JPWO2018012025A1 - 共振型インバータ - Google Patents

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Abstract

入力コンデンサ（３）、インバータ（４）、スナバ回路（５）、インバータ（４）の交流端に一次巻線を接続したトランス（７）、トランス（７）の二次巻線側の共振コイル（８）、共振コンデンサ（９）、電流センサ（１２）、制御部（１３）を備え、制御部（１３）は、電流センサ（１２）の検出電流に基づいて、スイッチング素子（ＳＷ１−ＳＷ４）を共振コイル（８）および共振コンデンサ（９）を含む負荷が容量性となる周波数で、ターンオン時ゼロ電圧スイッチングとなるように制御し、スナバコンデンサ（５ｃ）に蓄積されたエネルギーを直流電圧源（２）に電力回生する。

Description

この発明は、難着火性の燃焼機関に使用され、燃焼機関の点火を行う高周波プラズマ点火装置に適用する共振型インバータに関するものである。
自動車エンジン等の内燃機関において、環境負荷物質の低減や燃費の改善のために、燃料の希薄化、高過給気化等を図る必要がある。より着火性に優れた点火装置として、点火プラグによるトリガ放電後、高周波電流を印加して高温・高圧のプラズマ状態にして着火を行う高周波プラズマ点火装置が開発されている。
バッテリ、フルブリッジインバータ、トランス、共振回路、点火プラグ、高電圧回路により構成された高周波プラズマ点火装置において、インバータ回路のアームを共通化することで、点火プラグ個数の２倍より少ないアーム数とする構成が開示されている（例えば、特許文献１）。また、スイッチング時に発生するサージ電圧からスイッチング素子を保護するためのスナバ回路を備え、スイッチング素子とインダクタ間にクランプダイオードを設け、コンデンサに蓄積されたエネルギーを、電源に回生するスイッチング電源が開示されている（例えば、特許文献２）。
特開２０１５−８６７０２号公報（段落［００１０］、［００１１］、［００２７］、［００２８］および図１、７） 特許３５１４６００号公報（段落［００２１］〜［００２３］および図１）
しかし、特許文献１開示発明ではインバータを構成するスイッチング素子をスイッチングサージから保護する方法が示されていない。また、特許文献２開示発明では、スイッチング素子の耐圧破壊を防止するためにクランプダイオードでクランプする回路が示されているが、スイッチング素子がターンオンするたびにスイッチング損失が発生するという問題がある。
この発明は、上記の問題を解決するためになされたものであり、スイッチングサージからインバータを構成するスイッチング素子を保護し、ターンオン時のスイッチング損失を低減し、スナバコンデンサに蓄積したエネルギーを入力の直流電圧源に電力回生する共振型インバータを提供することを目的とする。
この発明に係る共振型インバータは、直流電圧源に接続された入力コンデンサとインバータ、回生抵抗とスナバコンデンサの直列回路からなりインバータの各レグに並列に接続されたスナバ回路、インバータのスイッチング素子のドレインとスナバ回路の回生抵抗とスナバコンデンサの接続点との間に接続したクランプダイオード、インバータの交流端に一次巻線を接続したトランス、トランスの二次巻線に接続された共振コイル、共振コンデンサ、および電流センサ、インバータを制御する制御部を備え、制御部は、電流センサの検出電流に基づいて、インバータのスイッチング素子を共振コイルおよび共振コンデンサを含む負荷が容量性となる周波数で、ターンオン時ゼロ電圧スイッチングとなるように制御するとともに、スナバコンデンサに蓄積されたエネルギーを直流電圧源に電力回生するものである。
この発明に係る共振型インバータは、インバータの各レグに設けたスナバ回路、クランプダイオード、インバータの交流端に一次巻線を接続したトランス、トランスの二次巻線に接続された共振コイル、共振コンデンサ、および電流センサ、制御部を備え、制御部は、インバータのスイッチング素子を共振コイルおよび共振コンデンサを含む負荷が容量性となる周波数で、ゼロ電圧スイッチングとなるように制御し、スナバコンデンサに蓄積されたエネルギーを直流電圧源に電力回生する。このため、スイッチングサージからインバータを構成するスイッチング素子を保護し、ターンオン時のスイッチング損失を低減し、スナバコンデンサに蓄積したエネルギーを直流電圧源に電力回生することができる。
この発明の実施の形態１の共振型インバータに係る構成図である。 この発明の実施の形態１の共振型インバータに係る動作説明図である。 この発明の実施の形態１の共振型インバータに係る動作説明図である。 この発明の実施の形態１の共振型インバータに係る負荷共振の説明図である。 この発明の実施の形態１の共振型インバータに係るゼロ電圧スイッチングの説明図である。 この発明の実施の形態１の共振型インバータに係るゼロ電圧スイッチングの説明図である。 この発明の実施の形態１の共振型インバータに係るゼロ電圧スイッチングの説明図である。 この発明の実施の形態１の共振型インバータに係るサージ電圧の電力回生の説明図である。 この発明の実施の形態１の共振型インバータに係るサージ電圧の電力回生の説明図である。 この発明の実施の形態１の共振型インバータに係るサージ電圧の電力回生の説明図である。 この発明の実施の形態１の共振型インバータに係るコモン電流低減の説明図である。 この発明の実施の形態１の共振型インバータに係るコモン電流低減の説明図である。 この発明の実施の形態１の共振型インバータに係るスナバ回路の効果の説明図である。 この発明の実施の形態１の共振型インバータに係る点火プラグ絶縁破壊時の容量放電電流の電力回生の説明図である。 この発明の実施の形態１の共振型インバータに係る点火プラグ絶縁破壊時の容量放電電流の電力回生の説明図である。 この発明の実施の形態１の共振型インバータに係る点火プラグ絶縁破壊時の容量放電電流の電力回生の説明図である。 この発明の実施の形態２の共振型インバータの構成と動作の説明図である。 この発明の実施の形態３の共振型インバータの構成と動作の説明図である。 この発明の実施の形態３の共振型インバータの動作の説明図である。 この発明の実施の形態４の共振型インバータの構成と動作の説明図である。 この発明の実施の形態４の共振型インバータの動作の説明図である。
実施の形態１．
実施の形態１は、直流電圧源、入力コンデンサ、フルブリッジインバータ、スナバ回路、インバータの交流端に一次巻線を接続したトランス、トランスの二次巻線側の共振コイル、共振コンデンサ、点火プラグ、絶縁破壊電源、電流センサ、制御部を備え、制御部は、電流センサの検出電流に基づいて、スイッチング素子を共振コイルおよび共振コンデンサを含む負荷が容量性となる周波数で、ターンオン時ゼロ電圧スイッチングとなるように制御し、スナバコンデンサに蓄積されたエネルギーを直流電圧源に電力回生する共振型インバータに関するものである。
以下、本願発明の実施の形態１に係る共振型インバータの構成および動作について、共振型インバータの構成図である図１、動作説明図である図２、図３、負荷共振の説明図である図４、ゼロ電圧スイッチングの説明図である図５−図７、サージ電圧の電力回生の説明図である図８−図１０、コモン電流低減の説明図である図１１、図１２、スナバ回路の効果の説明図である図１３、および点火プラグ絶縁破壊時の容量放電電流の電力回生の説明図である図１４−図１６に基づいて説明する。
まず、実施の形態１の共振型インバータの構成を図１に基づいて説明する。
なお、点火プラグは自動車エンジン等の内燃機関に装着されており、本来共振型インバータの構成部品ではないが、共振型インバータの動作上密接に関連しているため、特に区別せずに、共振型インバータの一部として説明する。同様に、共振型インバータは、直流電圧源、絶縁破壊電源を省いた構成としても良い。
図１において、共振型インバータ１は、フルブリッジインバータ４を中心としたトランス７の一次側部分、点火プラグ１０を中心としたトランス７の二次側部分、およびフルブリッジインバータ４の制御に関連する部分の３つから構成される。なお、以降、フルブリッジインバータ４を適宜インバータ４と記載する。
インバータ４を中心としたトランス７の一次側部分は、直流電圧源２、入力コンデンサ３、インバータ４、スナバ回路５および６、トランス一次巻線７ａを備える。点火プラグ１０を中心としたトランス７の二次側部分は、トランス７の二次側の共振コイル８、共振コンデンサ９、点火プラグ１０、絶縁破壊電源１１を備える。また、インバータ４の制御に関連する部分は、点火プラグ１０を流れる電流を検出する電流センサ１２と制御部１３を備える。
インバータ４は、スイッチング素子ＳＷ１とＳＷ２との直列回路からなる第１レグと、スイッチング素子ＳＷ３とＳＷ４との直列回路からなる第２レグとから構成される。各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４は、逆並列ダイオード（ボディダイオード）を備える。
インバータ４のスイッチング素子ＳＷ１とＳＷ３のドレイン端は、直流電圧源２および入力コンデンサ３のプラス（Ｐ）端に接続されている。また、インバータ４のスイッチング素子ＳＷ２とＳＷ４のソース端は、直流電圧源２および入力コンデンサ３のマイナス（Ｎ）端に接続されている。
直流電圧源２の直流電圧は入力コンデンサ３を経て、インバータ４により交流電圧に変換される。インバータ４の交流端に接続されたトランス一次巻線７ａとトランス二次巻線７ｂの巻数比は１：ｎである。ここで、ｎは１より大きい実数である。
このため、トランス一次巻線７ａの電圧は、二次巻線７ｂではｎ倍に電圧変換される。トランス二次巻線７ｂの電流は、一次巻線７ａではｎ倍に電流変換される。
トランス一次巻線７ａとトランス二次巻線７ｂの巻数比ｎについては、点火プラグ１０、直流電圧源２、絶縁破壊電源１１およびインバータ４のスイッチング素子等の仕様によって適切な値が選択される。例えば、ｎ＝４．５が採用される。
トランス二次巻線７ｂの一端は、共振コイル８と第１共振コンデンサ９ａを介して、点火プラグ１０と絶縁破壊電源１１の一端に接続されている。トランス二次巻線７ｂの他端は、点火プラグ１０と絶縁破壊電源１１の他端に接続されている。また、第１共振コンデンサ９ａと第２共振コンデンサ９ｂの直列回路が、点火プラグ１０と絶縁破壊電源１１に並列接続された構成となっている。
なお、共振コンデンサ９は、第１共振コンデンサ９ａと第２共振コンデンサ９ｂとで構成されているが、区別する必要がない場合は、共振コンデンサ９と記載する。
スナバ回路５は、回生抵抗５ｄ、スナバコンデンサ５ｃ、クランプダイオード５ａ、５ｂから構成される。
回生抵抗５ｄとスナバコンデンサ５ｃの直列回路が、インバータ４の第１レグであるスイッチング素子ＳＷ１とＳＷ２の直列回路に並列に接続されている。クランプダイオード５ａと５ｂのカソードが回生抵抗５ｄとスナバコンデンサ５ｃの接続点に接続されている。クランプダイオード５ａのアノードがスイッチング素子ＳＷ１のドレイン端に、クランプダイオード５ｂのアノードがスイッチング素子ＳＷ２のドレイン端に接続されている。
スナバ回路６は、回生抵抗６ｄ、スナバコンデンサ６ｃ、クランプダイオード６ａ、６ｂから構成される。
回生抵抗６ｄとスナバコンデンサ６ｃの直列回路が、インバータ４の第２レグであるスイッチング素子ＳＷ３とＳＷ４の直列回路に並列に接続されている。クランプダイオード６ａと６ｂのカソードが回生抵抗６ｄとスナバコンデンサ６ｃの接続点に接続されている。クランプダイオード６ａのアノードがスイッチング素子ＳＷ３のドレイン端に、クランプダイオード６ｂのアノードがスイッチング素子ＳＷ４のドレイン端に接続されている。
点火プラグ１０に流れる電流は電流センサ１２により検出され、制御部１３は電流センサ１２の電流値を所定の電流値に近づけるようにインバータ４のスイッチング周波数を制御する。インバータ４はスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２から成る第１レグとスイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ４から成る第２レグを備えるフルブリッジ型であり、各スイッチング素子は、ダイオードを内蔵したＭＯＳ（ｍｅｔａｌ ｏｘｉｄｅ ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）構成としている。しかし、インバータ４はフルブリッジ型に限定されず、スイッチング素子はＩＧＢＴ（ｉｎｓｕｌａｔｅｄ ｇａｔｅ ｂｉｐｏｌａｒ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）であってもよい。
次に、共振型インバータ１の基本動作、すなわち、高周波プラズマ点火装置としての動作を図２、図３に基づいて説明する。なお、図２において、Ａは「プラグ絶縁破壊タイミング」であり、Ｂは「共振コンデンサからの容量放電電流」である。
図２において、絶縁破壊電源１１から点火プラグ１０にマイナスの電圧を印加していき、ある電圧に到達すると点火プラグ１０が絶縁破壊して放電し、共振コイル８と共振コンデンサ９の共振周波数で共振した容量放電電流が流れる。この電流はトランス７の巻数比倍（ｎ倍）されてトランス一次巻線７ａに流れる。
この共振した容量放電電流が収まったのち、インバータ４をスイッチング動作させて、高周波電流を点火プラグ１０に印加する。
なお、容量放電電流とは、共振コンデンサ９に蓄積されたエネルギーが点火プラグ１０のプラグ電極部の絶縁破壊により放電されることにより生ずる放電電流である。
図３は制御部１３の構成および動作の説明図であり、図３（ａ）は制御部１３の構成図、図３（ｂ）は動作の説明図である。
制御部１３は、演算器１３１と、コンパレータ１３２と、リミッタ付発振器１３３と、ゲート信号生成器１３４とを備えている。
電流センサ１２は、トランス二次巻線７ｂを流れる電流、すなわち点火プラグ１０の電流を検出する。
演算器１３１は、電流センサ１２からの検出電流Ｉｏｕｔをプラグ電流要求値Ｉｒｅｑから減算する。
プラグ電流実測値である検出電流Ｉｏｕｔがプラグ電流要求値Ｉｒｅｑより低い場合は、コンパレータ１３２は「Ｈ」を出力する。この場合、リミッタ付発振器１３３は生成するインバータ４駆動用の周波数を低下させる。ただし、リミッタ付発振器１３３は、下限リミットを備え、発振器の周波数を共振周波数以上に保持する。
なお、ゲート信号生成器１３４は、リミッタ付発振器１３３の出力周波数を受けて、インバータ４のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４を駆動するゲート信号を生成する。
また、検出電流Ｉｏｕｔがプラグ電流要求値Ｉｒｅｑより高い場合は、コンパレータ１３２は「Ｌ」を出力し、リミッタ付発振器１３３は生成する周波数を増加させる。
以上の動作により、制御部１３は電流センサ１２からの検出電流Ｉｏｕｔをプラグ電流要求値Ｉｒｅｑと比較して、リミッタ付発振器１３３の発信周波数を調整することで、点火プラグに流れる電流を制御する。
次に、共振コイル８と共振コンデンサ９とを含む負荷の周波数特性と共振ゲインについて、図４に基づいて説明する。
図４は、共振コイル８と共振コンデンサ９とを含む負荷の共振点と共振ゲインの関係を示した図である。図４において共振点より高い周波数ではインバータ４にとって容量性負荷となり、共振点より低い周波数では誘導性負荷となる。
共振点より高い周波数領域では、周波数を高くすると共振ゲインが小さくなり、また共振点より低い周波数領域では、周波数を高くすると共振ゲインが大きくなる。
実施の形態１の共振型インバータ１では、図３で説明したように、共振点より高い周波数領域、すなわち、容量性負荷の周波数領域の特性を用いている。インバータ４の動作周波数を調整することで、点火プラグ１０への印加電圧を変化させ、点火プラグ１０に流れる電流を制御する。
次に、インバータ４のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４のターンオン時のゼロ電圧スイッチングについて図５−図７に基づいて説明する。
図５はインバータ４を容量性領域の周波数でスイッチングさせた時の波形図であり、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４のゲート信号、ドレインーソース電圧信号、およびトランス一次巻線７ａに流れる電流を表している。図５において、ａはスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ４のゲート信号立ち上がりタイミングを表し、ｂはスイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ３のゲート信号立ち上がりタイミングを表している。
図６、図７は電流フローの説明図であり、図６は、ＳＷ１、ＳＷ３がターンオンする時のトランス一次巻線７ａに流れる電流が電流極性負の場合の電流フローを表し、図７は、ＳＷ２、ＳＷ４がターンオンする時のトランス一次巻線７ａに流れる電流が電流極性正の場合の電流フローを表している。なお、図中、Ｐは「電流極性正」であり、Ｎは「電流極性負」である。以降の図においても同様である。
インバータ４を構成するスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４をターンオンする時にゼロ電圧スイッチングとして、スイッチング損失を抑制する。このためには、インバータ４の動作周波数を共振コイル８と共振コンデンサ９とを含む負荷の共振点より高い周波数すなわち容量性の負荷領域で動作させる必要がある。
インバータ４を共振コイル８と共振コンデンサ９とを含む負荷の共振点より高い周波数で動作させると、共振コイル８と共振コンデンサ９とからなる回路は容量性の負荷となる。このため、トランスに流れる電流が電圧に対して９０度進んだ位相となり、電圧と電流の極性が異なることになる。
図５において、ａのスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ４のゲート信号立ち上がりタイミングでは、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ４のドレインーソース電圧はゼロである。また、ｂのスイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ３のゲート信号立ち上がりタイミングでは、スイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ３のドレインーソース電圧はゼロである。
以上のように、ＳＷ１〜ＳＷ４がターンオンする時、ターンオンするスイッチング素子のドレイン−ソース間電圧がゼロとなるためゼロ電圧スイッチングが成立し、スイッチング損失の低減が図れる。
図６は、図５におけるａのタイミングの電流極性負の場合の電流フロー、すなわちスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ４がスイッチングする時の電流の流れを表している。また、図７は、図５におけるｂのタイミングの電流極性正の場合の電流フロー、すなわちスイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ３がスイッチングする時の電流の流れを表している。
なお、誘導性負荷の場合は、電流位相が電圧に対して９０度遅れの位相となる。このため、ターンオンする半導体のドレインーソース間の電圧が残ったままターンオンすることになる。このため、誘導性負荷の場合、すなわち図４の共振点より低い周波数領域の場合は、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４をターンオン時にゼロ電圧スイッチングとならない。したがって、実施の形態１の共振型インバータ１では、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４を容量性負荷領域でスイッチングさせる。
次に、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４に生じるサージ電圧の電力回生について図８−図１０に基づいて説明する。
図８は、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４のゲート信号、ドレインーソース電圧信号、およびトランス一次巻線７ａに流れる電流の波形図である。図８において、ｃはスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ４のゲート信号立ち下がりタイミングを表し、ｄはスイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ３のゲート信号立ち下がりタイミングを表している。
図９、図１０は電流フローの説明図であり、図９はトランス一次巻線７ａに流れる電流が電流極性負の場合の電流フローを表し、図１０はトランス一次巻線７ａに流れる電流が電流極性正の場合の電流フローを表している。
図８から分かるように、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４がターンオフする時は、電流値の大きいところでターンオフするため、配線やトランスの漏れインダクタンス等に起因する寄生分の影響で、共振によりサージや振動電圧が生じやすい。
図９に示すように、電流極性が負の場合、スイッチング素子ＳＷ１のドレイン端に発生した電圧は、クランプダイオード５ａにより、スナバコンデンサ５ｃの電圧Ｖｃでクランプされる。そのスナバコンデンサ５ｃに蓄積されたエネルギーは回生抵抗５ｄを介して入力コンデンサ３および直流電圧源２に電力回生される。
またスイッチング素子ＳＷ４のドレイン端に発生した電圧は、クランプダイオード６ｂにより、スナバコンデンサ６ｃの電圧Ｖｃでクランプされる。そのスナバコンデンサ６ｃに蓄積されたエネルギーは回生抵抗６ｄを介して入力コンデンサ３および直流電圧源２に電力回生される。
図１０に示すように、電流極性が正の場合も同様に、スイッチング素子ＳＷ３のドレイン端に発生した電圧は、クランプダイオード６ａにより、スナバコンデンサ６ｃの電圧Ｖｃでクランプされる。そのスナバコンデンサ６ｃに蓄積されたエネルギーは回生抵抗６ｄを介して入力コンデンサ３および直流電圧源２に電力回生される。
またスイッチング素子ＳＷ２のドレイン端に発生した電圧はクランプダイオード５ｂにより、スナバコンデンサ５ｃの電圧Ｖｃでクランプされる。そのスナバコンデンサ５ｃに蓄積されたエネルギーは回生抵抗５ｄを介して入力コンデンサ３および直流電圧源２に電力回生される。
スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４がターンオフする時に発生するサージに関するコモン電流の低減について、図１１、図１２に基づいて説明する。
図１１は、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４をドレインーソース間のコンデンサでモデル化して説明する図である。図１１（ａ）は、直流電圧源２、入力コンデンサ３、インバータ４のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４から成る基本回路である。図１１（ｂ）、図１１（ｃ）はスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４をコンデンサでモデル化している。図１１（ｂ）はインバータ４にスナバ回路がない場合、図１１（ｃ）はインバータ４にスナバ回路５、６がある場合を表している。
図１２は、例としてスイッチング素子ＳＷ４に対応するコンデンサ両端に発生する電圧波形を表している。図１２（ａ）は、スナバ回路５、６がない図１１（ｂ）に対応し、図１１（ｂ）のＣ点の電圧波形を表している。図１２（ｂ）は、スナバ回路５、６がある図１１（ｃ）に対応し、図１１（ｃ）のＤ点の電圧波形を表している。
ここで、スナバ回路の効果を図１３に基づいて説明する。図１３は実験により得られた電圧波形を表す。図において、Ｋは「スナバ回路なしの電圧波形（実線）」であり、Ｌは「スナバ回路ありの電圧波形（点線）」である。Ｍは「スナバ回路による低減量６９Ｖ」である。
すなわち、スナバ回路がない場合はピーク電圧が２４５Ｖであったのに対し、スナバ回路がある場合は１７６Ｖとなり、６９Ｖ減衰させる効果を確認できている。
インバータ４にスナバ回路５、６がない場合、図１１（ｂ）および図１２（ａ）に示すように、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４がターンオフしたとき、インバータ４の交流端に高周波のサージや振動電圧が生じる。この交流端に生じた高周波のサージや振動電圧は、上下アーム間のコンデンサの充放電電流となるため、直流電圧源２に対して高周波コモンモードの電流が流れる。
これに対し、インバータ４にスナバ回路５、６を設けると、図１１（ｃ）および図１２（ｂ）に示すように、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４がターンオフした時に生じる高周波電圧や振動電圧は、スナバ回路５、６によりクランプされてスナバコンデンサ５ｃ、６ｃに電流が流れ、上下アームのコンデンサに電流が流れなくなる。このため、直流電圧源２に対してコモンモードで流れる電流が減少する。すなわち、スナバ回路５、６を設けることで、コモン電流がノーマル電流に変換される。
以上説明のように、インバータ４を構成するスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４がターンオフする時に生じるサージ電圧や振動電圧を、スナバ回路５、６によりクランプ電圧Ｖｃ以下とすることでコモン電流を低減できる。
次に、点火プラグ絶縁破壊時の容量放電電流を入力側へ電力回生する動作について図１４−図１６に基づいて説明する。
図１４は、トランス一次巻線７ａに流れる電流が負の場合の電流フローを表し、図１５は、トランス一次巻線７ａに流れる電流が正の場合の電流フローを表している。
また図１６は、点火プラグ１０に印加されるプラグ電圧の変化およびトランス一次巻線７ａの電流の変化、具体的にはプラグ絶縁破壊後のコンデンサ９の放電による共振電流の変化を表している。なお、図１６において、Ｅは「プラグ絶縁破壊タイミング」であり、Ｆは「共振コンデンサ放電による共振電流」である。
点火プラグ１０が絶縁破壊電源１１からの電圧印加により絶縁破壊を起こしたとき、点火プラグ１０および共振コンデンサ９に蓄積されたエネルギーが、共振コイル８と共振コンデンサ９の共振周波数に基づく容量放電電流となる。このトランス二次巻線７ｂに流れる容量放電電流は、トランス一次巻線７ａと二次巻線の７ｂによる巻数比倍（ｎ倍）され、このｎ倍された電流がトランス一次巻線７ａに発生する。このトランス一次巻線７ａに発生した容量放電電流がスナバ回路５および６により入力コンデンサ３および直流電圧源２に電力回生される。
図１４において、トランス一次巻線７ａの電流極性が負の場合、トランス一次巻線７ａに生じるｎ倍された容量放電電流は、ＳＷ１およびＳＷ４のボディダイオードを通じて流れる電流と、クランプダイオード５ｂ、スナバコンデンサ５ｃ、回生抵抗５ｄを通じて流れる電流とに分流され、入力コンデンサ３および直流電圧源２に電力回生される。
また、図１５において、トランス一次巻線７ａの電流極性が正の場合、トランス一次巻線７ａに生じるｎ倍された容量放電電流は、ＳＷ２およびＳＷ３のボディダイオードを通じて流れる電流と、クランプダイオード６ｂ、スナバコンデンサ６ｃ、回生抵抗６ｄを通じて流れる電流とに分流され、入力コンデンサ３および直流電圧源２に電力回生される。
図１において、例えばクランプダイオード５ａ、５ｂに対してスナバコンデンサ５ｃを接続している。部品の配置上クランプダイオード５ａとスナバコンデンサ５ｃとの配線距離がクランプダイオード５ｂとスナバコンデンサ５ｃとの配線距離に比較して長い場合がある。この場合は、別のスナバコンデンサをクランプダイオード５ａのカソードに接続することでコンデンサの効果を改善することができる。
以上説明したように、実施の形態１の共振型インバータは、直流電圧源、入力コンデンサ、フルブリッジインバータ、スナバ回路、インバータの交流端に一次巻線を接続したトランス、トランスの二次巻線側の共振コイル、共振コンデンサ、点火プラグ、絶縁破壊電源、電流センサ、制御部を備え、制御部は、電流センサの検出電流に基づいて、スイッチング素子を共振コイルおよび共振コンデンサからなる回路が容量性負荷となる周波数で、ターンオン時ゼロ電圧スイッチングとなるように制御し、スナバコンデンサに蓄積されたエネルギーを直流電圧源に電力回生するものである。このため、実施の形態１の共振型インバータは、スイッチングサージからインバータを構成するスイッチング素子を保護し、ターンオン時のスイッチング損失を低減し、スナバコンデンサに蓄積したエネルギーを直流電圧源に電力回生することができる。
実施の形態２．
実施の形態２の共振型インバータは、実施の形態１の共振型インバータにおいて、スナバコンデンサに対して容量放電電流用コンデンサを並列接続したものである。
以下、実施の形態２の共振型インバータについて、構成と動作の説明図である図１７に基づいて、実施の形態１との差異を中心に説明する。図１７において、実施の形態１の図１と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。
まず、実施の形態２の共振型インバータ１００の構成を図１７に基づいて説明する。
スナバコンデンサ５ｃに容量放電電流用コンデンサ５ｅを並列接続し、スナバコンデンサ６ｃに容量放電電流用コンデンサ６ｅを並列接続している。
点火プラグ１０が絶縁破壊して放電し、共振コイル８と共振コンデンサ９の共振周波数で共振した容量放電電流が流れ、トランス７の巻数比倍（ｎ倍）された電流がトランス一次巻線７ａに流れる。
サージや寄生振動は、インバータ４のスイッチング周波数よりも高い周波数の振動である。スナバコンデンサ５ｃ、６ｃは、サージや寄生振動の高周波数振動に対して、低インピーダンスである必要がある。
一方、スナバコンデンサ５ｃ、６ｃに並列に接続した容量放電電流用コンデンサ５ｅ、６ｅは、共振コイル８と共振コンデンサ９の共振周波数でインピーダンスが低く、電流容量を十分吸収できる大容量である必要がある。
なお、サージや寄生振動の周波数は、共振コイル８と共振コンデンサ９の共振周波数よりも高い。
これら機能を分担したコンデンサをそれぞれ設けることで、スイッチング時のサージや振動電圧、および容量放電電流によりスイッチング素子が耐圧破壊することを防止できる。
以上説明したように、実施の形態２の共振型インバータは、実施の形態１の共振型インバータのスナバコンデンサに対して容量放電電流用コンデンサを並列接続したものである。したがって、実施の形態１の共振型インバータと同様に、スイッチングサージからインバータを構成するスイッチング素子を保護し、ターンオン時のスイッチング損失を低減し、スナバコンデンサに蓄積したエネルギーを直流電圧源に電力回生することができる。さらに、容量放電電流からスイッチング素子を保護することができる。
実施の形態３．
実施の形態３の共振型インバータは、実施の形態１の共振型インバータのスナバ回路に保護用スイッチング素子を追加したものである。
以下、実施の形態３の共振型インバータについて、構成と動作の説明図である図１８、および動作の説明図である図１９に基づいて、実施の形態１との差異を中心に説明する。図１８において、実施の形態１の図１と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。
図１８は、実施の形態３による共振型インバータ２００の回路構成と、点火プラグ１０が絶縁破壊をし、点火プラグ１０および共振コンデンサ９による容量放電電流がトランス一次巻線７ａに流れた場合の電流フローを表した図である。なお、図１８は、トランス一次巻線７ａに流れる電流が電流極性負の場合の電流フローである。電流極性が正の場合の図は省略している。
また、図１９は、保護用スイッチング素子のオン／オフ状態、流れる電流およびスナバコンデンサの電圧との関係を説明している。なお、図１９において、Ｇは「容量放電電流 流入開始」である。
まず、実施の形態３の共振型インバータ２００の構成を図１８に基づいて説明する。
実施の形態１のスナバ回路５をスナバ回路２０に、スナバ回路６をスナバ回路２１に変更している。
スナバ回路２０は、保護用スイッチング素子ＳＷ５、２分割した第１回生抵抗２０ｄと第２回生抵抗２０ｅ、スナバコンデンサ２０ｃ、クランプダイオード２０ａ、２０ｂから構成される。
第１回生抵抗２０ｄ、第２回生抵抗２０ｅ、およびスナバコンデンサ２０ｃの直列回路が、インバータ４のスイッチング素子ＳＷ１とＳＷ２の直列回路に並列に接続されている。クランプダイオード２０ａと２０ｂのカソードが、第２回生抵抗２０ｅとスナバコンデンサ２０ｃの接続点に接続されている。クランプダイオード２０ａのアノードがスイッチング素子ＳＷ１のドレイン端に、クランプダイオード２０ｂのアノードがスイッチング素子ＳＷ２のドレイン端に接続されている。
保護用スイッチング素子ＳＷ５のドレイン端とソース端を、第１回生抵抗２０ｄと第２回生抵抗２０ｅとの直列回路に並列に接続し、保護用スイッチング素子ＳＷ５のゲート端を第１回生抵抗２０ｄと第２回生抵抗２０ｅとの接続点に接続している。
なお、スナバ回路２１の構成は、スナバ回路２０と同様であるため、説明は省略する。
次に、実施の形態３の共振型インバータ２００の動作を図１８、図１９に基づいて説明する。
スナバ回路２０において、容量放電電流はスイッチング素子ＳＷ１のボディダイオード、および第１回生抵抗２０ｄ、第２回生抵抗２０ｅを流れる。ここで、スナバコンデンサ２０ｃのクランプ電圧Ｖｃが所定の電圧より上昇すると、第１回生抵抗２０ｄと第２回生抵抗２０ｅにより分圧された電圧が上昇し保護用スイッチング素子ＳＷ５がオンし、回生量を増加させてスナバコンデンサ２０ｃの電圧上昇を抑える。このため、インバータ４を構成するスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４が耐圧破壊することを防止することができる。また、スナバコンデンサ２０ｃの容量を小さくでき、また保護用スイッチング素子ＳＷ５の制御を制御部１３で行う必要がないため制御を簡素化できる。
また、スナバ回路２１の動作は、スナバ回路２０と同様であるため、説明は省略する。
実施の形態３では、実施の形態１の共振型インバータのスナバ回路に保護用スイッチング素子を追加したが、実施の形態２の共振型インバータのスナバ回路に保護用スイッチング素子を追加することができる。この場合、より効果的にインバータ４を構成するスイッチング素子を保護することができる。
以上説明したように、実施の形態３の共振型インバータは、実施の形態１の共振型インバータのスナバ回路に保護用スイッチング素子を追加したものである。したがって、実施の形態１の共振型インバータと同様に、スイッチングサージからインバータを構成するスイッチング素子を保護し、ターンオン時のスイッチング損失を低減し、スナバコンデンサに蓄積したエネルギーを直流電圧源に電力回生することができる。また、容量放電電流からスイッチング素子を保護することができるともに、スナバコンデンサの容量を小さくできる。
実施の形態４．
実施の形態４の共振型インバータは、実施の形態１の共振型インバータの直流電圧源と入力コンデンサの間にフィルタ回路を追加したものである。
以下、実施の形態４の共振型インバータについて、構成と動作を説明する図２０、および動作説明である図２１に基づいて、実施の形態１との差異を中心に説明する。図２０において、実施の形態１の図１と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。
実施の形態４の共振型インバータ３００では、インダクタを備えるフィルタ回路３２１を直流電圧源２と入力コンデンサ３の間に追加している。
フィルタ回路３２１を直流電圧源２と入力コンデンサ３の間に追加する目的は、インバータ４で発生したノイズを直流電圧源２に伝達されないようにすることである。
しかし、フィルタ回路３２１を追加した場合、条件によっては、入力コンデンサ３とフィルタ回路のインダクタンスによって共振電圧が発生する場合がある。
次に、フィルタ回路３２１追加による共振電圧発生の抑制について図２１に基づいて説明する。なお、図２１において、Ｈは「スナバ回路なしの場合（実線）」であり、Ｉは「スナバ回路ありの場合（点線）」である。またＪは「フィルタおよび配線のインダクタンスと入力コンデンサによる共振電圧」である。
フィルタ回路３２１および配線のインダクタンスと入力コンデンサ３間で生じる共振電圧をスナバ回路５により減衰させることがわかる。
この共振電圧の共振周波数をｆｃ、入力コンデンサ３の容量をＣとすると、入力コンデンサ３の共振点におけるインピーダンスは１／（２πｆｃＣ）となる。スナバ回路５を構成するスナバコンデンサ５ｃのインピーダンスと回生抵抗５ｄのインピーダンスの合計値が、入力コンデンサ３のインピーダンスより小さいインピーダンスとなるように選択すれば、図２１のスナバ回路ありの点線のように共振電圧を効果的に減衰させることができる。
実施の形態４では、実施の形態１の共振型インバータの直流電圧源と入力コンデンサの間にフィルタ回路を追加した場合を説明した。実施の形態２または実施の形態３の共振型インバータに対しても同様にフィルタ回路を追加しても、同様の効果を奏することができる。
以上説明したように、実施の形態４の共振型インバータは、実施の形態１の共振型インバータの直流電圧源と入力コンデンサの間にフィルタ回路を追加したものである。したがって、実施の形態１の共振型インバータと同様に、スイッチングサージからインバータを構成するスイッチング素子を保護し、ターンオン時のスイッチング損失を低減し、スナバコンデンサに蓄積したエネルギーを直流電圧源に電力回生することができる。また、フィルタ回路追加によってスイッチングサージや容量放電電流から直流電圧源を保護するとともに、フィルタ回路追加によって生じる可能性がある共振電圧を低減することができる。
なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、実施の形態を適宜、変形、省略したりすることが可能である。
この発明は、スイッチングサージからインバータを構成するスイッチング素子を保護し、ターンオン時のスイッチング損失を低減し、スナバコンデンサに蓄積したエネルギーを直流電圧源に電力回生することができるため、難着火性の燃焼機関の点火を行う高周波プラズマ点火装置に広く適用できる。

Claims (6)

  1. 直流電圧源に接続された入力コンデンサとインバータ、回生抵抗とスナバコンデンサの直列回路からなり前記インバータの各レグに並列に接続されたスナバ回路、前記インバータのスイッチング素子のドレインと前記スナバ回路の前記回生抵抗と前記スナバコンデンサの接続点との間に接続したクランプダイオード、前記インバータの交流端に一次巻線を接続したトランス、前記トランスの二次巻線に接続された共振コイル、共振コンデンサ、および電流センサ、前記インバータを制御する制御部を備え、
    前記制御部は、前記電流センサの検出電流に基づいて、前記インバータの前記スイッチング素子を前記共振コイルおよび前記共振コンデンサを含む負荷が容量性となる周波数で、ターンオン時ゼロ電圧スイッチングとなるように制御するとともに、前記スナバコンデンサに蓄積されたエネルギーを前記直流電圧源に電力回生する共振型インバータ。
  2. さらに、前記スナバコンデンサよりもインピーダンスが低く、かつ容量が大きい容量放電電流用コンデンサを前記スナバコンデンサに並列に接続した請求項１に記載の共振型インバータ。
  3. 前記回生抵抗を第１回生抵抗と第２回生抵抗とに２分割し、
    前記第１回生抵抗と前記第２回生抵抗との直列回路の両端に保護用スイッチング素子のドレインおよびソースを接続し、前記第１回生抵抗と前記第２回生抵抗との接続点に前記保護用スイッチング素子のゲートを接続した請求項１または請求項２に記載の共振型インバータ。
  4. 前記直流電圧源と前記入力コンデンサとの間にフィルタ回路を挿入した請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の共振型インバータ。
  5. 前記トランスの一次巻線数と二次巻線数との比を１対ｎとし、ｎは１より大きい実数であり、前記トランスの前記二次巻線の電流が前記トランスの巻線比ｎ倍されて前記トランスの前記一次巻線に流れる請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の共振型インバータ。
  6. 前記フィルタ回路はインダクタから成る請求項４に記載の共振型インバータ。
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