PT100063A - Conversor de passagem de uma alternancia com um transformador e com dois interruptores electronicos protegidos por dispositivos de proteccao - Google Patents

Description

1

Descrição refernete à patente de invenção de SIEMENS AKTIEN-GESELLSCHAFT, alemã, industrial e comercial, com sede em Wittelsbacherplatz 2, D-8000 Míinchen, República Federal Alemã, (inventor: Bogdan Brakus, residente na República Federal Alemã), para "CONVERSOR DE PASSAGEM DE UMA ALTERNÂNCIA COM UM TRANSFORMADOR E COM DOIS INTERRUPTORES ELEC-TRÓNICOS PROTEGIDOS POR DISPOSITIVOS DE PROTECÇÃO».

Descrição

MEMÓRIA DESCRITIVA A presente invenção refere-se a um conversor de passagem, de uma alternância como o mencionado no preâm bolo da reivindicação 1, com um transformador e dois interruptores electrónicos protegidos por dispositivos de protecção. É já conhecido um conversor estático de fre quência deste género do manuscrito Valvo, Schalt-Netzteile,

Eine Vortragsreihe, Novembro de 1976, capítulo "Eigenschaft e Arbeiteprinzipien" Pág. 11. 0 conversor de passagem conhecido J.M.. tem a vantagem de se dispensar um enrolamento de desmagnetiza-ção, porque o transformador é desmagnetizado através do enrolamento primário,d os díodos limitadores. Na referida publicação 1

é ainda exposto que este circuito muitas vezes não necessitava de nenhuma circuito, ou apenas necessitava de um circuito de protecção de resistência relativamente grande para transístor e portanto o rendimento podia ser relativamente grande.

Um circuito RCD (resistência-condensador--díodo) de tipo usual pode de facto diminuir a carga do transístor de comutação. Mas transfere a potência de perdas de um componente para outro.

Pode, por outro lado, procurar-se resolver o problema da comutação com o auxílio de um conversor de ressonância e de quase-ressonância. Mas, neste caso, seria necessário dimensionar os elementos de comutação para correntes e tensões relativamente grandes, visto que se transporta permanentemente potência reactiva para um lado e para outro. A potência reactiva pode então ser da ordem de grandeza da potência activa ou ainda maior. A consequência disso é, além de um maior dispêndio, um rendimento reduzido.

Frequências de comutação elevadas têm a vantagem de poderem usar-se componentes com dimensões relativamente menores. As perdas de comutação nos elementos interruptores sobem no entanto proporcionalmente à frequência. Isso pode conduzir a uma carga considerável dos elementos interruptores e a influências indesejadas no rendimento. 0 objecto da presente invenção consiste em formar um conversor de passagem de uma alternância do género mencionado no preâmbulo da reivindicação 1, de modo que resulte para os dois interruptores electrónicos, tanto no fenômeno de ligação como no fenómeno da desligação, uma carga de comutação com o mínimo de perdas. Em especial, pretende-se que o con versor de passagem trabalhe sem perda de rendimento notável,com a fadiga menor possível dos componentes, em todas as áreas de trabalho e permitam uma frequência de comutação o mais elevada possível.

Segundo a presente invenção, o conversor 2 t

de passagem para a solução deste problema é formado de maneira indicada na parte de caracterização da reivindicação 1. Por meio das providências tomadas segundo a presente invenção obtem -se a vantagem de, por meio de um circuito de protecção realizável de maneira simples, se obter uma protecção eficaz dos interruptores electrónicos, quer na operação de ligação, quer na de desligação. Há conversores de passagem nos quais se vi_ sa obter uma indutividade de dispersão do transformador o menor possível. Isso sucede em especial nos casos dos conversores que apresentam vários circuitos de saída com uma regulação de f.e. m. comum.

Neste caso, é conveniente, de acordo com a forma de realização aperfeiçoada segundo a reivindicação 2, pre ver uma bobina de indução em série com o enrolamento primário do transformador.

Por outro lado, quando não se consegue ob ter uma dispersão baixa, pode-se então, mediante a realização da indutividade como indutividade de dispersão, utilizar um transformador realizável de maneira particularmente simples. Em especial, pode assim admitir-se na fabricação do transformador a existência de um número relativamente pequeno de camadas no enrolamento, ou prescindir completamente da dispendiosa interca lação dos enrolamentos primário e secundário.

De maneira conveniente, de acordo com a reivindicçaão 3 regula-se a frequência de repetição dos impulsos de ligação por meio de um dispositivo de regulação segundo uma função predeterminada de pelo menos uma grandeza de regulação .

Na forma de realização aperfeiçoada segundo a reivindicação 4 resulta que a frequência de trabalho varia pouco numa larga faixa de cargas e também, no caso de esta dos de serviço extremos, ajusta-se de maneira contínua sem des continuidades nem saltos bruscos. Daqui resulta a vantagem es-| pecial de se garantir em toda a gama de trabalho uma protecção = 3 = \

praticamente inalterável dos interruptores electrónicos. Uma outra vantagem consiste no facto de que a frequência de trabalho máxima pode ser aumentada de maneira notável em relação a um conversor que utiliza a mesma tecnologia de comutação com modulação da duração dos impulsos.

Para a variação da duração da ligação utili za-se de preferência a grandeza perturbadora dominante em cada caso de utilização. Na forma de realização aperfeiçoada da pre sente invenção segundo a reivindicação 5, essa grandeza é a ten são de entrada do conversor de passagem.

Descreve-se agora com mais pormenor a presente invenção com base nos exemplos de realização indicados nas fig. 1, 2 e 4 a 6, bem como no diagrama de impulsos indica do na fig. 3.

As figuras dos desenhos representam: A fig. 1 um conversor de passagem, de uma alternância, com um circuito de protecção; 1; versor da fig. 1; A fig. 2, uma variante do conversor da fig. A fig. 3» um diagrama de impulsos do con-

As Fig. 4, 6 e 8, variantes do conversor de passagem da fig. 1, relativamente à formação dos impulsos de ligação dos dois interruptores electrónicos; e

As fig. 5 e 7, diagramas de impulsos das formas de realização das fig. 4 e 6, respectivamente. A fig. 1 representa um conversor de passagem, de uma alternância, com dois transístores de efeito de campo que funcionam como interruptores electrónicos (41) e (42). A tensão de entrada Ug fornecida pela fonte de tensão contínua (1) está aplicada ao condensador (2) e a tensão de saída UA1 ao condensador (91)· Em paralelo com o condensador (2) está ligado , num circuito principal do lado do primário, um circuito ) em série formado pela secção dreno-fonte do transistor de efei 4

“ to de campo que forma o interruptor electrónico (41), o enrolamento primário (51) do transformador (5), a bobina de indução (35), a secção dreno-fonte do transístor de efeito de campo que forma o interruptor eléctronico (41) e a resistência de medição (100). 0 enrolamento primário (51) do transformador (5) é aplicado, através dos dois interruptores electróni^ cos (41) e (42), num sentido predeterminado, à fonte de tensão de entrada (1). Este sentido resulta do facto de que o início, marcado com um ponto, do enrolamento primário (51) é ligado ao terminal mais da fonte de tensão (1). Além disso, o enrolamen to primário (51) está ligado, através de duas derivações de corrente através de diodos, cujos díodos (43) e (44) estão polarizados no sentido de bloqueio relativamente à tensão de entrada (Ug), no outro sentido à fonte de alimentação (1). 0 princípio do enrolamento primário (51) está então ligado através do díodo (43) com o polo menos da fonte de tensão (1).

Entre o enrolamento secundário (52) do transformador (5) e o condensador (91) está situado o díodo rectificador (61). Numa ramificação transversal que se segue ao díodo rectificador (61) está o díodo de funcionamento em vazio (71). Num ramo longitudinal entre o díodo de funcionamento em vazio (71) e o condensador (91) está a bobina de indução (81). No condensador (91) fica disponível a tensão de saída (U^). No consumidor, não representado, alimentado com a tensão de saída UA1 passa a corrente de alimentação 1^.

No outro enrolamento secundário (53) do transformador (5) está ligado um outro circuito de saída do conversor. 0 outro circuito de saída fornece a tensão de e contém o díodo rectificador (62), o diódo de funcionamento em vazio (72), a bobina de indução (82) e o condensador ](92). Ele é formado da mesma maneira que o circuito de saída ligado ao enrolamento secundário (61).

Os eléctrodos de comando dos transis-. tores de efeito de campo que formam os interruptores electró- 5

nicos (41) e (42) estão ligados a saídas do excitador (11), que é comandado pelo oscilador (19) comandado por tensão. Os dois transístores de efeito de campo são do mesmo tipo de condutibilidade e são ligados e desligados em cada caso simultaneamente, com impulsos de ligação com a mesma fase. 0 circuito de protecção (3) serve para a protecção dos interruptores electrónicos (41) e (42) e tem a seu cargo o alívio da carga na ligação e na desligação. 0 circuito de protecção contém a indutância activa em série no lado do primário do transformador (5) e os dois circuitos em série (33, 34) e (31,32). Um dos circuitos em série é constituído por condensador (33) e o díodo (34) e está colocado em paralelo com o enrolamento primário (51) do transformador (5). 0 outro circuito em série é constituído pelo díodo (32) e a bobina de indução (31) e está situado entre o ponto de ligação do díodo (34) e do condensador (33) e o eléctrodo de deno do tran sistor de efeito de campo ligado com o polo positivo da fonte de tensão de entrada 81) e que forma o interruptor electrónico (42). Trata-se então do interruptor electrónico que está ligado com o condensador (33) do primeiro circuito em série. Os díodos (32) e (34) dos dois circuitos em série estão polarizados no sentido do bloqueio relativamente à tensão contínua de entrada (Ug).

Na resistência de medição (100), o regulador de corrente (10) está ligado à saída do conversor do.regulador de tensão (15). Os dois reguladores (10) e (15) são ligados, através de diodos respectivos (16) e (17) à entrada do oscilador comandado por tensão (13), de modo que,resultado da chamada regulação por desligação. Então, na entrada de comando do oscilador (19) activa-se em cada caso, das duas tensões de saída dos reguladores (10) e (11), a maior. 0 oscilador (19) gera portanto uma sequência de impulsos U fazem com que o ex- r citador (11) emita para os interruptores electrónicos impulsos de ligação de duração predeterminada. A fig. 2 representa uma parte do conver-

sor de passagem, de uma alternância, de acordo com a fog. 1, com um circuito de protecção (3) modificado. A diferença para a fig. 1 consiste em que no primeiro circuito em série (33, 3*0 , são trocados mutuamente o condensador (33) e o díodo (3*0 e, portanto, o outro circuito em série (31, 32), em vez de estar ligado com o eléctrodo de dreno do interruptor electrónico (42) está ligado com o eléctrodo de fonte do interruptor electrónico (41). Abstraindo da troca de papeis dos dois interruptores electrónicos (41) e (42), o modo de funcionamento é o mesmo.

Nos conversores segundo as fig. 1 e 2, os dois interruptores electrónicos (41).e (42) são ligados e desligados ao mesmo tempo, isto é, são comandados em sincronismo. Durante o temo que dura o impulso de ligação, os interruptores estão comandados para o estado de condução.

Descreve-se em seguida um ciclo de comutação, com o auxílio do diagrama de impulsos segundo a fig.3·

No intervalo de tempo t1-t2, são eliminadas praticamente as perdas de ligação por meio de uma indu-tância de protecção (L35) activa no circuito principal do lado de entrada, visto que as correntes i-j nos dois interruptores electrónicos (41) e (42) apenas podem subir de acordo com uma inclinação definida di/dt = Ug/L^·

No exemplo de realização representado, a ndutncia de protecção L35 está realizada pela bobina de indu-çã (15), isto é, como componente discreto. Uma vez a bobina (15) pode eventualmente usar-se uma indutância de dispersão do transformador (5), com um valor suficientemente grande, ten do em atenção o alívio da carga desejado para os interruptores electrónicos. Além disso pode ser conveniente uma bobina de indução, com uma indutância menor, em ligação com uma indutância menor, de dispersão com o valor apropriado. A indutância de protecção tem aproximada-mente o valor: A t Δ i L35 " UE · = 7 = i

onde At é o tempo de atraso de bloqueio t ("revers recovery") do díodo de funcionamento em vazio (71) e ^j1 a variação da amplitude de corrente nos dois interruptores (41) e (42) durante o fenómeno de ligação.

No intervalo de tempo t1-t3, o condensador (33), que funciona como condensador de protecção, carregado negativamente, no sentido da seta U33, do ciclo anterior, é carregado no sentido oposto através do circuito de ressonância (31, 33), através do díodo (32) e do interruptor electrónioo condutor (42). 0 fenómeno da mudança do sinal da carga termina no instante t3· Como mostra a variação no tempo das grandesas i^1 e u^2> o díodo (32) impede a recarga do condensador(33)

No intervalo de tempo que se segue t3-t4 não se verifica qualquer mudança de estado, fora a subida da corrente de magnetização i no transformador (5).

No intervalo de tempo seguinte t4-t5, bloqueiam-se os dois interruptores (41) e (42). Como resulta da curva da corrente i^»' a capacidade C33 do condensador (33) recebe, através do díodo (34), completamente a corrente de carga fornecida pela indutância de protecção L33- Deste modo, os interruptores electrónicos (41) e (42) ficam sem corrente e aliviados da sua carga. A subida de tensão é definida pela equação: du/dt = i<|/C33

Depois de se atingir a tensão negativa máxima no condensador (33), que é igual à tensão de entrada Ug, a energia em excesso proveniente da indutância de protecção L^ é dissipada através dos díodos (43) e (44) na fonte de tensão de entrada (1), que funcionam como díodos de fixação da tensão. Como resulta da curva das grandezas i^ e , as perdas de desligação nos interruptores (41) e (42) são praticamente eliminadas. 0 fenómeno de comutação nos rectificadores (61) e (71) ou (62) e (72) está terminado. Os díodos de funcionamento em va- | zio (71) ou (72), respectivamente, recebem a corrente de saída. = 8 =

No intervalo de tempo seguinte, t5-t6, o transformador (5) pode magnetizar-se, através de díodos (43) e (44) à tensão de entrada Ug, como mostra a curva da corrente de magnetização i em função de tempo.

Finalmente, começa o novo ciclo temporal.

Do modo de funcionamento descrito do con versor e do circuito de protecçâo (3) resulta que, tanto o fenómeno da ligação como o da desligação dos interruptores electrónicos (41) e (42) decorrem praticamente sem perdas. A energia magnética armazenada na indutân cia de protecçâo L35 durante a fase de ligação é fornecida, na fase de desligação, sem perdas reduzidas, à capacidade C33 do condensador (33) ou à fonte de tensão de entrada Ug. A carga eléctrica armazenada no condensador (33) durante o fenó-eno de desligação é descarregada e muda de sentido pelo circuito oscilante de maneira praticamente completa e com perdas reduzidas. A corrente no interruptor electrónico (42), devido ao fenómeno de oscilação, é de facto um pouco maior do que o interruptor electrónico (41). Porém, também ela tem um carácter indutivo, sendo mínimas as perdas adicionais no interruptor (42). Na fase de bloqueio, a soma das tensões U41 e U42 nos transístores (41) e (42) pode não ser maior do que a tensão de entrada Ug!

Em contraste com os conversores de ressonância, apenas uma menor perda da potência susceptível de ser transmitida é transportada para cá e para lá como potência reaotiva. Isso contribui para que os componentes não fiquem expostos a uma fadiga desnecessária.

Os componentes do circuito de protecçâo (3), em ligação com o conversor de passagem, são dimensionados de modo que resulte o funcionamento atrás descrito. Um exemplo conveniente do dimensionamento para o caso de na fig. 1 faltar o segundo circuito de saida resulta da tabela seguinte: = 9 =

L35 = 20 /uH L33 = ta LO LO C33 - 1,8 nF lq = 980 μΕ ϋ = 1 UE = 40 V UA = 8,4 V XA - 0,5 A L81 = 660 /uH f = 300 KHz = 0,5 sendo o grau de modulação de impulsos ^ = tgIN/T, Lq a indu-tividade transversal e U a relação de transformação do trans_ formador (5). L81 é a indutância da bobina de indução (81). 0 conversor de passagem de acordo com a fig. 1 contém um dispositivo de regulação (R1), por meio do qual se faz variar a frequência de repetição dos impulsos de ligação constantemente. De maneira diferente pode prever-se, eventualmente uma modulação da duração dos impulsos, em especial em ligação com uma variação da frequência de repetição dos impulsos. No caso de apenas a modulação da duração dos im pulsos pode suceder, em certas circunstâncias, um tão grande encurtamento do tempo de ligação que surjam dificuldades com o dimensionamento do circuito oscilante para a inversão da carga do condensador (33) que serve de condensador de protecção, visto que tanto a frequência de ressonância como a amplitude têm que ser escolhidas, durante a mudança de carga, muito elevadas .

Podem evitar-se essas dificuldades de maneira vantajosa com um dispositivo de regulação e de comando que faz variar não só a duração como a frequência de repetição dos 10

impulsos de ligação. 0 circuito de regulação segundo a fig. 4 contém o gerador de impulsos (18) antes do qual I ligado o os-cilador comandado por tensão (19). 0 gerador de impulsos (18) está ligado com uma entrada do conversor, isto é, à tensão de entrada Ug. Uma outra entrada está ligado ao oscilador (19) comandado por tensão e recebe do oscilador (19) uma tensão de impulso de cadência UT de frequência variável. 0 gerador de impulsos (18) gera uma frequên cia de impulsos Up, cuja frequência de repetição é predeterminada pelo oscilador (19) comandado por tensão e cuja duração de ligação é inversamente proporcional à tensão de entrada.

Em geral, o gerador de impulsos (18) fornece impulsos Up com uma determinada duração de ligação tg. A frequência de repetição é ajustada pelo oscilador comandado por tensão VCO (19) de acordo com o ponto de funcionamento do regulador de tensão V (15). Deste modo desaparece a necessidade de um impulso ter de ser mais encurtado. No caso limite, a frequência máxima correspondente à duração mínima Tm;Ín do período I determinada pela duração de ligação mínima realizável e o grau de modulação desejado, mais concretamente de acordo com a relação: f

(1)

Nesta expressão, fia frequência de repetição dos impulsos de ligação e, y o grau de modulação"e tE a duração do impulso de ligação.

No caso de um impulso de ligação com a duração tg = 0,5>as e de um grau de modulação = 0,5, resul ta uma frequência de 1 MHz. A duração do impulso de ligação depende da tensão de entrada Ug. É inversamente proporcionado à tensão de entrada

11 (2)

A variação da tensão de entrada Ug é então a grandeza perturbadora dominante no conversor de passagem.

No conversor idealizado sem perdas, é válida a seguinte relação: da - V 1 1 - UE · *E · f A (3> u u

Se, depois da introdução da relação (2), o produto U .tg se mantiver constante, então, no caso de uma alteração da tensão de entrada não é necessário que a frequência varie para que se .mantenha a tensão de saída U . 0 comando do tempo de ligação em função da tensão de entrada, apenas é um comando facilmente realizável e portanto, mesmo para frequências elevadas, não apresenta qualquer probela da técnica dos circuitos. Isso quer dizer que o conversor segundo a fig. 4 funciona substancialmente sem grandes desvios da frequência.

Os diagramas de impulso da fig. 5 mostram o comportamento principal do conversor nos diversos estados de funcionamento: a) Na fase de arranque ou no caso de tensão de saída demasiado baixa, o oscilador comandado por tensão (19) ajusta a frequência máxima. Isso corresponde à duração mínima do período T . dos impulsos de cadência ϋφ.

mm T b) No caso da tensão de entrada mínima, o gerador de impulsos (18) fornece o impulso de ligação Up com a dura-çso máxima tg max· c) Uma elevação da tensão de entrada tem como consequência um encurtamento do tempo desligação para um novo valor , sem que então a frequência varie. tc-x 12 i

d/e) Os dois diagramas mostram a redução da frequência no·^ caso de um alívio de carga forte ou em caso de sobrecarga e tensão de entrada U„ invariável. Estabelece-se a

Ei duração maior do peíodo Ty com o tempo de ligação tEx constante . A fig. 6 mostra uma forma de realização conveniente para o gerador de impulsos (18) do conversor segundo a fig. 4. Na entrada do conversor, isto é, à tensão de entrada U„, está ligado o circuito em série constituído pela

Ci resistência (20) e o condensador (22). Em paralelo com o condensador (22) está o interruptor comandado (21), que é comandado pela tensão de saída UT do oscilador comandado por tensão (19). 0 comparador (23) é ligado com a sua entrada não inversora, através da fonte de tensão de referência (2k), com o polo menos da entrada do conversor e com a sua entrada inversora ao ponto de ligação da resistência (20) e do conversor (22). Ã saída do comparador (23) está ligado o excitador (11).

Como resulta do diagrama de impulsos segun do a fig. 7, o gerador de impulsos (18) tem um instante inicial dependente da tensão. 0 oscilador comandado por tensão (19) fornece na sua saída a sequência de impulsos U^,. A tenção Up no condensador (22) tem um andamento em dente de serra, sendo a inclinação dos flancos ascendentes dos impulsos proporcional à tensão de entrada Ug. Na saída do comparador (23) resulta a tensão UK, constituída por uma sequência de impulsos rectangulares. Os flancos de subida dos impulsos rec-tangulares correspondem à ligação do comparador no instante tl, os flancos de descida correspondem à desligação do comparador no instante t2. A duração de um impulso rectangular corresponde ao tempo de ligação do interruptor electrónico situado no circuito principal e é designado por tg. A tensão de saída UL· do comparador (23) apresenta um encurtamento do tem po de ligação t'g para a elevação da tensão de entrada do va lor Ug para o valor U’g. 13 =

Claims (1)

1. t

   0 circuito de regulação segundo a fig. 8 difere do circuito de regulação (R1) do conversor de passagem segundo a fig. 1 por, em vez do dispositivo para a modulação de frequência, ser previsto um circuito lógico (12), um modu-lador da duração dos impulsos (13) e um emissor de impulsos de cadência (14). Por meio das constantes previstas na forma de realização descritas ou por meio do comando prévio de uma duração de ligação menos variável, é possível dimensionar sem problemas o circuito de ressonância L31/C33 para todos os estados de serviço. A duração da ligação do interruptor elec-trónico (42) pode ser usado de maneira óptima para o fenómeno da mudança de carga. Uma outra vantagem consiste no facto de o funcionamento dos elementos de protecção poder dimensionar--se muito independentemente das restantes funções do conversor . Os conversores de passagem descritos podem portanto usar-se vantajosamente nos módulos de alimentação de corrente para alimentação de unidades construtivas da técnica eléctrica de mensagens. São ·-também apropriados para a conversão de potências elevadas da tensão da rede (aparelhos de alimentação para ligar ao sector, rectificadores de carga). = REIVINDICAÇÕES = - 11 - Conversor de passagem de uma alternância com um transformador (5), que apresenta um enrolamento primário (51) situado num circuito de corrente principal do lado do primário e pelo menos um enrolamento secundário (52,53) situado no circuito de corrente de saída, podendo o enrolamento • primário (51) do transformador (5) ser ligado, através de dois 14 = interruptores electrónicos (41) e (42), susceptíveis de ser ligados de maneira sincronizada por meio de impulsos de ligação, protegidos por dispositivos de proteoção, num sentido predeterminado à fonte de alimentação de tensão de entrada e sendo ligado no outro sentido à fonte de tensão contínua (1) através de duas derivações de corrente por díodos, cujos díodos (43,44) estão polarizados, relativamentè à tensão de entra da (Ug) no sentido de bloqueio, e estando ligado a pelo menos um enrolamento secundário (52,53) do transformador (5) um circuito de saída com um díodo rectificador (61,62), um díodo de funcionamento em vazio (71,72) e uma bobina de indução (81), caracterizado por um circuito de protecção previsto para a pro tecção dos interruptores electrónicos (41,42) conter uma bobina de indução (L35) que actua no lado do primário do transformador e dois circuitos em série, um dos quais é constituído por um condensador (33) e um díodo (34) e está montado em paralelo com o enrolamento primário (51) do transformador (5) e o outro é constituído por um díodo (32) e uma bobina de indução (31) e está situado entre o ponto de ligação do díodo (34) e o condensador (3D do primeiro circuito em série e o terminal de ligação ligado à fonte de tensão de entrada do interruptor electrónico (42 ou, respectivamente (51)) ligado com o condensador (33) do primeiro circuito em série e por os díodos (32,34) dos dois circuitos em série estarem polarizados, relativamente à tensão contínua de entrada (Ug), no sentido de bloqueio. - 2» - Conversor de passagem de uma alternância de acordo com a reivindicação 1, caracterizado por o transformador (5) apresentar vários enrolamentos secundários (52,53), cada um deles ligado a um circuito de corrente de saída próprio e por a bobina de indução (Ls) que actua no circuito de corrente principal do lado da entrada ser pelo menos parcialmente formada por uma bobina de indução (15,35) colocada em série com . o enrolamento primário (50) do transformador (5). 15 - 3a - Conversor de passagem de uma alternância de acordo com as reivindicações 1 ou 2, caracterizado por a frequência de repetição dos impulsos de ligação que comandam os interruptores electrónicos (41, 42) para o estado de condução poder ser ajustada por meio de um dispositivo de regulação que contém pelo menos um regulador. - 4s - Conversor de passagem de uma alternância de acordo com a reivindicação 3, caracterizado por a duração do impulso de ligação que comanda os interruptores electrónicos (41, 42) para o estado de condução poder ser variada em função de pelo menos uma grandeza de perturbação. - 5S - Conversor de passagem de uma alternância de acordo com a reivindicação 4, caracterizado por a duração dos impulsos de ligação ser inversamente proporcional à tensão de entrada (U„) e por a frequência de repetição poder ser ajus ti — tada por meio de um dispositivo de regulação que contém pelo menos um regulador (10,15). A requerente reivindica a prioridade do pedido alemão apresentado em 29 de Janeiro de 1991 sob o número de série 91101147.6. Lisboa, 29 de Janeiro de 1992

   16 =