JPS6334889A - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （技術分野） 本発明は、半導体スイッチング素子を用いた放電灯点灯
装置に関するものである。

（背景技術） 従来の一般的な放電灯点灯装置においては、安定器要素
をチョークコイルやトランス、コンデンサ等の単独で構
成し、あるいは、これらの組み自わせにより構成してい
るために、寸法・重量ともに大きかった。この点から放
電灯点灯装置の小形化、軽量化、高効率化が望まれてお
り、そのために放電灯を高周波点灯させることが提案さ
れている０例えば蛍光灯の点灯装置においては、スイッ
チングトランジスタやサイリスタ等を用いた高周波点灯
装置が既に実用化されている。

一方、高圧放電灯の点灯装置においても高周波点灯を行
えば、蛍光灯の点灯装置の場合と同様に、小形軽量化、
高効率化等の効果が得られるが、高圧放電灯を高周波点
灯せしめると、音響的共鳴現象に起因するアークの不安
定が存在することが従来から知られている。ここで、高
圧放電灯の高周波点灯時に発生する前記アークの不安定
の形成メカニズムは、電気入力の高周波変動、発光管内
ガスの圧力変化、特別の周波数における定在圧力波の発
生、限度以上の圧力振幅によるアークの不安定発生等で
あると考えられる。

尚、前記「特別の周波数」とは所謂音響的共鳴周波数で
あって、アークのデイメンジョン（現実的には発光管形
状）と、発光管内の音速とで決まるものであり、前記音
速はガスの平均分子量とイオン温度により決まるので、
それらの値さえ分かれば比較的簡単に求めることができ
る。また「限度以上の圧力振幅によるアークの不安定」
がどの音響的共鳴周波数で起こるのかについては非線形
領域の問題であるので、単純にその答えを求めることは
できない。

ところで音響的共鳴現象に起因するアークの不安定を解
消する方法としては、放電灯の点灯電源となるインバー
タ回路の発振周波数を超高周波（例えば１００　Ｋ１１
ｚ）とするもの（特開昭５６−１１８９７号公報等）が
あったが、しかし、この従来例にあっては、雑音（特に
幅対雑音）が大きく、スイッチングロスも大きいので、
実用上問題があった。

また点灯電源の周波数を例えば３０ＫＩＩｚ〜５０ＫＩ
ｌｚの間で変調する方法のもの（特開昭５６−４８０９
５号公報等）があったが、アークの不安定を抑制しきれ
ず、やはり実用上問題があった。さらにまた直流で点灯
するものく特開昭５６−９８４９９号公報）もあったが
、ランプ寿命（黒化等）の点でこれもまた実用上問題が
あった。さらに矩形波点灯によるもの（この矩形波点灯
については文献［キャラクタリスティックス・オブ・ア
コースティカル・レゾナンス・イン・ディスチャージ・
ランプス（ＣｂａｒａｃｔｅｒｉｓＬｉｃｉｓ　ｏｒ　
ＡｃｏｕｓＬｉｃａｌ　Ｒｅ５ｏｎａｎｃｅＩｎ　Ｄｉ
ｓｃｈａｒｇｅ　Ｌａ柚ｐｓ）」イルミネイティング・
エンジニアリング（ＩＬＬＵＭｒＮＡＴＩＮＧ　ＥＮＧ
ｆＮＥＥＲＩＮ（：）１９７０年１２月Ｐ７１３〜７１
６に示されている。）もある、しがし、この方法ではア
ークは安定するものの、矩形波のフラットな部分におい
ては、限流要素として抵抗で負担しているために大形化
し、電力損失が大きくなり、また高周波の矩形波では波
形の立ち上がり、立ちＦがりが急峻であるために、雑音
が発生するという問題を生じ、この対策のために大幅な
コストアップにつながるという問題があった。

従って、基本的には高圧放電灯に流れるランプ電流を低
周波にして音響的共鳴現象を防止しながら、限流要素部
分については高周波下で動作させることが最も実用的で
ある。このような方法を採用した従来例としては、実開
昭５９−１６１００号公報に開示された装置がある。こ
の装置では短形波のフラットな部分に高周波成分が重畳
された状態にし、限流要素としてはインダクタンスを用
いて、装置の小形化を図っている。しかしながら、この
方法では発振用トランス部と、チョッパー専用゛の半導
体素子とが必要であり、点灯装置は依然として大型であ
った。

また米国特許４，１７０，７４７号に開示された装置も
ある。第５図は米国特許４，１７０，７４７号に開示さ
れている従来の放電灯点灯装置の回路λである０図にお
いてコンデンサＣａを接続した電源端子１．２にはトラ
ンジスタＴｒ１〜Ｔｒ、をブリッジ形に接続したスイッ
チング回路を電流検出用抵抗Ｒｓを介して接続し、ト・
ランジスタＴｒ、〜Ｔｒ、には夫々トランジスタＴｒ＋
〜Ｔｒ（の通電方向と逆方向にダイオードＤ１〜Ｄ４を
並列接続し、トランジスタＴｒ＋、Ｔｒ、の接続点と５
トランジスタＴ　ｒ　２　＋　Ｔ　ｒ　３の接続点との
間には、コンデンサｃｂを並列に接続された高圧放電灯
ＤＬと、チョークコイルＬどの直列回路を接続しである
。制御回路Ａは電流検出用抵抗Ｒｓによる検出電流に応
じてトランジスタＴ　ｒ　＋〜Ｔｒ、を制御するための
回路である。

第６図（ａ）”−（ｄ）はトランジスタＴｒ＋〜Ｔｒ、
の動作を示すタイミング図である。トランジスタＴ　ｒ
　Ｉ。

Ｔｒ２は制御回路Ａにより５０　／　６０　Ｈｚまたは
４００１１ｚ程度の低周波でオンオフされ、トランジス
タＴｒ＋がオンのときにはトランジスタＴ、「、が例え
ば２０ＫＩｌｚのデユーティ比可変のオンオフ動作を行
ない、トランジスタＴｒｚがオンのときにはトランジス
タＴｒａがトランジスタＴｒコと同様のオンオフ動作を
行なう、また、高圧放電灯ＤＬの極性反転時においては
４個のトランジスタＴ「１〜Ｔｒ＜が同時にオフとなる
休止期間ＴＤを設けている。制御面１ｌＩ８Ａ、は電流
検出用抵抗Ｒｓによる電流検出値の大小によってオンオ
フデユーデイ比を変えるものである。

さて第６図（ａ）〜（ｄ）により更に第５図回路の動作
を説明すると、第６図中の１．−１．間では同図（ａ）
に示すように低周波動作するトランジスタＴｒ＋はオン
動作状態であり、トランジスタ’ｒｒ３は同図（ｅ）に
示すように高周波でオンオフ動作する状態にある。そし
てこのし１〜ｔ２間では、同図（ｂ）（ｄ）に示すよう
にトランジスタＴ　ｒ　２　、　Ｔ　ｒ　（はオフ状態
にある。

トランジスタＴ　ｒ　３がオンすると、電源、電源端子
１、トランジスタＴｒ＋、チョークコイルし、高圧放電
灯ＤＬ及びコンデンサｃｂの並列Ｉｊｌｉ回路、トラン
ジスタ１゛ｒ１、電流検出用抵抗Ｒｓ、電源端子２、電
源の閉回路が形成され、チョークコイルＬに流れる電流
ＩＬは一定の傾きをもって直線的に上昇し、トランジス
タＴｒ３がオフするとこの時の電流ＩＬとチョークコイ
ルＬのインダクタンスの値で決まるＭｍされたエネルギ
ーが電流を流れ続けさせようとする方向、つまりトラン
ジスタＴ　ｒ　ｙがオンしている時の電流の向きと同じ
方向に流れ、チョークコイルし、高圧放電灯ＤＬ及びコ
ンデンサＣｂの並列回路、ダイオードＤ２、トランジス
タＴｒｌ、チョークコイルＬの閉回路で蓄積エネルギー
が放出され、以上の動作がｔ２の時点まで繰り返される
。

次のし２〜し、の期間ＴＤにおいては、４個のトランジ
スタＴｒ、〜Ｔｒ＋が全てオフ状態であって、この休止
期間中は電源端子１，２に接続された電源からの電力供
給は行なわれない。

更にｔ、〜し、の期間においては、前記し、〜ｔ２の期
間と基本的に同じ動作を行うが、この期間に動作するの
はトランジスタＴｒ２及びＴｒ、であって、トランジス
タＴ　ｒｌ　、　Ｔ　ｒ３はオフ状形にある。トランジ
スタＴ　ｒ　＋がオンすると、電源、電源端子１、トラ
ンジスタＴｒ７、高圧放電灯ＤＬ及びコンデンサｃｂの
並列回路、チョークコイル上２トランジスタＴ　ｒ　４
、電流検出用抵抗Ｒｓ、電源端子２、電源の閉回路で、
また、トランジスタＴｒ４がオフすると、チョークコイ
ルＬ、ダイオードＤ７．トランジスタＴｒｚ、高圧放電
灯ＤＬ及びコンデンサＣｂの並列回路、チョークコイル
Ｌの開回路で電流ＩＬが流れる。ここで第５図に示した
電流１．と高圧放電灯ＤＬに流れる電流Ｉｌａの向きは
ｔ１〜ｔ２の期間について示されており、し、〜ｔ４の
期間では電流１（、，１１ａの向きは図示された方向と
は逆になる。

尚、ダイオードＤ　ｓ　、　Ｄ　４は通常の動作では電
流は流れないが、過渡時のサージ電流を流すために設け
られているものである。

次のｔ、〜ｔ５の期間においては、４個のトランジスタ
Ｔｒｌ〜Ｔｒ、が全でオフ状態であって、この休止期間
中は電源端子１．２に接続された電源からめ電力供給は
行なわれない、休止期間ＴＯ（ｔ、〜Ｌ３＋Ｌ　＜　〜
ｔ　ｓ　）は、トランジスタＴｒｌ、Ｔｒ４まなはＴｒ
２゜Ｔｒ３が同時にオンして短絡状態を呈し、点灯装置
が破壊に至るのを防止するためのデッドタイムである。

この同時オンはトランジスタ素子のばらつきや温度上昇
によって、ストレージタイムが長くなった時や、トラン
ジスタ間のタイミングのずれによって生じる。

以上のようにして高圧放電灯ＤＬには高周波リップルを
含有した矩形波状の交流電流が流れることになる。

第７図は第６図のし２〜ｔ、付近の時間スケールを拡大
して図示したタイミング図であり、同図（ａ）（ｂ〉に
トランジスタＴ　ｒ　ｚ　、　Ｔ　ｒ　４のオンオフ状
態を示し、同図（ｃ）　、　（ｄ）及び（ｅ）に電流工
り、電流１１ａ及び高圧放電灯ＤＬの両端電圧Ｖｌａの
波形を示す、ｈの時点で同図（ａ）に示すようにトラン
ジスタＴｒ３がオフすると、コンデンサｃｂの電荷が高
圧放電灯ＤＬに放出されるので、電流Ｉｌａは電流ＩＬ
と比べて若干の遅れをもって流れるが、ついには電流■
ｌａは零、どなる、つまりランプ電流たる電流１Ｎ’ａ
に休止が生じることになる０次にし、の時点では電流工
１６の極性が変わり、同図（ｂ）に示すようにトランジ
スタＴｒ４が動作する。電流１１Ａはｔ３時点の直前ま
で零であるので、高圧放電灯ＤＬの両端電圧ＶＱａはｔ
コの時点の直後に高くなる。これは放電灯特有の現象で
あり、電流１１ａが零になることによって、発光管のイ
オンの消滅が起こり、ｔ２時点では点灯を維持するため
に高圧放電灯ＤＬの両端には高い電圧が必要となる。こ
の電圧が所謂再点弧電圧である。電流１１’ａが零であ
る期間が長くなり過ぎると、【３時点で電圧を与えても
点灯維持できず、立ち消えとなる場合もある。また、立
ち消えに至らずとも再点弧電圧が高くなり、電源電圧付
近にまで達するとちらつきが生じることもある。

蛍光灯の場合においては、前記現象が少し緩和されるが
、高圧放電灯の場合には少しの休止が生じても再点弧電
圧の上昇がぽ著である。

前述のように、休止期間ＴＤはトランジスタＴ「、〜Ｔ
ｒ４の同時オンを防止するために設けているが、このた
めに電流１１ａに休止が生じ再点弧電圧が上昇してちら
つきが生じたり、最悪の場合には立ち消えすることがあ
った。また再点弧電圧の上昇は電極の消耗を早め、ラン
プ寿命を短くする惧れがあり、さらにまた電源電圧の急
変低下によって立ち消えしやすいという問題もある。特
に高圧放電灯の中でも低ワツトのものほど電流Ｉｌａの
休止による再点弧電圧の上昇度合が大きく、回路設計上
厄介なものである。

そこでトランジスタＴｒ１〜Ｔｒｎの同時オンを前記期
間Ｔｏで防止しながら、前記の問題点を解決する方法と
して、高圧放電灯ＤＬに並列に接続したコンデンサＣｂ
の容量を大きくして、期間Ｔ［）では電流１１ａが零に
ならないようにする方法がある。

この場合高圧放電灯ＤＬを等価的な抵抗と考えて、ＣＲ
の時定数と、期間ＴＤとの関係で、コンデンサｃｂの容
量を適切な値に選定することができるが、この場合、そ
の容量が数十倍となり、コンデンサｃｂが大型化して、
大幅なコストアップになるという問題があった。

以上のような問題を解決するために、本発明者らは第８
図に示すような回路を案出しな。この第８図回路は所謂
フルブリッジ構成となっており、スイッチング素子とし
て用いたトランジスタＴｒｓ。

Ｔ　ｒｓ　、　Ｔ　ｒｔ　、　Ｔ　ｒ８及びダイオード
Ｄ　ｓ　、　Ｄ　ｍ　、　Ｄ　２．　Ｄ　ｓは第５図回
路のトランジスタＴ　ｒ　：ｌ　ｌ　Ｔ　ｒ　４１　Ｔ
　ｒ　＋　＋　Ｔ　ｒ２及びダイオードＤ、、Ｄ、、Ｄ
、、Ｄ２と基本的動作は同じである。そして第５図回路
では高周波によりスイッチングするトランジスタＴｒ）
、Ｔｒ、が電源の−側に、低周波によりスイッチングす
るトランジスタＴ　ｒ　＋　、　Ｔ　ｒ　２が電源の＋
側にあるのに対して、第８図回路では高周波でスイッチ
ングするトランジスタＴｒｓ、Ｔｒｓが電源の＋側に、
低周波でスイッチングするトランジスタＴ　ｒ７　、　
Ｔ　ｒｅが電源の一側に設けである点で相違するととも
に、高圧放電灯ＤＬとインダクタンス素子Ｌ２の直列回
路に対してコンデンサＣ１ｌ＋を並列接続しである点で
相違している。直流電源は交流電源ＡＣを全波整流器Ｄ
Ｂにて全波整流し、平滑コンデンサＣａで平滑して得ら
れ、回路に供給される。

°而して第８図回路では、トランジスタＴ　ｒ　ｙがオ
ン状態で、トランジスタＴ　ｒｓ　、　Ｔ　ｒｅがオフ
状態である場合において、トランジスタＴｒｓがオンす
ると、電源、電源端子１、トランジスタＴｒ５、チョー
クコイルし、インダクタンス素子Ｌ２と高圧放電灯ＤＬ
の直列回路に対してコンデンサｃｂを並列接続された回
路、トランジスタＴｒ７、電流検出要素Ｚｓ、電源端子
２、電源の経路で電流が流れ、トランジスタＴｒｓがオ
フすると、チョークコイルＬ、インダクタンス素子Ｌ２
と高圧放電灯ＤＬの直列回路に対してコンデンサｃｂを
並列接続された回路、トランジスタＴｒ７、ダイオード
Ｄ１１、チョークコイルＬの経路で電流が流れる。また
、トランジスタＴｒ５．Ｔｒｙがオフ状態で、トランジ
スタＴｒｓがオン状態である場合において、トランジス
タＴｒｓがオンすると、電源、電源端子１、トランジス
タＴｒ、、高圧放電灯ＤＬとインダクタンス素子Ｌ２の
直列回路に対してコンデンサｃｂを並列接続された回路
、チョークコイルし、トランジスタＴｒ６、電流検出要
素Ｚｓ、電源端子２、電源の経路で電流が流れ、トラン
ジスタＴｒｓがオフすると、チョークコイルし、トラン
ジスタＴｒｓ、ダイオードＤ７、高圧放電灯ＤＬとイン
ダクタンス素子Ｌ２の直列回路に対してコンデンサｃｂ
を並列接続された回路、チョークコイルＬの経路で電流
が流れる。

トランジスタＴｒｓがオン状態を終了した時点（第６図
のｔ２に対応する時点）ではコンデンサｃｂは第８図に
示す極性となっており、その後の休止期間Ｔｏでは、コ
ンデンサＣｂ、インダクタンス素子Ｌ２、高圧放電灯Ｄ
Ｌの閉回路において、コンデンサＣｂの電荷が放出され
て振動電流となり、高圧放電灯ＤＬに流れる電流［’ａ
は連続性を保ちながらこの間に極性が反転され、トラン
ジスタＴｒｇがオン状態を開始した時点（第６図のｔ、
に対応する時点）では、電流ｒｌａには休止を生じるこ
となく反転を完了する。また高圧放電灯りしの両端電圧
Ｖｉａも電流ＩＮ’ａとほぼ同様な波形となり、再点弧
電圧は極小となる。このように、高圧放電灯ＤＬと直列
に小さなインダクタンス値を持つインダクタンス素子Ｌ
２を接続することによって、休止期間ＴＤ中の高圧放電
灯ＤＬを励起状ダに維持でき、従来の問題点を解消する
ことができる０、なお、インダクタンス素子Ｌ２はパル
ストランスＰＴの２次側巻線Ｌ２を使用したものである
。

そしてこのインダクタンス素子Ｌ２と高圧放電灯ＤＬの
直列回路に、コンデンサＣ８と抵抗Ｒ，との直列回路と
接続するとともに、コンデンサＣ２と並列にパルストラ
ンスＰＴの１次側巻線り、と双方向性３端子サイリスタ
Ｑ、との直列回路を接続してイグナイタ回路Ｇを構成し
である。このイグナイタ回路Ｇでは双方向性３端子サイ
リスタＱ。

が制ｆｊ１１回路Ａにおけるトリガー回路Ａイから信号
を受けて周期的にオンして、抵抗Ｒ２を介して充電され
たコンデンサＣ５の電荷を、コンデンサＣ１、パルスト
ランスＰＴの１次側巻線り３．双方向性３ｒａ子サイリ
スタＱ、の回路で急峻に放出させて、パルストランスＰ
Ｔの２次側巻線Ｌ２に巻線比で決まる高圧パルスを誘起
させ、コンデンサｃｂを介して高圧放電灯ＤＬに印加し
、始動に至らしめるのである。

制御回路Ａは高周波発振回路Ａ１．低周波発振回路Ａ２
、フリップフロップ回路Ａ１、前記トリガー回路Ａ４、
トランジスタＴ　ｒ　ｓ〜Ｔｒ、のベースドライブ回路
Ａ、〜Ａ、及びノアゲートＡ　ｓ　、　Ａ　＋。から構
成されている。第９図は低周波発振回路Ａ２及びフリッ
プフロップ回路Ａ、の具体例を示しており、低周波発振
回路Ａ２は汎用のタイマーＩＣ（例えば日本電気株式会
社製のμＰＣ１５５５）よりなるタイマー回路ｔｍと、
外付けの時定数設定用の抵抗Ｒ２，し及びコンデンサｃ
２とがらなり、設定された時定数で決まる周期で、第１
０図（、）に示すようなパルス信号を出方する。フリッ
プフロップ回路Ａ、はＤ型フリップフロップＦＦとナン
ドゲー）　Ｎ　＋　、　Ｎ　２とから構成され、前記低
周波発振回路Ａ２の出力をＤ型フリップフロップＦＦに
より分周し、ナントゲートＮ　＋　、　Ｎ　ｘより第１
０図（ｂ）。

（ｅ）に示すような出力を得る。ここで第１０図（ａ）
における期ｍ　Ｔ　ｏは第６図のｔ２〜ｔ、又はｔ　＜
　〜ｔ　ｓの期間に対応する。高周波発振回路Ａ、は第
６図（Ｃ）。

（ｄ）に示したような高周波のパルス信号を発生するも
のである。また、トリガー回路Ａ、は低周波発振回路Ａ
２の出力に同期をとって、各半サイクル毎に双方向性３
端子サイリスタＱ、をオンさせるトリガー信号を発生さ
せるようになっている。

ところで第８図回路では始動過程においては第１１図（
、）に示すような電圧ＶＶａが高圧放電灯ＤＬの両端に
印加され、第１１図（ｂ）に示すような電流Ｉｌａが高
圧放電灯ＤＬに流れる。この第１１図に基づいて始動過
程を詳しく説明すると、まず高圧放電灯ＤＬが点灯する
前の無負荷時（１＋〜ｔａ）においては同図＜１）に示
すようにコンデンサｃｂの電圧がコンデンサＣ１１の電
圧と等しくなるまで、急速に充電されて、極性が反転す
るまでその電圧のピークを維持するために電圧ＶＺａは
矩形波状になっている。そしてその電圧Ｖｊ’ａにイグ
ナイタ回路Ｇによって発生する高圧パルスが重畳され、
この高圧パルスにより高圧放電灯ＤＬが始動する。

し、以後は高圧放電灯ＤＬが始動する過程を示し、まず
【、の時点では同図（ｂ）に示すように高圧放電灯ＤＬ
に高圧パルスが印加されて電流ＩＩ！ａが流れるが、電
圧Ｖｌａの極性が反転するｔ！以降では電流１１ａは流
れず、次の負の半サイクルの時に高圧パルスが印加され
るｔｌ。の時点まで休止となる。第１１図（ｂ）におい
て、高圧放電灯ＤＬに電流Ｉｌａが流れている期間Ｔａ
と休止期間Ｔｂとを比べると、Ｔ　ａ　＜　Ｔ　ｂとな
って、休止が多くなり、グロー放電からアーク放電へス
ムーズに移行しにくい、つまりグロー放電してからアー
ク放電へ移行させるなめのエネルギーが不足している１
通常の場合には第１１図（ｂ）の電流Ｉｆａが一時期正
側又は負側のみ流れて、この状態が交互に繰り返される
。これは高圧放電灯、特にメタルハライドランプによく
生じる所謂半波放電現象である。これは高圧パルスが印
加されてグロー放電し、アーク放電へ移行する過程の中
で生じる。この半波放電は高圧放電灯ＤＬの両方の電極
の特性が異なることなどによって生じるもので、発光管
内の封入物が電極に付着して放電しにくくなったりする
と、特に起こりゃすく、メタルハライドランプのように
沃化物が封入されている放電灯はその度合が多い、また
水銀灯、高圧ナトリウム灯においても、程度の差はある
ものの、この現象は避けられない。

第１２図は第１１図の始動過程を経てアーク放電へ移行
した様子を電流Ｉｆａの波形で示したものである。第１
２図の後半部分に示すように正負共に電流１１’ａが流
れて、完全に始動したことになり、この電流により電圧
Ｖｉａが徐々に上昇して定常点灯へ移行する。しかしな
がら電源電圧が低下していたり、高圧放電灯ＤＬが長い
間使用されて初期の状態に比べて始動しにくい場合には
半波放電が生じる確率が高くなり、またその継続時間が
長くなるので、第１１図（ｂ）の状態が繰り返し行なわ
れて始動しないことがあった。このような現象は再始動
時に起こりやすく、グロー放電の状態のままでアーク放
電に至らないのである。そこで、高圧パルスの高さ、幅
、数を増やす方法や、電源電圧の変動に対して電圧が低
下し過ぎないようにする回路を付加したり、２次短絡電
流を増やし、グロー放電からアーク放電へ移行し始める
と、この時に流れる電流工１ａを定常時の２倍にするな
どの方法がとられていた。しかしながら、このためにイ
グナイタ回路Ｇのストレスが増大し、電圧を上げる場合
においても回路が複雑になり、コストアップとなったり
、大型化したりする等の欠点があった。

そこで始動時のエネルギーを増大させることなく、高圧
放電灯のグロー放電からアーク放電への移行をスムーズ
に行い、確実に始動させる手段として次のような方式を
考案した。すなわち、始動時において低周波で動作する
スイッチング素子の動作周期を、定常時のスイッチング
素子の動作周期よりも長くして、その長い周期の時間を
利用して放電灯が一度放電し始めるとグロー放電からア
ーク放電に移行するまでの間十分なエネルギーを供給し
、アーク放電に移行してからスイッチング素子の反転動
作を行うものである。

第１３図は第８図の放電灯点灯装置に用いられる第９図
回路の代替回路を示しており、この回路には始動補償回
路Ｂを付設しである。その他の回路については、第８図
回路と同様な構成及び動作を有するため省略する。この
回路では始動補償回路Ｂは電流検出要素Ｚｓと、低周波
発振回路Ａ２のタイマー回路１糟の時定数回路との間に
挿入されている。つまり高圧放電灯ＤＬが始動して電流
Ｉｌａが流れると、電流検出要素Ｚｓの出力でトランジ
スタＴｒｇをオンさせ、Ｄ型フリップフロップＦＦ１の
出力ＱをＬｏ−”レベルとし、トランジスタＴｒ１゜を
オンさせ、時定数回路の抵抗Ｒ４を短絡し、低周波発振
回路Ａ２を第９図回路と同様に動作させる。つまり定常
状態では第１４図（ａ）に示すＴ１の発振周期で低周波
発振回路Ａ２を動作させる。

そして電流１１ａが検出されていない期間ではトランジ
スタＴ「、がオフで、Ｄ型フリップフロップＦＦ、の出
力Ｑが“Ｈｉｇｈ”レベルとなり、トランジスタＴｒ＋
。がオフとなる。つまり前記時定数回路に抵抗Ｒ４が接
続され、時定数が増加し、低周波発振回路Ａ２の発振周
期が長くなる。

而して始動時においては、第１４図（ｂ）の前半部に示
すように高圧放電灯ＤＬには電流ＩＮａが流れないため
、始動補償回路ＢにおけるトランジスタＴｒｓ、Ｔｒ＋
ｏが共にオフとなり、低周波発振回路Ａ２の発振周期は
第１４！！１（ａ）の前半部に示すように長くなる。そ
してイグナイタ回路Ｇの高圧パルスで高圧放電灯ＤＬが
始動すると、第１４図（ｂ）に示すように電流Ｉ１ｍが
流れ始め、ｔ０〜ｔ１の無負荷期間を終える。電流１１
ａが流れ始めると、電流検出要素Ｚｓの検出出力でトラ
ンジスタＴｒ、が第１４図（ｅ）に示すように、オフか
らオンに反転する。この時点ｔ１ではＤ型フリップ７０
ツブＦＦ。

のクロックたる低周波発振回路Ａ２の出力が第１４図（
ａ）に示すように”Ｈｉｇｈ″レベルのままであるから
、Ｄ型フリップフロップＦＦ、の出力Ｑは反転せず、ト
ランジスタＴｒｌ。はオフ状態にあり、この状態はその
半サイクル間継続する。つまり電流１１ａが流れ始めて
も直ぐに発振周期を短くするのでなく、ｔ、〜ｔ２の問
十分にグロー放電からアーク放電へ移行する時間を与え
るのである。そして次に低周波発振回路Ａ２の出力が立
ち上がると（ｔｚ時点）、前記出力Ｑが反転し、第１４
図（ｄ）に示すようにトランジスタＴｒ＋。がオンし、
低周波発振回路Ａ２は発振周期がＴＩとなる定常状態の
発振動作に移行するのである。

以上の回路構成によって始動性能の向上が図れたわけで
あるが、例えば放電灯の片側の電極の消耗等により半波
放！（一方向にだけ電流が流れ、他方向は非導通）する
ような放電灯を前記方式で点灯させると、放電灯に流れ
る電流１１ａは第１５図（ｂ）に示すようになり、正常
点灯時における電流Ｉｔ’ａの波形（第１５図（ａ））
と比較すれば明らかなように、導通側のトランジスタの
ストレスが増大してしまうという不都合が生じる。この
ため、トランジスタの電流定格の大きいものを使用する
か、またはトランジスタの放熱板を大きくしてストレス
の軽減を行なう必要があり、装置の大型化、コストアッ
プといった不都合が生じる。

（発明の目的） 本発明は上述のような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、半波放電時における半導体ス
イッチング素子のストレスを簡単な構造で軽減できるよ
うにした放電灯点灯装置を提供する“にある。

（発明の開示） 本発明の放電灯点灯装置にあっては°、第１図及び第２
図に示すように、半波放電時に電流導通側の半導体スイ
ッチング素子と非導通側の半導体スイッチング素子の放
熱を同一放熱板で行うことにより、半波放電時における
導通側の半導体スイッチング素子のストレスを軽減しよ
うとするものである、このようにすれば、半波放電時に
一方の半導体スイッチング素子は非導通であるため、導
通側の半導体スイッチング素子にとっては実質的な放熱
面精は２倍となり、熱的なストレスの軽減がなされるも
のである。

以下、本発明の構成を図示実施例について説明する。第
１図は本発明の一実施例であり、第８図回路におけるト
ランジスタＴ　ｒ　ｓ　＋　Ｔ　ｒ　ｓを同一の放熱板
３ａに、トランジスタＴｒ６．Ｔｒ７を同一の放熱板３
ｂに取り付けた例である。また、第２図は本発明の他の
実施例であり、第８０回路におけるトランジスタＴ　ｒ
　ｓ　、　Ｔ　ｒ　ａ　、　Ｔ　ｒ　ｓ　、　Ｔ　ｒ　
？を同一の放熱板３に取り付けた例である。第１６図は
従来例におけるトランジスタＴ　ｒ　５．　Ｔ　ｒ　ｓ
　、　Ｔ　ｒ　ｖ　、　Ｔ　ｒ　＠の放熱板への取り付
は方法を示している。このように、従来例にあっては、
各トランジスタ毎に個別に放熱板を設けていたので、ト
ランジスタの導通期間に不平衡が生じると、導通期間の
長いトランジスタには熱的なストレスが大きくかかり、
放熱板の放熱能力が不足するのに対して、導通期間の短
いトランジスタには熱的なストレスがほとんどかからず
、放熱板の放熱能力が余るという不都合がある。

本発明はこのような不都合を解消したものであり、導通
期間の長いトランジスタと導通期間の短いトランジスタ
とを同一の放熱板に取り付けることにより、導通期間の
長いトランジスタについての放熱能力を実質的に従来例
の２倍に増大せしめたものである。

また、点灯回路としては、第８図に示すトランジスタ４
石を用いたフルブリッジインバータ回路の他、例えば第
３図に示すように、トランジスタ２石を用いたハーフブ
リッジインバータ回路を用いても構わない。第３図の回
路においては、平滑コンデンサをコンデンサＣａ、、Ｃ
ａ、の直列回路によって構成しており、トランジスタＴ
　ｒ　＋　＋　＋　Ｔ”□を第４図（ａ）（ｂ）に示す
ようにスイッチング動作せしめることにより、第８図に
示す回路と同様に、高周波リップルを含有せる矩形波状
の交流電流を放電灯ＤＬに供給するものである。この回
路においても、半波放電時にトランジスタＴｒ、、、’
ｒｒ、２のスイッチング制御される期間τ１．τ２が不
平衡となるように制御する場きには、導通期間の長い側
のトランジスタの熱的ストレスが開運となるが、トラン
ジスタＴ　ｒ　＋　ｔ　＋　Ｔ　ｒ　＋　ｚを同一の放
熱板に取り付けるようにすれば、導通期間の短い側のト
ランジスタについて余った放熱能力を導通期間の長い側
のトランジスタについて用いることができ、熱的ストレ
スの問題を解決することができる。

（発明の効果） 以上のように本発明にあっては、放電灯の定常点灯時に
おいては略同期間ずつ導通し、非定常点灯時においては
導通期間が不平衡となるように制御される１組の半導体
スイッチング素子を有する放電灯点灯装置において、前
記導通期間が不平衡となる１組のスイッチング素子を同
一の放熱要素に取り付けたものであるから、放電灯の始
動時や寿命末期における半波点灯時等の非定常点灯時に
、長く導通する側の半導体スイッチング素子と雉く導通
ずる側の半導体スイッチング素子とを同じ放熱要素にて
放熱できるものであり、長く導通する側の半導体スイッ
チング素子については、実質的に定常点灯時の２倍の放
熱効果が期待できるので、熱的ストレスを低減できると
いう効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の要部斜視図、第２図は本発
明の他の実施例の要部斜視図、第３図は本発明のさらに
他の実施例の回路図、第４図は同上の動作説明口、第５
図は従来例の回路図、第６図及び第７図は同上の動作説
明図、第８図及び第９図は他の従来例の回路図、第１０
図乃至第１２図は同上の動作説明図、第１３図はさらに
他の従来例の要部回路図、第１４図及び第１５図は同上
の動作説明口、第１６図は従来の放熱板への取り付は構
造を示す斜視図である。 Ｔ　ｒ　ｓ　〜Ｔ　ｒ　ｇはトランジスタ、３．３ａ、
３ｂは放熱板、ＤＬは放電灯、Ａは制傳回路である。

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流電源と、２石で対を成す少なくとも１組の半
   導体スイッチング素子と、限流要素と、前記半導体スイ
   ッチング素子の導通時に前記限流要素を介して直流電源
   から通電される放電灯とで構成される放電灯点灯装置で
   あって、前記１組の半導体スイッチング素子は、前記放
   電灯の定常点灯時においては略同期間ずつ導通し、非定
   常点灯時においては前記１組の半導体スイッチング素子
   の導通期間が不平衡となるように制御される放電灯点灯
   装置において、前記導通期間が不平衡となる１組の半導
   体スイッチング素子を同一の放熱要素に取り付けて成る
   ことを特徴とする放電灯点灯装置。
2. （２）前記放電灯の定常点灯時に放電灯に流れる電流は
   交流であることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
   の放電灯点灯装置。
3. （３）前記放電灯の非定常点灯時においては、前記１組
   のスイッチング素子の導通期間は、前記放電灯に通電さ
   れる期間の方を長くするように制御されることを特徴と
   する特許請求の範囲第１項記載の放電灯点灯装置。
4. （４）前記少なくとも１組の半導体スイッチング素子は
   、一方のスイッチング素子が複数回の開閉動作を繰り返
   す動作と、他方のスイッチング素子が複数回の開閉動作
   を繰り返す動作とを、放電灯への通電方向を反転させな
   がら交互に行うことにより、放電灯には前記複数回の開
   閉動作よりも低い周波数の電流を供給するように制御さ
   れることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の放電
   灯点灯装置。
5. （５）前記導通期間の不平衡は、前記一方のスイッチン
   グ素子が複数回の開閉動作を繰り返す動作と、前記他方
   のスイッチング素子が複数回の開閉動作を繰り返す動作
   との継続時間の相違によって制御されることを特徴とす
   る特許請求の範囲第４項記載の放電灯点灯装置。
6. （６）前記少なくとも１組の半導体スイッチング素子は
   、交互に一方がオンされる第１及び第２のスイッチング
   素子と、第１のスイッチング素子がオンである期間中に
   、複数回の開閉動作を行う第３のスイッチング素子と、
   第２のスイッチング素子がオンである期間中に、複数回
   の開閉動作を行う第４のスイッチング素子とを含み、第
   １及び第４のスイッチング素子と第２及び第３のスイッ
   チング素子は夫々直列に接続され、各直列回路は第１及
   び第２のスイッチング素子が直流電源の片側に接続され
   、第３及び第４のスイッチング素子が直流電源の他側に
   接続されるように、前記直流電源に並列接続され、第１
   及び第４のスイッチング素子の接続点と第２及び第３の
   スイッチング素子の接続点との間に、前記放電灯と前記
   限流要素との直列回路が接続されて成ることを特徴とす
   る特許請求の範囲第１項記載の放電灯点灯装置。