JPH05509220A - 変成器と、保護手段により保護された２つの電子スイッチとを有するシングルエンデッドフォワード方式電力変換器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 変成器と、保護手段により保護された２つの電子スイッチとを有するシングルエ ンデツドフォワード方式本発明は、請求の範囲第１項の上位概念に記載された、 変成器と、保護手段により保護された２つの電子スイッチとを有するシングルエ ンデツドフォワード方式電力変換器に関する。

この種の電力変換器は既に、Ｖａｌｖｏ、スイッチング電源網部門、連続講演、 １９７６年１１月、章“Ｅｉｇｅｎｓｃｈａｆｔｅｎ　ｕｎｄ　Ａｒｂｅｉｔｓ ｐｒｉｎｚｉｐｉｅｎ”＋１１頁からから公知である。公知のフォワード方式電 力変換器は、減磁コイルを省略できるという利点がある。というのは、変成器が 一次巻線と制限ダイオードを介して減磁されるからである。前記の刊行物にはさ らに、この回路がトランジスタに対して保護回路がしばしば必要でなかったり、 比較的高抵抗の１つの保護回路だけが必要であることが記載されている。従って 効率が比較的高い。

通常の形式のＲＣＤ回路はスイッチングトランジスタの負荷を低減することがで きる。しかし電力損失を１つの構成部材から別の構成部材に移動するにすぎない 。

器に対して格段に高めることができることである。

スイッチオン持続時間を変化するために有利には、当該適用事例で優勢な障害量 を使用する６本発明の請求の範囲第５項の構成によれば、これはフォワード方式 電力変換器の入力電圧である。

本発明を図１、図２および図４から図６に示された実施例に基づき、並びに図３ に示されたパルス線図に基づき詳細に説明する。

図１は、１つの保護回路を有するシングルエンデツドフォワード方式電力変換器 の回路図、図２は、図１の電力変換器の変形実施例の略回路図、図３は、図１の 電力変換器に対するパルス線図、図４、図６および図８は、２つの電子スイッチ に対してのスイッチオンパルスの形成に関する、図１のフォワード方式電力変換 器の変形実施例の回路略図、図５および図７は、図４ないし図６の実施例に対す るパルス線図である。

図１は、それぞれ電子スイッチ４１と４２として用いる２つの電界効果トランジ スタを有するシングルエンデツドフォワード方式電力変換器を示す。直流電圧２ ［１から送出された入力電圧Ｕ２はコンデンサ２に印加され、出力電圧Ｕ　Ａ　 ｌはコンデンサ９１の両端から取り出される。コンデンサ２に並列に主電流回路 の一次側には、電子スイッチ４２を形成する電界効果トランジスタのドレイン− ソース区間、変成器５の一次１！線５１、チョーク３５、電子スイッチ４１を形 成する電界効果トランジスタのドレイン−ソース区間および測定抵抗１００から 形成された直列回路が接続されている。

変成器５の一次巻線５１は２つの電子スイッチ４１．４２を介して所定の方向で 入力電圧源１に接続される。

この所定の方向とは、黒点でマークされた一次巻線５１の始端が電圧源１の子端 子と接続されるような方向である。−次巻線５１はさらに２つのダイオード電流 分岐を介して他方の方向で直流電圧ｄｌｌに接続されている。ダイオード分岐の ダイオード４３．４４は入力電圧Ｕ８に関して阻止方向に極性付けられている。

ここで−次巻線５１の始端はダイオード４３を介して電圧源１の一極と接続され ている。

変成器５の二次巻線５とコンデンサ９１との間には整流ダイオード６１が接続さ れている。整流ダイオード６１に後続の横分岐路にはフリーホイールダイオード ７１が配置されている。フリーホイールダイオード７１とコンデンサ９１との間 の縦分岐路にはチョーク８１が接続されている。コンデンサ９１では出力電圧Ｕ Ａ１が取り出される。出力電圧ＵＡＩの給電される、図示しない負荷には供給電 流工えが流れる。

変成器５の別の二次巻線５３には電力変換器の別の出力回路が接続されている。

この別の出力回路は出力電圧ＵＡ２を送出し、整流ダイオード６２、フリーホイ リ説明する。

時間区間ｔｌ−ｔ２では、スイッチオン損失が入力側主電流回路で作用する保護 インダクタンスＬ３５により除去される。というのは電流ｉ１は２つの電子スイ ッチ４１と４２で所定の勾配ｄ　１　／　ｄ　ｔ　−Ｕ　ｗ　／　Ｌ３５でのみ 上昇し得るからである。

図示の実施例では、保護インダクタンスＬ３５はチョーク１５により、すなわち ディスクリート構成素子として実現される。チョーク１５の代わりに場合により 、電子スイッチ４１．４２の所望のスイッチオン負荷軽減の点から十分に大きく 選択された変成器５の漂遊インダクタンスを用いることもできる。さらに小さな インダクタンスを有するチョークが相応に選択された漂遊インダクタンスとの関 連から有利であり得る。

保護インダクタンスはほぼ、 Ｌ　３５　＝　Ｕ＊・　（Δｔ／Δ工）である、ここでΔｔはフリーホイールダ イオード７１の阻止遅延時間ｔ、、（逆回復時間）、ΔＩはスイッチオン過程中 の２つのスイッチ４１と４２での電流幅である。

時間区間ｔｌ−ｔ３では、先行するサイクルにより計数矢印Ｕ３３の方向で負に 充電されたコンデンサ３３（保護コンデンサとして用いられる）が共振回路３１ ．３３、ダイオード３２および導通している電子スイッチ４２を介して反対方向 に充電される。反対方向の充電過程は時点ｔ３で終了する。パラメータｉ３１と Ｕ３３の時間経過が示すように、ダイオード３２はコンデンサ３３の逆充電を阻 止する。

引き続く時間区間ｔ３−ｔ４で【よ、変成器５での磁化電流１．の上昇の他には 状態の変化は生じない。

後続の時間区間ｔ４−ｔ５で、２つのスイッチ４１と４２が遮断される。電流ｉ ３３の経過かられかるように、コンデンサ３３のキャパシタンスＣ３３はダイオ ード３４を介して、保護インダクタンスＬ３３により印加された負荷電流を完全 に受け取る。これにより電子スイッチ４１と４２は無電流状態となり、負荷軽減 される。電圧上昇は次式により定められる。

ｄ　ｕ　／　ｄ　ｔ　＝　ｉ　ｌ　／　Ｃ３３コンデンサ３３で最大負電圧（こ れは入力電圧Ｕ露に相応する）に達すると、余剰のエネルギーが保護インダクタ ンスＬ３５から、クランピングダイオードとして作用するダイオード４３と４４ を介して入力電圧′１１１１に放出される。パラメータｆｌとＵ４１の経過から れかるように、電子スイッチ４１と４２でのスイッチオフ損失は実貿的に除去さ れている。整流器６１と７１ないし６２と７２での転流過程は完全に終了する。

フリーホイールダイオード７エないし７２は出力電流を受け取る。

引き続く時間区間ｔ５−ｔ６では、変成器５をダイオード４３．４４を介して入 力電圧Ｕ８に減磁するこ流振幅も非常に高く選択しなければならないこととなる からである。

この種の困難性は有利には、スイッチオンパルスの持続時間も反復周波数も共に 変化する制御装置により回避される。

図４の制御回路は、前置接続された電圧制御発振器１９を備えたパルス発生器１ ８を有する。パルス発生器１８の一方の入力側はは電力変換器の入力側、すなわ ち電圧Ｕ、と接続されている。他方の入力側は電圧制御発振器１９に接続されて おり、発振器１９から可変周波数のクロック電圧Ｕ７を受け取る。

パルス発生器１８はパルスＵ２のシーケンスを発生し、このパルスの反復周波数 は電圧制御発振器１９により設定され、そのスイッチオン持続時間は入力電圧に 反比例する。

一般的にパルス発生器１８は所定のスイッチオン持続時間ｔｌ＋のパルスＵｐを 送出する。反復周波数は電圧制御発振器ｖＣ○ないし１９により■制御器１０ま たはＵ制御器１９の作動点に相応して調整される。これにより１つのパルスをさ らに強く短縮する必要がない。

限界例は、最小周期期間Ｔ　−１−に相応する最高周波数を実現可能な最小スイ ッチオン持続時間および所望のデユーティ比により定めることができる。すなわ ち次式により、 ｆ＝γ／１ｇ　（１） である、ここでｆはスイッチオンパルスｅの反復周波数、γはデユーティ比、ｔ 、はスイッチオンパルスの持続時間である。

従って持続時間ｔ、−０，５μｓのスイッチオンパルスと、デユーティ比γ！０ ．５の場合、Ｉ　Ｍ　Ｈｚの周波数が得られる。スイッチオンパルスの持続時間 は入力電圧Ｕ２に依存している。この持続時間は入力電圧に反比例する。

ｔｌＩ工１／Ｕ、　（２） 入力電圧Ｕ８の変化はフォワード方式電力変換器の場合、主たる障害量である。

無損失の理想電力変換器では次式があてはまる。

ＵＡ＝Ｕｔ・ｙ　（１／ｕ）−Ｕｔ・ｔｉ・ｆ　（１／ｕ）式（２）を代入すれ ば、積Ｕ、・ｔ、は一定に留まる。

従って、出力電圧Ｕえを一定に保持するために、入力電圧が変化した際に周波数 を変化する必要がない。

スイッチオン時間を入力電圧のみに依存して制御することは簡単に実現可能な制 御であり、従って高周波数でも回路技術的問題はない、このことは図４の電力変 換器は実質的に比較的大きな周波数シフトなしで動作することを意味する。

図５のパルス線図は、種々異なる動作条件での電力変換器の基本的特性を示す。

ａ）起動フェースないし出力電圧が過度に低い場合、電圧制御発振器（１９）が 最高周波数を調整する。この周波数はクロックパルスＵ？の最小周期期間Ｔ、、 ａに相応する。

ｂ）最小入力電圧では、パルス発生器１８は最大持続時間ｔ８□８のスイッチオ ンパルスＵ、を送出する。

Ｃ）入力電圧の上昇によりスイッチオン時間は新たな値ｔａｘに短縮され、その 際周波数は変化しない。

ｄ／ｅ）２つの線図は、大きく負荷軽減された際または過負荷の際の周波数逓降 と変化しない入力電圧Ｕ。

を示す。スイッチオン時間ｔ□は変化しないで比較的に長い周期期間Ｔアが調整 される。

図６は、図４の電力変換器のパルス発生器１８に対する有利な実施例を示す。電 力変換器の入力側には、すなわち入力電圧Ｕ９には、抵抗２０とコンデンサ２２ からなる直列回路が接続されている。コンデンサ２２に並列に被制御スイッチ２ １が接続されている。このスイッチは電圧制御発振器１９の出力電圧Ｕ、により 制御される。コンパレータ２３は非反転入力側が基準電圧源２４を介して電力変 換器入力側の一極に、反転入力側が抵抗２０とコンデンサ２２との接続点に接続 されている。コンパレータ２３の出力側にはドライバー１１が接続されている。

図７のパルス線図かられかるように、パルス発生器１８は電圧に依存するスイッ チオン時間を有する。電圧制御発振器１９はその出力側にパルスシーケンスリア を出力する。コンデンサ２２の電圧Ｕｃは鋸歯状の経過を有し、その際パルスの 上昇エツジの勾配はそれぞれ入力電圧Ｕ２に比例する。コンパレータ２３の出力 側２３には電圧Ｕえが発生する。この電圧は矩形パルスのシーケンスからなる。

矩形パルスの上昇エツジは時点ｔ１でのコンパレータの投入接続に相応し、下降 エツジは時点ｔ２でのコンパレータの遮断に相応する。

矩形パルスの持続時間は主電流回路にある電子スイッチのスイッチオン時間に相 応し、ｔ、により示されている。コンパレータ２３の出力電圧Ｕｔは、入力電圧 が値Ｕ８から値Ｕ式′に上昇する際に短縮されたスイッチオン時間ｔＥ＋　を首 する。

図８の制御回路は図１のフォワード方式電力変換器の制御回路Ｒ１とは、周波数 変調装置の代わりに論理回路１２、パルス幅変調器１３およびクロック発生器１ ４が設けられている点で異なる。

前記の実施例で設定された定数ないし僅かに可変のスイッチオン持続時間の前制 御により、すべての作動状態に対して共振回路Ｌ３１／Ｃ３３を問題なく構成す ることができる。電子スイッチ４２のスイッチオン持続時間は充放電過程に対し て最適に使用することができる。別の利点は、保護素子の機能を電力変換器のそ の他の機能からほぼ自由に構成できることである。

従って前記のフォワード方式電力変換器は電気通信伝送技術の構成群の給電のた めの電流供給モジュールに使用するのが有利である。当該電力変換器はまた電源 電圧（スイッチング電源機器、充電整流機）から比較的高い電力を変換するのに 適する。

ＦＩＧ６ 要　約　書 一次巻線（５１）が同期制御可能な２つの電子スイッチ（４１，４２）と２つの ダイオード（４３，４４）を介して入力電圧源と接続されている変成器（５）を 有するシングルエンデツドフォワード方式電力変換器。

電子スイッチ（４１，４２）のできるだけ損失の少ない負荷軽減を保証するため に保護回路が設けられる。

この保護回路は一次側主電流回路で作用する１つのインダクタンスと、ＣＤ直列 回路（３３，３４）とＬＤ直列回路（３１，３２）からのみなる、フォワード方 式電力変換器は有利には電気通信伝送技術の構成群の給電のための電流供給モジ ュール並びにスイッチング電属機器に使用される。（図１）

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. １．　変成器（５）を有するシングルエンデッドフォワード方式電力変換器であ って、 該変成器は電力変換器の一次側主電流回路に配置された一次巻線（５１）と、出 力電流回路に配置された少なくとも１つの二次巻線（５２、５３）とを有し、 変成器（５）の一次巻線（５１）は保護手段により保護された２つの電子スイッ チ（４１、４２）を介して所定の方向で入力電圧源（１）に接続可能であり、か つ２つのダイオード電流分岐路を介して前記と異なる方向で直流電圧源（１）に 接続されており、 前記２つの電子スイッチ（４１、４２）はスイッチオンパルスにより同期してス イッチオンおよびスイッチオフが可能であり、 前記ダイオード電流分岐路のダイオード（４３、４４）は入力電圧（ＵＲ）に関 して阻止方向で極性付けられており、 変成器（５）の少なくと１つの二次巻線（５２、５３）には、整流ダイオード（ ６１、６２）、フリーホイールダイオード（７１、７２）およびチョーク（８１ ）を備えた出力回路が接続されているシングルエンデッドフォワード方式電力変 換器において、電子スイッチ（４１、４２）を保護するために設けられた保護回 路が、変成器の一次側で作用する直列インダクタンス（Ｌ３５）と２つの直列回 路を有し、 該２つの直列回路の一方は、コンデンサ（３３）とダイオード（３４）からなり 、かつ変成器（５）の一次巻線（５１）に対して並列に配置されており、他方の 直列回路はダイオード（３２）とチョーク（３１）からなり、かつ前記一方の直 列回路のダイオード（３４）とコンデンサ（３３）の接続点と、前記一方の直列 回路のコンデンサ（３３）と接続された電子スイッチ（４２ないし４１）の、入 力電圧源（１）と接続された端子との間に配置されており、２つの直列回路のダ イオード（３２、３４）は入力直流電圧（ＵＺ）に関して阻止方向に極性付けら れていることを特徴とするシングルエンデッドフォワード方式電力変換器。
2. ２．　変成器（５）は複数の二次巻線（５２、５３）を有し、当該二次巻線には それぞれ１つの固有の出力回路が接続されており、 入力側主電流回路で作用するインダクタンス（Ｌｓ）は少なくとも一部が、変成 器（５）の一次巻線（５０）に直列に配置されたチヨーク（１５、３５）により 形成される請求の範囲第１項記載のシングルエンデッドフォワード方式電力変換 器。
3. ３．　電子スイッチ（４１、４２）を導通制御するスイッチオンパルスの反復周 波数は、少なくとも１つの制御器を有する制御装置により調整可能である請求の 範囲第１項または第２項記載のシングルエンデッドフォワード方式電力変換器。
4. ４．　電子スイッチ（４１、４２）を導通制御するスイッチオンパルスの持続時 間は、少なくとも１つの障害量に所定の関係性を以って変化可能である請求の範 囲第３項記載のシングルエンデッドフォワード方式電力変換器。
5. ５．　スイッチオンパルスの持続時間は入力電圧（ＵＥ）に反比例し、 反復周波数は少なくとも１つの制御器（１０、１５）を有する制御装置により調 整可能である請求の範囲第４項記載のシングルエンデッドフォワード方式電力変 換器。