、34および31、32を有する。一
方の直列回路はコンデンサ33およびダイオード34からな
り、変成器５の一次巻線に並列に配置されている。他方
の直列回路はダイオード32およびチョーク31からなり、
ダイオード34とコンデンサ33の接続点と、入力電圧源１
の＋極と接続された電界効果トランジスタのドレイン電
極との間に接続されている。この電界効果トランジスタ
は電子スイッチ42を形成する。この電子スイッチは直列
回路の一方のコンデンサ33と接続されている。２つの直
列回路のダイオード32、34は入力直流電圧UEに関して阻
止方向に極性付けられている。
測定抵抗100には電流制御器10が、電力変換器の出力
側には電圧制御器15が接続されている。２つの制御器10
と15はそれぞれダイオード16ないし17を介して電圧制御
発振器13の入力側に接続されている。これによりいわゆ
る分離制御（オーバーライド制御）が行われる。その
際、発振器19の制御入力側では制御器10と15の２つの出
力電圧のうちのそれぞれ大きい方の電圧が作用する。従
って発振器19は反復周波数が制御器10および15により決
められるパルスUPのシーケンスを形成する。このパルス
UPにより、ドライバー11は所定の持続時間の電子スイッ
チへのスイッチオンパルスを出力するようになる。
側には電圧制御器15が接続されている。２つの制御器10
と15はそれぞれダイオード16ないし17を介して電圧制御
発振器13の入力側に接続されている。これによりいわゆ
る分離制御（オーバーライド制御）が行われる。その
際、発振器19の制御入力側では制御器10と15の２つの出
力電圧のうちのそれぞれ大きい方の電圧が作用する。従
って発振器19は反復周波数が制御器10および15により決
められるパルスUPのシーケンスを形成する。このパルス
UPにより、ドライバー11は所定の持続時間の電子スイッ
チへのスイッチオンパルスを出力するようになる。
図２は、保護回路３を有する図１のフォワード方式電
力変換器の一部を示す。図１との相違は、一方の直列回
路33、34でコンデンサ33とダイオード34とが入れ替えら
れており、従って他方の直列回路31、32は電子スイッチ
42のドレイン電極とではなく、電子スイッチ41のソース
電極と接続されていることである。作用は、２つの電子
スイッチ41と42の役割が入れ替わっていることを別にす
れば同じである。
力変換器の一部を示す。図１との相違は、一方の直列回
路33、34でコンデンサ33とダイオード34とが入れ替えら
れており、従って他方の直列回路31、32は電子スイッチ
42のドレイン電極とではなく、電子スイッチ41のソース
電極と接続されていることである。作用は、２つの電子
スイッチ41と42の役割が入れ替わっていることを別にす
れば同じである。
図１および図２の電力変換器では、２つの電子スイッ
チ41と42がそれぞれ同時にスイッチオンおよびスイッチ
オフされる。すなわち同期制御される。これらの電子ス
イッチはスイッチオンパルスの持続時間の間、導通制御
される。
チ41と42がそれぞれ同時にスイッチオンおよびスイッチ
オフされる。すなわち同期制御される。これらの電子ス
イッチはスイッチオンパルスの持続時間の間、導通制御
される。
以下スイッチングサイクルを図３のパルス線図により
説明する。
説明する。
時間区間t1−t2では、スイッチオン損失が入力側主電
流回路で作用する保護インダクタンスL35により除去さ
れる。というのは電流i1は２つの電子スイッチ41と42で
所定の勾配di/dt＝UE/L35でのみ上昇し得るからであ
る。
流回路で作用する保護インダクタンスL35により除去さ
れる。というのは電流i1は２つの電子スイッチ41と42で
所定の勾配di/dt＝UE/L35でのみ上昇し得るからであ
る。
図示の実施例では、保護インダクタンスL35はチョー
ク15により、すなわちディスクリート構成素子として実
現される。チョーク15の代わりに場合により、電子スイ
ッチ41、42の所望のスイッチオン負荷軽減の点から十分
に大きく選択された変成器５の漂遊インダクタンスを用
いることもできる。さらに小さなインダクタンスを有す
るチョークが相応に選択された漂遊インダクタンスとの
関連から有利であり得る。
ク15により、すなわちディスクリート構成素子として実
現される。チョーク15の代わりに場合により、電子スイ
ッチ41、42の所望のスイッチオン負荷軽減の点から十分
に大きく選択された変成器５の漂遊インダクタンスを用
いることもできる。さらに小さなインダクタンスを有す
るチョークが相応に選択された漂遊インダクタンスとの
関連から有利であり得る。
保護インダクタンスはほぼ、 L35＝UE・（Δt/ΔＩ） である。ここでΔｔはフリーホイールダイオード71の阻
止遅延時間trr（逆回復時間）、ΔＩはスイッチオン過
程中の２つのスイッチ41と42での電流幅である。
止遅延時間trr（逆回復時間）、ΔＩはスイッチオン過
程中の２つのスイッチ41と42での電流幅である。
時間区間t1−t3では、先行するサイクルにより計数矢
印U33の方向で負に充電されたコンデンサ33（保護コン
デンサとして用いられる）が共振回路31、33、ダイオー
ド32および導通している電子スイッチ42を介して反対方
向に充電される。反対方向の充電過程は時点t3で終了す
る。パラメータi31とU33の時間経過が示すように、ダイ
オード32はコンデンサ33の逆充電を阻止する。
印U33の方向で負に充電されたコンデンサ33（保護コン
デンサとして用いられる）が共振回路31、33、ダイオー
ド32および導通している電子スイッチ42を介して反対方
向に充電される。反対方向の充電過程は時点t3で終了す
る。パラメータi31とU33の時間経過が示すように、ダイ
オード32はコンデンサ33の逆充電を阻止する。
引き続く時間区間t3−t4では、変成器５での磁化電流
imの上昇の他には状態の変化は生じない。
imの上昇の他には状態の変化は生じない。
後続の時間区間t4−t5で、２つのスイッチ41と42が遮
断される。電流i33の経過からわかるように、コンデン
サ33のキャパシタンスC33はダイオード34を介して、保
護インダクタンスL33により印加された負荷電流を完全
に受け取る。これにより電子スイッチ41と42は無電流状
態となり、負荷軽減される。電圧上昇は次式により定め
られる。
断される。電流i33の経過からわかるように、コンデン
サ33のキャパシタンスC33はダイオード34を介して、保
護インダクタンスL33により印加された負荷電流を完全
に受け取る。これにより電子スイッチ41と42は無電流状
態となり、負荷軽減される。電圧上昇は次式により定め
られる。
du/dt＝il/C33 コンデンサ33で最大負電圧（これは入力電圧UEに相応
する）に達すると、余剰のエネルギーが保護インダクタ
ンスL35から、クランピングダイオードとして作用する
ダイオード43と44を介して入力電圧源１に放出される。
パラメータilとU41の経過からわかるように、電子スイ
ッチ41と42でのスイッチオフ損失は実質的に除去されて
いる。整流器61と71ないし62と72での転流過程は完全に
終了する。フリーホイールダイオード71ないし72は出力
電流を受け取る。
する）に達すると、余剰のエネルギーが保護インダクタ
ンスL35から、クランピングダイオードとして作用する
ダイオード43と44を介して入力電圧源１に放出される。
パラメータilとU41の経過からわかるように、電子スイ
ッチ41と42でのスイッチオフ損失は実質的に除去されて
いる。整流器61と71ないし62と72での転流過程は完全に
終了する。フリーホイールダイオード71ないし72は出力
電流を受け取る。
引き続く時間区間t5−t6では、変成器５をダイオード
43、44を介して入力電圧UEに減磁することができる。こ
れは磁化電流imの経過が示している。
43、44を介して入力電圧UEに減磁することができる。こ
れは磁化電流imの経過が示している。
最後に新たな時間サイクルが開始する。
電力変換器および保護回路３の前記の作用から、電子
スイッチ41と42のスイッチオン過程もスイッチオフ過程
も実質的に損失なしで経過する。
スイッチ41と42のスイッチオン過程もスイッチオフ過程
も実質的に損失なしで経過する。
保護インダクタンスL35にスイッチオンフェーズ中に
蓄積された磁気エネルギーはスイッチオフフェーズで損
失なしに、コンデンサ33のシャパシタンスC33へ、ない
し入力電圧UEに対する入力電圧源に送出される。スイッ
チオフ過程中にコンデンサ33に蓄積された電荷は共振回
路により実質的に完全に、損失なしで反対方向に充電さ
れる。電子スイッチ42を流れる電流は発振過程により電
子スイッチ41を流れる電流よりもやや高い。しかし電子
スイッチ42を流れる電流は誘導特性を有しているので、
電子スイッチ42での付加損失は最小である。阻止フェー
ズでは電圧U41とU42の和は入力電圧UEよりも高くなるこ
とはできない。
蓄積された磁気エネルギーはスイッチオフフェーズで損
失なしに、コンデンサ33のシャパシタンスC33へ、ない
し入力電圧UEに対する入力電圧源に送出される。スイッ
チオフ過程中にコンデンサ33に蓄積された電荷は共振回
路により実質的に完全に、損失なしで反対方向に充電さ
れる。電子スイッチ42を流れる電流は発振過程により電
子スイッチ41を流れる電流よりもやや高い。しかし電子
スイッチ42を流れる電流は誘導特性を有しているので、
電子スイッチ42での付加損失は最小である。阻止フェー
ズでは電圧U41とU42の和は入力電圧UEよりも高くなるこ
とはできない。
共振電力変換器との相違は、伝送可能な電力の僅かな
部分だけが無効電力として往復搬送されることである。
これにより構成要素が不必要なストレスに曝されること
がない。
部分だけが無効電力として往復搬送されることである。
これにより構成要素が不必要なストレスに曝されること
がない。
保護回路３の構成部材はフォワード方式電力変換器と
関連して、前記の機能が生じるように構成される。有利
な構成例は、図１の第２出力回路が欠けている場合、次
のとおりである。
関連して、前記の機能が生じるように構成される。有利
な構成例は、図１の第２出力回路が欠けている場合、次
のとおりである。
L35＝20μＨ C33＝1.8nF L31＝56μＨ LQ＝２ ｕ＝１ UE＝40V UA＝0.5A IA＝0.5A L81＝660μＨ ｆ＝300kHz γ＝0.5 ここでデューティ比γ＝tEIN/T、LQは並列インダクタ
ンス、ｕは変成器５の変換比である。L81はチョーク81
のインダクタンスである。
ンス、ｕは変成器５の変換比である。L81はチョーク81
のインダクタンスである。
図１のフォワード方式電力変換器は制御装置R1を有す
る。この制御装置により一定の持続幅のスイッチオンパ
ルスの反復周波数が変化される。これとは異なり場合に
より、パルス幅変調を例えばパルス反復周波数の変形と
関連して行うこともできる。パルス幅変調だけを行う場
合、場合により非常に短縮されたスイッチオン時間が発
生することもあり得る。この非常に短縮されたスイッチ
オン時間では保護コンデンサとして用いるコンデンサの
充放電に対する発振回路の構成が困難となる。というの
は、充放電中の共振周波数も電流振幅も非常に高く選択
しなければならないこととなるからである。
る。この制御装置により一定の持続幅のスイッチオンパ
ルスの反復周波数が変化される。これとは異なり場合に
より、パルス幅変調を例えばパルス反復周波数の変形と
関連して行うこともできる。パルス幅変調だけを行う場
合、場合により非常に短縮されたスイッチオン時間が発
生することもあり得る。この非常に短縮されたスイッチ
オン時間では保護コンデンサとして用いるコンデンサの
充放電に対する発振回路の構成が困難となる。というの
は、充放電中の共振周波数も電流振幅も非常に高く選択
しなければならないこととなるからである。
この種の困難性は有利には、スイッチオンパルスの持
続時間も反復周波数も共に変化する制御装置により回避
される。
続時間も反復周波数も共に変化する制御装置により回避
される。
図４の制御回路は、前置接続された電圧制御発振器19
を備えたパルス発生器18を有する。パルス発生器18の一
方の入力側はは電力変換器の入力側、すなわち電圧UEと
接続されている。他方の入力側は電圧制御発振器19に接
続されており、発振器19から可変周波数のクロック電圧
UTを受け取る。
を備えたパルス発生器18を有する。パルス発生器18の一
方の入力側はは電力変換器の入力側、すなわち電圧UEと
接続されている。他方の入力側は電圧制御発振器19に接
続されており、発振器19から可変周波数のクロック電圧
UTを受け取る。
パルス発生器18はパルスUPのシーケンスを発生し、こ
のパルスの反復周波数は電圧制御発振器19により設定さ
れ、そのスイッチオン持続時間は入力電圧に反比例す
る。
のパルスの反復周波数は電圧制御発振器19により設定さ
れ、そのスイッチオン持続時間は入力電圧に反比例す
る。
一般的にパルス発生器18は所定のスイッチオン持続時
間tEのパルスUPを送出する。反復周波数は電圧制御発振
器VCOないし19によりＩ制御器10またはＵ制御器19の作
動点に相応して調整される。これにより１つのパルスを
さらに強く短縮する必要がない。限界例は、最小周期期
間Tminに相応する最高周波数を実現可能な最小スイッチ
オン持続時間および所望のデューティ比により定めるこ
とができる。すなわち次式により、 ｆ＝γ/tE （１） である。ここでｆはスイッチオンパルスｅの反復周波
数、γはデューティ比、tEはスイッチオンパルスの持続
時間である。
間tEのパルスUPを送出する。反復周波数は電圧制御発振
器VCOないし19によりＩ制御器10またはＵ制御器19の作
動点に相応して調整される。これにより１つのパルスを
さらに強く短縮する必要がない。限界例は、最小周期期
間Tminに相応する最高周波数を実現可能な最小スイッチ
オン持続時間および所望のデューティ比により定めるこ
とができる。すなわち次式により、 ｆ＝γ/tE （１） である。ここでｆはスイッチオンパルスｅの反復周波
数、γはデューティ比、tEはスイッチオンパルスの持続
時間である。
従って持続時間tE＝0.5μｓのスイッチオンパルス
と、デューティ比γ＝0.5の場合、1MHzの周波数が得ら
れる。スイッチオンパルスの持続時間は入力電圧UEに依
存している。この持続時間は入力電圧に反比例する。
と、デューティ比γ＝0.5の場合、1MHzの周波数が得ら
れる。スイッチオンパルスの持続時間は入力電圧UEに依
存している。この持続時間は入力電圧に反比例する。
tE∝1/UE （２） 入力電圧UEの変化はフォワード方式電力変換器の場
合、主たる障害量である。
合、主たる障害量である。
無損失の理想電力変換器では次式があてはまる。
UA＝UE・γ（1/u）＝UE・tE・ｆ（1/u） （３） 式（２）を代入すれば、積UE・tEは一定に留まる。従
って、出力電圧UAを一定に保持するために、入力電圧が
変化した際に周波数を変化する必要がない。
って、出力電圧UAを一定に保持するために、入力電圧が
変化した際に周波数を変化する必要がない。
スイッチオン時間を入力電圧のみに依存して制御する
ことは簡単に実現可能な制御であり、従って高周波数で
も回路技術的問題はない。このことは図４の電力変換器
は実質的に比較的大きな周波数シフトなしで動作するこ
とを意味する。
ことは簡単に実現可能な制御であり、従って高周波数で
も回路技術的問題はない。このことは図４の電力変換器
は実質的に比較的大きな周波数シフトなしで動作するこ
とを意味する。
図５のパルス線図は、種々異なる動作条件での電力変
換器の基本的特性を示す。
換器の基本的特性を示す。
ａ）起動フェーズないし出力電圧が過度に低い場合、電
圧制御発振器（19）が最高周波数を調整する。この周波
数はクロックパルスUTの最小周期期間Tminに相応する。
圧制御発振器（19）が最高周波数を調整する。この周波
数はクロックパルスUTの最小周期期間Tminに相応する。
ｂ）最小入力電圧では、パルス発生器18は最大持続時間
tEmaxのスイッチオンパルスUPを送出する。
tEmaxのスイッチオンパルスUPを送出する。
ｃ）入力電圧の上昇によりスイッチオン時間は新たな値
tEXに短縮され、その際周波数は変化しない。
tEXに短縮され、その際周波数は変化しない。
d/e）２つの線図は、大きく負荷軽減された際または過
負荷の際の周波数逓降と変化しない入力電圧UEを示す。
スイッチオン時間tEXは変化しないで比較的に長い周期
期間Tyが調整される。
負荷の際の周波数逓降と変化しない入力電圧UEを示す。
スイッチオン時間tEXは変化しないで比較的に長い周期
期間Tyが調整される。
図６は、図４の電力変換器のパルス発生器18に対する
有利な実施例を示す。電力変換器の入力側には、すなわ
ち入力電圧UEには、抵抗20とコンデンサ22からなる直列
回路が接続されている。コンデンサ22に並列に被制御ス
イッチ21が接続されている。このスイッチは電圧制御発
振器19の出力電圧UTにより制御される。コンパレータ23
は非反転入力側が基準電圧源24を介して電力変換器入力
側の−極に、反転入力側が抵抗20とコンデンサ22との接
続点に接続されている。コンパレータ23の出力側にはド
ライバー11が接続されている。
有利な実施例を示す。電力変換器の入力側には、すなわ
ち入力電圧UEには、抵抗20とコンデンサ22からなる直列
回路が接続されている。コンデンサ22に並列に被制御ス
イッチ21が接続されている。このスイッチは電圧制御発
振器19の出力電圧UTにより制御される。コンパレータ23
は非反転入力側が基準電圧源24を介して電力変換器入力
側の−極に、反転入力側が抵抗20とコンデンサ22との接
続点に接続されている。コンパレータ23の出力側にはド
ライバー11が接続されている。
図７のパルス線図からわかるように、パルス発生器18
は電圧に依存するスイッチオン時間を有する。電圧制御
発振器19はその出力側にパルスシーケンスUTを出力す
る。コンデンサ22の電圧UCは鋸歯状の経過を有し、その
際パルスの上昇エッジの勾配はそれぞれ入力電圧UEに比
例する。コンパレータ23の出力側23には電圧UKが発生す
る。この電圧は矩形パルスのシーケンスからなる。矩形
パルスの上昇エッジは時点t1でのコンパレータの投入持
続に相応し、下降エッジは時点t2でのコンパレータの遮
断に相応する。矩形パルスの持続時間は主電流回路にあ
る電子スイッチのスイッチオン時間に相応し、tEにより
示されている。コンパレータ23の出力電圧UKは、入力電
圧が値UEから値UE′に上昇する際に短縮されたスイッチ
オン時間tE′を有する。
は電圧に依存するスイッチオン時間を有する。電圧制御
発振器19はその出力側にパルスシーケンスUTを出力す
る。コンデンサ22の電圧UCは鋸歯状の経過を有し、その
際パルスの上昇エッジの勾配はそれぞれ入力電圧UEに比
例する。コンパレータ23の出力側23には電圧UKが発生す
る。この電圧は矩形パルスのシーケンスからなる。矩形
パルスの上昇エッジは時点t1でのコンパレータの投入持
続に相応し、下降エッジは時点t2でのコンパレータの遮
断に相応する。矩形パルスの持続時間は主電流回路にあ
る電子スイッチのスイッチオン時間に相応し、tEにより
示されている。コンパレータ23の出力電圧UKは、入力電
圧が値UEから値UE′に上昇する際に短縮されたスイッチ
オン時間tE′を有する。
図８の制御回路は図１のフォワード方式電力変換器の
制御回路R1とは、周波数変調装置の代わりに論理回路1
2、パルス幅変調器13およびクロック発生器14が設けら
れている点で異なる。
制御回路R1とは、周波数変調装置の代わりに論理回路1
2、パルス幅変調器13およびクロック発生器14が設けら
れている点で異なる。
前記の実施例で設定された定数ないし僅かに可変のス
イッチオン持続時間の前制御により、すべての作動状態
に対して共振回路L31/C33を問題なく構成することがで
きる。電子スイッチ42のスイッチオン持続時間は充放電
過程に対して最適に使用することができる。別の利点
は、保護素子の機能を電力変換器のその他の機能からほ
ぼ自由に構成できることである。
イッチオン持続時間の前制御により、すべての作動状態
に対して共振回路L31/C33を問題なく構成することがで
きる。電子スイッチ42のスイッチオン持続時間は充放電
過程に対して最適に使用することができる。別の利点
は、保護素子の機能を電力変換器のその他の機能からほ
ぼ自由に構成できることである。
従って前記のフォワード方式電力変換器は電気通信伝
送技術の構成群の給電のための電流供給モジュールに使
用するのが有利である。当該電力変換器はまた電源電圧
（スイッチング電源機器、充電整流機）から比較的高い
電力を変換するのに適する。
送技術の構成群の給電のための電流供給モジュールに使
用するのが有利である。当該電力変換器はまた電源電圧
（スイッチング電源機器、充電整流機）から比較的高い
電力を変換するのに適する。
Claims (5)
- 【請求項１】変成器（５）を有するシングルエンデッド
フォワード方式電力変換器であって、 該変成器は電力変換器の一次側主電流回路に配置された
一次巻線（51）と、 出力電流回路に配置された少なくとも１つの二次巻線
（52、53）とを有し、 変成器（５）の一次巻線（51）は保護手段により保護さ
れた２つの電子スイッチ（41、42）を介して所定の方向
で入力電圧源（１）に接続可能であり、かつ２つのダイ
オード電流分岐路を介して前記と異なる方向で直流電圧
源（１）に接続されており、 前記２つの電子スイッチ（41、42）はスイッチオンパル
スにより同期してスイッチオンおよびスイッチオフが可
能であり、 前記ダイオード電流分岐路のダイオード（43、44）は入
力電圧（UE）に関して阻止方向で極性付けられており、 変成器（５）の少なくとも１つの二次巻線（52、53）に
は、整流ダイオード（61、62）、フリーホイールダイオ
ード（71、72）およびチョーク（81）からなる出力回路
が接続されており、 変成器の一次側には２つの直列回路が設けられており、 該直列回路の一方は、コンデンサ（33）とダイオード
（34）からなり、かつ変成器（５）の一次巻線（51）に
対して並列に配置されており、 前記直列回路の他方は、ダイオード（32）とチョーク
（31）とからなり、かつ前記一方の直接回路のダイオー
ド（34）とコンデンサ（33）との接続点と、入力電圧源
（１）に接続された電子スイッチ（42ないし41）の端子
との間に接続されており、 前記電子スイッチは前記直列回路の一方のコンデンサ
（33）と接続されているいるシングルエンデッドフォワ
ード方式電力変換器において、 変成器の一次側に、前記電子スイッチ（41,42）を保護
するためにチョーク（35）が設けられており、 該チョーク（35）の一方の端子は変成器の一次巻線と接
続され、他方の端子は、コンデンサ（33）とダイオード
（34）により形成される前記一方の直接回路の入力側と
接続されていることを特徴とするシングルエンデッドフ
ォワード方式電力変換器。 - 【請求項２】変成器（５）は複数の二次巻線（52、53）
を有し、当該二次巻線にはそれぞれ１つの固有の出力回
路が接続されており、 入力側主電流回路で作用するインダクタンス（Ls）は少
なくとも一部が、変成器（５）の一次巻線（51）に直列
に配置されたチョーク（35）により形成される請求の範
囲第１項記載のシングルエンデッドフォワード方式電力
変換器。 - 【請求項３】電子スイッチ（41、42）を導通制御するス
イッチオンパルスの反復周波数は、少なくとも１つの制
御器を有する制御装置により調整可能である請求の範囲
第１項または第２項記載のシングルエンデッドフォワー
ド方式電力変換器。 - 【請求項４】電子スイッチ（41、42）を導通制御するス
イッチオンパルスの持続時間は、少なくとも入力電圧に
所定の関係性を以って変化可能である請求の範囲第３項
記載のシングルエンデッドフォワード方式電力変換器。 - 【請求項５】スイッチオンパルスの持続時間は入力電圧
（UE）に反比例し、 反復周波数は少なくとも１つの制御器（10、15）を有す
る制御装置により調整可能である請求の範囲第４項記載
のシングルエンデッドフォワード方式電力変換器。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP91101147 | 1991-01-29 | ||
| EP91101147.6 | 1991-01-29 | ||
| PCT/EP1992/000042 WO1992013384A1 (de) | 1991-01-29 | 1992-01-10 | Eintakt-durchflussumrichter mit einem transformator und mit zwei, durch schutzmassnahmen geschützten elektronischen schaltern |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05509220A JPH05509220A (ja) | 1993-12-16 |
| JP2591889B2 true JP2591889B2 (ja) | 1997-03-19 |
Family
ID=8206340
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4502087A Expired - Lifetime JP2591889B2 (ja) | 1991-01-29 | 1992-01-10 | 変成器と、保護手段により保護された２つの電子スイッチとを有するシングルエンデッドフォワード方式電力変換器 |
Country Status (14)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0641500B1 (ja) |
| JP (1) | JP2591889B2 (ja) |
| AR (1) | AR245547A1 (ja) |
| AT (1) | ATE151579T1 (ja) |
| BR (1) | BR9205532A (ja) |
| CZ (1) | CZ133393A3 (ja) |
| DE (1) | DE59208343D1 (ja) |
| ES (1) | ES2099816T3 (ja) |
| HU (1) | HUT65535A (ja) |
| PL (1) | PL168015B1 (ja) |
| PT (1) | PT100063A (ja) |
| RU (1) | RU2075153C1 (ja) |
| WO (1) | WO1992013384A1 (ja) |
| ZA (1) | ZA92571B (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE59302426D1 (de) * | 1992-08-28 | 1996-06-05 | Siemens Ag | Durchflussumrichter mit RCD-Entlastungsnetzwerk |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3373334A (en) * | 1965-06-01 | 1968-03-12 | Sperry Rand Corp | Regulated d.c. to d.c. power supply |
| US4403269A (en) * | 1982-03-05 | 1983-09-06 | International Business Machines Corporation | Non-dissipative snubber circuit apparatus |
| GB2127239A (en) * | 1982-09-08 | 1984-04-04 | Qualidyne Systems Inc | DC-DC converter |
-
1991
- 1991-12-17 AR AR91321419A patent/AR245547A1/es active
-
1992
- 1992-01-10 DE DE59208343T patent/DE59208343D1/de not_active Expired - Fee Related
- 1992-01-10 CZ CS931333A patent/CZ133393A3/cs unknown
- 1992-01-10 HU HU9302200A patent/HUT65535A/hu unknown
- 1992-01-10 WO PCT/EP1992/000042 patent/WO1992013384A1/de active IP Right Grant
- 1992-01-10 ES ES92901685T patent/ES2099816T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1992-01-10 AT AT92901685T patent/ATE151579T1/de active
- 1992-01-10 RU RU9293052694A patent/RU2075153C1/ru active
- 1992-01-10 BR BR9205532A patent/BR9205532A/pt unknown
- 1992-01-10 PL PL92299990A patent/PL168015B1/pl unknown
- 1992-01-10 JP JP4502087A patent/JP2591889B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1992-01-10 EP EP92901685A patent/EP0641500B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1992-01-28 ZA ZA92571A patent/ZA92571B/xx unknown
- 1992-01-29 PT PT100063A patent/PT100063A/pt not_active Application Discontinuation
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 「ＯＨＭ電気電子用語辞典」昭和５７年１１月３０日第１版第１刷株式会社オーム社発行 Ｐ．４３０「スナバ」の項 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0641500B1 (de) | 1997-04-09 |
| AR245547A1 (es) | 1994-01-31 |
| PT100063A (pt) | 1994-05-31 |
| EP0641500A1 (de) | 1995-03-08 |
| ES2099816T3 (es) | 1997-06-01 |
| DE59208343D1 (de) | 1997-05-15 |
| BR9205532A (pt) | 1994-04-19 |
| ATE151579T1 (de) | 1997-04-15 |
| RU2075153C1 (ru) | 1997-03-10 |
| ZA92571B (en) | 1992-09-30 |
| PL168015B1 (pl) | 1995-12-30 |
| WO1992013384A1 (de) | 1992-08-06 |
| JPH05509220A (ja) | 1993-12-16 |
| CZ133393A3 (en) | 1994-01-19 |
| HU9302200D0 (en) | 1993-11-29 |
| HUT65535A (en) | 1994-06-28 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |