JPS6226795A

JPS6226795A - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JPS6226795A
Application number: JP16438985A
Authority: JP
Inventors: 春男永瀬; 聖明内橋
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1985-07-25
Filing date: 1985-07-25
Publication date: 1987-02-04
Anticipated expiration: 2009-12-12
Also published as: JPH06101389B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［技術分野１本発明は高圧放電灯のような放電灯を点灯する放電灯点
灯装置に関するものである。

［背景技術］従来の一般の放電灯点灯装置は安定器をチョークフィル
、トランス、コンデンサ等の単独あるいは組み合わせに
より構成しているため、寸法重量とも大きかった。

この点から放電灯点灯装置の小形、軽量、高効率化が望
まれており、そのために放電灯を高周波点灯させること
が考えられている。例えば蛍光灯の点灯装置ではスイッ
チングトランスシタ、サイリスク等を用いた高周波点灯
装置が実用化されている。

高圧放電灯の点灯装置においても高周波を利用すると、
蛍光灯と同様な効果が得られるが、高圧放電灯を高周波
点灯すると音響的共鳴現象に起因するアークの不安定が
存在することが従来から知られている。ここで高圧放電
灯の高周波点灯時に発生する上記アークの不安定の形成
メカニズムは下記の様なものと考えられる。即ち、（１
）電気入力の高周波変動、（２）発光管内〃スの圧力変
化、（３）ｖｆ別の周波数にて定在圧力波の発生、（４
）限度以上の圧力振幅によりアークの不安定が発生等が
ある。

尚ここで「特別の周波数」とは所謂音響的共鳴周波数で
あってアークのデイメンシヨン（現実的には発光管形状
）と、発光管内の音速で決まるものであり、上記音速は
〃大の平均分子量とイオン温度が決まれば決まるので、
それらの値さえ分かれば比較的簡単に求めることができ
る。また［限度以上の圧力振幅によるアークの不安定さ
」がどの音響的共鳴周波数で起こるのかについては非線
形の領域の問題であって単純にその答えを求める訳には
行かない。

ところで音響的共鳴現象に起因するアークの不安定を解
消する方法として　ところで音響的共鳴現象に起因する
アークの不安定を解消する方法としては点灯電源の周波
数を超高周波（例えば１００ｋ）１ｚ）とするもの（特
開昭５６−１１８９７号公報等）があったが、しかし、
このものは雑音（特にふく耐雑音）の他に、スイッチン
グロスが大きく、実用上問題があった。また点灯電源の
周波数を例えば３０ＫＨｚ〜５０ＫＨｚの間で変調する
方法のもの（特開昭５６−４８０９５号公報等）があっ
たが抑制しきれず、やはり実用上問題があった。また直
流で点灯するもの（特開昭５６−９８４９９号公報）も
あったが、しかしながら、ランプ寿命（黒化等）の点で
これまた問題があった。更に矩形波点灯によるものもあ
る。この矩形波点灯が文献「キャラクタリスティックス
・オプ・アコースティカル・レゾナンス・イン・ディス
チャージ・ランブス（Ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｉ
ｓ　ｏｆ　Ａｃｏｕｓｔｉｃａｌ　Ｒｅ５ｏｎａｎｃｅ
　Ｉｎ［１ｉｓｃｈａｒｇｅ　Ｌａｍｐｓ）Ｊイルミネ
イテイング働エン１　＝　７　’Ｊ　ンク（ＩＬＬ［Ｉ
ＭＩＮＡＴＩＮＧ　ＥＮＧＩＮＥＥＲＩＮＧ）１９７０
年１２月Ｐ７１３〜７１６に示されている。

しかし、この方法ではアークは安定するものの、矩形波
の７ラツトの部分を限流素子として抵抗で負担している
ため大形化し、電力損が大きくなり、また高周波の矩形
波では波形の立ち上がり、立ち下がりが急峻なため、雑
音の問題が生じ、この対策のために大幅なコストアップ
につながるという問題があった。

一方高圧放電灯用点灯装置として、実開昭５９−１６１
００号公報に開示されたものがある。この装置では矩形
波の７ラツト部を高周波成分が重畳された状態にし、且
つ限流素子としてインダクタンスを用いて、装置の小型
化を図っている。しかしこの方法では発振用トランス部
と、チａツバ専用の°　半導体素子とが必要であり、点
灯装置は未だ大型であった。

また米国特許４，１７０，７４７号に開示されたものも
ある。第４図は米国特許４，１７０，７４７号に示され
ている従来の放電灯点灯装置である。図においてコンデ
ンサ１６を接続した電源端子１，２にはトランジスタ３
〜６をブリ７ノ形に接続したスイッチング回路を電流検
出用抵抗１３を介して接続し、トランジスタ３〜６には
夫々トランジスタ３〜６の通電方向と逆方向にダイオー
ド７〜１０を並列接続し、トランジスタ３．６の接続点
と、トランジスタ４．５の接続点間にはチョークコイル
１１と、コンデンサ１４を並列に接続した高圧放電灯１
２との直列回路を接続しである。制御回路１５は検出電
流に応じてトランジスタ３〜６を制御するための回路で
ある。

第５図（ａ）〜（ｄ）はトランジスタ３〜６の動作を示
すタイミング図である。

トランジスタ３，４は制御回路１５により５０／６０Ｈ
ｚまたは４００Ｈｚでオンオフし、トランジスタ３がオ
ンのときにはトランジスタ５が例えば２０　ＫＨｚ（１
／　Ｔ　２　）のデユーティ比可変のオンオフ動作を行
い、トランジスタ４がオンのときにはトランジスタ６が
トランジスタ５と同様のオンオフ動作を行う。また、高
圧放電灯１２の極性反転時には４個のトランジスタ３〜
６は同時にオフとなり、休止期間ＴＤを有する。制御回
路１５は電流検出用抵抗１３の電圧の大小によってオン
オフデユーティ比が変わる。従って、高圧放電灯１２に
は高周波リップルを含有した矩形波の交流の電流が流れ
ることになる。

さて第５図（ａ）〜（ｄ）により更に第４図回路の動作
を説明すると、第５図中のｔ、〜１２間では同図（、）
に示すように低周波動作するトランジスタ３はオン動作
状態であり、トランジスタ５は同図（ｃ）に示す高周波
で動作する状態にある。そしてこの間では同図（ｂ）（
ｄ）に示すようにトランジスタ４，６はオフ状態にある
。トランジスタ５がオンすると、電源、電源端子１、ト
ランジスタ３、チョークコイル１１、高圧放電灯１２及
びコンデンサ１４の並列回路、トランジスタ５、電流検
出用抵抗１３、電源端子２、電源の閉回路が形成され、
チョークフィル１１に流れる電流Ｉ１１は一定の傾きを
もって直線的に上昇し、トランジスタ５がオフするとこ
の時の電流Ｉ　ＩＩとチョークコイル１１のインダクタ
ンスの値で決まる帯積されたエネルギが電流を流れ続け
させようとする方向、つまりトランジスタ５がオンして
いる時の電流の向きと同様となり、この時はチョークコ
イル１１、高圧放電灯１２及びコンデンサ１４の並列回
路、ダイオード８、トランジスタ３、チョークコイル１
１の閉回路で蓄積エネルギが放出され、この動作がｔ２
の時点まで繰り返される。

次のし２〜ｔ、の期間ＴＤでは４つのトランジスタ３〜
６が共にオフ状態であって、この期間電源端子１，２に
接続された電源からの電力供給は行なわれない。

更にし、〜ｔ４間では上記のｔ＋−ｊ２開と基本的に同
じであるがこの間動作するトランジスタは４及び６のト
ランジスタであって、トランジスタ３．５はオフ状態に
ある。つまりトランジスタ６がオンすると、電源、電源
端子１、トランジスタ４、高圧放電灯１２及びコンデン
サ１４の並列回路、チョークコイル１１、トランジスタ
６、電流検出用抵抗１３、電源端子２、電源の閉回路で
、またトランジスタ６がオフするとチョークコイル１１
、ダイオード７、トランジスタ４、高圧放電灯１２及び
コンデンサ１４の並列回路、チョークコイル１１の閉回
路で電流Ｉ　ＩＩが流れるのである。尚ここで第４図に
示した電流Ｉ１１と高圧放電灯１２に流れる電流１１２
の向きはｔ、−１２間であり、ｔ３〜ｔ１間では電流ｒ
ｌ１％Ｉ１２の向きは逆となる。このようにして高圧放
電灯１２には高周波リップルを含有した矩形波状の交流
の電流が流れることになる。

ダイオード９，１０は通常の動作では電流は流れないが
過渡時のサーノ電流を流すためのものである。

上記期間ＴＤはトランジスタ３．６または４，５がオフ
している期間（ｔ２〜１＋、ｔ４〜ｔｓ）を示しており
、これはトランジスタ３，６または４．５が同時にオン
して短絡状態を呈し、点灯装置の破壊に至るのを防止す
るためのデッドタイムである。この同時オンはトランジ
スタ素子のばらつきや温度上昇によって、ストレーツタ
イムが長くなった時や、トランジスタ開のタイミングの
づれによって生じる。

第６図は第５図のし２〜ｔ３付近を拡大して図示したタ
イミング図であり、電流１１、■１□及び高圧放電灯１
２′の両端電圧■１□の波形を同図（ｃ）ｌ（ｄ）及び
（ｅ）に示す。ｔ２時点で同図（ａ）に示すようにトラ
ンジスタ５がオフすると、コンデンサ１４の電荷が高圧
放電灯１２へ放出されるので、電流Ｉ　１２は電流Ｉ１
１と比べて若干の遅れをもって流れるが、ついには電流
１．□は零となる。つまりランプ電流たる電流１１□に
休止が生じることになる。次にｔ。

では電流Ｉ　１２の極性が変わり、同図（ｂ）に示すよ
うにトランジスタ６が動作する。電流１１２はｔ１時点
の直前までは零であるので、高圧放電灯１２の両端電圧
Ｖ１２はｈの時点の直後に高くなる。これは放電灯特有
の現象であり、電流１１２が零になることによって、発
光管のイオンの消滅が起こり、１、時点では点灯を維持
するために放電灯１２の両端には高い電圧が必要となる
。この電圧が所謂再点弧電圧である。電流１１□の零の
期間が艮くなりすぎると、ｔ５時点で電圧を与えても点
灯維持できず、立ち消えとなる場合もある。又立ち消え
に至らずども再、転弧電圧が高くなり供給する電圧付近
にまで達するとちらつきが生じることもある。蛍光灯の
場合は上記現象が少し緩和されるが、高圧放電灯の場合
は少しの休止が生じても再点弧電圧の上昇が顕著である
。

期間ＴＤは同時オンを防止するために設けているが上記
のように電流１１□に休止が生じ再点弧電圧が上昇して
ちらつきが生じたり、ひどいときには立ち消えすること
があった。また再点弧電圧の上昇は電極の消耗を早め、
ランプ寿命を短くする恐れがあり、又電源の急変低下に
よって立、ち消えしやすいという問題がある。特に高圧
放電灯の中でも低ワツトはど電流１１２の休止による再
点弧電圧の上昇度合が大きく、厄介なものである。

そこで同時オンを上記期間ＴＤで防止しながら、上記の
問題点を解決する方法とし、高圧放電灯１２に並列に接
続したコンデンサ１４の容量を大きくして、期間ＴＤで
は電流１１２が零にならないようにする方法がある。

つまり高圧放電灯１２を等価的な抵抗と考え１、ＣＲの
時定数と期間Ｔｏとの関係でＣの容量を求め、その値に
ふされしいコンデンサ１４を選定する方法である。しか
しながらこの方法も次のような問題点があった。

この問題点を第７図、第８図により説明する。

第７図は第４図の主回路の部分を取り出した回路で、抵
抗Ｒ１□は高圧放電灯１２の等価的な抵抗を示し、コン
デンサＣ１４はコンデンサ１４と同等なものとしである
。ここで本発明者らが実験検討した定数を示すと、チョ
ークコイル１１のインダクタンス値は１．ＯｍＨ，コン
デンサＣＩ４の容量は０．１μＦで、抵抗Ｒ１２の抵抗
値は定常点灯時１００Ωとなる。ところで上記第６図（
ｄ）に示した期間ＴＤの斜線部分はコンデンサ１４によ
って高圧放電灯１２に流れ込む電流の一つの代表的な例
であるが、上記の定数でこの部分について第７図に基づ
いて更に説明する。尚第４図回路におけるトランジスタ
６．５は４０ＫＨｚでスイッチングしているものとする
。

まず期間ＴＤではトランジスタ６．５は共にオフ状態で
あるから、実質的には抵抗Ｒ１□とコンデンサＣＩ４の
閉回路のみについて考えればよ（、つまりコンデンサＣ
Ｉ４の電荷の放出によって抵抗ＲＩ２に流れる電流Ｉ　
Ｒ１２がどのようになるのかであり、期間Ｔｏを考慮し
てＩＲ＋２に休止を生じさせないコンデンサＣ１４の容
量を計算により求めればよい。

この場合抵抗Ｒ１２はあくまで高圧放電灯１２に対して
等価的な抵抗であり、実際には高圧放電灯１２であるか
ら刻々とインピーダンスが変化しているので精度は言及
出来ないが、傾向左しては判断できるものである。

さて抵抗Ｒ１２とコンデンサＣＩ４の閉回路において第
６図のｔ２時点付近で、コンデンサＣＩ４は第７図に示
す極性に充電される。従って抵抗ＲＩ２へ流れる電流ｌ
Ｒ１２は矢印で示す方向となる。コンデンサＣＩ４の電
荷が抵抗Ｒ１２を介して流れる電流はｅ　　ｔ／（ｃｚ
・旧２）の時間的な変化によって零に向かって減少して
いく。第６図のＬ２直後は電流ＩＩ＋の電流が抵抗Ｒ１
２に若干流れるが、電流Ｉ＋２の斜線部分では上記の式
のように減少していく。

第８図は縦軸をＫ　＋：’：ｅｔ／　（ｃｚ　・Ｒ＋２
）とし、横軸を時間ｔ（μｓｅｃ　）で対数スケールに
より表したグラフである。そして同図中曲線Ａはコンデ
ンサＣＩ４の容量を０．１μＦ１抵抗Ｒ１２の値を１０
０としたときのものである。曲線ＢはコンデンサＣＩ４
の容量を０．１μＦ、抵抗Ｒ１□の値を１０Ωとしたと
きのものである。ここで１０Ωは高圧放電灯１２の始動
直後の状態での等価抵抗である。

ところで上記期間ＴＤはどの程度に設定すれば良いかは
主としてトランジスタ素子のストレージタイムＬｓｒｇ
が一応の目安となり、このタイムは素子の容量、スイッ
チングスピードの性能等によって幅広い値を持つ。また
素子間のばらつきや温度上昇により長くなる。ここでス
トレージタイムｔｓｒｇは２μｓｅｃ〜数十μｓｅｃで
あり、このため期間ＴＤは数十μｓｅｃは必要となる。

設計品質上余裕を大きくとると期間ＴＤは長くなり、ま
たストレーツタイムＬｓｒｇが短くスイッチング特性の
良い素子を使用すると非常にコストアップとなる。

第８図の曲ｉＡは定常点灯時で抵抗Ｒ１□が大きいので
、電流がほぼ零付近になるのはｔ＝５０μＳｅｅである
。始動直後は定常時よりも一般に電流を大きくしている
が、抵抗Ｒ１゜が数Ωから数十Ωと小さいので、Ｒ，２
＝１０Ωとすれば曲線Ｂのようになる。曲線の傾きは放
電灯によって様々であるが、始動直後ではコンデンサＣ
１，による電荷の放出が極端に速くなることが分かり、
ｔ＝５μＳｅｅにしても定常時の再点弧電圧はランプ電
圧のばらつきによって変化するので、上昇していく恐れ
が多分にあり、始動直後から定常点灯へ移行する際の休
止は避けられないことが分かる。このためにコンデンサ
ＣＩ４を大きくする方法がある。これは本発明者らの実
験により確認されている。つまり始動時の抵抗Ｒ１２の
値を考慮してＡ曲線のようにするにはＣＩ４・Ｒ１□の
時定数からＣ，、＝１０μＦにすればよいことになる。

これはコンデンサＣＩ４を少なくとも１０倍にしなけれ
ばならなくなって、コンデンサＣＩ４は非常に大きくな
り、大幅なコストアップとなる。

尚圧政電灯の中で特にメタルハライドランプは始動直後
にスパイク電圧が発生しやすく始動時に電流■１□の休
止が生じると直ぐに立ち消えなどの不都合が生じないよ
うに電源端子１，２間の電圧を何等かの方法で高くする
こともで軽るが、この部分のコストアップが大型化し、
しかも再点弧電圧による電極への消耗は依然として残る
。

以上のような問題前を解決する方法として本発明者らは
第９図に示すような放電灯点灯装置を案出している。こ
の回路では所謂フルブリッジ構成となっており、スイッ
チング素子であるトランジスタ１７，１８，１９，２０
及びダイオード２１，２２．２３．２４は第５図回路の
トランジスタ５，６堂３．４及びダイオード９，１０，
７．８と基本的動作は同じなものである。そして第４図
回路では高周波によりスイッチングするトランジスタ５
，６が電源の一側に、低周波によりスイッチングするト
ランジスタ３，４が電源の＋側にあるのに対して、第９
図回路では低周波兼高周波用のスイッチング素子である
トランジスタ１７．１８が電源の一側に、低周波でスイ
ッチングするトランジスタ２０゜１９が電源の一側に設
けである点で相違するとともに、高圧放電灯１２とイン
ダクタンス素子、２５の直列回路に対してコンデンサ１
４を並列接続しである点で相違している。尚制御回路１
５及び電流検出用抵抗１３は省略している。　而して第
９図回路ではトランジスタ１７がオンすると、電源、電
源端子１、トランジスタ１７、チョークコイル１１、高
圧放電灯１２とインダクタンス素子２５の直列回路に対
してコンデンサ１４を並列接続しである回路、トランジ
スタ１９、電源端子２、電源の閉回路が形成され、トラ
ンジスタ１７がオフすると、チョークフィル１１、高圧
放電灯１２とインダクタンス素子２５の直列回路に対し
てコンデンサ１４を並列接続しである回路、トランジス
タ１９、ダイオード２４、チョークコイル１１の閉回路
が構成される。またトランジスタ１８がオンすると、電
源、電源端子１、トランジスタ１８、高圧放電灯１２と
インダクタンス素子２５の直列回路に対してコンデンサ
１４を並列接続しである回路、チョークコイル１１、ト
ランジスタ２０、電源端子２、電源の閉回路が形成され
、トランジスタ１８がオフすると、チョークコイル１１
、トランジスタ２０、ダイオード２３、高圧放電灯１２
とインダクタンス素子２５の直列回路に対してコンデン
サ１４を並列接続しである回路、チョークコイル１１の
閉回路が構成される。

第２図のＬ２に対応する時点ではコンデンサ１４は第９
図に示す極性となっており、区間ＴＤでは、コンデンサ
１４、高圧放電灯１２、インダクタンス素子２５の閉回
路が構成されで、コンデンサ１４の電荷の放出が振動電
流となり、高圧放電灯１２に流れる電流１１□は連続性
を保ちながらこの間に極性を反転し、し１時点ではトラ
ンジスタ１８がオンして電流１１２には休止を生じるこ
となく反転を完了する。また高圧放電灯１２の両端電圧
Ｖ１２も電流１１□とほぼ同様な波形となり、再点弧電
圧は極小となる。

ここでインダクタンス素子２５のインダクタンス値Ｌ１
を１ｍｔｌとし、コンデンサ１４の容量Ｃ７４を０．１
μＦとすると、高圧放電灯１２の抵抗を無視しても振動
周波数ｆは１／２π　Ｌ、Ｃ，、となり、約１６ＫＨｚ
となって、周期は約６３μＳｅｅとなる。ここで実際に
はこ高圧放電灯１２の抵抗成分が入るので振動周波数ｆ
は低くなって、周期が長くなる。而してこのような動作
から高圧放電灯１２と直列に少しのインダクタンス値を
持つインダクタンス素子２５を接続することによって上
述の問題点を解消することができる。

しかしながらこの第９図回路では第１０図に示すように
上記の極性が反転した直後にトランジスタ１８がオンし
た場合急峻なサージ電流が流れることがある。

第１０図の波形は次の部分の波形を示す。つまり同図（
ａ）はトランジスタ１７の動作を、同図（ｂ）はトラン
ジスタ１８の動作を示し、又同図（ｃ）は入力電流１．
で、この入力電流■１はトランジスタ１７．１８のコレ
クタ電流に対応する。同図（ｄ）はチョークボイル１１
に流れる電流１．を示し、又同図（ｅ）はコンデンサ１
４に流れる電流Ｉ　１４を示す。同図（ｆ）はコンデン
サ１４の両端電圧Ｖ１４を示し、同図（ｇ）は高圧放電
灯１２に流れる電流１１２を示す、さてｔ２〜ｔ３の区
間ＴＤではほぼコンデンサ１４、高圧放電灯１２、イン
ダクタンス素子２５の閉回路の動作となり、コンデンサ
１４の電荷がインダクタンス素子２５を介して高圧放電
灯１２へ放出され、この時振動電流がこれらの回路定数
に応じた周期で流れる。ｔ３の時点では電圧Ｖ口は再び
第９図の極性となり、この条件でトランジスタ１８がオ
ンすることになる。つま９ｔコの時点では電圧Ｖ１．の
電圧の向きが第１０図の極性になるのでトランジスタ１
８がオンすると、直流電源電圧Ｖ、。と電圧■、４が前
極的になって、第１０図（ｃ）に示した電流Ｉ、の如＜
ｔｉ時点付近では急峻な電流となり、電源端子１、トラ
ンジスタ１８、コンデンサ１４、トランジスタ２０、電
源端子２の回路で流れることになる。し、〜ｔ６間でも
同様なサージ電流が流れることになる。

従ってこのようなサージ電流が生じることにより使用ト
ランジスタ素子のストレス（スイッチングロス、パルス
電流に対する耐量等）の増大や、雑音、騒音が大きくな
る等という問題が出てくることになり、結果トランジス
タ素子の耐量を上げ且つ雑音、騒音に対する対策等によ
るコストアップや、装置の大型化になるという欠点があ
った。

［発明の目的Ｊ本発明は上述の問題点に鑑みて為されたものでその目的
とするところは極性の反転時のサージ電流を解消してス
イッチング素子のストレスを低減するとともに、デッド
タイムの時間設定に自由度を持たせ、極性反転時の過渡
現象によるａ′Ｊｉな動作を緩和して安定な動作が得ら
れる放電灯点灯装置を提供するにある。

［発明の開示］本発明は第９図回路におけるコンデンサ１４の電圧ｖ１
４の電圧の向きと、１１時点でのトランジスタ１８がオ
ンするタイミングについて着目し、トランジスタ１８が
オンする１１時点で、コンデンサ１４の充電電圧の極性
が直流電源電圧ＶＤＣに対して減極性となるようにタイ
ミングを設定することを特徴とするものである。

以下本発明を実施例により説明する。

Ｋ１九１本実施例は基本的に回路構成は第９図回路と同じである
から、回路構成は省略し、第９図に沿って説明する。ま
ず従来回路では１．の時点で、直流電源電圧■。。十■
７．となっているため、実質的に電源電圧が高められた
状態となり、トランジスタ１８がオンしたときの電流は
急峻なものとなっているが、本実施例ではコンデンサ１
４又はインダクタンス素子２５の値を変えて、高圧放電
灯１２、インダクタンス素子２５、コンデンサ１４の閉
回路での振動周波数を下げである。而して第１図に示す
ｔ１時点では同図（ｄ）に示すコンデンサ１４の電圧Ｖ
１４の極性は同図（ｂ）に示すようにトランジスタ１Ｂ
がオンしたとき、直流電源電圧ＶＤＣに対して減極的に
なっているため、入力電流１１にはサージ電流は同図（
ｃ）に示すように生じないのである。尚コンデンサ１４
は期間Ｔｏ付近以外では振動電流は流れず、高周波成分
の電流を殆ど流し、高圧放電灯１２には低周波電流を流
すものである。

又、動作上コンデンサ１４とチョークコイル１１とのイ
ンピーダンスの関係はチョークコイル１１の方がコンデ
ンサ１４に比べてインピーダンスが数倍から数十倍であ
るので、チョークコイル１１に流れる電流は殆どチョー
クフィル１１と高圧放電灯１２とで支配され、インダク
タンス素子２５は低周波動作での限流要素としての機能
は殆どない。

犬ＪＬＬ虹本実施例も基本的に回路構成は第９図回路と同じである
から、回路構成は省略し、第９図に沿って説明する。ま
ず従来回路では１＋の時点で、直流電源電圧Ｖ　ＤＣ＋
　Ｖ　ｌ　４となっているため、実質的に電源電圧が高
められた状態となり、トランジスタ１８がオンしたとき
の電流は急峻なものとなっているが、本実施例ではコン
デンサ１４又はインダクタンス素子２５の値を変えて、
高圧放電灯１２、インダクタンス素子２５、コンデンサ
１４の閉回路での振動周波数を上げである。而して第３
図に示すコンデンサ１４の両端電圧■、４の斜線で示し
た側（Ｔａ、Ｔｂ、Ｔｃ区闇）のいずれでトランジスタ
１８がオンしても入力電流■１としてサージ電流が発生
しなかった。また高圧放電灯１２に流れる電流Ｉ＋２に
ついても休止が生じず、再点弧電圧は低いままであると
いう結果かえられた。尚第１周期目のＴａ区間で、トラ
ンジスタ１８をオンさせるほうが、減極的な効果が大き
いので、このようにするための、振動周波数を選ぶ方が
好ましい。

又コンデンサ１４、インダクタンス素子２５、高圧放電
灯１２の等価抵抗Ｒ１□の振動周波数の関係で期間Ｔｏ
を同時オン防止の魚から選定し、本発明の条件を満足す
る定数を設定すればよい。このようにして本実施例にお
いても同時オン防止のための十分な期間Ｔｏを有しなが
ら且つサージ電流を防止できるのである。

夫１１」一本実施例は第３図に示すように高周波でオンオフさせる
高周波用のトランジスタ３５とチョークコイル１１゛の
直列回路を電源端子１に接続したもので、第９図回路に
おけるトランジスタ１７゜１８の動作をトランジスタ３
５のみで行わせるようにしたものである。

トランジスタ２６〜２９は極性反転用でいずれも低周波
で動作される。つまりトランジスタ２６と２８．２７と
２９はベアで動作し、高圧放電灯ジスタ２６，２８がオ
ン状態で、トランジスタ２７．２９がオフとなり１、負
の半サイクルではトランジスタ２７．２９がオン状態で
トランジスタ２６．２８がオフである。インダクタンス
素子２５、コンデンサ１４、高圧放電灯１２は第９図に
示すインダクタンス素子２５、コンデンサ１４、高圧放
電灯１２と同様な動作、機能をもつものである。ダイオ
ード３０１土トランジスタ３５がオフの時動作するもの
で、第９図のダイオード２３及び２２に相当する。ダイ
オード３１〜３４は通常動作しないが、過渡期のサージ
電流を流すもので、第９図回路のダイオード２１．２２
に相当する。

而してトランジスタ３５がオンのと、き、トランジスタ
２６．２８が電流Ｉ＋２の正の半サイクルのオン状態で
、電源、電源端子１、トランジスタ３５、チョークコイ
ル１１′、トランジスタ２６、高圧放電灯１２とインダ
クタンス素子２５との直列回路にコンデンサ１４を並列
接続した回路、トランジスタ２８、電源端子２、電源の
閉回路で電流が流れ、トランジスタ３５がオフすると、
チａ−クコイル１１゛、トランジスタ２６、高圧放電灯
１２とインダクタンス素子２５との直列回路にコンデン
サ１４を並列接続した回路、トランジスタ２８、ダイオ
ード３０、チョークコイル１１゛の閉回路で電流が流れ
、チョークコイル１１゛の蓄積エネルギが放出される。

負の半サイクルではトランジスタ２７．２９に電流が流
れる以外は同じである。　このような基本的回路動作に
加えて、本実施例では上記期間ＴＤ中に振動電流が流れ
る、コンデンサ１４、高圧放電灯１２、インダクタンス
素子２５の閉回路において、極性反転時のコンデンサ１
４の電圧がＶ１４が直流電源電圧ＶＤＣに対して減極と
なるように回路定数を設定し、極性反転時の過渡現象に
よる急変な動作を緩和するのである。　尚上記実施例で
はフルブリッジ型のインバータを使用しているが、上記
期間ＴＤ中に高圧放電灯１２を含めたＬＣＲの振動回路
を形成するものであれば、他の回路、例えばバー７プリ
ツノ型のインバータ回路であっても良い。つまりチョー
クコイル１１゛を高周波で動作させ、高圧放電灯１２に
は低周波電流１１２を流すコンデンサ１４を具備してい
る回路であればよい。

［発明の効果］本発明は直流電源に対して少なくとも１対のスイッチン
グ素子の直列回路を接続し、これらのスイッチング素子
を交互に低周波の周期でスイッチングさせるとともに両
スイッチング素子のスイッチングが切り変わる前に共に
オフとなる期間を設定し、直流電源電圧を高周波用のス
イッチング素子でオンオフして限流用インダクタンス要
素を介して得られた高周波出力を上記１対のスイッチン
グ素子のスイッチング期間中に、インダクタンス素子と
高圧放電灯との直列回路にコンデンサを並列に接続して
振動回路を構成する並列回路に印加する放電灯点灯装置
において、上記１対のスイッチング素子のスイッチング
がオフする期間を経て切り変わ時の前記コンデンサの電
圧の方向を上記直流電源の電圧に対して減極となるよう
に上記振動回路の定数を設定したから、極性反転時にサ
ージ電流が流れず、使用スイッチング素子にストレスが
かかるのを防ぐことができ、結果スイッチング素子の耐
量を下げることができ、またサージ電流発生を抑えるこ
とができるから、雑音の発生、騒音の発生が低減でき、
更に振動回路を用いているから、高圧放電灯に流れる電
流に休止期間を生じず、結果総てのスイッチング素子を
極性反転前にオフする期間を定める回路の設計の自由度
が増して、回路膜が容易となりコストの低減化が図れる
という効果があり、さらに低周波点灯であるため高圧放
電灯を点灯させても、音響的共鳴現象によるアークの不
安定をなくし、しかもチョークコイルを高周波で動作さ
せるため小型、軽量化が図れるという効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例１の動作説明用の波形図、第２
図は本発明の実施例２の動作説明用の波形図、第３図は
本発明の実施例３の回路図、第４図は従来例の回路図、
第５図は同上の動作説明用波形図、第６図は同上の詳細
な波形図、第７図は同上の動作説明用の要部の等価回路
図、第８図は同上の動作説明用のグラフ、第９図は本発
明の基本となる従来例の回路図、第１０図は同上の動作
説明用の波形図であり、１１．１１’はチョークコイル
、１２は高圧放電灯、１４はコンデンサ、２４はインダ
クタンス素子、１７乃至２０はトランジスタ、３５，２
６乃至３４はトランジスタ、■ＤＣは直流電源電圧、Ｔ
Ｄは期間である。代理人　弁理士　石　１）長　七第１図第２図第３図第４図第５図第６図第７図ＩＦ５図ｔ（Ｊｔｓｅｃ）第９図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）直流電源に対して少なくとも１対のスイッチング
素子の直列回路を接続し、これらのスイッチング素子を
交互に低周波の周期でスイッチングさせるとともに両ス
イッチング素子のスイッチングが切り変わる前に共にオ
フとなる期間を設定し、直流電源電圧を高周波用のスイ
ッチング素子でオンオフして限流用インダクタンス要素
を介して得られた高周波出力を上記１対のスイッチング
素子のスイッチング期間中に、インダクタンス素子と高
圧放電灯との直列回路にコンデンサを並列に接続して振
動回路を構成する並列回路に印加する放電灯点灯装置に
おいて、上記１対のスイッチング素子のスイッチングが
オフする期間を経て切り変わる時の前記コンデンサの電
圧の方向を上記直流電源の電圧に対して減極となるよう
に上記振動回路の定数を設定したことを特徴とする放電
灯点灯装置。
（２）高周波用スイッチング素子を上記１対のスイッチ
ング素子の内の１つで兼用させたことを特徴とする特許
請求の範囲第１項記載の放電灯点灯装置。