JPH07163139A - 高効率スイッチング方式レギュレータ - Google Patents
高効率スイッチング方式レギュレータInfo
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- JPH07163139A JPH07163139A JP6248208A JP24820894A JPH07163139A JP H07163139 A JPH07163139 A JP H07163139A JP 6248208 A JP6248208 A JP 6248208A JP 24820894 A JP24820894 A JP 24820894A JP H07163139 A JPH07163139 A JP H07163139A
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
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- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
- G05F1/613—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in parallel with the load as final control devices
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 スイッチング素子の損失が最小となる高効率
なスイッチング方式レギュレータを提供する。 【構成】 スイッチング方式昇圧レギュレータは、該レ
ギュレータをゼロ電圧遷移モードで動作させるように接
続された補助スイッチ及びインダクタを有する補助回路
網を含み、ゼロ電圧遷移動作専用の補助回路網における
損失を制限することにより実質的な効率改善を達成す
る。補助回路網に含まれる損失減少回路網は、補助回路
網の構成要素のターンオン及び導通損失を制限してリン
ギングを抑圧するように協動的に動作する。
なスイッチング方式レギュレータを提供する。 【構成】 スイッチング方式昇圧レギュレータは、該レ
ギュレータをゼロ電圧遷移モードで動作させるように接
続された補助スイッチ及びインダクタを有する補助回路
網を含み、ゼロ電圧遷移動作専用の補助回路網における
損失を制限することにより実質的な効率改善を達成す
る。補助回路網に含まれる損失減少回路網は、補助回路
網の構成要素のターンオン及び導通損失を制限してリン
ギングを抑圧するように協動的に動作する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、スイッチング方式レギ
ュレータに関し、特に、スイッチング素子の損失が最小
になる高効率スイッチング方式レギュレータに関する。
ュレータに関し、特に、スイッチング素子の損失が最小
になる高効率スイッチング方式レギュレータに関する。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】スイッ
チング方式レギュレータは、低損失電源として広範囲の
用途がある。１つの特定の用途は、パルス幅変調技術に
より、入力ＡＣ電力線供給の力率を高めるように制御さ
れる電源電源整流器のフロントエンドにある。レギュレ
ータは、電源処理系統全体が高効率になるように高効率
のものが選択される。したがって、スイッチング方式レ
ギュレータは、制御された波形と注意深いタイミングを
用いて、種々の非直線スイッチング素子のスイッチング
遷移における損失をできるだけ少なくするように設計さ
れる。これらのレギュレータは、ほぼゼロまたはゼロ電
圧スイッチングを増強する回路位相で具体化される。ゼ
ロ電圧スイッチングでは、能動パワースイッチの導通状
態の導通遷移は、パワースイッチの電圧が実質的にゼロ
レベルにある時に生じる。装置の中には、回路の他のス
イッチング素子をゼロまたはほぼゼロ電圧でスイッチン
グするように制御できるものがある。
チング方式レギュレータは、低損失電源として広範囲の
用途がある。１つの特定の用途は、パルス幅変調技術に
より、入力ＡＣ電力線供給の力率を高めるように制御さ
れる電源電源整流器のフロントエンドにある。レギュレ
ータは、電源処理系統全体が高効率になるように高効率
のものが選択される。したがって、スイッチング方式レ
ギュレータは、制御された波形と注意深いタイミングを
用いて、種々の非直線スイッチング素子のスイッチング
遷移における損失をできるだけ少なくするように設計さ
れる。これらのレギュレータは、ほぼゼロまたはゼロ電
圧スイッチングを増強する回路位相で具体化される。ゼ
ロ電圧スイッチングでは、能動パワースイッチの導通状
態の導通遷移は、パワースイッチの電圧が実質的にゼロ
レベルにある時に生じる。装置の中には、回路の他のス
イッチング素子をゼロまたはほぼゼロ電圧でスイッチン
グするように制御できるものがある。
【０００３】このような回路の特定の例は、ゼロまたは
ほぼゼロ電圧スイッチングを達成するように設計された
昇圧レギュレータである。このような回路は、少なくと
も能動パワースイッチの低損失または無損失スイッチン
グ基準を実際に達成することができるが、ほぼゼロまた
はゼロ電圧スイッチングを達成するために追加される回
路網そのものは、ゼロ電圧スイッチングの効率利得を減
少させる他の過渡現象を引き起こし、さらに、電源レギ
ュレータの他の回路構成要素に好ましくないストレスを
誘発する。
ほぼゼロ電圧スイッチングを達成するように設計された
昇圧レギュレータである。このような回路は、少なくと
も能動パワースイッチの低損失または無損失スイッチン
グ基準を実際に達成することができるが、ほぼゼロまた
はゼロ電圧スイッチングを達成するために追加される回
路網そのものは、ゼロ電圧スイッチングの効率利得を減
少させる他の過渡現象を引き起こし、さらに、電源レギ
ュレータの他の回路構成要素に好ましくないストレスを
誘発する。
【０００４】
【課題を解決するための手段】スイッチング方式昇圧レ
ギュレータは、ゼロまたはほぼゼロ電圧スイッチング方
式（ここでは以下ＺＶＳという）でレギュレータを動作
させるように接続された補助スイッチ及びインダクタを
含み、ＺＶＳ動作を得るために専用とされる補助回路網
の損失を制限することによって実質的な効率改善を達成
する。補助回路網に含まれる損失減少回路網は、補助回
路網の構成要素のターンオン及び導通損失を制限してリ
ンギングを抑圧するように協動的に動作する。
ギュレータは、ゼロまたはほぼゼロ電圧スイッチング方
式（ここでは以下ＺＶＳという）でレギュレータを動作
させるように接続された補助スイッチ及びインダクタを
含み、ＺＶＳ動作を得るために専用とされる補助回路網
の損失を制限することによって実質的な効率改善を達成
する。補助回路網に含まれる損失減少回路網は、補助回
路網の構成要素のターンオン及び導通損失を制限してリ
ンギングを抑圧するように協動的に動作する。
【０００５】損失減少回路網は、クランプ及び整流に用
いられる補助回路の受動スイッチング素子の導通及びス
イッチング損失を制限するための回路網を含む。補助ス
イッチのリンギング及びピーク逆電圧を制限するための
回路網は、クランプ回路の過渡エネルギーの吸収用回路
網と、補助回路に含まれる磁気蓄積素子に蓄積されたエ
ネルギーを消すための回路網を含む。
いられる補助回路の受動スイッチング素子の導通及びス
イッチング損失を制限するための回路網を含む。補助ス
イッチのリンギング及びピーク逆電圧を制限するための
回路網は、クランプ回路の過渡エネルギーの吸収用回路
網と、補助回路に含まれる磁気蓄積素子に蓄積されたエ
ネルギーを消すための回路網を含む。
【０００６】
【実施例】図１に示される典型的な先行技術の昇圧スイ
ッチング方式電圧レギュレータは、インダクタＬ1 に接
続された入力端子から供給される入力ＤＣ電圧例えばＶ
gを、出力端子Ｖout のより高いＤＣ電圧レベルのＤＣ
出力電圧に変換するように動作する。この電圧レベル変
換は、パワースイッチＱ1 を周期的に導通状態にバイア
スしてインダクタＬ１に電流が流れるようにすることに
よって達成される。パワースイッチＱ1 は、各々の周期
的な導通間隔に続いて非導通に周期的にバイアスされ、
インダクタＬ1 の慣性電流特性はこの時点で整流ダイオ
ードＤ1 を導通にバイアスし、インダクタＬ1 に蓄積さ
れたエネルギーを入力ＤＣ電圧Ｖg の電圧レベルより高
いＤＣ電圧レベルで出力端子に結合する。図１に示され
る形態の昇圧レギュレータでは、パワースイッチＱ1 及
び整流ダイオードＤ1 にかなりのスイッチング損失があ
る。多くの用途において、この効率の減少は受け入れら
れない。
ッチング方式電圧レギュレータは、インダクタＬ1 に接
続された入力端子から供給される入力ＤＣ電圧例えばＶ
gを、出力端子Ｖout のより高いＤＣ電圧レベルのＤＣ
出力電圧に変換するように動作する。この電圧レベル変
換は、パワースイッチＱ1 を周期的に導通状態にバイア
スしてインダクタＬ１に電流が流れるようにすることに
よって達成される。パワースイッチＱ1 は、各々の周期
的な導通間隔に続いて非導通に周期的にバイアスされ、
インダクタＬ1 の慣性電流特性はこの時点で整流ダイオ
ードＤ1 を導通にバイアスし、インダクタＬ1 に蓄積さ
れたエネルギーを入力ＤＣ電圧Ｖg の電圧レベルより高
いＤＣ電圧レベルで出力端子に結合する。図１に示され
る形態の昇圧レギュレータでは、パワースイッチＱ1 及
び整流ダイオードＤ1 にかなりのスイッチング損失があ
る。多くの用途において、この効率の減少は受け入れら
れない。
【０００７】昇圧型スイッチング方式電圧レギュレータ
はＺＶＳスイッチング技術を用いるように設計すること
ができる。これは、スイッチング素子電圧が本質的にゼ
ロの値に保持される遷移期間の間にそれぞれの導通状態
が変化するように受動及び能動スイッチング素子の両方
を動作させることによって、効率をかなり増加させる。
はＺＶＳスイッチング技術を用いるように設計すること
ができる。これは、スイッチング素子電圧が本質的にゼ
ロの値に保持される遷移期間の間にそれぞれの導通状態
が変化するように受動及び能動スイッチング素子の両方
を動作させることによって、効率をかなり増加させる。
【０００８】図２に示される昇圧レギュレータでは、Ｆ
ＥＴ補助スイッチＱ2 及びインダクタＬ2 を含む補助回
路網が、パワースイッチＱ1 のＺＶＳスイッチングを可
能にするように動作すると共に、さらに整流ダイオード
Ｄ1 のスイッチングに関連したエネルギーを吸収するよ
うに動作する。ダイオードＤ1 のスイッチングで生じ、
前記回路網で吸収されるダイオードエネルギーは、導通
から遮断モードへのダイオード遷移時の逆回復の間に発
生する電流に関連したエネルギーである。パワースイッ
チＱ1 は、ゼロでない電圧／電流消失に起因しかつその
固有容量ＣQ1で蓄積される電荷に部分的に起因するエネ
ルギー損失を有する。このＺＶＳネットワーク回路網を
利用すると、典型的に、一次電源系列で生じるこれらの
損失は約半分に減少する。
ＥＴ補助スイッチＱ2 及びインダクタＬ2 を含む補助回
路網が、パワースイッチＱ1 のＺＶＳスイッチングを可
能にするように動作すると共に、さらに整流ダイオード
Ｄ1 のスイッチングに関連したエネルギーを吸収するよ
うに動作する。ダイオードＤ1 のスイッチングで生じ、
前記回路網で吸収されるダイオードエネルギーは、導通
から遮断モードへのダイオード遷移時の逆回復の間に発
生する電流に関連したエネルギーである。パワースイッ
チＱ1 は、ゼロでない電圧／電流消失に起因しかつその
固有容量ＣQ1で蓄積される電荷に部分的に起因するエネ
ルギー損失を有する。このＺＶＳネットワーク回路網を
利用すると、典型的に、一次電源系列で生じるこれらの
損失は約半分に減少する。
【０００９】ＺＶＳレギュレータの補助回路網は、補助
スイッチＱ2 及びインダクタＬ2 からなり、それ自身を
代表として、かなりのターンオン及び導通損失を被る。
この損失は、主要電源系列回路網で得られるエネルギー
蓄積を減じる。スイッチング遷移で生じる補助スイッチ
Ｑ2 の電圧のリンギングによる更なる損失が補助回路網
に生じる。このリンギングは回路全体のＥＭＩ性能に悪
影響を与える。
スイッチＱ2 及びインダクタＬ2 からなり、それ自身を
代表として、かなりのターンオン及び導通損失を被る。
この損失は、主要電源系列回路網で得られるエネルギー
蓄積を減じる。スイッチング遷移で生じる補助スイッチ
Ｑ2 の電圧のリンギングによる更なる損失が補助回路網
に生じる。このリンギングは回路全体のＥＭＩ性能に悪
影響を与える。
【００１０】ＺＶＳ回路網の効率を改善するための補助
回路網の変形は、誘導結合されかつ電気的に直列接続さ
れた２つの巻線ＴW1及びＴW2を有するインダクタＴ1 の
追加を含む。巻線ＴW1は、補助スイッチＱ2 に電気的に
直列接続され、補助スイッチＱ2 で切り換えられる電流
レベルをかなり減少させる。第２の巻線ＴW2はクランプ
ダイオードＤ2 で出力Ｖout に接続される。このダイオ
ードＤ2 の逆回復は、レギュレータにかなりのスイッチ
ング及び導通損失の増加を引き起こす。
回路網の変形は、誘導結合されかつ電気的に直列接続さ
れた２つの巻線ＴW1及びＴW2を有するインダクタＴ1 の
追加を含む。巻線ＴW1は、補助スイッチＱ2 に電気的に
直列接続され、補助スイッチＱ2 で切り換えられる電流
レベルをかなり減少させる。第２の巻線ＴW2はクランプ
ダイオードＤ2 で出力Ｖout に接続される。このダイオ
ードＤ2 の逆回復は、レギュレータにかなりのスイッチ
ング及び導通損失の増加を引き起こす。
【００１１】他の損失減少回路網が補助回路網に追加さ
れ、補助回路網を流れる電流をレギュレータの出力電流
より相当小さいレベルに減らしてレギュレータのダイオ
ードの逆回復損失をなくすかまたは少なくともかなり減
少させることによって、レギュレータの全効率を増加さ
せる。また、追加の回路網が補助回路網に含められ、補
助回路網構成要素のスイッチング作用で生じる損失を吸
収してリンギングを減少させる。
れ、補助回路網を流れる電流をレギュレータの出力電流
より相当小さいレベルに減らしてレギュレータのダイオ
ードの逆回復損失をなくすかまたは少なくともかなり減
少させることによって、レギュレータの全効率を増加さ
せる。また、追加の回路網が補助回路網に含められ、補
助回路網構成要素のスイッチング作用で生じる損失を吸
収してリンギングを減少させる。
【００１２】図２のレギュレータの基本動作において、
電流は、初めに、能動スイッチＱ1またはＱ2 のどちら
かが導通にバイアスされる前は、電圧源Ｖg からインダ
クタＬ1 及びダイオードＤ1 を介して出力端子Ｖout に
流れている。各動作サイクルにおいて最初にターンオン
となるスイッチは補助スイッチＱ2 である。スイッチＱ
2 は、パワースイッチＱ1 のターンオンの直前に、図３
の波形ＶGS2 のパルスによりタイミング記号Ｔ0 で導通
にバイアスされる。補助スイッチＱ2 の導通間隔は、ス
イッチＱ2 の導通間隔を決定する駆動パルス電圧ＶGS2
の持続期間と一致する。パワースイッチＱ1 を駆動する
電圧パルスは、図３の波形ＶGS1 で示されるように、Ｔ
1 からＴ3 まで伸びる持続期間を有する。補助スイッチ
Ｑ2 の対応する導通持続期間は、図示のように、パワー
スイッチＱ1 のターンオン遷移間隔を十分にカバーする
ように時間を合わせる。
電流は、初めに、能動スイッチＱ1またはＱ2 のどちら
かが導通にバイアスされる前は、電圧源Ｖg からインダ
クタＬ1 及びダイオードＤ1 を介して出力端子Ｖout に
流れている。各動作サイクルにおいて最初にターンオン
となるスイッチは補助スイッチＱ2 である。スイッチＱ
2 は、パワースイッチＱ1 のターンオンの直前に、図３
の波形ＶGS2 のパルスによりタイミング記号Ｔ0 で導通
にバイアスされる。補助スイッチＱ2 の導通間隔は、ス
イッチＱ2 の導通間隔を決定する駆動パルス電圧ＶGS2
の持続期間と一致する。パワースイッチＱ1 を駆動する
電圧パルスは、図３の波形ＶGS1 で示されるように、Ｔ
1 からＴ3 まで伸びる持続期間を有する。補助スイッチ
Ｑ2 の対応する導通持続期間は、図示のように、パワー
スイッチＱ1 のターンオン遷移間隔を十分にカバーする
ように時間を合わせる。
【００１３】補助スイッチＱ2 の導通は、第１の電流を
インダクタＬ2 に立ち上がらせる。この第１の電流は図
３のタイミング記号Ｔ0 に示される波形ＩLRで示され
る。磁気素子Ｔ1 の誘導結合された巻線ＴW1及びＴ
W2は、順バイアスされたダイオードＤ2 に流れる第１の
電流に比例する第２の電流を引き起こす。（図３の波形
ＩLR及びＩTS2 で示される）第１及び第２の電流の和が
入力電流に等しいかまたは以上の場合、ノードＮ1 の電
圧はゼロに低下する。これは、パワースイッチＱ1 の固
有静電容量ＣR の全放電を可能にする。ダイオードＤ1
は逆バイアスされ、ダイオードＤ1 の逆回復エネルギー
はインダクタＬ2 で吸収される。ノードＮ1 の電圧が本
質的にゼロになっているため、パワースイッチＱ1 はス
イッチング損失なしに導通にバイアスされる。その後、
補助スイッチＱ2 は、パワースイッチＱ1 が導通になっ
たすぐ後に、タイミング記号Ｔ3 において非導通にバイ
アスされる。補助スイッチＱ2 が非導通になるため、イ
ンダクタＬ2 に蓄積されたエネルギーは出力端子Ｖout
に戻る。出力端子Ｖout へのその導通路は、ダイオード
Ｄ3 を流れる電流と、巻線ＴW1で与えられる誘導結合に
よりダイオードＤ2 を流れる電流も含む。その後のタイ
ミング記号Ｔ5 におけるパワースイッチＱ1 の非導通の
バイアスは、出力の電圧を調整するレギュレーション制
御回路網に応じる。
インダクタＬ2 に立ち上がらせる。この第１の電流は図
３のタイミング記号Ｔ0 に示される波形ＩLRで示され
る。磁気素子Ｔ1 の誘導結合された巻線ＴW1及びＴ
W2は、順バイアスされたダイオードＤ2 に流れる第１の
電流に比例する第２の電流を引き起こす。（図３の波形
ＩLR及びＩTS2 で示される）第１及び第２の電流の和が
入力電流に等しいかまたは以上の場合、ノードＮ1 の電
圧はゼロに低下する。これは、パワースイッチＱ1 の固
有静電容量ＣR の全放電を可能にする。ダイオードＤ1
は逆バイアスされ、ダイオードＤ1 の逆回復エネルギー
はインダクタＬ2 で吸収される。ノードＮ1 の電圧が本
質的にゼロになっているため、パワースイッチＱ1 はス
イッチング損失なしに導通にバイアスされる。その後、
補助スイッチＱ2 は、パワースイッチＱ1 が導通になっ
たすぐ後に、タイミング記号Ｔ3 において非導通にバイ
アスされる。補助スイッチＱ2 が非導通になるため、イ
ンダクタＬ2 に蓄積されたエネルギーは出力端子Ｖout
に戻る。出力端子Ｖout へのその導通路は、ダイオード
Ｄ3 を流れる電流と、巻線ＴW1で与えられる誘導結合に
よりダイオードＤ2 を流れる電流も含む。その後のタイ
ミング記号Ｔ5 におけるパワースイッチＱ1 の非導通の
バイアスは、出力の電圧を調整するレギュレーション制
御回路網に応じる。
【００１４】補助スイッチＱ2 の両端の電圧はそのピー
ク電圧定格に制限しなければならない。この電圧のクラ
ンプは補助スイッチのドレインを出力Ｖout に接続する
ダイオードＤ3 で与えられる。したがって、補助スイッ
チＱ2 の電圧は出力電圧にクランプされる。ダイオード
Ｄ3 を流れる電流は、このダイオードＤ3 の逆回復損失
が効率を減少させないように、補助スイッチＱ2 が非導
通にバイアスされる時には実質的にゼロに減らさなけれ
ばならない。ダイオードＤ3 と直列接続された抵抗器Ｒ
1 はこの逆回復損失を吸収する。ダイオードＤ3 と直列
接続された抵抗器Ｒ1 の値は、理想的には、Ｌ2 ／Ｃの
平方根の１／２におおよそ等しい値の抵抗からなる。こ
こで、Ｃは補助スイッチＱ2 のドレイン及びソース端子
間に生じる全容量である。抵抗器Ｒ1 の実際の値は１０
０オームのオーダーからなる。
ク電圧定格に制限しなければならない。この電圧のクラ
ンプは補助スイッチのドレインを出力Ｖout に接続する
ダイオードＤ3 で与えられる。したがって、補助スイッ
チＱ2 の電圧は出力電圧にクランプされる。ダイオード
Ｄ3 を流れる電流は、このダイオードＤ3 の逆回復損失
が効率を減少させないように、補助スイッチＱ2 が非導
通にバイアスされる時には実質的にゼロに減らさなけれ
ばならない。ダイオードＤ3 と直列接続された抵抗器Ｒ
1 はこの逆回復損失を吸収する。ダイオードＤ3 と直列
接続された抵抗器Ｒ1 の値は、理想的には、Ｌ2 ／Ｃの
平方根の１／２におおよそ等しい値の抵抗からなる。こ
こで、Ｃは補助スイッチＱ2 のドレイン及びソース端子
間に生じる全容量である。抵抗器Ｒ1 の実際の値は１０
０オームのオーダーからなる。
【００１５】磁気素子Ｔ1 の磁化インダクタンスのリセ
ットはダイオードＤ2 に電圧ストレスを与える。リセッ
トエネルギーは、磁化インダクタンスのエネルギーを消
費する抵抗器Ｒ2 及びダイオードＤ4 からなる消費回路
網で制御される。このエネルギーは、図３のタイミング
記号Ｔ3 とＴ7 の間に示される電流波形ＩTS2 で示され
る。抵抗器Ｒ2 の実際の値は数キロオームのオーダーか
らなる。
ットはダイオードＤ2 に電圧ストレスを与える。リセッ
トエネルギーは、磁化インダクタンスのエネルギーを消
費する抵抗器Ｒ2 及びダイオードＤ4 からなる消費回路
網で制御される。このエネルギーは、図３のタイミング
記号Ｔ3 とＴ7 の間に示される電流波形ＩTS2 で示され
る。抵抗器Ｒ2 の実際の値は数キロオームのオーダーか
らなる。
【００１６】ダイオードＤ3 の逆回復と関連したエネル
ギーは、補助スイッチＱ2 がターンオンした時、抵抗器
Ｒ3 と並列接続されたダイオードＤ5 を含む補助回路網
で吸収される。この補助回路網は、ダイオードＤ3 の逆
回復エネルギーを吸収し、さらに、補助スイッチＱ2 の
次のターンオフに回すＺＶＳ回路網の傾向をなくする。
抵抗器Ｒ3 の実際の値は数百オームのオーダーからな
る。
ギーは、補助スイッチＱ2 がターンオンした時、抵抗器
Ｒ3 と並列接続されたダイオードＤ5 を含む補助回路網
で吸収される。この補助回路網は、ダイオードＤ3 の逆
回復エネルギーを吸収し、さらに、補助スイッチＱ2 の
次のターンオフに回すＺＶＳ回路網の傾向をなくする。
抵抗器Ｒ3 の実際の値は数百オームのオーダーからな
る。
【００１７】この回路の動作は、図２と関連した図３の
波形の検討と組み合わせて７つの異なる動作モードのシ
ーケンスとしてその動作を考えることにより容易に理解
することができる。波形は全て、共通のタイミング記号
Ｔx に合わせられる。ここで、ｘは０乃至８を指す。図
２の各波形は、電圧についてはＶ、電流についてはＩと
して示され、Ｉ及びＶは、その特定の波形特性を有する
構成要素を識別する下付き文字を伴う。波形ＶGS1 及び
ＶGS2 は、それぞれパワースイッチＱ1 及び補助スイッ
チＱ2 に印加される電圧パルスを表わす。ＩLR，ＩTS1
及びＩTS2 は、それぞれインダクタＬ2 、巻線ＴW1及び
巻線ＴW2を流れる電流の電流波形である。電圧波形Ｖ
DS1 はパワースイッチＱ1 のドレイン−ソース電極間電
圧である。電圧波形ＶD2は補助スイッチＱ2 のドレイン
−ソース電極間電圧である。電圧波形ＶD2はダイオード
Ｄ2 の両端電圧になる。電圧波形ＶT は巻線ＴW1の両端
に生じる電圧である。ダイオードＤ3 を流れる電流は波
形ＩD3で示される。これらの波形は、以下の説明に関し
て採用される時、当業者に図２の回路動作を理解させる
ことができる。
波形の検討と組み合わせて７つの異なる動作モードのシ
ーケンスとしてその動作を考えることにより容易に理解
することができる。波形は全て、共通のタイミング記号
Ｔx に合わせられる。ここで、ｘは０乃至８を指す。図
２の各波形は、電圧についてはＶ、電流についてはＩと
して示され、Ｉ及びＶは、その特定の波形特性を有する
構成要素を識別する下付き文字を伴う。波形ＶGS1 及び
ＶGS2 は、それぞれパワースイッチＱ1 及び補助スイッ
チＱ2 に印加される電圧パルスを表わす。ＩLR，ＩTS1
及びＩTS2 は、それぞれインダクタＬ2 、巻線ＴW1及び
巻線ＴW2を流れる電流の電流波形である。電圧波形Ｖ
DS1 はパワースイッチＱ1 のドレイン−ソース電極間電
圧である。電圧波形ＶD2は補助スイッチＱ2 のドレイン
−ソース電極間電圧である。電圧波形ＶD2はダイオード
Ｄ2 の両端電圧になる。電圧波形ＶT は巻線ＴW1の両端
に生じる電圧である。ダイオードＤ3 を流れる電流は波
形ＩD3で示される。これらの波形は、以下の説明に関し
て採用される時、当業者に図２の回路動作を理解させる
ことができる。
【００１８】タイミング記号Ｔ0 の前の初期の動作状態
において、パワースイッチＱ1 及び補助スイッチＱ2 は
共に非導通になっている。回路に蓄積されたエネルギー
によって供給される電力はダイオードＤ1 を介して出力
に伝送されている。
において、パワースイッチＱ1 及び補助スイッチＱ2 は
共に非導通になっている。回路に蓄積されたエネルギー
によって供給される電力はダイオードＤ1 を介して出力
に伝送されている。
【００１９】初期動作段階はタイミング記号Ｔ0 及びＴ
1 間の間隔を包含する。補助スイッチＱ2 はタイミング
記号Ｔ0 でターンオンし、それに応じてインダクタＬ2
を流れる電流ＩL2は直線的に増加し始める。出力電流Ｉ
D1は出力ダイオードＤ1 に流れ続け、誘導素子Ｔ1 の結
合巻線の両端の電圧をゼロ電圧にクランプするように動
作する。波形ＩL2で示されるインダクタＬ2 を流れる電
流は、直線的に増加し続ける。これと同じ電流が磁気素
子Ｔ1 の結合巻線ＴW1にも生じる。この増加率は磁気素
子Ｔ1 の結合巻線の巻線比Ｎ：１に比例する。ダイオー
ドＤ1 を流れる電流は、磁気素子Ｔ1 の結合巻線を流れ
る電流の和が増加するのと同じ率で減少する。タイミン
グ記号Ｔ1 において、磁気素子Ｔ1 の巻線を流れる電流
の和は、インダクタＬ1 を流れる入力電流と同じ量にな
る。したがって、ダイオードＤ1はソフトに（すなわち
ゆるい逆回復特性で）ターンオフする。
1 間の間隔を包含する。補助スイッチＱ2 はタイミング
記号Ｔ0 でターンオンし、それに応じてインダクタＬ2
を流れる電流ＩL2は直線的に増加し始める。出力電流Ｉ
D1は出力ダイオードＤ1 に流れ続け、誘導素子Ｔ1 の結
合巻線の両端の電圧をゼロ電圧にクランプするように動
作する。波形ＩL2で示されるインダクタＬ2 を流れる電
流は、直線的に増加し続ける。これと同じ電流が磁気素
子Ｔ1 の結合巻線ＴW1にも生じる。この増加率は磁気素
子Ｔ1 の結合巻線の巻線比Ｎ：１に比例する。ダイオー
ドＤ1 を流れる電流は、磁気素子Ｔ1 の結合巻線を流れ
る電流の和が増加するのと同じ率で減少する。タイミン
グ記号Ｔ1 において、磁気素子Ｔ1 の巻線を流れる電流
の和は、インダクタＬ1 を流れる入力電流と同じ量にな
る。したがって、ダイオードＤ1はソフトに（すなわち
ゆるい逆回復特性で）ターンオフする。
【００２０】タイミング記号Ｔ1 とＴ2 の間の間隔から
なる次の動作段階において、ダイオードＤ1 はタイミン
グ記号Ｔ1 で逆バイアスされる。磁気素子Ｔ1 の巻線を
流れる電流の和は増加し続けて、パワースイッチＱ1 に
並列状態にありかつ固有容量または外部容量または両方
の組み合わせからなるコンデンサＣQ1から共振的に電荷
を除去せしめる。このコンデンサに蓄積されたエネルギ
ーは結局出力に伝送される。ダイオードＤ1 が非導通に
なると、磁気素子Ｔ1 の巻線の両端に電圧が発生する。
コンデンサＣQ1が完全に放電すると、パワースイッチＱ
1 はゼロ電圧遷移で非導通から導通状態にターンオンす
る。
なる次の動作段階において、ダイオードＤ1 はタイミン
グ記号Ｔ1 で逆バイアスされる。磁気素子Ｔ1 の巻線を
流れる電流の和は増加し続けて、パワースイッチＱ1 に
並列状態にありかつ固有容量または外部容量または両方
の組み合わせからなるコンデンサＣQ1から共振的に電荷
を除去せしめる。このコンデンサに蓄積されたエネルギ
ーは結局出力に伝送される。ダイオードＤ1 が非導通に
なると、磁気素子Ｔ1 の巻線の両端に電圧が発生する。
コンデンサＣQ1が完全に放電すると、パワースイッチＱ
1 はゼロ電圧遷移で非導通から導通状態にターンオンす
る。
【００２１】タイミング記号Ｔ2 からタイミング記号Ｔ
3 までの間隔の次の動作段階の初めに、パワースイッチ
Ｑ1 は導通状態になっている。それを反映した出力電圧
が磁気素子Ｔ1 の巻線Ｔ1 の両端に生じる。この電圧
は、電流が直線的に減少しているインダクタＬ2 をリセ
ットする。インダクタＬ2 を流れる電流の値はタイミン
グ記号Ｔ3 でゼロになり、その結果補助スイッチＱ2 の
ゼロ電流ターンオフをもたらす。この時点において、全
入力電流がパワースイッチＱ1 の方へ流れる。
3 までの間隔の次の動作段階の初めに、パワースイッチ
Ｑ1 は導通状態になっている。それを反映した出力電圧
が磁気素子Ｔ1 の巻線Ｔ1 の両端に生じる。この電圧
は、電流が直線的に減少しているインダクタＬ2 をリセ
ットする。インダクタＬ2 を流れる電流の値はタイミン
グ記号Ｔ3 でゼロになり、その結果補助スイッチＱ2 の
ゼロ電流ターンオフをもたらす。この時点において、全
入力電流がパワースイッチＱ1 の方へ流れる。
【００２２】タイミング記号Ｔ3 とＴ4 の間隔を包含す
る後続の動作段階の間、磁気素子Ｔ1 のコアはダイオー
ドＤ1 及び抵抗器Ｒ2 からなる回路網によりリセットさ
れる。この回路網は巻線Ｔ1 に並列接続され、ダイオー
ドＤ2 の両端に生じるストレスを制限する制御されたリ
セットを提供する。
る後続の動作段階の間、磁気素子Ｔ1 のコアはダイオー
ドＤ1 及び抵抗器Ｒ2 からなる回路網によりリセットさ
れる。この回路網は巻線Ｔ1 に並列接続され、ダイオー
ドＤ2 の両端に生じるストレスを制限する制御されたリ
セットを提供する。
【００２３】パワースイッチＱ1 はタイミング記号Ｔ4
でターンオフする。次いで、パワースイッチＱ1 の両端
電圧は、入力電流が容量ＣQ1を充電するにつれて直線的
に増加する。補助スイッチＱ2 に関連した固有容量はタ
イミング記号Ｔ5 及びＴ6 でくくられた間隔の間充電さ
れる。充電電流は巻線ＴW1及びインダクタＬ2 を介して
流れ、巻線ＴW2に電流が生じる。
でターンオフする。次いで、パワースイッチＱ1 の両端
電圧は、入力電流が容量ＣQ1を充電するにつれて直線的
に増加する。補助スイッチＱ2 に関連した固有容量はタ
イミング記号Ｔ5 及びＴ6 でくくられた間隔の間充電さ
れる。充電電流は巻線ＴW1及びインダクタＬ2 を介して
流れ、巻線ＴW2に電流が生じる。
【００２４】パワースイッチＱ1 の両端電圧は出力電圧
値まで増加するので、補助スイッチＱ2 の両端電圧は、
ダイオードＤ2 が導通するにつれて出力電圧値にクラン
プする。インダクタＬ2 は、パワースイッチＱ1 の非導
通間隔の間ダイオードＤ2 及びＤ4 に電流が流れ続けな
いようにリセットする。抵抗器Ｒ1 はインダクタＬ2の
リセットを確実にするために入れられている。抵抗器Ｒ
1 は、さらに、ダイオードＤ4 及びＤ2 の電流をゼロに
駆動して、補助スイッチＱ2 がターンオンして次のスイ
ッチングサイクルを始める時、損傷を与える逆回復を防
止する。タイミング記号Ｔ6 において、パワースイッチ
Ｑ1 の両端電圧は出力電圧値まで増加し、ダイオードＤ
1 は導通にバイアスされ、インダクタＬ2 は完全にリセ
ットされる。
値まで増加するので、補助スイッチＱ2 の両端電圧は、
ダイオードＤ2 が導通するにつれて出力電圧値にクラン
プする。インダクタＬ2 は、パワースイッチＱ1 の非導
通間隔の間ダイオードＤ2 及びＤ4 に電流が流れ続けな
いようにリセットする。抵抗器Ｒ1 はインダクタＬ2の
リセットを確実にするために入れられている。抵抗器Ｒ
1 は、さらに、ダイオードＤ4 及びＤ2 の電流をゼロに
駆動して、補助スイッチＱ2 がターンオンして次のスイ
ッチングサイクルを始める時、損傷を与える逆回復を防
止する。タイミング記号Ｔ6 において、パワースイッチ
Ｑ1 の両端電圧は出力電圧値まで増加し、ダイオードＤ
1 は導通にバイアスされ、インダクタＬ2 は完全にリセ
ットされる。
【００２５】タイミング記号Ｔ6 とＴ7 の最後の間隔の
間、両スイッチＱ1 及びＱ2 は非導通にバイアスされ、
入力電流はダイオードＤ1 を介して負荷に送られる。後
続のスイッチングサイクルは、補助スイッチＱ2 が導通
にバイアスされるタイミング記号Ｔ8 で始められる。
間、両スイッチＱ1 及びＱ2 は非導通にバイアスされ、
入力電流はダイオードＤ1 を介して負荷に送られる。後
続のスイッチングサイクルは、補助スイッチＱ2 が導通
にバイアスされるタイミング記号Ｔ8 で始められる。
【００２６】ダイオードＤ3 は、（タイミング記号Ｔ3
における）パワースイッチＱ2 のターンオフにおけるダ
イオードＤ2 の固有容量と補助スイッチＱ2 及びインダ
クタＬ2 の固有容量の共振的な相互動作で生じるマイナ
ス効果をできるだけ少なくするための必須構成要素であ
る。
における）パワースイッチＱ2 のターンオフにおけるダ
イオードＤ2 の固有容量と補助スイッチＱ2 及びインダ
クタＬ2 の固有容量の共振的な相互動作で生じるマイナ
ス効果をできるだけ少なくするための必須構成要素であ
る。
【００２７】図２の波形に表わされた破線は、抵抗器Ｒ
1 ，Ｒ2 及びＲ3 とダイオードＤ3及びＤ5 を含まない
補助回路網に生じる種々の波形曲線を表わす。
1 ，Ｒ2 及びＲ3 とダイオードＤ3及びＤ5 を含まない
補助回路網に生じる種々の波形曲線を表わす。
【００２８】図２の回路の他の変形は図４に示される。
図２の回路と同じ動作だが、補助スイッチＱ2 に関連し
た回路網のトランジェントを減少させるという目的を達
成するために、半導体電圧絶縁破壊素子Ｄ6 及びＤ7 が
用いられる。
図２の回路と同じ動作だが、補助スイッチＱ2 に関連し
た回路網のトランジェントを減少させるという目的を達
成するために、半導体電圧絶縁破壊素子Ｄ6 及びＤ7 が
用いられる。
【図１】従来のスイッチング方式昇圧型電圧レギュレー
タの概略図である。
タの概略図である。
【図２】損失減少されたＺＶＳ回路網を備えたスイッチ
ング方式昇圧型電圧レギュレータの概略図である。
ング方式昇圧型電圧レギュレータの概略図である。
【図３】図２のスイッチング方式昇圧レギュレータの複
数の動作波形のグラフである。
数の動作波形のグラフである。
【図４】損失減少されたＺＶＳ回路網を備えた他のスイ
ッチング方式昇圧型電圧レギュレータの概略図である。
ッチング方式昇圧型電圧レギュレータの概略図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 リチャード ウィリアム ファーリントン アメリカ合衆国 75149 テキサス，メス クワイト，ナンバー 100，サムエル ブ ールヴァード 4725 (72)発明者 ヴィジャヤン ジョセフ ゾットタヴェリ ル アメリカ合衆国 75023 テキサス，プラ ノ，ルッセル サークル 3328
Claims (3)
- 【請求項１】 エネルギー蓄積インダクタ（Ｌ１）と、
前記インダクタを出力に接続する整流ダイオード（Ｄ
１）と、前記インダクタのエネルギー蓄積を制御するパ
ワースイッチ（Ｑ１）を含む昇圧コンバータであって、
前記パワースイッチをゼロ電圧スイッチングで動作させ
る回路網が、補助スイッチ（Ｑ２）で作動されてパワー
スイッチの端子をパワースイッチの導通遷移において実
質的にゼロ電圧に駆動するための回路網（Ｑ２，Ｄ５，
Ｌ２）を含む昇圧コンバータにおいて、 前記回路網が被る損失を制限するための回路網が、 補助スイッチの端子からの電圧を制限するためのクラン
プ回路網（Ｄ３）と、 第１の巻線が前記補助スイッチと直列接続されている、
第１及び第２の磁気結合された巻線（Ｔ２）と、 第１及び第２の磁気結合巻線の磁気エネルギーを放電さ
せるための放電回路網（Ｄ４，Ｒ２）とを含むことを特
徴とする昇圧コンバータ。 - 【請求項２】 請求項１記載の昇圧コンバータにおい
て、クランプ回路網はダイオード（Ｄ３）を含み、損失
制限回路網は、前記ダイオードの逆回復を制限するよう
に接続されたダイオード−抵抗回路網（Ｑ４，Ｒ２）を
含む昇圧コンバータ。 - 【請求項３】 請求項２記載の昇圧コンバータにおい
て、ダイオード−抵抗回路網の抵抗素子（Ｒ２）は、前
記回路網のインダクタンス対補助スイッチのドレイン
ソース容量の比の平方根の１／２に実質的に等しい抵抗
値を有する昇圧コンバータ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/137,682 US5457379A (en) | 1993-10-15 | 1993-10-15 | High efficiency switch mode regulator |
| US137682 | 1993-10-15 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07163139A true JPH07163139A (ja) | 1995-06-23 |
Family
ID=22478596
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6248208A Withdrawn JPH07163139A (ja) | 1993-10-15 | 1994-10-14 | 高効率スイッチング方式レギュレータ |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5457379A (ja) |
| EP (1) | EP0649214A3 (ja) |
| JP (1) | JPH07163139A (ja) |
| CN (1) | CN1105488A (ja) |
Families Citing this family (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06351231A (ja) * | 1993-06-10 | 1994-12-22 | Canon Inc | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| DE4340991A1 (de) * | 1993-12-01 | 1995-06-08 | Bosch Gmbh Robert | Spannungswandler |
| US5543704A (en) * | 1994-06-08 | 1996-08-06 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | Pulse width modulated DC-to-DC boost converter |
| US5656925A (en) * | 1996-01-22 | 1997-08-12 | Juno Lighting, Inc. | Pulse switching tandem flyback voltage converter |
| SE511059C2 (sv) * | 1997-01-24 | 1999-07-26 | Ericsson Telefon Ab L M | Förfarande och anordning för effektomvandling. |
| US5929614A (en) * | 1997-06-13 | 1999-07-27 | Northrop Grumman Corporation | High efficiency DC step-up voltage converter |
| JP4010060B2 (ja) * | 1998-08-27 | 2007-11-21 | ソニー株式会社 | 昇圧型コンバータ装置 |
| AUPQ775100A0 (en) * | 2000-05-26 | 2000-06-15 | Cleansun Pty Ltd | Power conversion system |
| US6495993B2 (en) * | 2001-02-20 | 2002-12-17 | Linear Technology Corporation | Circuitry for improving the efficiency of a switching regulator by reducing reverse recovery current |
| US6809503B1 (en) | 2003-01-13 | 2004-10-26 | Linear Technology Corporation | Systems and methods for conserving energy in a switching circuit |
| US6987675B2 (en) * | 2003-05-23 | 2006-01-17 | Delta Electronics, Inc. | Soft-switched power converters |
| KR101026806B1 (ko) * | 2004-07-28 | 2011-04-04 | 삼성전자주식회사 | 표시 장치, 표시 장치용 광원의 구동 장치 및 ｄｃ-ｄｃ변환 장치 |
| CN100416996C (zh) * | 2005-12-02 | 2008-09-03 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种采用耦合电感的功率因数校正电路 |
| US8421364B2 (en) * | 2008-07-15 | 2013-04-16 | Intersil Americas Inc. | Transient suppression for boost regulator |
| TWI692925B (zh) * | 2018-03-28 | 2020-05-01 | 立錡科技股份有限公司 | 切換式電源供應電路及其控制電路與控制方法 |
| CN108390567B (zh) * | 2018-04-04 | 2020-07-17 | 广州金升阳科技有限公司 | 一种零电压开关Boost电路及其控制方法 |
| CN111969846B (zh) * | 2020-07-30 | 2022-01-11 | 武汉葆源新能科技有限公司 | 一种dc-dc变换器及其控制方法 |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3523239A (en) * | 1967-12-11 | 1970-08-04 | Systems Eng Electronics Inc | Voltage regulated step-up apparatus |
| GB2026261B (en) * | 1978-07-20 | 1982-08-11 | Marconi Co Ltd | Inverter circuits |
| DE3777079D1 (de) * | 1986-11-06 | 1992-04-09 | Siemens Ag | Schaltungsanordnung zur erzeugung einer internen versorgungsspannung bei getakteten stromversorgungen. |
| FR2671922B1 (fr) * | 1991-01-22 | 1994-02-11 | Agence Spatiale Europeenne | Procede pour reduire les pertes de commutation creees par un commutateur de puissance. |
| DE4123386A1 (de) * | 1991-07-15 | 1993-01-21 | Ant Nachrichtentech | Verfahren zum steuern eines feldeffekttransistors sowie anordnung und anwendung |
| DE4210980A1 (de) * | 1992-04-02 | 1993-10-07 | Philips Patentverwaltung | Verlustarme Stromversorgungseinrichtung mit einem Gleichspannungswandler |
| US5313382A (en) * | 1993-05-18 | 1994-05-17 | At&T Bell Laboratories | Reduced voltage/zero current transition boost power converter |
-
1993
- 1993-10-15 US US08/137,682 patent/US5457379A/en not_active Expired - Fee Related
-
1994
- 1994-10-05 EP EP94307275A patent/EP0649214A3/en not_active Ceased
- 1994-10-14 CN CN94117133A patent/CN1105488A/zh active Pending
- 1994-10-14 JP JP6248208A patent/JPH07163139A/ja not_active Withdrawn
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0649214A3 (en) | 1996-01-10 |
| CN1105488A (zh) | 1995-07-19 |
| US5457379A (en) | 1995-10-10 |
| EP0649214A2 (en) | 1995-04-19 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20020115 |