JP2718416B2 - 電流制限回路付き直流電圧変換器 - Google Patents
電流制限回路付き直流電圧変換器Info
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- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- H02M3/33546—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type with automatic control of the output voltage or current
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Description
【発明の詳細な説明】 発明の属する技術分野 本発明は、トランスの１次側電流回路に配置されてお
りかつゲート端子が制御回路の出力端子に接続されてお
りかつ該制御回路によって交互に投入および遮断され
る、電界効果トランジスタから成る電子スイッチを備
え、かつ前記電子スイッチに直列に設けられた１次側電
流測定抵抗および該抵抗に並列に接続されたコンデンサ
を備え、かつトランスの２次側電流回路には、チョーク
コイル、整流ダイオード、フリーホイールダイオードお
よびコンデンサから成る整流および平滑回路が接続さ
れ、前記コンデンサに加わる測定電圧が前記制御回路の
入力部に供給され、かつ前記制御回路は、出力電圧が加
えられる、前記制御回路の他の入力部として、電圧値の
調整のための電圧調整器を含んでおり、かつ測定電圧が
所定の限界値を上回ると前記制御回路は、１次側電流回
路を流れるパルス電流を抑制する方向に制御するように
した、クロック制御されるものである電流制限回路付き
直流電圧変換器に関する。
りかつゲート端子が制御回路の出力端子に接続されてお
りかつ該制御回路によって交互に投入および遮断され
る、電界効果トランジスタから成る電子スイッチを備
え、かつ前記電子スイッチに直列に設けられた１次側電
流測定抵抗および該抵抗に並列に接続されたコンデンサ
を備え、かつトランスの２次側電流回路には、チョーク
コイル、整流ダイオード、フリーホイールダイオードお
よびコンデンサから成る整流および平滑回路が接続さ
れ、前記コンデンサに加わる測定電圧が前記制御回路の
入力部に供給され、かつ前記制御回路は、出力電圧が加
えられる、前記制御回路の他の入力部として、電圧値の
調整のための電圧調整器を含んでおり、かつ測定電圧が
所定の限界値を上回ると前記制御回路は、１次側電流回
路を流れるパルス電流を抑制する方向に制御するように
した、クロック制御されるものである電流制限回路付き
直流電圧変換器に関する。
従来技術 図１は瞬時値直流制限（回路）付き直流電圧変換器
（DC−DCコンバータ）を示し、上記瞬時値電流制限（回
路）はパルスごとの制限（回路）とも称され、ドイツ連
邦共和国特許第2613896号明細書から公知である。
（DC−DCコンバータ）を示し、上記瞬時値電流制限（回
路）はパルスごとの制限（回路）とも称され、ドイツ連
邦共和国特許第2613896号明細書から公知である。
図１に示すシングルエンデッド形通電形直流電圧変換
器では入力電圧UEがコンデンサ１に加わり、出力電圧UA
がコンデンサ13に現われる。コンデンサ１に並列に次の
各素子から成る直列接続体が接続されている。即ちトラ
ンス９の１次巻線91と、FET6のドレイン−ソース区間
と、測定抵抗３とから成る直列接続体が接続されてい
る。上記直列接続体に並列に電圧制限のため用いられる
Ｚ（ツェナー）ダイオード５が設けられている。トラン
ス９の２次巻線とコンデンサ13との間に整流器ダイオー
ド10が設けられている。整流器ダイオード10につづく並
列分岐中にフリーホイールダイオード11が設けられてい
る。フリーホイールダイオード11とコンデンサ13との間
の直列分岐中にチョークコイル12が設けられている。
器では入力電圧UEがコンデンサ１に加わり、出力電圧UA
がコンデンサ13に現われる。コンデンサ１に並列に次の
各素子から成る直列接続体が接続されている。即ちトラ
ンス９の１次巻線91と、FET6のドレイン−ソース区間
と、測定抵抗３とから成る直列接続体が接続されてい
る。上記直列接続体に並列に電圧制限のため用いられる
Ｚ（ツェナー）ダイオード５が設けられている。トラン
ス９の２次巻線とコンデンサ13との間に整流器ダイオー
ド10が設けられている。整流器ダイオード10につづく並
列分岐中にフリーホイールダイオード11が設けられてい
る。フリーホイールダイオード11とコンデンサ13との間
の直列分岐中にチョークコイル12が設けられている。
FET6の制御電極は制御装置８に接続されており、この
制御装置はドライバと、クロック発生器とパルス幅変調
器とを有する。上記制御装置８はコンパレータ４と電圧
調整器14とによって制御される。コンパレータ４はその
負入力側が電圧源２を介して測定抵抗３の一方の端子に
接続され、その正入力側が直接当該測定抵抗３の他方の
端子に接続されている。電圧調整器14は出力電圧の制御
のために用いられ、従って、それの実際値入力側が当該
直流電圧変換器の出力側に接続されている。
制御装置はドライバと、クロック発生器とパルス幅変調
器とを有する。上記制御装置８はコンパレータ４と電圧
調整器14とによって制御される。コンパレータ４はその
負入力側が電圧源２を介して測定抵抗３の一方の端子に
接続され、その正入力側が直接当該測定抵抗３の他方の
端子に接続されている。電圧調整器14は出力電圧の制御
のために用いられ、従って、それの実際値入力側が当該
直流電圧変換器の出力側に接続されている。
その種の回路装置により、多くの場合に充分な電流制
限が行なわれる。しかし著しく高い出力電圧を有する直
流電圧変換器で、かつ出力回路中に、チョークコイルに
てコンデンサ13から成るLC素子が設けられている場合
は、端子短絡時に、電流iAを制限する作用が低下する。
このことを式（１）と第２図を用いて説明する。
限が行なわれる。しかし著しく高い出力電圧を有する直
流電圧変換器で、かつ出力回路中に、チョークコイルに
てコンデンサ13から成るLC素子が設けられている場合
は、端子短絡時に、電流iAを制限する作用が低下する。
このことを式（１）と第２図を用いて説明する。
UE・・tEmin＞UDF・（Ｔ−tEmin） （１） 但し、 UE 入力電圧 トランスの変性比 tEmin 最小のスイッチオン持続期間 UDF フリーホイールダイオードの順方向電圧 Ｔ 周期 図２には代表的な作動状態が示してある。
ａ 電流制限の投入持続開始時 ｂ 最小のスイッチオン持続時間により、丁度ぎりぎり
作用が可能にされる限界の場合のパルス波形図 ｃ 短絡の場合における条件（１）による制限作用の低
下を示すパルス波形図式（１）ひ端子短絡時ｃ）の場合
に適用される。式（１）において、左辺UE・・tEmin
は第２図のｃ）の上段のＯレベルの上側に斜線で示され
ている面積を表わす。他方、左辺UDF（Ｔ−tEmin）はＯ
レベルの下側の斜線で示されている面積を表わす。左辺
の面積が右辺の面積よりも大きい時は、面積の差に相応
するエネルギーがチョークコイル12に磁気エネルギーと
して１周期毎に蓄積され、その結果、出力電流iAは一定
に制限されず次第に上昇し、最終的には部品が破損され
るおそれがある。そのためｃ）の場合に対処する目的
で、端子短絡時に電流iAを制限する付加回路が必要とさ
れる。
作用が可能にされる限界の場合のパルス波形図 ｃ 短絡の場合における条件（１）による制限作用の低
下を示すパルス波形図式（１）ひ端子短絡時ｃ）の場合
に適用される。式（１）において、左辺UE・・tEmin
は第２図のｃ）の上段のＯレベルの上側に斜線で示され
ている面積を表わす。他方、左辺UDF（Ｔ−tEmin）はＯ
レベルの下側の斜線で示されている面積を表わす。左辺
の面積が右辺の面積よりも大きい時は、面積の差に相応
するエネルギーがチョークコイル12に磁気エネルギーと
して１周期毎に蓄積され、その結果、出力電流iAは一定
に制限されず次第に上昇し、最終的には部品が破損され
るおそれがある。そのためｃ）の場合に対処する目的
で、端子短絡時に電流iAを制限する付加回路が必要とさ
れる。
ところで冒頭に述べた形式の直流電圧変換器はドイツ
連邦共和国特許出願公告第2838009号公報から公知であ
る。
連邦共和国特許出願公告第2838009号公報から公知であ
る。
この公知の直流電圧変換器では電力スイッチングトラ
ンジスタはクロック発生器により一定の動作周波数のス
イッチオンパルスを以て制御される。出力電圧の制御の
ためにはデューティレシオ（衝撃係数）、即ち、周期期
間と電力スイッチングトランジスタの投入時間との商が
変化される。直流電圧変換器の出力側にて過負荷の際構
成素子の保護のための電力回路における電流が制限され
る。このことはスイッチオン接続時間の短縮により達成
される。その際、電流変換器を用いて測定された瞬時値
（スイッチングトランジスタを流れる電流の瞬時値）が
所定の限界値を越えると直ちに、上記スイッチングトラ
ンジスタは電流測定回路を用いて遮断される。
ンジスタはクロック発生器により一定の動作周波数のス
イッチオンパルスを以て制御される。出力電圧の制御の
ためにはデューティレシオ（衝撃係数）、即ち、周期期
間と電力スイッチングトランジスタの投入時間との商が
変化される。直流電圧変換器の出力側にて過負荷の際構
成素子の保護のための電力回路における電流が制限され
る。このことはスイッチオン接続時間の短縮により達成
される。その際、電流変換器を用いて測定された瞬時値
（スイッチングトランジスタを流れる電流の瞬時値）が
所定の限界値を越えると直ちに、上記スイッチングトラ
ンジスタは電流測定回路を用いて遮断される。
スイッチングトランジスタの記憶蓄積時間が最小のス
イッチオン持続時間を定めかつ当該スイッチオン持続時
間のために、短絡の場合に対して電力回路の構成素子
を、経済的に受容し得ない過大仕様設計が必要とされる
こととなるので、公知直流電圧変換器では別の電流測定
回路（これはダイオードを介して変流器の負荷に持続さ
れている）がスイッチングトランジスタの最小スイッチ
オン持続時間を下回り、それ故に変流器の負荷における
電圧がダイオードの限界値電圧より大きく上昇したとき
には、介入的に作用接続される。上記の別の電流測定回
路によっては−場合により繰返して−複数の周期の持続
時間にわたってスイッチングポーズ（休止）が挿入さ
れ、その結果、出力回路中の電流が所定の限界を越えな
い。そのようにして、十分な電流制限が行われる。
イッチオン持続時間を定めかつ当該スイッチオン持続時
間のために、短絡の場合に対して電力回路の構成素子
を、経済的に受容し得ない過大仕様設計が必要とされる
こととなるので、公知直流電圧変換器では別の電流測定
回路（これはダイオードを介して変流器の負荷に持続さ
れている）がスイッチングトランジスタの最小スイッチ
オン持続時間を下回り、それ故に変流器の負荷における
電圧がダイオードの限界値電圧より大きく上昇したとき
には、介入的に作用接続される。上記の別の電流測定回
路によっては−場合により繰返して−複数の周期の持続
時間にわたってスイッチングポーズ（休止）が挿入さ
れ、その結果、出力回路中の電流が所定の限界を越えな
い。そのようにして、十分な電流制限が行われる。
当該付加回路によって、当該出力チョークが磁気的平
衡状態におかれ、制限作用が短絡の場合においても維持
されるようになるが、上記付加回路は可成り大きなコス
トを要する。
衡状態におかれ、制限作用が短絡の場合においても維持
されるようになるが、上記付加回路は可成り大きなコス
トを要する。
発明の課題 本発明の課題とするところは、冒頭に述べた形式のク
ロック制御直流電圧変換器を有効な電流制限のため電流
センサとしてできるだけ低抵抗の電流測定抵抗で事足
り、損失の少ないような手法で電流のピーク値が形成さ
れかつ記憶蓄積されるように構成することにある。殊
に、僅かなコストにおいて、僅かな温度依存性しか生じ
ないようにしたい。
ロック制御直流電圧変換器を有効な電流制限のため電流
センサとしてできるだけ低抵抗の電流測定抵抗で事足
り、損失の少ないような手法で電流のピーク値が形成さ
れかつ記憶蓄積されるように構成することにある。殊
に、僅かなコストにおいて、僅かな温度依存性しか生じ
ないようにしたい。
課題を解決するための手段 本発明によれば、上記の課題は測定抵抗の、電子スイ
ッチに接続された端子とコンデンサの、制御回路の入力
部に接続された端子との間に、電界効果トランジスタか
ら成る別の電子スイッチが接続されており、かつ該別の
電子スイッチは１次側電流回路に設けられている電子ス
イッチのスイッチオンの期間に同時に導通状態に制御さ
れ、かつ別の電子スイッチは電界効果トランジスタのソ
ース・ドレインの区間により構成されており、電界効果
トランジスタの逆方向ダイオードが測定抵抗に現れる電
圧に関連づけて順方向に極性づけられるように、該ソー
ス・ドレイン区間は方向づけられており、測定抵抗の値
は、該測定抵抗における降下電圧が逆方向ダイオードの
限界電圧よりも小さくなるように選定されており、かつ
両電界効果トランジスタは同じ導電形でありかつ両電界
効果トランジスタのソース端子同士またはドレイン端子
同士と電流測定抵抗の一端は相互に接続されておりかつ
両電界効果トランジスタのゲート端子同士は相互に接続
されており、かつコンデンサに並列に抵抗が接続されて
おり、かつ一方の入力端がコンデンサの一端と別の電子
スイッチの一端との接続点に接続されかつ他方の入力端
が設定値電圧源に接続されている、制御回路の前記入力
部を構成するコンパレータの出力側がロジック回路の阻
止入力部に接続されているか、または測定抵抗の、電子
スイッチに接続された端子とコンデンサの、制御回路の
入力部に接続された端子との間に、電界効果トランジス
タから成る別の電子スイッチが接続されており、かつ該
別の電子スイッチは１次側電流回路に設けられている電
子スイッチのスイッチオンの期間に同時に導通状態に制
御され、かつ別の電子スイッチは電界効果トランジスタ
のソース・ドレイン区間により構成されており、電界効
果トランジスタの逆方向ダイオードが測定抵抗に現れる
電圧に関連づけて順方向に極性づけられるように、該ソ
ース・ドレイン区間は方向づけられており、測定抵抗の
値は、該測定抵抗における降下電圧が逆方向ダイオード
の限界電圧よりも小さくなるように選定されており、か
つ両電界効果トランジスタは同じ導電形でありかつ両電
界効果トランジスタのソース端子同士またはドレイン端
子同士と電流測定抵抗の一端は相互に接続されておりか
つ両電界効果トランジスタのゲート端子同士は相互に接
続されており、かつコンデンサに並列に抵抗が接続され
ており、かつ一方の入力端が前記コンデンサの一端と前
記別の電子スイッチの一端との接続点に接続されかつ他
方の入力端が設定値電圧源に接続されている、制御回路
の入力部を構成するオペアンプ）の出力側がパルス幅変
調器に接続されていることによって解決される。
ッチに接続された端子とコンデンサの、制御回路の入力
部に接続された端子との間に、電界効果トランジスタか
ら成る別の電子スイッチが接続されており、かつ該別の
電子スイッチは１次側電流回路に設けられている電子ス
イッチのスイッチオンの期間に同時に導通状態に制御さ
れ、かつ別の電子スイッチは電界効果トランジスタのソ
ース・ドレインの区間により構成されており、電界効果
トランジスタの逆方向ダイオードが測定抵抗に現れる電
圧に関連づけて順方向に極性づけられるように、該ソー
ス・ドレイン区間は方向づけられており、測定抵抗の値
は、該測定抵抗における降下電圧が逆方向ダイオードの
限界電圧よりも小さくなるように選定されており、かつ
両電界効果トランジスタは同じ導電形でありかつ両電界
効果トランジスタのソース端子同士またはドレイン端子
同士と電流測定抵抗の一端は相互に接続されておりかつ
両電界効果トランジスタのゲート端子同士は相互に接続
されており、かつコンデンサに並列に抵抗が接続されて
おり、かつ一方の入力端がコンデンサの一端と別の電子
スイッチの一端との接続点に接続されかつ他方の入力端
が設定値電圧源に接続されている、制御回路の前記入力
部を構成するコンパレータの出力側がロジック回路の阻
止入力部に接続されているか、または測定抵抗の、電子
スイッチに接続された端子とコンデンサの、制御回路の
入力部に接続された端子との間に、電界効果トランジス
タから成る別の電子スイッチが接続されており、かつ該
別の電子スイッチは１次側電流回路に設けられている電
子スイッチのスイッチオンの期間に同時に導通状態に制
御され、かつ別の電子スイッチは電界効果トランジスタ
のソース・ドレイン区間により構成されており、電界効
果トランジスタの逆方向ダイオードが測定抵抗に現れる
電圧に関連づけて順方向に極性づけられるように、該ソ
ース・ドレイン区間は方向づけられており、測定抵抗の
値は、該測定抵抗における降下電圧が逆方向ダイオード
の限界電圧よりも小さくなるように選定されており、か
つ両電界効果トランジスタは同じ導電形でありかつ両電
界効果トランジスタのソース端子同士またはドレイン端
子同士と電流測定抵抗の一端は相互に接続されておりか
つ両電界効果トランジスタのゲート端子同士は相互に接
続されており、かつコンデンサに並列に抵抗が接続され
ており、かつ一方の入力端が前記コンデンサの一端と前
記別の電子スイッチの一端との接続点に接続されかつ他
方の入力端が設定値電圧源に接続されている、制御回路
の入力部を構成するオペアンプ）の出力側がパルス幅変
調器に接続されていることによって解決される。
別の電子スイッチは１次側電流回路中に設けられてい
る電子スイッチの遮断全体の期間中同時に阻止状態にお
かれている。上記の別のスイッチは１次側電流回路中に
設けられた電子スイッチのスイッチオン期間全体中同時
に導通状態におかれる。蓄積すべきピーク値は導通フェ
ーズの終りにてはじめて生じるので、当該の別の電子ス
イッチは場合により次のように制御される。即ち、１次
側電流回路中に設けられているスイッチングトランジス
タのスイッチオン期間の或時間的部分領域においてのみ
導通状態におかれるように、而してここにおいて両電子
スイッチが同時に導通状態から阻止状態に移行するよう
に制御される。そのようにして、コンデンサの接続の際
の投入電流ピークが低減され、または、測定抵抗にて１
次側電流回路の投入電流ピークに基づき生じる電圧ピー
クが除去される。
る電子スイッチの遮断全体の期間中同時に阻止状態にお
かれている。上記の別のスイッチは１次側電流回路中に
設けられた電子スイッチのスイッチオン期間全体中同時
に導通状態におかれる。蓄積すべきピーク値は導通フェ
ーズの終りにてはじめて生じるので、当該の別の電子ス
イッチは場合により次のように制御される。即ち、１次
側電流回路中に設けられているスイッチングトランジス
タのスイッチオン期間の或時間的部分領域においてのみ
導通状態におかれるように、而してここにおいて両電子
スイッチが同時に導通状態から阻止状態に移行するよう
に制御される。そのようにして、コンデンサの接続の際
の投入電流ピークが低減され、または、測定抵抗にて１
次側電流回路の投入電流ピークに基づき生じる電圧ピー
クが除去される。
公開されていないヨーロッパ特許出願89111982.8（特
開平２−170375に相応する）明細書において既に公知の
クロック制御直流電圧変換器は１次側電流回路中に設け
られた電子スイッチのほかに付加的に別の電子スイッチ
を有し、この別の電子スイッチは当該１次電流回路中に
設けられている測定抵抗とRC−並列接続体との間に設け
られている。当該の付加的スイッチは前者の（最初に挙
げた）電子スイッチに対して遅延してスイッチオンおよ
び遮断される。コンデンサにおける電圧は測定抵抗にお
ける測定電圧に追従する。上記の付加的電子スイッチの
遅延された遮断の時点にてコンデンサは既に放電されて
いる。
開平２−170375に相応する）明細書において既に公知の
クロック制御直流電圧変換器は１次側電流回路中に設け
られた電子スイッチのほかに付加的に別の電子スイッチ
を有し、この別の電子スイッチは当該１次電流回路中に
設けられている測定抵抗とRC−並列接続体との間に設け
られている。当該の付加的スイッチは前者の（最初に挙
げた）電子スイッチに対して遅延してスイッチオンおよ
び遮断される。コンデンサにおける電圧は測定抵抗にお
ける測定電圧に追従する。上記の付加的電子スイッチの
遅延された遮断の時点にてコンデンサは既に放電されて
いる。
データブック、SIPMOS−小信号トランジスタ、電力ト
ランジスタ、シーメンス社版84/85、注文番号B3−320
9、第24、25頁（SIPMOS−Kleinsignaltransistoren,Lei
stungstransistoren,Siemens AG,Ausgabe 84/85,Best.N
r.B3−3209,Seiten 24 und 25）からは極めて低い順方
向電圧を有する整流器回路がFETを用いて実現されるこ
とは公知であるが、そのような整流器回路の実現の場合
は次のような制御回路が必要である。即ち、FETに加わ
る電圧の極性に依存してFETを導通状態又は阻止状態に
移行させる制御回路が必要である。
ランジスタ、シーメンス社版84/85、注文番号B3−320
9、第24、25頁（SIPMOS−Kleinsignaltransistoren,Lei
stungstransistoren,Siemens AG,Ausgabe 84/85,Best.N
r.B3−3209,Seiten 24 und 25）からは極めて低い順方
向電圧を有する整流器回路がFETを用いて実現されるこ
とは公知であるが、そのような整流器回路の実現の場合
は次のような制御回路が必要である。即ち、FETに加わ
る電圧の極性に依存してFETを導通状態又は阻止状態に
移行させる制御回路が必要である。
本発明の直流電圧変換器は有利にもその種の制御回路
なしで済む。
なしで済む。
実施例の説明 本発明を図３、５、６に示す実施例を用いて、また、
図４、７のパルスダイヤグラムを用いて説明する。
図４、７のパルスダイヤグラムを用いて説明する。
図３に示すシングルエンデッド通電形直流電圧変換器
では入力電圧UEはコンデンサ１に加わり、出力電圧UAは
コンデンサ13に現われる。コンデンサ１に並列に次のよ
うな直列接続体が接続されている。即ち、トランス９の
１次巻線91と、FET6のドレイン−ソース区間と、測定抵
抗３とから形成された直列接続体が接続されている。ト
ランス９の２次巻線92とコンデンサ13との間に整流器ダ
イオード10が設けられている。整流器ダイオード10につ
づく並列分岐中にフリーホイールダイオード11が設けら
れている。フリーホイールダイオード11とコンデンサ13
との間の直列分岐中に、チョークコイル12が設けられて
いる。
では入力電圧UEはコンデンサ１に加わり、出力電圧UAは
コンデンサ13に現われる。コンデンサ１に並列に次のよ
うな直列接続体が接続されている。即ち、トランス９の
１次巻線91と、FET6のドレイン−ソース区間と、測定抵
抗３とから形成された直列接続体が接続されている。ト
ランス９の２次巻線92とコンデンサ13との間に整流器ダ
イオード10が設けられている。整流器ダイオード10につ
づく並列分岐中にフリーホイールダイオード11が設けら
れている。フリーホイールダイオード11とコンデンサ13
との間の直列分岐中に、チョークコイル12が設けられて
いる。
測定抵抗３には評価回路が接続されており、この評価
回路はFET15、コンデンサ16、放電電流を形成する抵抗1
7から成る。FET15はそれのソース電極が直接的にFET6の
ソース電極に接続され、それの制御電極が直接FET6の制
御電極に接続されている。両FETはＮチャネル−MOSトラ
ンジスタである。
回路はFET15、コンデンサ16、放電電流を形成する抵抗1
7から成る。FET15はそれのソース電極が直接的にFET6の
ソース電極に接続され、それの制御電極が直接FET6の制
御電極に接続されている。両FETはＮチャネル−MOSトラ
ンジスタである。
コンデンサ16及び設定値電圧源２は単極的に（片側の
端子が）相互に接続されている。コンパレータ４はそれ
の反転入力側が設定値電圧源２に接続され、それの非反
転入力側が３角波電圧源20を介してコンデンサ16に接続
されている。その際両FET6,15のソース電極は直接相互
に接続され、測定抵抗３に接続されている。
端子が）相互に接続されている。コンパレータ４はそれ
の反転入力側が設定値電圧源２に接続され、それの非反
転入力側が３角波電圧源20を介してコンデンサ16に接続
されている。その際両FET6,15のソース電極は直接相互
に接続され、測定抵抗３に接続されている。
制御装置８は出力電圧UAの制御のため用いられる。当
該制御回路は直流電圧変換器の出力側から電圧調整器14
と、パルス幅変調器83と、ロジック回路82と、ドライバ
81とを介して、両FET6,15の制御電極の接続点まで延び
ている。
該制御回路は直流電圧変換器の出力側から電圧調整器14
と、パルス幅変調器83と、ロジック回路82と、ドライバ
81とを介して、両FET6,15の制御電極の接続点まで延び
ている。
ロジック回路82及びパルス幅変調器83はクロック発生
器84により共通に制御される。更にロジック回路82の阻
止入力側がコンパレータ４の出力側に接続されている。
このコンパレータによって、設定値発生器２の設定値電
圧USがコンデンサ16に加わる電圧UC1と、３角波電圧発
生器20の３角波電圧とから成る和電圧と比較される。場
合により、３角波電圧発生器20は実際値分岐回路でな
く、設定値分岐回路中に設けることができる。動作領域
が相応に選択されていれば、３角波電圧発生器20は短絡
回路により置換えることができる。
器84により共通に制御される。更にロジック回路82の阻
止入力側がコンパレータ４の出力側に接続されている。
このコンパレータによって、設定値発生器２の設定値電
圧USがコンデンサ16に加わる電圧UC1と、３角波電圧発
生器20の３角波電圧とから成る和電圧と比較される。場
合により、３角波電圧発生器20は実際値分岐回路でな
く、設定値分岐回路中に設けることができる。動作領域
が相応に選択されていれば、３角波電圧発生器20は短絡
回路により置換えることができる。
スイッチングトランジスタ６と同期して制御されるＮ
−チャネル−MOSトランジスタ15を用いて、コンデンサ1
6の容量のC1が低インピーダンスに、換言すれば、迅速
かつ精確に測定抵抗３における電圧の最大値に充電され
る。FET15にて必然的に含まれていて従って破線で示
す、MOSトランジスタ15の比較的に緩慢な逆方向ダイオ
ード15aは実際上作用を及ぼさない。それというのはそ
れの順方向における限界値電圧に達しないからである。
阻止フェーズにおいてFET15は著しく迅速に高インピー
ダンスになり、逆方向放電を阻止する。コンデンサ16は
所望の時定数で抵抗17を介して多かれ少かれ緩慢に放電
される。FET15の残留抵抗RDSONは放電抵抗17の抵抗値に
比して著しく小であるので、コンデンサ16における電圧
は著しく良好に、被測定電流の最大値に対応する。
−チャネル−MOSトランジスタ15を用いて、コンデンサ1
6の容量のC1が低インピーダンスに、換言すれば、迅速
かつ精確に測定抵抗３における電圧の最大値に充電され
る。FET15にて必然的に含まれていて従って破線で示
す、MOSトランジスタ15の比較的に緩慢な逆方向ダイオ
ード15aは実際上作用を及ぼさない。それというのはそ
れの順方向における限界値電圧に達しないからである。
阻止フェーズにおいてFET15は著しく迅速に高インピー
ダンスになり、逆方向放電を阻止する。コンデンサ16は
所望の時定数で抵抗17を介して多かれ少かれ緩慢に放電
される。FET15の残留抵抗RDSONは放電抵抗17の抵抗値に
比して著しく小であるので、コンデンサ16における電圧
は著しく良好に、被測定電流の最大値に対応する。
図４のパルスダイヤグラムは上述のような動作状況を
示す。ドライバ81の出力電圧UGはスイッチオンパルスか
ら成り、それらスイッチオンパルスはFET6,15のゲート
−ソース区間に供給され、それらスイッチオンパルスに
よってはそれぞれ時点t1にて当該ゲート−ソース区間が
オン状態に移行され、時点t2にてオフ状態に移行され
る。測定抵抗３にて電圧降下U1iが生じ、この電圧降下
は直流電圧変換器の１次側電流回路中を流れる電流i1に
相応する。コンデンサ16にて電圧UC1が生じる。コンパ
レータ４の出力電圧UKAは方形パルス列である。時点t3
における立上り側縁は阻止信号の開始部分を成し、時点
t4における立下り側縁はイネーブル信号の開始部分を成
す。
示す。ドライバ81の出力電圧UGはスイッチオンパルスか
ら成り、それらスイッチオンパルスはFET6,15のゲート
−ソース区間に供給され、それらスイッチオンパルスに
よってはそれぞれ時点t1にて当該ゲート−ソース区間が
オン状態に移行され、時点t2にてオフ状態に移行され
る。測定抵抗３にて電圧降下U1iが生じ、この電圧降下
は直流電圧変換器の１次側電流回路中を流れる電流i1に
相応する。コンデンサ16にて電圧UC1が生じる。コンパ
レータ４の出力電圧UKAは方形パルス列である。時点t3
における立上り側縁は阻止信号の開始部分を成し、時点
t4における立下り側縁はイネーブル信号の開始部分を成
す。
電流i1の斜めの上昇に基因するパルスの開始部分（ス
タート）におけるコンデンサ16の短時間の放電は実際上
重要ではない。それというのは電流i1のピーク値が導電
フェーズの終りにて生じ、遮断後蓄積記憶状態に保持さ
れるからである。当該電流i1に相応する測定値Uiの基本
的経過を図４−ａに示す。
タート）におけるコンデンサ16の短時間の放電は実際上
重要ではない。それというのは電流i1のピーク値が導電
フェーズの終りにて生じ、遮断後蓄積記憶状態に保持さ
れるからである。当該電流i1に相応する測定値Uiの基本
的経過を図４−ａに示す。
コンデンサ16における電圧はコンパレータを用いて評
価される。３角波電圧源20は外部同期３角波信号を供給
し、この３角波信号は電圧UC1に重畳される。そのよう
な外部同期３角波信号の重畳（これはドイツ連邦共和国
特許第2613896号明細書からそれ自体公知である）はコ
ンパレータ４による評価の際有利である。それにより一
方では所定のスイッチング基準が得られ、他方では低調
波の領域における安定性が高められる。図４のパルスダ
イヤグラムでは当該３角波信号はわかり易くするため示
してない。
価される。３角波電圧源20は外部同期３角波信号を供給
し、この３角波信号は電圧UC1に重畳される。そのよう
な外部同期３角波信号の重畳（これはドイツ連邦共和国
特許第2613896号明細書からそれ自体公知である）はコ
ンパレータ４による評価の際有利である。それにより一
方では所定のスイッチング基準が得られ、他方では低調
波の領域における安定性が高められる。図４のパルスダ
イヤグラムでは当該３角波信号はわかり易くするため示
してない。
図４−b,cでは使用後の電流制限条項に応じての基本
的信号レスポンス及び短絡の場合の基本的信号経過（レ
スポンス）が示してある。ケースｃにおける抜き去られ
たパルスの数は最小のパルス幅と、フリーホイールダイ
オード11の順方向電圧とに依存する。
的信号レスポンス及び短絡の場合の基本的信号経過（レ
スポンス）が示してある。ケースｃにおける抜き去られ
たパルスの数は最小のパルス幅と、フリーホイールダイ
オード11の順方向電圧とに依存する。
図５の直流電圧変換器では図３におけるコンパレータ
４の代わりにオペアンプ40が設けられている。オペアン
プ40の出力側、及び電圧調整器14の出力側が各１つのダ
イオード18ないし19を介してパルス幅変調器83の入力側
に接続されており、それにより、所謂オーバーライト
（override）ないしトランスファ制御が行なわれる。ド
ライバ81は直接パルス幅変調器83に接続されている。
４の代わりにオペアンプ40が設けられている。オペアン
プ40の出力側、及び電圧調整器14の出力側が各１つのダ
イオード18ないし19を介してパルス幅変調器83の入力側
に接続されており、それにより、所謂オーバーライト
（override）ないしトランスファ制御が行なわれる。ド
ライバ81は直接パルス幅変調器83に接続されている。
上記実施例では増幅された制御偏差によりパルス幅変
調器83が制御され、動作点が調整される。短絡の場合、
増幅された制御偏差によって必要な場合パルス幅変調器
83は複数周期期間中遮断されそれにより制限作用が完全
に維持される。直流電圧変換器は図４−ｃに示すのと類
似して動作する。
調器83が制御され、動作点が調整される。短絡の場合、
増幅された制御偏差によって必要な場合パルス幅変調器
83は複数周期期間中遮断されそれにより制限作用が完全
に維持される。直流電圧変換器は図４−ｃに示すのと類
似して動作する。
別の実施例を図６に示す。この実施例は高周波直流電
圧変換器の場合殊に有利である。過負荷の場合オペアン
プ４は、制御偏差US−UC1を増幅し、電圧制御発振器を
比較的低い周波数のほうに制御する（図７に示すよう
に）。電流パルスの投入持続時間は一定であるが、連続
的な周波数低減により、直流電圧変換器の出力端子の短
絡の場合においても所望の平衡状態が得られる。
圧変換器の場合殊に有利である。過負荷の場合オペアン
プ４は、制御偏差US−UC1を増幅し、電圧制御発振器を
比較的低い周波数のほうに制御する（図７に示すよう
に）。電流パルスの投入持続時間は一定であるが、連続
的な周波数低減により、直流電圧変換器の出力端子の短
絡の場合においても所望の平衡状態が得られる。
図１、３、５、６に示す直流電圧変換器は著しく広い
周波数領域において使用可能である、それというのはFE
Tはほぼ５〜20nSのスイッチング時間を有する小型MOSト
ランジスタとすることができ、そして著しく小さい寄生
容量、例えばほぼ5PFしか有していないからである。そ
の際スイッチング周波数はほぼ１〜2MHzをとることがで
きる。
周波数領域において使用可能である、それというのはFE
Tはほぼ５〜20nSのスイッチング時間を有する小型MOSト
ランジスタとすることができ、そして著しく小さい寄生
容量、例えばほぼ5PFしか有していないからである。そ
の際スイッチング周波数はほぼ１〜2MHzをとることがで
きる。
直流電圧変換器は一定のクロック周波数による通電形
−又は阻止形直流電圧変換器又は周波数変調形直流電圧
変換器として構成できる。
−又は阻止形直流電圧変換器又は周波数変調形直流電圧
変換器として構成できる。
電流の設定値として電圧調整器の出力信号が用いられ
る、電圧制御の重畳される電流制御（カレントモード−
電圧制御）は、電流測定抵抗３における測定信号を用い
て容易に可能である。それというのは、低抵抗の測定抵
抗３における信号は、当該制御にとって重要な時間区分
においても実際上歪みを受けることがないからである。
る、電圧制御の重畳される電流制御（カレントモード−
電圧制御）は、電流測定抵抗３における測定信号を用い
て容易に可能である。それというのは、低抵抗の測定抵
抗３における信号は、当該制御にとって重要な時間区分
においても実際上歪みを受けることがないからである。
図面の簡単な説明 図１は公知の直流電圧変換器を示す回路図であり、 図２は図１の直流電圧変換器に対するパルスダイヤグ
ラムであり、 図３はコンパレータを用いてスイッチオンパルスが抑
圧される直流電圧変換器の回路略図であり、 図４は図３による直流電圧変換器に対するパルスダイ
ヤグラムであり、 図５はオペアンプを用いてスイッチオンパルスが抑圧
される直流電圧変換器を示す回路略図であり、 図６は電圧制御される発振器を備えた直流電圧変換器
を示す回路略図であり、 図７は図６によるクロック制御直流電圧変換器を示す
波形図である。
ラムであり、 図３はコンパレータを用いてスイッチオンパルスが抑
圧される直流電圧変換器の回路略図であり、 図４は図３による直流電圧変換器に対するパルスダイ
ヤグラムであり、 図５はオペアンプを用いてスイッチオンパルスが抑圧
される直流電圧変換器を示す回路略図であり、 図６は電圧制御される発振器を備えた直流電圧変換器
を示す回路略図であり、 図７は図６によるクロック制御直流電圧変換器を示す
波形図である。
２ 設定値電圧源、３ １次側電流測定抵抗、４ コ
ンパレータ、６ 電子スイッチ、８ 制御回路、９ ト
ランス、14 電圧調整器、15 別の電子スイッチ、16
コンデンサ、17 抵抗、20 同期３角波信号源、40 オ
ペアンプ、82 ロジック回路、83 パルス幅調整器
ンパレータ、６ 電子スイッチ、８ 制御回路、９ ト
ランス、14 電圧調整器、15 別の電子スイッチ、16
コンデンサ、17 抵抗、20 同期３角波信号源、40 オ
ペアンプ、82 ロジック回路、83 パルス幅調整器
Claims (3)
- 【請求項１】トランス（９）の１次側電流回路に配置さ
れておりかつゲート端子が制御回路（８）の出力端子に
接続されておりかつ制御回路によって交互に投入および
遮断される、電界効果トランジスタから成る電子スイッ
チ（６）を備え、かつ前記電子スイッチに直列に設けら
れた１次側電流測定抵抗（３）および該抵抗に並列に接
続されたコンデンサ（16）を備え、かつトランス（９）
の２次側電流回路は、チョークコイル（12）、整流ダイ
オード（10）、フリーホイールダイオード（11）および
コンデンサ（13）から成る整流および平滑回路が接続さ
れ、前記コンデンサ（16）に加わる測定電圧（Ui）が前
記制御回路（８）の入力部に供給され、かつ前記制御回
路（８）は、出力電圧（UA）が加えられる、前記制御回
路の他の入力部として、電圧値の調整のための電圧調整
器（14）を含んでおり、かつ前記測定電圧（Ui）が所定
の限界値を上回ると前記制御回路（８）は、１次側電流
回路を流れるパルス電流を抑制する方向に制御するよう
にした、クロック制御されるものである電流制限回路付
き直流電圧変換器において、 前記測定抵抗（３）の、前記電子スイッチ（６）に接続
された端子と前記コンデンサ（16）の、前記制御回路
（８）の入力部に接続された端子との間に、電界効果ト
ランジスタから成る別の電子スイッチ（15）が接続され
ており、かつ該別の電子スイッチは前記１次側電流回路
に設けられている電子スイッチ（６）のスイッチオンの
期間に同時に導通状態に制御され、かつ前記の別の電子
スイッチ（15）は電界効果トランジスタ（15）のソース
・ドレイン区間により構成されており、電界効果トラン
ジスタ（15）の逆方向ダイオード（15a）が前記測定抵
抗（３）に現れる電圧に関連づけて順方向に極性づけら
れるように、該ソース・ドレイン区間は方向づけられて
おり、前記測定抵抗（３）の値は、該測定抵抗における
降下電圧が逆方向ダイオード（15a）の限界電圧よりも
小さくなるように選定されており、かつ前記両電界効果
トランジスタ（6,15）は同じ導電形でありかつ両電界効
果トランジスタ（6,15）のソース端子同士またはドレイ
ン端子同士と前記電流測定抵抗（３）の一端は相互に接
続されておりかつ両電界効果トランジスタ（6,15）のゲ
ート端子同士は相互に接続されており、かつ前記コンデ
ンサ（16）に並列に抵抗（17）が接続されており、かつ
一方の入力端が前記コンデンサ（16）の一端と前記別の
電子スイッチ（15）の一端との接続点に接続されかつ他
方の入力端が設定値電圧源（２）に接続されている、前
記制御回路（８）の前記入力部を構成するコンパレータ
（４）の出力側がロジック回路（82）の阻止入力部に接
続されていることを特徴とする電流制限回路付き直流電
圧変換器。 - 【請求項２】前記コンデンサ（16）の一端と前記別の電
子スイッチ（15）との接続点と、前記コンパレータの一
方の入力端との間または前記設定値電圧源（２）と前記
コンパレータの他方入力端との間に同期３角信号源（2
0）が設けられている請求項１記載の電流制限回路付き
直流電圧変換器。 - 【請求項３】トランス（９）の１次側電流回路に配置さ
れておりかつゲート端子が制御回路（８）の出力端子に
接続されておりかつ該制御回路によって交互に投入およ
び遮断される、電界効果トランジスタから成る電子スイ
ッチ（６）を備え、かつ前記電子スイッチに直列に設け
られた１次側電流測定抵抗（３）および該抵抗に並列に
接続されたコンデンサ（16）を備え、かつトランス
（９）の２次側電流回路には、チョークコイル（12）、
整流ダイオード（10）、フリーホイールダイオード（1
1）およびコンデンサ（13）から成る整流および平滑回
路が接続され、前記コンデンサ（16）に加わる測定電圧
（Ui）が前記制御回路（８）の入力部に供給され、かつ
前記制御回路（８）は、出力電圧（UA）が加えられる、
前記制御回路の他の入力部として、電圧値の調整のため
の電圧調整器（14）を含んでおり、かつ前記測定電圧
（Ui）が所定の限界値を上回ると前記制御回路（８）
は、１次側電流回路を流れるパルス電流を抑制する方向
に制御するようにした、クロック制御されるものである
電流制限回路付き直流電圧変換器において、 前記測定抵抗（３）の、前記電子スイッチ（６）に接続
された端子と前記コンデンサ（16）の、前記制御回路
（８）の入力部に接続された端子との間に、電界効果ト
ランジスタから成る別の電子スイッチ（15）が接続され
ており、かつ該別の電子スイッチは前記１次側電流回路
に設けられている電子スイッチ（６）のスイッチオンの
期間に同時に導通状態に制御され、かつ前記の別の電子
スイッチ（15）は電界効果トランジスタ（15）のソース
・ドレイン区間により構成されており、電界効果トラン
ジスタ（15）の逆方向ダイオード（15a）が前記測定抵
抗（３）に現れる電圧に関連づけて順方向に極性づけら
れるように、該ソース・ドレイン区間は方向づけられて
おり、前記測定抵抗（３）の値は、該測定抵抗における
降下電圧が逆方向ダイオード（15a）の限界電圧よりも
小さくなるように選定されており、かつ前記両電界効果
トランジスタ（6,15）は同じ導電形でありかつ両電界効
果トランジスタ（6,15）のソース端子同士またはドレイ
ン端子同士と前記電流測定抵抗（３）の一端は相互に接
続されておりかつ両電界効果トランジスタ（6,15）のゲ
ート端子同士は相互に接続されており、かつ前記コンデ
ンサ（16）に並列に抵抗（17）が接続されており、かつ
一方の入力端が前記コンデンサ（16）の一端と前記別の
電子スイッチ（15）の一端との接続点に接続されかつ他
方の入力端が設定値電圧源（２）に接続されている、前
記制御回路（８）の前記入力部を構成するオペアンプ
（40）の出力側がパルス幅変調器（83）に接続されてい
ることを特徴とする電流制限回路付き直流電圧変換器。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP90107934 | 1990-04-26 | ||
| EP90107934.3 | 1990-04-26 | ||
| AT90107934.3 | 1990-04-26 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05505091A JPH05505091A (ja) | 1993-07-29 |
| JP2718416B2 true JP2718416B2 (ja) | 1998-02-25 |
Family
ID=8203915
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3507693A Expired - Lifetime JP2718416B2 (ja) | 1990-04-26 | 1991-04-16 | 電流制限回路付き直流電圧変換器 |
Country Status (11)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5317499A (ja) |
| EP (1) | EP0526498B1 (ja) |
| JP (1) | JP2718416B2 (ja) |
| AR (1) | AR244030A1 (ja) |
| AT (1) | ATE117474T1 (ja) |
| BR (1) | BR9106378A (ja) |
| CA (1) | CA2081335C (ja) |
| DE (1) | DE59104337D1 (ja) |
| FI (1) | FI924815A (ja) |
| RU (1) | RU2107380C1 (ja) |
| WO (1) | WO1991016756A1 (ja) |
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| EP0576702B1 (de) * | 1992-06-30 | 1995-08-23 | Siemens Aktiengesellschaft | Getakteter Umrichter mit Strombegrenzung |
| ATE145304T1 (de) * | 1992-08-05 | 1996-11-15 | Siemens Ag | Schaltregler mit regelung wenigstens einer ausgangsspannung |
| EP0584622B1 (de) * | 1992-08-28 | 1996-05-01 | Siemens Aktiengesellschaft | Durchflussumrichter mit RCD-Entlastungsnetzwerk |
| DE4234771C1 (de) * | 1992-10-15 | 1994-04-21 | Ant Nachrichtentech | Einrichtung mit einem Gleichspannungswandler für den Schaltbetrieb |
| DE4309173C2 (de) * | 1993-03-22 | 1997-04-30 | Siemens Nixdorf Inf Syst | Spannungsversorgung von Abschlußwiderständen |
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| EP0693819B1 (de) * | 1994-07-18 | 1998-01-07 | Siemens Aktiengesellschaft | Gleichstromumrichter mit Strombegrenzung |
| DE4437459C1 (de) * | 1994-10-19 | 1995-11-23 | Siemens Ag | Schaltnetzteil |
| SE510597C2 (sv) * | 1997-03-24 | 1999-06-07 | Asea Brown Boveri | Anläggning för överföring av elektrisk effekt |
| US6137280A (en) * | 1999-01-22 | 2000-10-24 | Science Applications International Corporation | Universal power manager with variable buck/boost converter |
| AT414065B (de) * | 2002-01-28 | 2006-08-15 | Felix Dipl Ing Dr Himmelstoss | Hochdynamisches und robustes regelverfahren für leistungselektronische konverter insbesondere von dc/dc konvertern |
| FR2874138A1 (fr) * | 2004-08-06 | 2006-02-10 | St Microelectronics Sa | Regulation d'une alimentation a decoupage |
| US7738266B2 (en) | 2006-05-26 | 2010-06-15 | Cambridge Semiconductor Limited | Forward power converter controllers |
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| GB0610422D0 (en) * | 2006-05-26 | 2006-07-05 | Cambridge Semiconductor Ltd | Forward power converters |
| DE102006057523B4 (de) * | 2006-12-06 | 2008-08-07 | Siemens Ag | Regelverfahren für eine Volumenstromregelung |
| DE102007051979A1 (de) * | 2007-10-31 | 2009-05-07 | Leuze Electronic Gmbh & Co Kg | Sensor |
| US9632523B2 (en) * | 2013-10-11 | 2017-04-25 | Marvell World Trade Ltd. | Peak detector for amplifier |
| CN105763030B (zh) * | 2014-12-17 | 2018-07-13 | 万国半导体(开曼)股份有限公司 | 在电压转换器启动阶段抑制电流过大的电路及方法 |
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| DE2838009C2 (de) * | 1978-08-31 | 1980-09-11 | Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen | Strombegrenzungsschaltung für einen Gleichstromumrichter |
| JPS5943909B2 (ja) * | 1979-10-24 | 1984-10-25 | 富士通株式会社 | 電圧垂下制御回路 |
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| JPH06106020B2 (ja) * | 1988-11-14 | 1994-12-21 | サンケン電気株式会社 | スイッチングレギユレータ |
| EP0404996B1 (de) * | 1989-06-30 | 1994-06-01 | Siemens Aktiengesellschaft | Umrichter mit Stromistwertbildung |
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