KR100420608B1 - 저가형고전압플라이백전원장치 - Google Patents

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KR100420608B1 KR10-1998-0708466A KR19980708466A KR100420608B1 KR 100420608 B1 KR100420608 B1 KR 100420608B1 KR 19980708466 A KR19980708466 A KR 19980708466A KR 100420608 B1 KR100420608 B1 KR 100420608B1
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Abstract

변압기(118)의 1차 권선(119)에 직렬로 접속된 2개의 스위칭 트랜지스터(155, 150)를 포함하는 저가형의 고전압 플라이백 전원 장치(100)가 개시된다. 그러한 전원 장치(100)는 변압기(100)의 1차 권선(119)과 병렬로 접속된 클램프 회로(116)를 포함한다.

Description

저가형 고전압 플라이백 전원장치{LOW-COST, HIGH-VOLTAGE, FLYBACK POWER SUPPLY}
플라이백(flyback) 전원 장치는 종래 기술의 스위치형 전원이다. 이들은 간단하고, 효율적이고, 소형이며, 경형이고, 비용 효율적이다. 그러나, 고전압에서는, 내부에 설치되는 소자들의 단가가 이러한 유형의 전원 장치의 비용 효율성을 감소시킬 수 있다. 선전압이 증가함에 따라 비용 효율성이 어떻게 감소하는지를 나타내기 위해 종래 기술의 전형적인 고전압 플라이백 전원을 도시하는 도 1이 참조로 제시된다.
교류(AC)인 주전력 또는 선전력은 외부 소스로부터 전원 장치에 공급된다. 산업상 이용에서는 일반적으로 440AC볼트(VAC)의 주전원이 이용된다. 이 신호는 전파 정류기(full wave rectifier)(12)에 의해 정류되고, 필터 캐패시터(14)에 의해 필터링된다. 이러한 정류 및 필터링은 440VAC를 공칭 직류 전압 625 볼트(VDC)로 변환한다. 반면에, 산업상 메인 라인에서의 선전압 변동 및 과도 현상(line voltage fluctuations and transients)은 최악의 경우 800VDC나 되는 최대 전압을유도할 수 있기 때문에, 전원 장치(10)는 625VDC 보다 훨씬 높은 피크 입력 전압을 조절할 수 있도록 설계되어야만 한다. 이러한 전압은 "입력 전압"으로서 알려져 있다. 이러한 전압 변동 및 과도 현상은 산업상 상당히 일반적이며, AC 주전원에 의해 전력이 공급되는 기계 장치의 일부를 턴 온 또는 턴 오프하는 것과 같은 상황에 의해 야기될 수 있다.
또한, 전원 장치(10)는 제너 다이오드(22 및 24) 및 다이오드(26)를 포함하는 클램프 회로(clamping circuit)(16)를 포함한다. 예시적인 종래 기술의 고전압 전원 장치에 있어서, 각각의 제너 다이오드(22 및 24)는 전형적으로 200 볼트의 제너 전압을 가진다. 클램프 회로(16)는 1차 권선의 반사 전압과 출력 변압기(18)의 1차 권선(19)의 고유 누설 인덕턴스에 의해 야기된 전압 스파이크의 합을 일정 전압으로 제한하는 데 사용된다. 이러한 반사 전압 및 전압 스파이크는 아래에 설명될 것이다. 2차 권선(20)은 다이오드(28) 및 캐패시터(30)에 직렬 회로 구조로 접속된다. 전원 장치(10)의 출력(31)은 캐패시터(30)를 통한다.
출력(31)은 센스 회로(32)에 접속된다. 센스 회로(32)의 출력은 절연 회로(isolation circuit)(33)의 입력에 접속될 수 있다. 절연 회로(33)는 출력(31)이 AC 주전원으로부터 절연될 필요가 있는 전원 장치(10)의 경우에만 제공된다. 절연 회로(33)가 제공되는 경우, 그 출력은 펄스폭 변조 제어기(34)에 접속된다. 절연 회로(33)가 제공되지 않는 경우에는, 센스 회로(32)의 출력이 펄스폭 변조 제어기(34)에 접속된다. 펄스폭 변조 제어기(34)의 출력은 n형 금속 산화 반도체 전계 효과 트랜지스터(MOSFET)인 플라이백 스위칭 트랜지스터(36)의 게이트에접속된다.
종래 기술의 전원 장치(10)에서, 스위칭 트랜지스터(36)는 매우 높은 전압에 노출될 수 있기 때문에, 매우 높은 드레인-소스 항복 전압으로 정격되어야만 한다. 스위칭 트랜지스터(36)가 턴 온되면, 다이오드(26)는 역방향으로 바이어스되고, 포지티브 직류(DC) 레일로부터의 선전압이 1차 권선(19)에 인가됨으로써 다이오드(26)의 전류를 램핑 업(ramping up)한다.
스위칭 트랜지스터(36)가 턴 오프되면, 1차 권선(19)을 통하는 전압이 반전되어, 변압기(18)가 그 전류를 2차 권선(20)으로 전달할 수 있게 된다. 이러한 1차 권선(19)의 전압 반전은 2차 권선(20)이 전류를 도통하고 있을 때 2차 권선(20)으로부터 반사된 전압에 의한 것이다. 이는 "반사 전압(reflected voltage)"으로 알려져 있다. 트랜지스터(36)의 드레인에 대하여, 이 반사 전압은 입력 전압에 더해진다. 전술한 바와 같이, 입력 전압은 800 VDC 정도로 높을 수 있다. 반사 전압의 크기는 변압기(18)의 권수 비(winding ratio) -즉, 1차 권선(19)의 권수 대 2차 권선(20)의 권수의 비- 를 조절함으로써 제어될 수 있다. 일반적으로, 권수 비는 1차 권선(19)의 반사 전압이 300VDC로 제한되도록 선택된다.
스위칭 트랜지스터(36)가 턴 오프되면, 변압기(18) 내의 대부분의 에너지는 2차 권선(20)에 전달된다. 그러나, 1차 권선(19)의 누설 인덕턴스에 저장된 에너지는 반사 전압 내에 스파이크를 유발하며, 이 스파이크는 다이오드(26)를 통해 제너 다이오드(24 및 22)로 운반된다. 1차 권선(19)의 누설 인덕턴스로 인한 이 전압 스파이크는 1차 권선(19)의 전압이 짧은 시간 동안 300VDC 이상으로 상승하게함으로써 다이오드(26)를 순방향으로 바이어스시킨다. 1차 권선(19)의 누설 인덕턴스로부터의 전압 스파이크가 더해진 반사 전압이 충분히 높아지면, 제너 다이오드(22 및 24)는 항복 영역에 들어갈 것이다. 일반적으로, 1차 권선(19)의 누설 인덕턴스로 인한 전압 스파이크는 제너 다이오드(22 및 24)가 그들의 항복 영역으로 들어가게 하는 데 충분할만큼 클 것이다. 제너 다이오드(22 및 24)는 보통 각각 200VDC의 제너 전압을 가지기 때문에, 1차 권선의 반사 전압은 400VDC로 클램프될 것이다. 1차 권선(19)이 자신의 누설 인덕턴스 내에 저장된 에너지를 전달하고 난 후, 즉 전압 스파이크가 안정되고 난 후, 1차 권선(19)을 통하는 전압은 2차 권선(20)으로부터의 반사 전압까지 떨어질 것이다. 그러나, 1차 권선(19)의 누설 인덕턴스로 인한 전압 스파이크가 발생하는 짧은 기간 동안, 스위칭 트랜지스터(36)는 매우 높은 전압을 견뎌내야만 한다. 그러면, 변압기(18)가 자신의 에너지를 2차 권선(20)으로 전달하고 난 후, 1차 권선(19) 상에서 반사된 전압은 0으로 감소된다.
따라서, 트랜지스터(36)가 턴 오프된 직후, 트랜지스터(36)의 드레인에서의 전압은 기준점에 대하여 1200VDC만큼이나 높고, 이 기준점은 이 경우 네가티브 전원 입력 레일이 된다. 이는 800VDC의 피크(최악의 경우의 입력 전압)에 도달할 수 있는 것으로 전술된 스위칭 트랜지스터의 드레인에서의 전압이 400VDC(1차 권선(19)의 누설 인덕턴스로 인한 클램프된 스파이크 전압)에 가산되기 때문이다. 따라서, 종래 기술의 전원 장치(10)에서 사용된 스위칭 트랜지스터(36)는 적절하게 작동하고 손상을 방지하기 위해서는 1200VDC 이상, 바람직하게는 1300VDC 이상의드레인-소스 항복 전압을 가져야만 한다.
그러한 매우 높은 드레인-소스 항복 전압을 가진 MOSFET는 매우 비싸다. 예를 들어, International Rectifier의 IRFCG20은 1000VDC의 드레인-소스 항복 전압을 가진다. 이 제품의 가격은 약 3달러이다. 이에 비해, International Rectifier의 IRFBC20과 같은 600VDC의 드레인-소스 항복 전압을 가지는 MOSFET는 약 50센트이다. 따라서, 이러한 고가의 스위칭 트랜지스터(36)를 필요로 하지 않는 고전압 플라이백 전원 장치가 필요하다. 이렇게 응용되는 본 발명의 다양한 실시예들은 이러한 고가의 스위칭 트랜지스터에 대한 필요성을 제거함으로써 종래 기술의 플라이백 전원을 향상시킬 수 있으며, 그 결과 종래 기술의 성능면에서의 장점은 그대로 유지하면서 전원 장치의 단가를 절감하는 것이 가능하다.
<발명의 요약>
본 발명은 두 개의 저전력 스위칭 트랜지스터를 사용하는 독특한 회로 배열을 통해 종래 기술의 단점을 극복한다. 본 발명의 한 양태는 1차 권선, 코어 및 2차 권선을 포함하는 변압기를 포함한다. 종래 기술의 매우 높은 드레인-소스 항복 전압을 가지는 단일 트랜지스터를 대신하며, 본 발명이 전원 장치의 단가를 상당히 절감시킬 수 있게 하는 두 개의 트랜지스터 중 하나의 트랜지스터의 드레인은 1차 권선의 제1 단자에 접속된다. 제너 다이오드는 이러한 제1 트랜지스터의 게이트와 소스 사이에 접속된다. 종래 기술에서 사용된 매우 높은 드레인-소스 항복 전압을 가지는 단일 트랜지스터를 대신하는 두 개의 트랜지스터 중 다른 트랜지스터의 드레인은 제1 트랜지스터의 소스에 접속된다.
클램프 회로는 변압기의 1차 권선과 병렬 회로 구조이다. 클램프 회로는 최소한 하나의 고 항복 전압 제너 다이오드 및 비-제너 다이오드를 포함한다. 비-제너 다이오드는, 변압기가 전류를 2차 권선에 제공할 때, 1차 권선의 누설 인덕턴스로 인한 전압 스파이크가 최소한 하나의 제너 다이오드에 의해 일정한 전압으로 클램프될 수 있도록 배열된다.
두 개의 저항기를 포함하는 분압기는 제1 트랜지스터의 게이트에 접속된다. 이러한 분압기는 전원 장치가 작동을 개시할 때 제1 트랜지스터의 게이트 상에 전압을 인가하는 것을 돕는다. 또한, 캐패시터가 분압기의 저항기 중 하나와 병렬 회로 구조로 접속된다. 이 캐패시터는 두 개의 트랜지스터가 모두 턴 오프된 후 제2 트랜지스터가 턴 온될 때, 제1 트랜지스터를 턴 온시키는 데 사용된다.
펄스폭 변조 제어기는 이러한 제2 트랜지스터를 턴 온 또는 턴 오프시키는 제2 트랜지스터의 게이트에 접속된다. 펄스폭 변조 제어기에 의해 생성되는 펄스의 듀티 사이클은 부하의 전력 수요가 변함에 따라 변한다. 펄스폭 변조 이외의 다른 방법들도 제2 트랜지스터의 듀티 사이클을 제어하는 데 사용될 수 있다. 그러한 방법들로서 고정 펄스폭의 (주기적) 가변 주파수 제어 또는 가변 펄스폭의 (주기적) 가변 주파수 제어와 같은 방법들이 있지만, 이들로 국한되는 것은 아니다.
본 발명의 바람직한 실시예에서, 고전압 전원 장치는 1차 권선, 코어 및 2차 권선을 포함하는 변압기를 포함한다. 1차 권선은 제1 단자 및 제2 단자를 가진다. 2차 권선은 제1 단자 및 제2 단자를 가진다. 게이트, 소스 및 드레인을 포함하는 제1 트랜지스터의 드레인이 1차 권선의 제1 단자에 접속된다. 게이트, 소스 및 드레인을 포함하는 제2 트랜지스터의 드레인은 제1 트랜지스터의 소스에 접속된다.
또한, 본 발명의 바람직한 실시예는 제1 제너 다이오드를 포함한다. 제1 제너 다이오드는 애노드 단자 및 캐소드 단자를 포함한다. 제1 제너 다이오드의 애노드 단자는 1차 권선의 제2 단자에 접속된다. 또한, 애노드 단자 및 캐소드 단자를 포함하는 제2 제너 다이오드의 애노드 단자는 제1 제너 다이오드의 캐소드 단자에 접속된다.
또한, 본 발명의 바람직한 실시예는 제1 다이오드를 포함한다. 제1 다이오드의 캐소드 단자는 제2 제너 다이오드의 캐소드 단자에 접속된다. 제1 다이오드의 애노드 단자는 제1 트랜지스터의 드레인에 접속된다.
또한, 본 발명의 바람직한 실시예는 제1 단자 및 제2 단자를 가지는 제1 저항기를 포함한다. 제1 저항기의 제1 단자는 제1 제너 다이오드의 애노드에 접속된다. 제1 저항기의 제2 단자는 제1 트랜지스터의 게이트에 접속된다. 제1 단자 및 제2 단자를 가지는 제2 저항기의 제1 단자는 제1 트랜지스터의 게이트에 접속되고, 제2 단자는 제2 트랜지스터의 소스에 접속된다.
또한, 본 발명의 바람직한 실시예는 제1 단자 및 제2 단자를 가지는 제1 캐패시터를 포함한다. 제1 캐패시터의 제1 단자는 제1 트랜지스터의 게이트에 접속되고, 제1 캐패시터의 제2 단자는 제2 트랜지스터의 소스에 접속된다. 애노드 단자 및 캐소드 단자를 포함하는 제3 제너 다이오드의 애노드 단자는 제1 트랜지스터의 소스에 접속되고, 캐소드 단자는 제1 트랜지스터의 게이트에 접속된다.
본 발명의 바람직한 실시예는 애노드 단자 및 캐소드 단자를 가지는 제2 다이오드를 포함한다. 제2 다이오드의 애노드 단자는 2차 권선의 제1 단자에 접속되고, 캐소드 단자는 전원 장치의 출력 단자에 접속된다. 본 바람직한 실시예는 제1 단자 및 제2 단자를 가지는 제2 캐패시터를 포함한다. 제1 단자는 제2 다이오드의 캐소드 단자에 접속되고, 제2 단자는 2차 권선의 제2 단자에 접속된다.
본 발명의 바람직한 실시예는 제2 다이오드의 캐소드로부터의 제1 입력 및 2차 권선의 제2 단자로부터의 제2 입력을 가지는 센스 회로를 포함한다. 펄스폭 변조 제어기는 센스 회로로부터의 입력을 수신한다. 펄스폭 변조 제어기의 출력은 제2 트랜지스터의 게이트에 접속된다.
상기에 언급한 것과 그 외에 구성에 있어서의 다양한 신규한 세부 사항 및 소자들의 조합 등을 포함하는 본 발명의 이점들은 첨부된 도면을 참조로 설명되며, 청구항에서 지적될 것이다. 본 발명을 실현하는 특정 장치들은 단지 설명의 목적으로만 사용된 것으로, 이에 국한하기 위한 것이 아님을 이해할 수 있을 것이다. 본 기술 분야의 숙련된 기술자라면, 본 발명의 원리 및 양태들이 본 발명의 범위를 벗어나지 않는 다양하고 수많은 실시예에서 실현될 수 있음을 예상할 수 있을 것이다.
본 발명은 전원 회로에 관한 것으로, 더 상세하게는 저가형 고전압 플라이백 전원 회로에 관한 것이다.
본 발명의 양태들에 대한 예시적인 실시예를 도시하는 도면에 참조 번호가 부여되었으며, 이 도면들로부터 신규한 특성 및 이점들이 명백해질 것이다.
도 1은 종래 기술의 고전압 플라이백 전원 장치를 도시하는 개략도.
도 2는 본 발명의 고전압 플라이백 전원 장치를 도시하는 개략도.
도 2를 참조하면, 본 발명의 특징을 채용하는 고전압 플라이백 전원 장치(100)의 개략도가 도시된다. 종래 기술에서와 같이, 440VAC의 주입력은 브리지(112) 및 캐패시터(114)에 의해 정류되고 필터링된다. 이러한 정류 및 필터링은 공칭의 625VDC 입력 전압이 인가된다. 그러나, 전술한 바와 같이, 공업상의 응용에서 일반적인 선전압 변동 및 과도로 인해, 입력 전압은 800VDC까지 높아질 수 있다. 전원 장치(100)는 제너 다이오드(122 및 124) 및 다이오드(126)를 포함하는 클램프 회로(116)를 포함한다. 바람직한 실시예에서, 각각의 제너 다이오드(122 및 124)는 전형적으로 200볼트의 제너 전압을 가진다. 클램프 회로(116)는 1차 권선의 반사 전압과 출력 변압기(118)의 1차 권선(119)의 고유 누설 인덕턴스로 인한 전압 스파이크의 합을 일정 전압으로 제한하는 데 사용된다. 이러한 반사 전압 및 전압 스파이크는 아래에서 설명될 것이다. 2차 권선(120)은 다이오드(128) 및 캐패시터(130)에 직렬 회로 구조로 접속된다. 전원 장치(100)의 출력(131)은 캐패시터(130)를 통한다.
출력(131)은 센스 회로(132)에 접속된다. 센스 회로(132)의 출력은 절연 회로(133)의 입력에 접속될 수도 있다. 절연 회로(133)는 출력(131)이 AC 주전원으로부터 절연될 필요가 있는 전원 장치(100)의 경우에만 제공된다. 절연 회로(133)가 제공되는 경우, 그 출력은 펄스폭 변조 제어기(134)에 접속된다. 절연 회로(133)가 제공되지 않는 경우에는, 센스 회로(132)의 출력이 펄스폭 변조 제어기(134)에 접속된다. 펄스폭 변조 제어기(134)의 출력은 n형 MOSFET인트랜지스터(150)의 게이트에 접속된다. 트랜지스터(150)는 드레인이 트랜지스터(155)의 소스에 접속되도록 역시 n형 MOSFET인 트랜지스터(155)에 캐스코드 배열로 접속된다. 트랜지스터(155)의 소스는 제너 다이오드(158)에 의해 자신의 게이트에 접속된다. 트랜지스터(155)의 게이트는 저항기(160)의 제2 단자, 저항기(165)의 제1 단자 및 캐패시터(170)의 제1 단자에 접속된다. 저항기(165) 및 캐패시터(170)는 저항기(165)의 제2 단자 및 캐패시터(170)의 제2 단자가 네가티브 DC 레일에 접속되도록 병렬 회로 구조로 배열된다. 저항기(160)의 제2 단자는 포지티브 DC 레일에 접속된다. 저항기(160 및 165)는 분압기(voltage divider)를 형성한다.
도 2에 도시한 회로의 동작을 아래에서 설명한다. 먼저, 전원 장치(100)가 턴온되면, AC 주전원으로부터 정류되고 필터링된 전력이 저항기(160)의 제1 단자로 인가된다. 전술한 바와 같이, 저항기(160 및 165)는 분압기를 형성한다. 바람직한 실시예에서, 저항기(160 및 165)의 저항값은 트랜지스터(155)가 입력 전압의 1/3 내지 1/2 사이에서 바이어스되도록 선택된다. 예를 들어, 저항기(160)는 2㏁의 저항을 가지고, 저항기(165)는 1㏁의 저항을 가질 수 있다. 전압은 작동 개시시에는 트랜지스터의 게이트에 배치되어야만 한다. 게이트가 플로팅된 채로 있는 경우, 트랜지스터(155)가 턴 온되지 않을 수도 있기 때문이다. 작동 개시가 되면 캐패시터(170)는 충전될 것이다. 바람직한 실시예에서, 캐패시터(170)는 270㎊의 용량을 가지도록 선택될 수 있다. 캐패시터(170)는 작동 개시시 약 200VDC까지 충전될 것이다. 또한, 전압이 트랜지스터(155)의 게이트에 배치되면, 소스에서의 전압은 게이트 전압에서 트랜지스터의 임계 전압(threshold voltage)을 뺀 값과 거의 동일할 것이다.
또한, 작동이 개시되자마자, 펄스폭 변조 제어기(134)는 전력을 받을 것이다. 일반적으로, 전력은 포지티브 입력 고전압 레일 또는 트랜지스터(150)의 드레인 전압으로부터 펄스폭 변조 제어기(134)에 직접 공급된다. 펄스폭 변조 제어기(134)는 전력을 입력받자마자 스위칭 트랜지스터(150)의 온 오프를 시작한다. 트랜지스터(150)가 턴 온되면, 즉 펄스폭 변조 제어기가 전압을 트랜지스터(150)의 게이트에 인가하면, 트랜지스터(150)의 드레인은 네가티브 레일로 단락될 것이다. 이러한 경우가 발생하면, 트랜지스터(155)의 게이트는 캐패시터(170)로부터의 전류를 트랜지스터(155)의 고유 게이트 용량(capacitance)으로 향하게 함으로써, 게이트 용량을 제너 다이오드(158)의 항복 전압까지 충전시킨다. 바람직한 실시예에서, 제너 다이오드(158)는 15볼트의 항복 전압을 가지도록 선택된다. 이는 트랜지스터(155)를 턴 온시킨다. 트랜지스터(155)의 게이트 용량에 저장된 전하로 인해, 트랜지스터(155)의 게이트가 네가티브 레일의 전압보다 제너 다이오드(158)의 항복 전압만큼 높은 전압으로 유지되려고 함에 주목한다. 중요한 것은 트랜지스터(155)의 게이트 전압이 소스의 전압을 15볼트 이상 초과하지 않는다는 것이다. 그렇지 않으면, 트랜지스터(155)에 손상이 발생할 수 있다. 트랜지스터(155)의 게이트 전압이 트랜지스터(155)의 소스 전압을 15볼트 이상 초과하는 경우, 제너 항복 전압에 도달하고, 전압이 15볼트에서 클램핑되도록 선택되었으므로, 제너 다이오드(158)는 이러한 목적으로 사용된다.
이 때, 전원 장치(100)의 동작 중 이 시점에서, 트랜지스터(150 및 155)는 둘 다 턴 온된다. 펄스폭 변조 제어기(134)가 트랜지스터(150)를 턴 오프시키면, 트랜지스터(150)의 드레인 및 소스는 개방 회로가 되며, 이는 트랜지스터(150)를 통하는 드레인-소스 전류(IDS)가 0이 되게 한다. 트랜지스터(150)를 통하는 드레인-소스 전류가 0이 되면, 트랜지스터(155)를 통하는 드레인-소스 전류도 0이 되고, 트랜지스터(155)는 턴 오프된다. 이에 의해 트랜지스터(155)의 드레인은 포지티브 전원 레일 이상의 전압으로 끌어올려진다. 이것은 1차 권선(119)의 인덕턴스에 의해 야기된다. 1차 권선(119) 상의 전압이 반사 전압에 도달하면, 변압기(118) 내의 에너지는 2차 권선(120)으로 전달된다. 에너지가 2차 권선(120)으로 전달되고 있을 때, 트랜지스터(155)의 드레인에서의 전압은 1차 권선(119)에서의 반사 전압과 입력 전압의 합이 된다. 종래 기술에서와 같이, 반사 전압의 크기는 변압기(118)의 권수 비 -즉, 1차 권선(119)의 권수와 2차 권선(120)의 권수의 비- 를 조절함으로써 제어된다. 바람직한 실시예에서 변압기(118)의 권수 비는 1차 권선(119)의 반사 전압이 약 300VDC로 제한되도록 선택된다.
그러나, 종래 기술에서와 같이, 추가의 전류가 다이오드(126)를 통해 흐르도록 만드는 1차 권선(119)의 고유 누설 인덕턴스는 1차 권선(119)으로부터의 반사 전압에 더해지는 전압 스파이크를 야기한다. 따라서, 1차 권선(119)의 누설 인덕턴스로부터의 전압 스파이크와 결합된 반사 전압은 짧은 시간 동안 300VDC 이상으로 상승할 수 있다. 순방향 바이어스되는 다이오드(126)를 통하는 전류는 제너 다이오드(122 및 124)가 역방향 바이어스되게 한다. 누설 인덕턴스로부터의 전압 스파이크와 결합된 반사 전압이 충분히 높아지면, 제너 다이오드(122 및 124)는 항복 영역에 들어갈 것이다. 즉, 1차 권선(119)의 누설 인덕턴스는 제너 다이오드(122 및 124)를 항복 영역에 들어가게 할 수 있다. 제너 다이오드(122 및 124)는 전형적으로 각각 200VDC의 제너 전압을 가지기 때문에, 반사 전압과 1차 권선(119)의 누설 인덕턴스로부터의 전압 스파이크의 합은 400VDC로 클램프될 것이다.
1차 권선의 누설 인덕턴스로 인한 전압 스파이크는 짧은 시간 동안 손실(dissipate)될 것이다. 누설 인덕턴스 에너지가 클램프 회로(116)로 전달된 후, 1차 전압은 반사 전압으로까지 떨어질 것이며, 이 반사 전압은 바람직한 실시예에서 300VDC이다. 또한, 1차 권선(119)이 전류를 2차 권선(120)으로 전달한 후, 반사 전압은 사라진다. 그러나, 1차 권선(119)의 누설 인덕턴스로 인한 전압 스파이크가 발생하는 짧은 시간 동안, 트랜지스터(155)의 드레인 상의 전압은 800VDC의 피크 (최악의 경우의 입력 전압)와 400VDC (1차 권선(119)의 누설 인덕턴스로 인한, 클램프된 스파이크 전압)를 합한 값에 도달할 수 있으며, 이는, 이 경우에서는 네가티브 전원 입력 레일인, 기준점에 대해 총 1200VDC이다.
본 발명의 바람직한 실시예에서, 트랜지스터(155)는 약 600VDC의 드레인-소스 항복 전압을 가진다. 이러한 트랜지스터(155)가 턴 오프되면, 드레인 상의 전압은 급격하게 증가할 것이다. 이것이 600VDC에 도달하면, 트랜지스터(155)는 항복될 것이다. 항복 전압에 의해 야기된 애벌란시 전류는 (순방향 바이어스된 제너 다이오드(158)를 통하여) 트랜지스터(155)의 소스 및 게이트를 드레인 전압보다600VDC 낮은 전압에 이르게 할 것이다. 그러므로, 트랜지스터(150)의 드레인은 트랜지스터(155)의 드레인 전압 - 트랜지스터의 항복 전압 즉, 600VDC임 - 과 동일한 전압을 보게될 것이다. 그러므로, 트랜지스터(150)는 적절하게 작동하고 손상을 방지하기 위해 600VDC, 바람직하게는 700VDC를 초과하는 항복 전압을 가져야만 한다.
트랜지스터(150)의 드레인 전압을 트랜지스터(155)의 드레인 전압에 이르도록 하는 것에 부가하여, 트랜지스터(155)를 통한 애벌란시 전류는 캐패시터(170)를 트랜지스터(150)의 드레인 상의 전압보다 1 다이오드 강하(즉, 순방향 바이어스된 제어 다이오드(158)의 다이오드 강하)만큼 낮은 전압까지 충전할 것이다. 이제 상세히 설명하겠지만, 캐패시터(170)를 충전함으로써, 트랜지스터(150)가 펄스폭 변조 제어기(134)에 의해 턴 온될 때 트랜지스터(155)가 다시 턴 온되게 한다. 전술한 바와 같이, 트랜지스터(150)가 턴 온되면, 트랜지스터(155)의 소스는 네가티브 전원 레일로 된다. 트랜지스터(155)의 게이트에 걸리는 전압이 없는 경우, 트랜지스터(155)는 트랜지스터(150)가 턴온 되는지의 여부와 무관하게 다시 턴 온되지 않으며, 따라서 전원 장치(100)의 작동이 불가능해 진다. 트랜지스터(155)의 게이트 용량을, 트랜지스터(150)가 턴 온될 때 트랜지스터(155)도 다시 턴 온되게 하는 전압까지 충전하는 것은 캐패시터(170) 내에 저장된 전하이다. 트랜지스터(155)를 턴 온시키기 위해, 트랜지스터(155)의 게이트 전압은 소스 전압과 소스-게이트 턴 온 임계 전압의 합보다 커야만 한다. 트랜지스터(155)가 항복되지 않는 경우에도, 캐패시터(170)는 후속 사이클에서 트랜지스터(155)가 턴 온되기 충분할만큼저항기(160) (전술한 바와 같이 저항기(160 및 165)는 분압기를 형성함)에 의해 충전될 것이다.
본 발명의 바람직한 실시예에서, 트랜지스터(150) 및 펄스폭 변조 제어기(134)는 두 소자를 구현하는 단일 집적 회로를 이용하여 실현될 수 있다. 그러한 회로의 일례로는 본 발명의 양수인인 파워 인티그레이션즈, 인크.(Power Integrations, Inc.)의 TOP200이 있다. 그러한 집적 회로의 단가는 약 1달러 50센트이다. TOP200은 펄스폭 변조 제어기(134) 및 700VDC의 항복 전압을 가지는 트랜지스터(150)를 포함한다. 펄스폭 제어기 및 항복 전압이 1300 볼트인 스위칭 트랜지스터를 탑재하는 집적 회로는 제조하기가 매우 어렵기 때문에 현재로서는 존재하지 않고 있다. 따라서, 그러한 집적 회로의 이용에 의한 단가 절감 효과는 종래 기술의 전원(10)으로는 실현될 수 없다.
따라서, 본 발명에서 제시된 것을 이용하는 전원 장치(100)에서, 트랜지스터(150 및 155) 및 펄스폭 변조 제어기(134)의 단가는 약 2달러이다 (즉, TOP200이 1달러 50센트이고, 600V 트랜지스터(155)가 50센트임). 이에 반하여, 종래 기술의 전원 장치(10)에서는 전술한 바와 같이 약 3달러인 스위칭 트랜지스터(36) 및 약 75센트인 적정 펄스폭 변조 제어기(34)가 필요하다. 결국 3달러 75센트가 필요하다. 따라서, 본 발명은 필수적인 소자들의 단가를 약 50센트 가량 절감시킨다.
따라서, 본 발명에 의해 저가형의 고전압 플라이백 전원 장치가 개시된다. 본 발명의 실시예 및 응용이 도시되고 설명되는 동안, 본 기술 분야의 숙련된 기술자들에게는 여기에 개시된 본 발명의 개념을 벗어나지 않는 다양한 변형들이 명백해졌을 것이다. 그러므로, 본 발명은 청구항들의 범위에 따르는 것을 제외하고는 제한되지 않는다.

Claims (15)

  1. 전원 장치에 있어서,
    제1 단자와 제2 단자를 가지는 1차 권선, 코어, 및 제1 단자와 제2 단자를 가지는 2차 권선을 포함하는 변압기;
    게이트, 소스 및 드레인 - 상기 드레인은 상기 1차 권선의 상기 제1 단자에 접속됨 - 을 포함하는 제1 트랜지스터;
    게이트, 소스, 및 드레인 - 상기 드레인은 상기 제1 트랜지스터의 상기 소스에 접속됨 - 을 포함하는 제2 트랜지스터;
    캐소드 단자, 및 상기 1차 권선의 상기 제2 단자에 접속되는 애노드 단자를 포함하는 제1 제너 다이오드;
    캐소드 단자, 및 상기 제1 제너 다이오드의 상기 캐소드 단자에 접속되는 애노드 단자를 포함하는 제2 제너 다이오드;
    상기 제1 트랜지스터의 상기 드레인에 접속되는 애노드 단자, 및 상기 제2 제너 다이오드의 상기 캐소드 단자에 접속되는 캐소드 단자를 포함하는 제1 다이오드;
    상기 제1 제너 다이오드의 상기 애노드 단자에 접속되는 제1 단자, 및 상기 제1 트랜지스터의 상기 게이트에 접속되는 제2 단자를 포함하는 제1 저항기;
    상기 제1 트랜지스터의 상기 게이트에 접속되는 제1 단자 및 상기 제2 트랜지스터의 상기 소스에 접속되는 제2 단자를 포함하는 제2 저항기;
    상기 제1 트랜지스터의 상기 게이트에 접속되는 제1 단자, 및 상기 제2 트랜지스터의 상기 소스에 접속되는 제2 단자를 포함하는 제1 캐패시터;
    상기 제1 트랜지스터의 상기 소스에 접속되는 애노드 단자, 및 상기 제1 트랜지스터의 상기 게이트에 접속되는 캐소드 단자를 포함하는 제3 제너 다이오드;
    상기 2차 권선의 상기 제1 단자에 접속되는 애노드 단자, 및 캐소드 단자를 포함하는 제2 다이오드;
    상기 제2 다이오드의 상기 캐소드 단자에 접속되는 제1 단자, 및 상기 2차 권선의 상기 제2 단자에 접속되는 제2 단자를 포함하는 제2 캐패시터;
    상기 제2 다이오드의 상기 캐소드로부터의 제1 입력, 및 상기 2차 권선의 상기 제2 단자로부터의 제2 입력을 가지는 센스 회로; 및
    상기 센스 회로로부터 입력을 수신하며, 출력은 상기 제2 트랜지스터의 상기 게이트에 접속되는 펄스폭 변조 제어기
    를 포함하는 전원 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 센스 회로는 절연(isolation) 회로에 의해 상기 펄스폭 변조 제어기에 접속되는 전원 장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 1차 권선 및 상기 2차 권선은 상기 2차 권선으로부터 상기 1차 권선으로 반사되는 전압이 약 300볼트가 되도록 하는 권수 비(turns ratio)를 가진 전원 장치.
  4. 제3항에 있어서, 상기 제1 제너 다이오드 및 상기 제2 제너 다이오드는 각각 약 200볼트의 항복(breakdown) 전압을 가진 전원 장치.
  5. 제4항에 있어서, 상기 제1 트랜지스터는 최소한 600볼트의 드레인-소스 항복 전압을 가진 전원 장치.
  6. 제5항에 있어서, 상기 제2 트랜지스터는 최소한 600볼트의 드레인-소스 항복 전압을 가진 전원 장치.
  7. 제6항에 있어서, 상기 펄스폭 변조 제어기 및 상기 제2 트랜지스터는 단일 집적 회로 상에 형성된 전원 장치.
  8. 제7항에 있어서, 상기 제2 트랜지스터의 드레인-소스 항복 전압은 최소한 600볼트인 것을 특징으로 하는 전원 장치.
  9. 제1항에 있어서, 상기 모든 접속은 전기적 접속인 전원 장치.
  10. 전원 장치에 있어서,
    1차 권선 및 2차 권선을 포함하는 변압기;
    상기 1차 권선과 병렬인 클램프 회로;
    상기 1차 권선에 접속된 드레인과, 분압기, 캐패시터, 및 제너 다이오드의 캐소드 단자에 접속된 게이트와, 상기 제너 다이오드의 애노드에 접속된 소스를 갖는 제1 트랜지스터 ; 및
    상기 제1 트랜지스터의 상기 소스에 접속된 드레인을 갖는 제2 트랜지스터
    를 포함하는 전원 장치.
  11. 제10항에 있어서, 상기 제1 트랜지스터는 최소한 600볼트의 드레인-소스 항복 전압을 가지고, 상기 제2 트랜지스터는 최소한 600볼트의 드레인-소스 항복 전압을 가지는 전원 장치.
  12. 제10항에 있어서, 상기 제2 트랜지스터의 상기 게이트와 전기적으로 통하는 펄스폭 변조 제어기를 더 포함하는 전원 장치.
  13. 제12항에 있어서, 상기 제2 트랜지스터 및 상기 펄스폭 변조 제어기는 단일 집적 회로 상에 형성된 전원 장치.
  14. 전원 장치에 있어서,
    1차 권선 및 2차 권선을 포함하는 변압기;
    상기 1차 권선과 병렬로 접속된 클램프 회로;
    캐스코드(cascode) 배열로 접속된 제1 및 제2 트랜지스터 - 상기 제1 트랜지스터의 드레인은 상기 1차 권선에 접속되도록 배열되고, 상기 제2 트랜지스터의 소스는 네가티브 전원 입력 레일에 접속되도록 배열됨 -;
    상기 제1 트랜지스터의 게이트에 접속된 캐소드와, 상기 제1 트랜지스터의 소스에 접속된 애노드를 구비한 제너 다이오드;
    제1 저항기 및 제2 저항기를 포함하는 분압기 -상기 분압기는 포지티브 전원 입력 레일과 상기 제2 트랜지스터의 소스 사이에 접속되고, 상기 제1 트랜지스터의 게이트는 상기 분압기에 접속됨-;
    상기 제1 트랜지스터의 게이트와 상기 네가티브 전원 입력 레일 사이에 접속되는 캐패시터; 및
    상기 제2 트랜지스터의 게이트에 접속되는 펄스폭 변조 제어기
    를 포함하는 전원 장치.
  15. 제14항에 있어서, 상기 제2 트랜지스터 및 상기 펄스폭 변조 제어기는 단일 집적 회로로 형성된 전원 장치.
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