KR100186776B1 - 직류/직류 스위칭 변환기 회로 - Google Patents

직류/직류 스위칭 변환기 회로 Download PDF

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에이.바세트 존
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리차드 제이. 톰슨
컴퓨터 프로덕츠,인코오포레이티드
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Abstract

2개의 스위치를 가진 직류/직류 변환기는 교류스위치를 턴온하기에 앞서 교류스위치 양단에 제로 전압을 발생하는 스위치들의 결합부의 고유 및 스트레이 커패시턴스에 대한 충전량을 변경하도록 각 스위치의 온 기간의 종단시에 충분한 유도성 에너지 저장을 제공한다. 제어회로에 의해 제공된 턴온펄스들간의 짧은 데드 밴드는 이러한 전이를 위한 시간을 제공한다. 따라서, 스위치들의 커패시턴스에 저장된 에너지는 스위칭 장치에서 제거되지 않고 소오스 및 부하에 되돌려진다. 이것은 특히 변환기가 고주파수로 동작할때 변환기의 효율을 크게 개선시킨다. 본 발명 변환기의 독특한 토플로지는 일정 주파수로 동작하는 것과 같은 제로전압 스위칭 능력에 추가하여, 조정을 위한 펄스폭변조, 대략 구형파 출력 전류 및 결합유무에 관계없이 자기소자들을 일체로 할 수 있는 능력과 함께 새로운 다른 유용한 특징을 제공한다.

Description

직류/직류 스위칭 변환기 회로
제 1A도는 종래의 비분리형 (non-isolated) 단일 스위치 버크(buck) 승압 변환기를 나타내는 회로도.
제 1B도는 종래의 버크 승압 변환기의 듀얼(dual) 회로를 나타내는 회로도.
제 2도는 종래의 분리형 단일 스위치 포워드 변환기의 회로도.
제 2A도는 제 2의 플럭스 리세트 스위치 및 커패시터를 가진 종래의 포워드 변환기를 나타내는 회로도.
제 3도는 스위칭 주파수를 변화시켜 출력을 제어하는 종래의 전파 직렬 공진 변환기를 나타내는 회로도.
제 4도는 본 발명에 따른 제로 전압 스위칭 변환기를 나타내는 회로도.
제 4A도는 본 발명의 동작에 따른 전류 및 전압파형도.
제 5도는 제 4A도의 변형 파형(제 5A도)을 가진 본 발명의 분리실시예를 나타내는 회로도.
제 6도는 인덕터와 결합된 변환기를 나타내는 도면.
제 6A도는 분리된 변환기의 일체형 자기 실시예를 형성하는 변환기의 자기회로를 나타내는 회로도.
제 7도는 제 7B도의 파형으로 알 수 있는 바와같이 자기 결합을 부가하여 리플 전류 출력을 감소시킨 분리형 변환기의 결합된 자기 실시예를 형성하도록 인덕터와 결합된 변압기를 나타낸 도면.
제 8도는 본 발명의 다중 출력 라인의 실시예를 나타내는 도면.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
10 : 직류/직류 변환기 11, 20 : 커패시터
12 : 트랜지스터 13 : 고유 커패시턴스
14 : 고유 본체(body) 다이오드 15 : 인덕터
30 : 변압기 31 : 인덕터
40 : 공통자기코어
본 발명은 직류/직류 및 교류/직류 전원장치에 사용되는 직류/직류 변환기에 관한 것으로, 구체적으로는 단일 단 (ended) 제로 전압 스위치형 직류/직류 변환기에 관한 것이다.
단일 단 직류/직류 변환기들은 흔히 3개의 고전적 토폴로지(Topology) 즉 승압기, 버크(buck) 및 버크-승압기 중의 하나로 분류된다. 이들 변환기들은 스위치, 다이오드, 인덕터 및 두개의 커패시터로 구성되는 여러 가지 구성부품을 포함한다. 이들 토폴로지중 듀일회로는 2개의 인덕터 및 하나의 커패시터가 설치되는 곳에 사용될 수 있다.
도 1A내지 도 2는 직류/직류 변환기의 예를 나타내고 있다. 도 1A는 MOSFET 전력 트랜지스터 Q1, 인덕터 L1, 다이오드 D1및 커패시터 C1, C3를 가진 비분리형 단일 스위치 버크 승압 변환기를 나타낸다.
도 1B는 분로 커패시터 C1및 C3를 직렬 인덕터 L2및 L3로 분로 인덕터 L1을 직렬 커패시터 C2로, 및 직렬 스위치 Q1을 분로 스위치 Q2로 대체한 버크 승압 변환기의 듀얼 회로를 나타낸다. 도 2는 트랜지스터 Q3, 커패시터 C4및 C5, 다이오드 D2및 D3, 인덕터 L4및 변압기 T1을 가진 분리형 단일 스위치 포워드 변환기를 나타낸다. 도 2A는 제 2의 플럭스 리세트 스위치 Q4및 커패시터 C4를 가진 포워드 변환기를 나타낸다.
임의 회로의 성능은 설계에 사용된 구성부품의 특성에 관련되며, 최근의 기술발전에 따라 구성부품의 특성이 많이 개선되었다. 그러나, 전술한 간단한 회로로는 이상적 또는 무손실 스위칭의 실현을 달성할 수 없다. 그 이유는 모든 경우에 있어서 전압이 그 스위치 양단에 가해질때 스위치가 턴온 되기 때문이다. 임의의 실제 장치는 단자 사이에서 용량성을 갖게되며 이러한 용량성 (1/2CV2)으로 저장된 에너지는 장치가 턴온 될때 방전되게 된다.
추가로 기본회로에 상호 작용 소자가 설치되므로써 공진 변환기로 알려진 새로운 부류의 변환기가 제공 되었다. 도 3은 스위칭 주파수를 변환하여 출력을 제어하는 전파직렬 공진 변환기를 나타낸다. 이 공진 변환기는 트랜지스터 Q5및 Q6커패시터 C5, C6및 C7, 다이오드 D5및 D6, 인덕터 L5및 L6및 변환기 T5를 포함한다. 공진 변환기가 적절히 동작하는 경우에는 제로 전류 또는 제로 전압 스위칭이 이루어지므로 스위칭 손실을 현저히 감소시킬 수 있다. 이러한 목적을 달성하기 위해서는 상호 작용 부품이 상당한 전력, 때때로 변환기 출력에 수배에 달하는 전력을 처리할 수 있어야 한다. 상호 작용 부품 통해 순환되는 에너지는 스위칭 손실 감소보다 더큰 새로운 손실을 야기할 수 있다. 추가로, 반도체 장치에 미치는 동작 전압 및/ 또는 RMS 전류 압력이 증가할 수 있다.
본 발명에 따르면, 직류/직류 변환기는 제로 전압 스위칭을 가능하게 하며, 동시에 기본의 유리한 특징을 유지할 수 있고, 그리고 공진 변환기 특성에 관련된 단점을 제거할 수 있다. 본 발명은 비분리형 형태, 분리형 형태, 일체형 자기형태 및 결합된 자기 형태로 구현될 수 있다. 비분리 형태는 2개의 스위치, 두개의 다이오드, 2개위 인덕터 및 적어도 하나의 커패시터를 포함한다. 분리형태는 2개의 스위치, 2개의 다이오드, 변압기, 인덕터 및 적어도 하나의 커패시터를 포함한다. 일체형 자기 형태는 상호 결합없이 공통 코어에 변압기 및 분리형태의 인덕터를 결합시키는 것이다. 마지막으로, 결합된 자기 형태는 리플 전류 출력을 크게 감소시키도록 일체형 자기소자의 공통자 속경로에 자기 저항을 도입한 것이다.
본 발명의 추가의 실시예는 복수의 2차 권선을 가진 변압기를 포함한다. 각 2차권선은 각 출력라인이 직류 출력 전압을 제공하는 복수의 출력라인을 포함하는 출력 회로망에 접속된다.
각 실시예에서, 자기 소자에 저장된 에너지는 스위치를 폐쇄하기에 앞서 각 스위치 양단의 커패시턴스를 방전하도록 전달된다. 각 스위치 양단에 걸리는 전압은 스위치가 폐쇄될때 대략 제로 이므로 스위칭 손실이 최소화 된다. 따라서 높은 변환 효율이 실현될 수 있다.
본 발명은 도면 및 상세한 설명란의 기재 내용을 참조로 한다면 더욱 쉽게 이해할 수 있을 것이다. 본 발명은 본 기술분야에 숙련된 자에 의해 알 수 있듯이 직류/직류 변환기에 적용 가능하며 본 발명의 양호한 실시예에 기재된 것에 제한되지 않는다.
이하 도면을 참조로 하여 본 발명의 양호한 실시예를 상세히 설명하겠다.
본 발명에 따른 제로 전압 스위칭 변환기(10)가 도 4에 도시되어 있다. 도 4에서, 커패시터(11)는 직류 전압을 수신하는 변환기(10)의 입력단자 양단에 접속된다. 트랜지스터(12)는 제어신호에 따라 입력된 전원을 변환기의 나머지 부분으로 스위치한다. 이 실시예에서, 트랜지스터(12)는 고유 커패시턴스(13)와, 트랜지스터(12)의 소오스 및 드레인 양단으로 분로된 고유 본체(body) 다이오드(14)로 특정되는 전력 MOSFET이다. 커패시턴스(13)는 또는 임의의 개별 집합체형 커패시턴스 또는 트랜지스터(12) 양단에 스테이 커패시턴스를 포함할 수 있다. 추가로, 다이오드(14)는 트랜지스터(12)의 고유 본체 다이오드와 다른 개별장치일 수 있다. 인덕터(15)는 트랜지스터(12)의 드레인에 접속되며 트랜지스터(12)가 온상태일때 입력전원을 수신한다. 커패시터(20) 및 트랜지스터(FET, 21)는 직렬로 인덕터(15)양단에 접속된다. 고유 커패시턴스(22) 및 다이오드(23)는 트랜지스터(21)의 소오스 및 드레인 양단으로 분로된다. 다이오드(24, 25)는 인덕터(15) 및 제 2인덕터(26)에 접속된다. 커패시턴스(27)는 변환기(10)의 출력단자 양단에 접속된다.
변환기(10)의 전달 함수는, 정지상태 조건에서 지속의 균형을 유지하도록 트랜지스터(12)의 온타임 동안 인덕터(15)상에 가해지는 볼트-초적이 오프타임 동안의 볼트-초적과 동일해야 하므로, 즉 Vinx ton= CC20x toff... (1) 이어야 하므로 쉽게 구현할 수 있다. 설명을 하기 위해서, 충전 및 방전 전류에도 불구하고 동작 사이클동안 VC20이 일정하도록 커패시터(20)을 크게 하였다. 출력전압은 다이오드(24)가 도통상태로 되는 트랜지스터(12)의 오프타임동안 커패시터(20, VC20) 양단에 걸리는 전압의 시간비 평균이다. 따라서, 출력 전압은,
Vout= VC20x toff/ (ton+ toff) ... (2)로 나타낼 수 있으며, 식 (1) 및 (2)에서 Vc20을 소거하면
Vout= V + ton/ (ton+ toff) ... (3) 으로 된다. 이 전압 전달 함수는 도 2의 포워드 변환기의 전달함수와 동일하다.
전술한 바와같이, 설명을 위해 커패시터(20)를 크게 하였지만, 본 발명에 따른 커패시터(20)는 VC20이 동작 사이클동안 일정하지 않기 때문에 상대적으로 작게된다.
본 발명의 상세한 설명은 4기간 각각에서 회로 동작을 분석함으로써 가장 잘 이해할 수 있다. 도 4 및 도 4A의 파형을 참조하면, 동작은 다음과 같다. 트랜지스터(12)가 제어신호에 의해 먼저 턴온 되고 입력 전압이 인덕터(15)의 권선에 인가된다. 전류는 관련식 I = (Vin/ L15)t1에 따라 인덕터(15)에서 선형적으로 증가한다. 여기서 t1은 트랜지스터(12)의 온 타임을 나타내고, L15는 인덕터(15)의 인덕턴스이다. 다이오드(24)는 이 시간동안 역바이어스되며 에너지는 입력에서 출력으로 전달되지 않는다. 이 기간은 제 4A도에 타임주기 I 로써 도시한 동작의 제 1단계이다.
트랜지스터(12)는 제어회로에 의해 결정된 시간에서 턴오프상태이다. 인덕터(15)에 저장된 자기 에너지는 동일한 방향으로 전류의 흐름을 유지하며 트랜지스터(12)를 분로하는 커패시턴스(13)를 충전한다. 또한 전류의 일부분은 커패시터(20)를 통해 흘러서 트랜지스터(21)를 분로하는 커패시턴스(22)를 방전한다.
노드 x 에서의 전압 (VX)가 제로에 도달하는 경우 다이오드(24)가 순방향 바이어스되어 인덕터(15)의 전류의 추가부분이 다이오드(24)를 통해서 출력으로 흐르기 시작한다. 인덕터(15)에 남아 있는 나머지 전류는 노드 x 에서의 전압이 커패시터(20)양단의 전압과 동일할 때까지 계속해서 커패시터(13, 22)를 충전하며, 그 시간에 다이오드(23)가 도통되기 시작한다. 다이오드(23)가 도통되기 시작할때 트랜지스터(21)양단에 걸리는 전압이 대략 제로에 가까우므로 충전 전류가 커패시터(22)양단에 축적되지 않음을 주목해야 한다. 커패시터(20)를 충전하도록 계속해서 인덕터(15)에서 과도한 전류가 전달된다. 이기간(기간 II)동안, 트랜지스터(21)는 제어 회로에 의해 턴온된다. 이와같이, 트랜지스터(21)가 턴온될때는 여기에 걸리는 전압이 대략 제로이므로 최소의 스위칭손실이 발생한다. 이것은 도 4A에서 기간 II 로 도시한 동작의 제 2단계를 완료한다.
기간 III의 중간 지점에서, 인덕터(15)에 흐르는 전류가 인덕터(26)에 흐르는 전류와 동일할때, 커패시터(20)는 트랜지스터(21)를 통해서 부하로 방전되기 시작한다. 인덕터(26)에 흐르는 전류는 관계식 IL26= (VC20- Vout) / L2x t2에 따라 증가하는데, 여기서 t2는 트랜지스터(21)온타임을 나타낸다. 결국 인덕터(15)가 역방향으로 자화되어 인덕터의 권선에 흐르는 전류가 역방향으로 흐른다(도 4A 참조). 일정한 동작 주파수로 세트된 기간의 끝부분에서, 트랜지스터(21)는 제어회로에 의해 턴오프된다. 이것은 도 4A의 기간 III으로 도시한 동작의 제 3단계를 완료한다.
인덕터(15) 및 인덕터(16)으로부터의 전류는 노드 x 에서 결합하며 노드 x 에서의 전압이 제로와 동일할때까지 커패시터(13)를 방전하고 커패시터(22)를 충전한다. 이때 인덕터(26)에 흐르는 전류는 다이오드(24)가 역바이어스 상태이므로 다이오드(25)를 통해 분로된다. 인덕터(15)에 흐르는 나머지 전류는 다이오드(14)가 도통될때까지 계속해서 커패시터(13)를 방전한다. 이때에, 인덕터(15)에 있는 임의의 나머지 에너지가 입력으로 되돌려진다. 트랜지스터(12)양단에 걸리는 전압은 충전전류가 커패시턴스(13)양단에 축적되지 않기 때문에 대략 제로로 된다. 이것은 도 5의 기간 TV와 같이 제 4단계를 완료한다. 다시 제어회로는 제 1단계 동작을 시작하도록 트랜지스터(12)를 턴온한다. 트랜지스터(12)가 턴온될때는 단지 소수의 전압만이 트랜지스터(12)양단에 인가되므로 최소의 스위칭 손실이 발생됨을 주목해야 한다.
이어서, 2개의 스위치를 가진 직류/직류 변환기(10)는 교류스위치의 턴온에 앞서 그 스위치 양단에 걸리는 제로 전압을 발생하는 스위치 결합부의 고유 및 스트레이 커패시턴스에 대한 충전량을 변경하도록 각 스위치의 온 기간의 종단부에 충분한 유도성 에너지 저장을 제공한다. 제어 회로에 의해 제공된 턴온 펄스들간의 쇼트 데드밴드는 이러한 전이동안 시간을 고려할 수 있다. 따라서 스위치의 커패시턴스에 저장된 에너지는 스위칭 장치에서 방출되지 않고 소오스 및 부하로 되돌려진다. 이것은 특히 변환기가 고주파수로 동작할때 변환기의 효율을 크게 개선시킨다. 변환기(10)의 토플로지는 일정 주파수로 실시가능한 제로 전압 스위칭외에 조정을 위한 펄스폭 변조 및 대략 구형파의 출력 전류와 함께 다른 새로운 특징을 제공한다.
도 5에 도시한 본 발명의 제 2실시예는 인덕터(15)를 변압기(30)로 대체하여 구성되었다. 도 5의 회로는 본 발명에 따른 분리된 직류/직류 변환기이다. 이 변환기(30)의 자기 경로에서의 갭은 도 4의 인덕터(15)와 동일한 1차의 권선 저항을 설정한다.
종래의 개략적인 기호법을 사용하면, 변압기(30)는 1차코일의 한단자에서 일도트를 가지며 2차코일의 일단자에서 일도트를 갖는다. 따라서, 하나의 코일의 도트형 단자에 입력되는 전류는 제 2코일의 도트형 단자에서 양의 기준전압으로 표시된 방향에서 감지된 제 2 코일의 단자 사이에 개방회로 전압을 발생시킨다.
동작에 있어서, 분리형 변환기는 전술한 비분리형 변환기의 동작과 유사하다. 기간 III 의 동작동안, 자화전류는 암페어턴의 보존 법칙에 따라, 즉 Npx Ipo+ Nsx Iso= Npx Ip1+ Ns+ Is1에 따라 1차 권선으로부터 2차권선으로 변동되는데, 여기서 Iso및 Is1은 제로시간에 각각 변압기(30) 및 인덕터(31)의 2차 전류와 동일하고, Ipo및 Ip1은 제로시간에서 각각 변압기(30)및 트랜지스터(32)의 1차 전류와 동일하다. 도 5의 파형은 변압기(30)의 1차권선을 통해 흐르는 전류를 나타낸다.
도 5의 분리 실시예는 도 4의 비분리 회로와 유사한 방식으로 제로전압 스위칭을 할 수 있다. 트랜지스터(32)를 분로하는 고유 커패시턴스(33)는 변압기(30)의 1차권선에 저장된 에너지에 의해 방전된다. 다이오드(34)는 트랜지스터(32)가 턴온되기 전에 커패시턴스(33)에 가해진 충전량을 보호한다.
이와 유사하게, 트랜지스터(35)를 분로하는 고유 커패시턴스(34)는 제어신호가 트랜지스터(35)를 턴온 하기 전에 변압기(30)의 1차권선 및 인덕터(31)에 저장된 에너지에 의해 방전된다. 따라서, 제로 전압 스위칭이 달성되며 스위칭 손실이 최소화된다.
제로 전압스위칭의 잇점에 추가하여, 도 5의 변환기는 다른 잇점을 갖는다. 입력과 출력간에 유전 절연을 달성할 수 있다. 출력전압은 변압기의 권수비 Ns/ Np에 따라 입력 전압에 대해 변화될 수 있으며, 입력 전류는 권수비에 따라 출력 전류에 대해 변화될 수 있다. 추가로, 변압기의 누설 리액턴스를 변압기(30)의 1차 권선의 인덕턴스 및 인덕터(31)의 인덕턴스와 결합하면 루설 리액턴스로 인한 에너지 손실을 방지할 수 있다. 변압기의 권선 커패시턴스를 노드 x 에서의 고유 및 분포된 커패시턴스와 결합하면 커패시턴스를 충전하는 에너지가 방출되기보다는 네가티브로 커패시턴스를 충전하도록 포지티프로 전달하기 때문에 권선 커패시턴스로 인한 손실을 방지할 수 있다.
도 5는 이상적인 변압기에 대한 1차권선 전류의 파형을 도시하고 있다. 도 5B는 비이상적인 변압기가 사용될때의 파형에 대한 누설 인덕턴스의 영향을 나타내고 있다. 이 누설 인덕턴스는 평균 전류 비율에 대한 피크치를 유리하게 변경할 수 있기 때문에 구성부품에 대한 영향을 감소시킬 수 있다.
본 발명의 제 3실시예는 도 6에 도시한 바와같이 공통자기코어(40)상에 변압기(30) 및 인덕터(31)를 결합하여 구성한 것이다. 전압전류 및 권선의 극성은 변압기 레그 및 인덕터 레그로부터의 자속의 직류 성분이 코어의 제 3레그에 추가되고, 동시에 변압기 레그 및 인덕터 레그로부터의 자속의 교류성분이 제 3레그로부터 감산되도록 한 것이다.
본 발명의 제 2실시예와 관련하여 열거된 장점에 추가하여 여러가지 다른 장점이 이 이 실시예와 더불어 달성될 수 있다. 코어의 양은 코어물질의 공유로부터 감소되므로 총 코어손실이 부분적으로 감소된다. 추가로, 자기 코어에서의 손실을 단지 교류 지속에 기인하므로 제3레그속에서의 자속의 감소는 이부분에 있어서의 코어의 손실을 감소하여, 최종적으로 다수의 구성부품이 감소된다.
본 발명의 제4실시예는 도 7의 일체형 변압기에 도시한 바와같이 다단식 코어(40)의 제3레그에 자기저항(갭, 50)을 삽입하여 구성한 것이다. 이것은 트랜지스터(35)의 도통시간동안(기간 I)변압기의 1차권선으로부터 인덕터의 레그로 에너지가 전달되도록 하여 인덕터에 흐르는 전류의 비를 감소하여 다이오드(36)및 출력회로가 감소되어 제로가 되도록 한 것이다. 이와 유사하게, 트랜지스터(32)의 도통동안(기간, III), 그 기간동안 에너지, 즉 인덕터에 흐르는 전류 즉 다이오드(37)에 흐르는 전류가 일정하게 전달되어 변환기의 2차권선, 즉 출력회로가 덜 변하게되어 일정하게 된다. 이러한 구성의 장점은 출력에서 리플전류의 감소로 인해 출력측에 리플전류에 대한 영향력이 감소되어 결국 출력전압이 평활하게 된다.
다이오드 및 부하에 흐르는 전류는 도 7에 파형으로 나타나 있으며 도 4A의 유사한 파형과 비교될 수 있다. 기간(I)에 대한 효과는 다음의 방정식에 의해 수학적으로 구해질 수 있으며, 본 기술분야에 숙련된 자에 의해 기간(III)에 대해서도 유사하게 구할 수 있다.
도 7을 참조하면, 자기회로와 관련한 루프식은 다음과 같다.
NPIP+ NSIS=Ф1R1+ (Ф1+Ф2)R3... (1)
NLIL=Ф2Ф2+ (Ф1+Ф2)R3... (2)
여기서 식(2)를 시간에 대해 미분하면
NL =R3d Ф1/dt ＋ (R2＋R3)d Ф2/dt ... (3)
으로 쓸수 있는데 제로 리플에 대하여,
dIL/ dt = 0 로 하면
기간 I 동안은
Vin= -Ep= Npd Ф1/dt ; 및 Vout= -NLd Ф2/dt
로 된다.
따라서, (Vin/ Np)R3=(Vout/ NL)(R2+R3) ... (4)
이와 같이, 변환기가 사용될때의 전달함수는
Vout= Vin(Ns/ Np)((Ton/ ton+ toff) ... (5)
로 된다.
여기서 (5)식을 (4)식에 대입하고, 충격계수 W =ton/ (ton+ toff)라 놓고 식을 간단히 하기위해 NL=NS, 그리고 R3/ (R2+ R3) =로 하면, 결과적으로, 자기비율이 충격계수 비율과 동일할때 출력회로에서의 리플전류는 사라지게 된다. 이것이 중간지점 조건에서 발생하도록 공기갭을 선택하면 동작범위 전체에서 리플을 최소화 할 수 있다.
도 8에 도시한 바와같이 본 발명의 다중 출력 라인 실시예는 S-1 내지 S-N 의 복수의 2차 권선을 가진 변압기(80)를 구비한다. 동작동안, 출력전압 Voutn내지 Vout1은 변환기의 출력 라인에 제공된다. 이 회로의 동작은 도 5의 회로와 유사한 구성부품에는 동일한 참조 부호가 부여하였다.
도 8의 실시예에 대한 여러가지 변형 실시예가 가능하다. 예컨대, 복수의 인덕터 31-1 내지 31-N은 공통 코어상에 결합될 수 있다. 추가로, 변압기(80) 및 복수의 인덕터 31-1 내지 31-N은 공통 코어상에 일체로 구성될 수 있다. 이경우에, 공통코어는 3개의 레그를 가질 수 있는데, 각각은 자기갭을 포함한다.
추가로, 전술한 실시예 각각의 변형실시예도 가능하다. 개별 용량성 소자는 스위칭 장치 양단에 걸리는 전압의 변화율을 감소하도록 스위칭 트랜지스터(즉, 트랜지스터(33, 34)각각의 양단에 병렬로 접속될 수 있다. 또한, 개별 인덕턴스는 본 발명의 분리실시예중 각각과 결합될 수 있는 변압기의 1차 또는 2차권선과 직렬로 접속될 수 있다.
이제까지 기술한 실시예는 예시를 목적으로 한 것이므로 제한 되어서는 안된다. 본 발명은 본 발명의 영역을 벗어남이 없이 기술분야에 통상의 지식을 가진자에 의해 변형실시 될 수 있다.

Claims (20)

1차 및 2차 권선을 가진 변압기와; 고유 커패시턴스를 포함하고 전원으로부터 상기 변압기의 1차 권선에 전력을 선택적으로 결합하기 위한 제 1 스위칭 수단과; 상기 변압기의 1차 권선에 접속되는 제 1 플레이트와, 제 2 플레이트를 갖는 제 1 용량성 소자와; 고유 커패시턴스를 포함하고 상기 변압기의 1차 권선의 양단에 상기 제 1용량성 소자와 직렬로 제 1 용량성 소자의 제 2 플레이트에 접속된 제 2 스위칭 수단과 상기 변압기의 제 1 의 2차 권선의 제 1 단자에 접속된 제 1 단자와, 제 2 단자를 갖는 제 1 다이오드와; 상기 변압기의 제 1 의 2차 권선의 제 2 단자에 접속된 제 1 단자와, 상기 제 1 다이오드의 제 2 단자에 접속된 제 2 단자를 갖는 제 2 다이오드와; 상기 제 2 다이오드에 접속된 제 1 단자와, 제 2 단자를 갖는 인덕터를 구비하는데, 상기 변압기의 1차 권선에 저장된 에너지는 상기 제 1 스위칭 수단을 턴온하기에 앞서 상기 제 1 스위칭 수단의 고유 커패시턴스를 방전하고, 상기 제 2 스위칭 수단을 턴온하기에 앞서 상기 제 2 스위칭 수단의 고유 커패시턴스를 방전하는 것을 특징으로 하는 직류/직류 스위칭 변환기 회로
제 1항에 있어서, 상기 제 1 스위칭 수단의 양단에 병렬로 접속된 제 3 다이오드와; 상기 제 2 스위칭 수단의 양단에 병렬로 접속된 제 4 다이오드를 추가로 구비하는 것을 특징으로 하는 직류/직류 스위칭 변환기 회로.
제 1항에 있어서, 상기 제 1 및 제 2 다이오드의 제 2 단자에 접속된 제 1 플레이트와, 상기 인덕터의 제 2 단자에 접속된 제 2 플레이트를 가진 제 2 용량성 소자를 추가로 구비하는 것을 특징으로 하는 직류/직류 스위칭 변환기 회로.
제 1 항에 있어서, 상기 변압기 및 상기 인덕터는 공통 자기 코어상에 일체로 형성되는 것을 특징으로 하는 직류/직류 스위칭 변환기 회로.
제 4항에 있어서, 자기 저항은 상기 공통 자기 코어의 제 3 레그에서 발생되는 것을 특징으로하는 직류/직류 스위칭 변환기 회로.
제 4항에 있어서, 상기 공통 자기 코어는 자기 갭을 각각 갖는 3개의 레그를 구비하는 것을 특징으로 하는 직류/직류 스위칭 변환기 회로.
제 2항에 있어서, 상기 제 1 스위칭 수단은 MOSFET 전력 트랜지스터이며, 상기 제 2 스위칭 수단은 MOSFET 전력 트랜지스터이고, 상기 제 3 및 제 4 다이오드는 본체 다이오드인 것을 특징으로 하는 직류/직류 스위칭 변환기 회로.
제 1항에 있어서, 상기 제 1 다이오드는 상기 제 1 스위칭 수단이 개방되는 기간동안 도통되는 것을 특징으로 하는 직류/직류 스위칭 변환기 회로.
제 1항에 있어서, 상기 변압기의 1차 권선의 도트형 단자는 상기 제 1 스위칭 수단에 접속되며, 상기 변압기의 2차 권선의 비도트형 단자는 상기 제 1 다이오드에 접속되는 것을 특징으로 하는 직류/직류 스위칭 변환기 회로.
제 1항에 있어서, 상기 변압기는 복수의 2차 권선을 구비하고, 복수의 출력 라인은 ㅕ상기 변환기로부터 제공되는 것을 특징으로 하는 직류/직류 스위칭 변환기 회로.
제 10항에 있어서, 상기 복수의 2차 권선중 분리된 하나의 권선에 각각 접속되는 복수의 다이오드쌍을 추가로 구비하는 것을 특징으로 하는 직류/직류 스위칭 변환기 회로.
제 11항에 있어서, 상기 다이오드쌍중 분리된 하나의 다이오드쌍에 각각 접속되는 복수의 인덕터를 추가로 구비하는 것을 특징으로 하는 직류/직류 스위칭 변환기 회로.
제 12항에 있어서, 상기 복수의 인덕터는 공통 코어상에 결합되는 것을 특징으로 하는 직류/직류 스위칭 변환기 회로.
제 12항에 있어서, 상기 변압기 및 상기 복수의 인덕터는 공통 코어상에 일체로 결합되는 것을 특징으로 하는 직류/직류 스위칭 변환기 회로.
제 14항에 있어서, 상기 공통 코어는 자기 갭을 각각 갖는 3개의 레그를 구비하는 것을 특징으로 하는 직류/직류 스위칭 변환기 회로.
제 1항에 있어서, 개별 용량성 소자는 상기 제 1 스위칭 수단의 양단에 병렬로 접속되는 것을 특징으로 하는 직류/직류 스위칭 변환기 회로.
제 1항에 있어서, 상기 개별 용량성 소자는 상기 제 2 스위칭 수단의 양단에 병렬로 접속되는 것을 특징으로 하는 직류/직류 스위칭 변환기 회로.
제 1항에 있어서, 상기 변압기의 1차 권선과 직렬로 접속된 개별 인덕턴스를 추가로 구비하는 것을 특징으로 하는 직류/직류 스위칭 변환기 회로.
제 1항에 있어서, 상기 변압기의 제 1의 2차 권선과 직렬로 접속된 개별 인덕턴스를 추가로 구비하는 것을 특징으로 하는 직류/직류 스위칭 변환기 회로.
1차 및 2차 권선을 가진 변압기와; 고유 커패시턴스를 포함하고 전원으로부터 상기 변압기의 1차 권선에 전력을 선택적으로 결합하기 위한 제 1 스위칭 수단과; 제1 용량성 소자와; 고유 커패시턴스를 포함하고 상기 제 1 용량성 소자와 직렬로 접속된 제 2 스위칭 수단을 구비하는데, 상기 제 1 용량성 소자와 상기 제 2 스위칭 수단의 직렬 접속은 상기 1차 권선에 결합되는 제 1 노드와 상기 전원에 결합되는 제 2 노드 사이에 결합되며; 상기 2차 권선에 결합되고, 상기 2차 권선으로부터 발생되는 신호를 수신하여 출력 단자에서 전압을 발생시키는 정류기 및 필터 수단을 구비하는데, 상기 변압기의 1차 권선에 저장된 상기 제 1 스위칭 수단을 턴온하기에 앞서 상기 제 1 스위칭 수단의 고유 커패시턴스를 방전하고, 상기 제 2 스위칭 수단을 턴온하기에 앞서 상기 제 2 스위칭 수단의 고유 커패시턴스를 방전하는 것을 특징으로 하는 직류/직류 스위칭 변환기 회로.
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