JPS6334892A - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （技術分野） 本発明は、半波点灯状態がある一定時間以上継続したと
きには、放電灯点灯用のインバータ回路の動作を停止さ
せるようにした放電灯点灯装置に関するものである。

（背景技術） 従来の一般的な放電灯点灯装置においては、安定器要素
をチョークコイルやトランス、コンデンサ等の単独で構
成し、あるいは、これらの組み会わせにより構成してい
るために、寸法・重量ともに大きかった。この点から放
電灯点灯装置の小形化、軽量化、高効率化が望まれてお
り、そのため樟放電灯を高周波点灯させることが提案さ
れている０例えば蛍光灯の点灯装置においては、スイッ
チングトランジスタやサイリスタ等を用いた高周波点灯
装置が既に実用化されている。

一方、高圧放電灯の点灯装置においても高周波点灯を行
えば、蛍光灯の点灯装置の場合と同様に、小形軽量化、
高効率化等の効果が得られるが、高圧放電灯を高周波点
灯せしめると、音響的共鳴現象に起因するアークの不安
定が存在することが従来から知られている。ここで、高
圧放電灯の高周波点灯時に発生する前記アークの不安定
の形成メカニズムは、電気入力の高周波変動、発光管内
ガスの圧力変化、特別の周波数における定在圧力波の発
生、限度以上の圧力振幅によるアークの不安定発生等で
あると考えられる。

尚、前記「特別の周波数」とは所謂音響的共鳴周波数で
あって、アークのデイメンジョン（現実的には発光管形
状）と、発光管内の音速とで決まるものであり、前記音
速はガスの平均分子量とイオン温度により決まるので、
それらの値さえ分かれば比較的簡単に求めることができ
る。また「限度以上の圧力振幅によるアークの不安定」
がどの音響的共鳴周波数で起こるのかについては非線形
領域の問題であるので、単純にその答えを求めることは
できない。

ところで音響的共鳴現象に起因するアークの不安定を解
消する方法としては、放電灯の点灯電源となるインバー
タ回路の発振周波数を超高周波（例えば１００ＫＨｚ）
とするもの（特開昭５６−１１８９７号公報等）があっ
たが、しかし、この従来例にあっては、雑音（特に輻射
雑音）が大きく、スイッチングロスも大きいので、実用
上問題があった。

まな点灯電源の周波数を例えば３０ＫＩＩｚ〜５ＱＫｌ
ｌｚの間で変調する方法のもの（特開昭５６−４８０９
５号公報等）があったが、アークの不安定を抑制しきれ
ず、やはり実用上問題があった。さらにまた直流で点灯
するもの（特開昭５６−９８４９９号公報）もあったが
、ランプ寿命（黒化等）の点でこれもまた実用上問題が
あった。さらに矩形波点灯によるもの（この矩形波点灯
については文献「キャラクタリスティックス・オフ・ア
コースティカル・レゾナンス・イン・ディスチャージ・
ランブス（Ｃｈａｒａｅｔｅｒｉｓｔｉｃｉｓ　ｏｆ　
Ａａｏｕｓｔｉｃａｌ　Ｒｅ５ｏｎａｎｃｅＩｎ　Ｄｉ
ｓｃｈａｒｇｅ　Ｌａｍｐｓ）」イルミネイテイング・
エンジニアリング（ＩＬＬｔｌ１４１ＨＡＴＩＨＣＥＨ
Ｇ１１４ＥＥＲＩＮに）１９７０年１２月Ｐ７１３〜７
１６に示されている。）もある、しかし、この方法では
アークは安定するものの、矩形波のフラットな部分にお
いては、限流要素として抵抗で負担しているために大形
化し、電力損失が大きくなり、また高周波の矩形波では
波形の立ち上がり、立ち下がりが急峻であるために、雑
音が発生するという問題を生じ、この対策のために大幅
なコストアップにつながるという問題があった。

従って、基本的には高圧放電灯に流れるランプ電流を低
周波にして音響的共鳴現象を防止しながら、限流要素部
分については高周波下で動作させることが最も実用的で
ある。このような方法を採用した従来例としては、実開
昭５９−１６１００号公報に開示された装置がある。こ
の装置では短形波のフラットな部分に高周波成分が重畳
された状態にし、限流要素としてはインダクタンスを用
いて、装置の小形化を図っている。しかしながら、この
方法では発振用トランス部と、チョッパー専用の半導体
素子とが必要であり、点灯装置は依然として大型であっ
た。

また米国特許４，１７０，７４７号に開示された装置も
ある。第４図は米国特許４，１７０，７４７号に開示さ
れている従来の放電灯点灯装置の回路図である０図にお
いてコンデンサＣ１を接続した電源端子１．２にはトラ
ンジスタＴｒ＋〜Ｔ　ｒ　４をブリッジ形に接続したス
イッチング回路を電流検出用抵抗Ｒｓを介して接続し、
トランジスタＴｒ、〜Ｔｒ、には夫々トランジスタＴｒ
ｌ〜Ｔｒ、の通電方向と逆方向にダイオードＤ１〜Ｄ４
を並列接続し、トランジスタＴｒｌ、Ｔｒ４の接続点と
、トランジスタＴｒ２．Ｔｒ３の接続点との間には、コ
ンデンサｃｂを並列に接続された高圧放電灯ＤＬと、チ
ョークコイルＬとの直列回路を接続しである。制御回路
Ａは電流検出用抵抗Ｒｓによる検出電流に応じてトラン
ジスタＴｒ１〜Ｔｒ４を制御するための回路である。

第５図（ａ）〜（ｄ）はトランジスタＴｒ＋〜Ｔｒ、の
動作を示すタイミング図である。トランジスタＴ「１゜
Ｔｒ２は制御回路Ａにより５０／６０Ｈｚまたは４００
Ｈｚ程度の低周波でオンオフされ、トランジスタＴｒ＋
がオンのときにはトランジスタＴｒｓが例えば２０ＫＩ
Ｉｚのデユーティ比可変のオンオフ動作を行ない、トラ
ンジスタＴｒ２がオンのときにはトランジスタＴｒ４が
トランジスタＴｒ２と同様のオンオフ動作を行なう、ま
た、高圧放電灯ＤＬの極性反転時においては４個のトラ
ンジスタＴｒ＋〜Ｔｒ４が同時にオフとなる休止期間Ｔ
ｏを設けている。制御回路Ａは電流検出用抵抗Ｒｓによ
る電流検出値の大小によってオンオフデユーティ比を変
えるものである。

さて第５図（ａ）〜（ｄ）により更に第４図回路の動作
を説明すると、第５図中のし、〜ｔ２間では同図（ａ）
に示すように低周波動作するトランジスタＴｒ＋はオン
動作状態であり、トランジスタＴｒ３は同図（ｃ）に示
すように高周波でオンオフ動作する状態にある。そして
このし、〜ｔ２間では、同図（ｂ）（ｄ）に示すように
トランジスタＴ　ｒ　ｘ　＋　Ｔ　ｒ　（はオフ状態に
ある。

トランジスタＴｒ３がオンすると、電源、電源端子１、
トランジスタＴｒ、、チョークコイルし、高圧放電灯Ｄ
Ｌ及びコンデンサｃｂの並列回路、トランジスタＴｒ＝
、電流検出用抵抗Ｒｓ、電源端子２、電源の閉回路が形
成され、チョークコイルＬに流れる電流ＩＬは一定の傾
きをもって直線的に上昇し、トランジスタＴｒ５がオフ
するとこの時の電流ＩＬとチョークコイルＬのインダク
タンスの値で決まる蓄積されたエネルギーが電流を流れ
続けさせようとする方向、つまりトランジスタＴｒ３が
オンしている時の電流の向きと同じ方向に流れ、チョー
クコイルし、高圧放電灯ＤＬ及びコンデンサＣｂの並列
回路、ダイオードＤ２、トランジスタＴｒ＋、チョーク
コイルＬの閉回路で蓄積エネルギーが放出され、以上の
動作がＬ２の時点まで繰り返される。

次のし２〜ｔコの期間Ｔｏにおいては、４個のトランジ
スタＴｒ＋〜Ｔｒ＜が全てオフ状態であって、この休止
期間中は電源端子１．２に接続された電源からの電力供
給は行なわれない。

更にし、〜し、の期間においては、前記１〜Ｌ２の期間
と基本的に同じ動作を行うが、この期間に動作するのは
トランジスタＴｒ２及びＴ　ｒ　＋であって、トランジ
スタＴ　ｒｌ　、’ｒ　ｒ＝はオフ状態にある。トラン
ジスタＴｒ４がオンすると、電源、電源端子１、トラン
ジスタＴｒ２、高圧放電灯ＤＬ及びコンデンサｃｂの並
列回路、チョークコイルし、トランジスタＴｒ４、電流
検出用抵抗Ｒｓ、＠源端子２、電源の閉回路で、また、
トランジスタＴｒ４がオフすると、チョークコイルし、
ダイオードＤ１、トランジスタＴｒ２、高圧放電灯ＤＬ
及びコンデンサｃｂの並列回路、チョークコイルＬの閉
回路で電流工りが流れる。ここで第４図に示した電流Ｉ
Ｌと高圧放電灯ＤＬに流れる電流１１１１の向きはｔ、
〜ｔ２の期間について示されており、Ｌ、〜ｔ４の期間
では電流Ｉ　Ｌ、　Ｉ　１ａの向きは図示された方向と
は逆になる。

尚、ダイオードＤ　ｓ　、　Ｄ　＜は通常の動作では電
流は流れないが、過渡時のサージ電流を流すために設け
られているものである。

次のｔ、〜ｔ、の期間においては、４個のトランジスタ
Ｔｒ＋〜Ｔｒ４が全てオフ状態であって５この休止期間
中は電源端子１．２に接続された電源からの電力供給は
行なわれない、休止期間ＴＯ（ｔ、〜ｊ３＋ｔ　＜　〜
ｔ　ｓ　）は、トランジスタＴｒ＋、Ｔｒ＜またはＴ「
２゜Ｔｒｓが同時にオンして短絡状態を呈し、点灯装置
が破壊に至るのを防止するためのデッドタイムである。

この同時オンはトランジスタ素子のばらつきや温度上昇
によって、ストレージタイムが長くなった時や、トラン
ジスタ間のタイミングのずれによって生じる。

以上のようにして高圧放電灯ＤＬには高周波リップルを
含有した矩形波状の交流電流が流れることになる。

第６図は第５図の１２〜ｔ、付近の時間スケールを拡大
して図示したタイミング図であり、同図（ａ）（ｂ）に
トランジスタＴ　ｒ　３　＋　Ｔ　ｒ　４のオンオフ状
態を示し、同図（ｅ）、（ｄ）及び（ｅ）に電流１．、
電流Ｉ１ｍ及び高圧放電灯ＤＬの両端電圧Ｖｆａの波形
を示す、ｔ２の時点で同図（ａ）に示すようにトランジ
スタＴｒ３がオフすると、コンデンサＣｂの電荷が高圧
放電灯ＤＬに放出されるので、電流Ｉｆａは電流ＩＬと
比べて若干の遅れをもって流れるが、ついには電流１１
ｇは零となる。つまりランプ電流たる電流１１ａに休止
が生じることになる０次にｔ、の時点では電流１１ａの
極性が変わり、同図（ｂ）に示すようにトランジスタＴ
ｒ＜が動作する。電流ＩｌａはＬ３時点の直前まで零で
あるので、高圧放電灯ＤＬの両端電圧Ｖ１ａはり、の時
点の直後に高くなる。これは放電灯特有の現象であり、
電流ＩＺａが零になることによって、発光管のイオンの
消滅が起こり、ｔ１時点では点灯を維持するために高圧
放電灯ＤＬの両端には高い電圧が必要となる。この電圧
が所謂再点弧電圧である。電流Ｉｌａが零である期間が
長くなり過ぎると、１１時点で電圧を与えても点灯維持
できず、立ち消えとなる場合もある。また、立ち消えに
至らずとも再点弧電圧が高くなり、電源電圧付近にまで
達するとちらつきが生じることもある。

蛍光灯の場合においては、前記現象が少し緩和されるが
、高圧放電灯の場合には少しの休止が生じても再点弧電
圧の上昇が顕著である。

前述のように、休止期間ＴｏはトランジスタＴｒＩ〜Ｔ
ｒ、の同時オンを防止するために設けているが、このた
めに電流１１ａに休止が生じ再点弧電圧が上昇してちら
つきが生じたり、最悪の場合には立ち消えすることがあ
った。また再点弧電圧の上昇は電極の消耗を早め、ラン
プ寿命を短くする惧れがあり、さらにまた電源電圧の急
変低下によって立ち消えしやすいという問題もある。特
に高圧放電灯の中でも低ワツトのものほど電流ｌｆｆ１
ａの休止による再点弧電圧の上昇度合が大きく、回路設
計上厄介なものである。

そこでトランジスタＴｒ＋〜Ｔｒ＜の同時オンを前記期
間Ｔｏで防止しながら、前記の問題点を解決する方法と
して、高圧放電灯ＤＬに並列に接続したコンデンサｃｂ
の容量を大きくして、期間Ｔｏでは電流Ｉｌａが零にな
らないようにする方法がある。

この場合高圧放電灯ＤＬを等価的な抵抗と考えて、ＣＲ
の時定数と、期間Ｔｏとの関係で、コンデンサｃｂの容
量を適切な値に選定することができるが、この場合、そ
の容量が数十倍となり、コンデンサｃｂが大型化して、
大幅なコストアップになるという問題があった。

以上のような問題を解決するために、本発明者らは第７
図に示すような回路を案出した。この第７図回路は所謂
フルブリッジ構成となっており、スイッチング素子とし
て用いたトランジスタＴｒ５゜Ｔｒａ、Ｔｒｙ、Ｔｒｓ
及びダイオードＤ　ｓ　、　Ｄ　ｍ　、　Ｄ　ｙ　、　
Ｄ　ｓは第４図回路のトランジスタＴ　ｒ　ｓ　、　Ｔ
　ｒ　４　、　Ｔ　ｒ　＋　、　Ｔ　ｒ２及びダイオー
ドＤ　ｓ　、　Ｄ　４．　Ｄ　１．　Ｄ　ｚと基本的動
作は同じである。そして第４図回路では高周波によりス
イッチングするトランジスタＴ　ｒ　２　、　Ｔ　ｒ　
４が電源の一側に、低周波によりスイッチングするトラ
ンジスタＴ　ｒ　、　、　Ｔ　ｒ　２が電源の＋側にあ
るのに対して、第７図回路では高周波でスイッチングす
るトランジスタＴｒｓ、Ｔｒｓが電源の＋側に、低周波
でスイッチングするトランジスタＴｒｙ、Ｔｒ、が電源
の一側に設けである点で相違するとともに、高圧放電灯
ＤＬとインダクタンス素子Ｌコの直列回路に対してコン
デンサｃｂを並列接続しである点で相違している。直流
電源は交流電源ＡＣを全波整流器ＤＢにて全波整流し、
平滑コンデンサＣａで平滑して得られ、回路に供給され
る。

而して第７図回路では、トランジスタＴｒ、がオン状態
で、トランジスタＴ　ｒ　＠　＋　Ｔ　ｒ　＠がオフ状
層である場合において、トランジスタＴｒ５がオンする
と、電源、電源端子１、トランジスタＴｒｓ、チョーク
コイルし、インダクタンス素子Ｌ２と高圧放電灯ＤＬの
直列回路に対してコンデンサｃｂを並列接続された回路
、トランジスタＴｒｙ、電流検出要素Ｚｓ、電源端子２
、電源の経路で電流が流れ、トランジスタＴｒｓがオフ
すると、チョークコイルＬ、インダクタンス素子Ｌ２と
高圧放電灯ＤＬの直列回路に対してコンデンサｃｂを並
列接続された回路、トランジスタＴｒｙ、ダイオードＤ
ｓ、チョークコイルＬの経路で電流が流れる。また、ト
ランジスタＴ　ｒ　ｓ　＋　Ｔ　ｒ　ｔがオフ状態で、
トランジスタＴｒｓがオン状態である場合において、ト
ランジスタＴｒ＋がオンすると、電源、電源端子１、ト
ランジスタＴ「６．高圧放電灯ＤＬとインダクタンス素
子Ｌ２の直列回路に対してコンデンサｃｂを並列接続さ
れた回路、チョークコイルし、トランジスタＴｒ８、電
流検出要素Ｚｓ、を源端子２、電源の経路で電流が流れ
、トランジスタＴｒ、がオフすると、チョークコイルし
、トランジスタＴ「１、ダイオードＤ７、高圧放電灯Ｄ
Ｌとインダクタンス素子Ｌ２の直列回路に対してコンデ
ンサＣｂを並列接続された回路、チョークコイルＬの経
路で電流が流れる。

トランジスタＴｒ５がオン状態を終了した時点（第５図
のｔ２に対応する時点）ではコンデンサｃｂは第７図に
示す極性となっており、その後の休止期間ＴＯでは、コ
ンデンサｃｂ、インダクタンス素子Ｌ２、高圧放電灯Ｄ
Ｌの閉回路において、コンデンサｃｂの電荷が放出され
て振動電流となり、高圧放電灯ＤＬに流れる電流Ｉ＆ａ
は連続性を保ちながらこの間に極性が反転され、トラン
ジスタＴｒｇがオン状態を開始した時点（第５図のｔ、
に対応する時点）では、電流工１ａには休止を生じるこ
となく反転を完了する。また高圧放電灯ＤＬの両端電圧
Ｖｌａも電流工ｌａとほぼ同様な波形となり、再点弧電
圧は極小となる。このように、高圧放電灯ＤＬと直列に
小さなインダクタンス値を持つインダクタンス素子Ｌ２
を接続することによって、休止期間ＴＯ中の高圧放電灯
ＤＬを励起状態に維持でき、従来の問題点を解消するこ
とができる。

なお、インダクタンス素子Ｌ２はパルストランスＰＴの
２次側巻線り、を使用したものである。

そしてこのインダクタンス素子し２と高圧放電灯ＤＬの
直列回路に、コンデンサＣＩと抵抗Ｒ７との直列回路を
接続するとともに、コンデンサｃ１と並列にパルストラ
ンスＰＴの１次側巻線り、と双方向性３端子サイリスタ
Ｑ、どの直列回路を接続してイグナイタ回路Ｇを構成し
である。このイグナイタ回路Ｇでは双方向性３端子サイ
リスタＱ。

が制御回路Ａにおけるトリガー回路Ａ、から信号を受け
て周期的にオンして、抵抗Ｒ５を介して充電されたコン
デンサＣＩの電荷を、コンデンサＣ１、パルストランス
ＰＴの１次側巻線Ｌ１、双方向性３端子サイリスタＱ１
の回路で急峻に放出させて、パルストランスＰＴの２次
側巻線Ｌ２に巻線比で決まる高圧パルスを誘起させ、コ
ンデンサＣｂを介して高圧放電灯ＤＬに印加し、始動に
至らしめるのである。

制御回路Ａは高周波発振回路Ａ１、低周波発振回路Ａ２
、フリップフロップ回路Ａ３、前記トリガー回路Ａ１、
トランジスタＴｒｓ〜Ｔｒａのベースドライブ回路Ａ５
〜Ａｍ及びノアゲートＡ、　９　、　Ａ　＋　ｏから構
成されている。第８図は低周波発振回路へつ及びフリッ
プフロップ回路Ａ、の具体例を示しており、低周波発振
回路Ａ２は汎用のタイマーＩＣ（例えば日本電気株式会
社製のμＰＣｌ５５５）よりなるタイマー回路ＬＪと、
外付けの時定数設定用の抵抗Ｒ２，Ｒ，及びコンデンサ
Ｃ２とからなり、設定された時定数で決まる周期で、第
９図（ａ）に示すようなパルス信号を出力する。フリッ
プフロップ回路Ａ、はＤ型フリップフロップＦＦとナン
トゲートＮ、、Ｎ、とから構成され、前記低周波発振回
路Ａ２の出力をＤ型フリップフロップＦＦにより分周し
、ナントゲートＮ　＋　、　Ｎ　２より第９図（ｂ）、
（ｃ）に示すような出力を得る。ここで第９［１（ａ）
における期間ＴＤは第５図のｔ、〜ｔ３又は（、〜ｔ、
の期間に対応する。高周波発振回路ＡＩは第５図（ｃ）
　、　（ｄ）に示したような高周波のパルス信号を発生
するものである。また、トリガー回路Ａ、は低周波発振
回路Ａ２の出力に同期をとって、各半サイクル毎に双方
向性３端子サイリスタＱ、をオンさせるトリガー信号を
発生させるようになっている。

ところで第７図回路では始動過程においては第１０図（
ａ）に示すような電圧Ｖｌａが高圧放電灯ＤＬの両端に
印加され、第１０図（ｂ）に示すような電流１１ａが高
圧放電灯ＤＬに流れる。この第１０図に基づいて始動過
程を詳しく説明すると、まず高圧放電灯ＤＬが点灯する
前の無負荷時（１，〜ｔａ）においては同図（、）に示
すようにコンデンサＣ１，の電圧がコンデンサＣａの電
圧と等しくなるまで、急速に充電されて、極性が反転す
るまでその電圧のピークを維持するために電圧Ｖｌａは
矩形波状になっている。そしてその電圧Ｖ１ａにイグナ
イタ回路Ｇによって発生する高圧パルスが重畳され、こ
の高圧パルスにより高圧放電灯ＤＬが始動する。

ｔ７以後は高圧放電灯ＤＬが始動する過程を示し、まず
ｔ＠の時点では同［Ｚ　（ｂ）に示すように高圧放電灯
ＤＬに高圧パルスが印加されて電流Ｉｌａが流れるが、
電圧Ｖ１ｍの極性が反転する１、以降では電流Ｉｌａは
流れず、次の負の半サイクルの時に高圧パルスが印加さ
れるｔｌ。の時点まで休止となる。第１０図（ｂ）にお
いて、高圧放電灯ＤＬに電流１１ａが流れている期間Ｔ
ａと休止期間Ｔｂとを比べると、Ｔ　ａ　＜　Ｔ　ｂと
なって、休止が多くなり、グロー放電からアーク放電へ
スムーズに移行しにくい、つまりグロー放電してからア
ーク放電へ移行させるためのエネルギーが不足している
０通常の場合には第１０図（ｂ）の電流１１ａが一時期
正側又は負側のみ流れて、この状態が交互に繰り返され
る。これは高圧放電灯、特にメタルハライドランプによ
く生じる所謂半波放電現象である。これは高圧パルスが
印加されてグロー放電し、アーク放電へ移行する過程の
中で生じる。この半波放電は高圧放電灯ＤＬの両方の電
極の特性が異なることなどによって生じるもので、発光
管内の封入物が電極に付着して放電しにくくなったりす
ると、特に起こりやすく、メタルハライドランプのよう
に沃化物が封入されている放電灯はその度合が多い。ま
た水銀灯、高圧ナトリウム灯においても、程度の差はあ
るものの、この現象は避けられない。

第１１図は第１０図の始動過程を経てアーク放電へ移行
した様子を電流１１ａの波形で示したものである。第１
１図の後半部分に示すように正負共に電流１１ｇが流れ
て、完全に始動したことになり、この電流により電圧■
１ａが徐々に上昇して定常点灯へ移行する。しかしなが
ら電源電圧が低下していたり、高圧放電灯ＤＬが長い間
使用されて初期の状態に比べて始動しにくい場合には半
波放電が生じる確率が高くなり、またその継続時間が長
くなるので、第１０図（ｂ）の状態が繰り返し行なわれ
て始動しないことがあった。このような現象は再始動時
に起こりやすく、グロー放電の状態のままでアーク放電
に至らないのである。そこで、高圧パルスの高さ、幅、
数を増やす方法や、電源電圧の変動に対して電圧が低下
し過ぎないようにする回路を付加したり、２次短絡電流
を増やし、グロー放電からアーク放電へ移行し始めると
、この時に流れる電流ｌｆｆ１ａを定常時の２倍にする
などの方法がとられていた。しかしながら、このために
イグナイタ回路Ｇのストレスが増大し、電圧を上げる場
合においても回路が複雑になり、コストアップとなった
り、大型化したりする等の欠点があった。

そこで始動時のエネルギーを増大させることなく、高圧
放電灯のグロー放電からアーク放電への移行をスムーズ
に行い、確実に始動させる手段として次のような方式を
考案した。すなわち、始動時において低周波で動作する
スイッチング素子の動作周期を、定常時のスイッチング
素子の動作周期よりも長くして、その長い周期の時間を
利用して放電灯が一度放電し始めるとグロー放電からア
ーク放電に移行するまでの間十分なエネルギーを供給し
、アーク放電に移行してからスイッチング素子の反転動
作を行うものである。

第１２図は第７図の放電灯点灯装置に用いられる第８図
回路の代替回路を示しており、この回路には始動補償回
路Ｂを付設しである。その他の回路については、第７図
回路と同様な構成及び動作を有するなめ省略する。この
回路では始動補償回路Ｂは電流検出要素Ｚｓと、低周波
発振回路Ａ２のタイマー回路ｔ＋ｍの時定数回路との間
に挿入されている。つまり高圧放電灯ＤＬが始動して電
流１１２ａが流れると、電流検出要素Ｚｓの出力でトラ
ンジスタＴｒ、をオンさせ、Ｄ型フリップフロップＦＦ
１の出力Ｑを“Ｌ　ｏｓ”レベルとし、トランジスタＴ
ｒ１゜をオンさせ、時定数回路の抵抗Ｒ１を短絡し、低
周波発振回路Ａ２を第８図回路と同様に動作させる。つ
まり定常状態では第１３図（ａ）に示すＴ１の発振周期
で低周波発振回路Ａ２を動作させる。

そして電流１１ｍが検出されていない期間ではトランジ
スタＴ「、がオフで、Ｄ型フリップフロップＦＦ、の出
力ＱがＨｉｇｈ”レベルとなり、トランジスタＴｒ＋。

がオフとなる。つまり前記時定数回路に抵抗Ｒ１が接続
され、時定数が増加し、低周波発振回路Ａ２の発振周期
が長くなる。

而して始動時においては、第１３図（ｂ）の前半部に示
すように高圧放電灯ＤＬには電流１１ａが流れないため
、始動補償回路ＢにおけるトランジスタＴ　ｒ　ｓ　＊
　Ｔ　ｒ　＋。が共にオフとなり、低周波発振回路Ａ２
の発振周期は第１３図（’ａ）の前半部に示すように長
くなる。そしてイグナイタ回路Ｇの高圧パルスで高圧放
電灯ＤＬが始動すると、第１３図（ｂ）に示すように電
流ｒ　ｔａが流れ始め、Ｌ０〜Ｌ１の無負荷期間を終え
る。電流Ｉｆａが流れ始めると、電流検出要素Ｚｓの検
出出力でトランジスタＴ’ｒｇが第１３図（ａ）に示す
ように、オフからオンに反転する、この時点１．ではＤ
型フリップフロップＦＦ。

のクロックたる低周波発振回路Ａ２の出力が第１３図（
ａ）に示すように“Ｈｉｌｌｈ”レベルのままであるか
ら、Ｄ型フリップフロップＦＦ、の出力Ｑは反転せず、
トランジスタＴｒ＋。はオフ状態にあり、この状態はそ
の半サイクル間継続する。つまり電流Ｌ１ａが流れ始め
ても直ぐに発振周期を短くするのでなく、１＋〜ｔ２の
間十分にグロー放電からアーク放電へ移行する時間を与
えるのである。そして次に低周波発振回路Ａ２の出力が
立ち上がると（ｔｚ時点）、前記出力Ｑが反転し、第１
３図（ｄ）に示すようにトランジスタＴ　ｒ　１．がオ
ンし、低周波発振回路Ａ２は発振周期がＴ１となる定常
状態の発振動作に移行するのである。

以上の回路構成によって始動性能の向上が図れたわけで
あるが、例えば放電灯の片側の電極の消耗等により半波
放電（一方向にだけ電流が流れ、他方向は非導通）する
ような放電灯を前記方式で点灯させると、放電灯に流れ
る電流Ｉｌａは第１４１１Ｚ　（ｂ）に示すようになり
、正常点灯時における電流Ｉｌａの波形（第１４図（ａ
））と比較すれば明らかなように、導通側のトランジス
タのストレスが増大してしまうという不都合が生じる。

このため、トランジスタの電流定格の大きいものを使用
するか、またはトランジスタの放熱板を大きくしてスト
レスの軽減を行なう必要があり、装置の大型化、コスト
アップといった不都合が生じる。

（発明の目的） 本発明は上述のような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、半波点灯継続時における部品
ストレスを回避できるようにした放電灯点灯装置を提供
するにある。

（発明の開示） 本発明に係る放電灯点灯装置にあっては、第１図乃至第
３図、第７図及び第１２図に示されるように、直流電源
出力をインバータ回路にて交流に変換して放電灯ＤＬを
点灯せしめる放電灯点灯装置であって、前記放電灯ＤＬ
が半波点灯した時には点灯側の半周期が不点灯側の半周
期よりも長くなるように制御する放電灯点灯装置におい
て、前記放電灯ＤＬの半波点灯継続が一定時間以上継続
したことを検出する半波点灯継続検出回路Ｘを設け、半
波点灯継続検出回路Ｘにより一定時間以上の半波点灯継
続が検出されたときには、前記インバータ回路の動作を
停止させる回路を設けて成るものである。

すなわち、本発明は前述の第７図及び第１２図に示した
従来回路における半波点灯継続時の部品ストレスを回避
する為に、ある一定時間以上半波点灯が継続するとそれ
を検出して放電灯点灯用のインバータ回路の動作を停止
させるようにしたものである。

以下本発明を実施例により説明する。

Ｋ１燵り 第１図は本発明の一実施例の要部回路図を示すもので、
前述の第７図及び第１２図の従来回路と同様の構成及び
動作を有する部分は省略する。第１図において、半波点
灯継続検出回路Ｘは、放電灯に電流が流れ始めてから一
定時間後に半波放電が継続しているかどうかを検出する
ための回路であり、汎用のタイマーＩＣよりなるタイマ
ー回路１＋＊＋（前述のタイマー回路Ｌｍと同じもの）
と、Ｄ型フリップフロップＦ　Ｆ　ｘ、インバータＩＮ
、、アンドゲートＡ　Ｎ　＋、抵抗Ｒｓ　、　Ｒｓ　、
　Ｒｔ、及び、コンデンサＣ）　、　Ｃ４とからなる。

タイマー回路Ｌｍ、は時定数設定用の抵抗Ｒｓ　、　Ｒ
！とコンデンサＣ１とを接続されて、放電が開始されて
から、半波放電の継続が許容される成る一定の時間を計
時するタイマー回路を構成する。このタイマー回路ｔｍ
ｌのトリガー入力端（２番ビン）は、始動補償回路Ｂに
おけるトランジスタＴｒｓのコレクタに接続され、放電
灯の放電開始時におけるランプ電流の検出時にトリガー
される。タイマー回路ｔｍｌの出力（３番ビン）はイン
バータＩＮＩを介してフリップフロップＦＦ２のクロッ
ク入力端Ｃに接続されている。抵抗Ｒ７とコンデンサＣ
１は、電源投入時にＤ型フリ・ツブフロップＦ　Ｆ　２
のセット入力端を一瞬゛″Ｈｉｇｈ”レベルとする回路
を構成している。フリップフロップＦＦ、の出力口はア
ンドゲートＡＮ１に入力されている。アンドゲートＡ　
Ｎ　＋の他方の入力は、始動補償回路Ｂにおけるトラン
ジスタＴｒ、のコレクタに接続されている。アントゲ−
）ＡＮＩの出力は、半波点灯継続検出回路Ｘの出力とな
る。

フリップフロップＦＦ３は、半波点灯継続検出回路Ｘの
検出出力が“Ｈｉｇｈ”レベルとなったときには、低周
波発振回路Ａ２のタイマー回路ｔｍを強制的にリセット
して、インバータ回路の動作を停止させるために設けら
れている。抵抗Ｒ８とコンデンサＣ５は、電源投入時に
ｐ型フリップフロッ１ＦＦ、のセット入力端Ｓを一瞬“
Ｈｉｇｈ”レベルにして、Ｄ型フリップフロップＦＦコ
のＱ出力を“Ｈｉｇｈ″レベルにセットする回路を構成
している。フリップフロップＦＦ、のクロック入力端Ｃ
には、半波点灯継続検出回路Ｘの出力が接続されている
。

フリップ７０ツブＦ　Ｆ　ｓの出力Ｑは、低周波発振回
路Ａ２のタイマー回路を−のリセット入力端（４番ビン
）に入力されている。

第２図は第１図回路の動作説明図である。第２図（ａ）
に示すように放電灯に電流Ｉｌ＆が流れ始めると、電流
検出要素Ｚｓからの出力によりトランジスタＴｒｓがオ
ンし、そのコレクタ電位（第２１１Ｗ（ｂ））が下がる
ので、タイマー回路ｔｍｌのトリガー入力端（２番ピン
）にトリガー信号が入力され、タイマー回路ｔｍ１の出
力（３番ピン）は“Ｈｉｇｈ″レベルとなる（第２図（
ｅ））、タイマー回路ｔｕｔの出力をインバータＩ　Ｎ
　ｒで反転した出力（第２１！［（ｄ））はフリップフ
ロップＦＦ、のクロック入力端Ｃに入力される。

電源投入時には、コンデンサＣ４と抵抗Ｒ１とからなる
微分回路の出力によりフリップフロップＦＦ２のセット
入力端Ｓは一瞬“Ｈｉｇｈ″レベルとなり、フリップフ
ロラ１Ｆ　Ｆ　２の出力口は″Ｌｏ１１″レベルにリセ
ットされる。出力Ｑは以後クロック入力端Ｃへの入力が
“Ｌ　ｏｓ”レベルから“Ｈｉｇｈ″レベルに立ち上が
るまで“Ｌｏｗ”レベルを維持し、クロック入力端Ｃへ
の入力が“ＬＯｗ″レベルから“Ｈｉｇｈ″レベルにな
ると出力口は“Ｈｉｇｈ”レベルとなり、以後電源リセ
ットされるまでその状態を維持する。

よって、フリップフロラ１ＦＦ！の出力０（第２図（ｅ
））は放電灯に電流が流れ始めてから一定時間後にタイ
マー回路Ｌｍ、の出力がＨｉｇｌ＋”レベルから“Ｌｏ
ｗ”レベルになった時に”）（ｉｇｂ”レベｌしとなる
。

アンドゲートＡＮ＋の出力はフリップ７０ツＩＦＦ、の
出力Ｑが“’Ｈｉｇｈ″レベルとなった後、半波点灯に
より電流が流れない期間、つまりトランジスタＴｒｓの
コレクタ電位が第２１１Ｊ　（ｂ）に示すように“Ｈｉ
ｇｌ＋”レベルとなった時だけ“Ｈｉｇｈ”レベルとな
る。

なお、タイマー回路ｔＩＩＩＩが所定の時間を計時し終
わって、フリッププロップＦ　Ｆ　ｚの出力口がＨｉｇ
ｌ＋”レベルになった時点において、既に放電灯が定常
点灯状態に移行していた場合には、電流検出要素Ｚｓの
検出出力によりトランジスタＴｒ、は常にオンとなるの
で、そのコレクタ電位は常に“Ｌ０ルベルとなり、アン
ドゲートＡ　Ｎ　Ｉの出力が”Ｈ！ｇｌ＋”レベルにな
ることはない、したがって、この。

場合には、アンドゲートＡＮＩの出力は“Ｌｏｗ”レベ
ルのままとなり、半波放電継続の検出出力は生じない。

フリップフロップＦ　Ｆ　ｓは、電源投入時には、コン
デンサＣ６と抵抗Ｒ，とからなる微分回路の出力により
データセット入力端Ｓが一瞬″Ｈｉｇｈ”レベルとなり
、出力ＱがＨｉｇｈ”レベルにセットされる。フリップ
フロラ１Ｆ　Ｆ　！は、そのクロック入力端Ｃに接続さ
れたアンドゲートＡＮ、の出力が最初に“Ｌｏｗ”レベ
ルから“Ｈｉｇｈ″レベルへ立ち上がった瞬間にトリガ
ーされ、このときフリップフロラ１Ｆ　Ｆ　３の出力口
（第２図（ｆ））はＨｉｇｈ”レベルにセットされ、出
力Ｑは“Ｌｏｗ″レベルとなり、以後、電源を切るまで
その状態を維持する。

これによって、低周波発振回路Ａ、におけるタイマー回
路ｔｍのリセット入力端（４番ピン）も“ＬＯ１１″レ
ベルとなり、タイマー回路を麟は発振を停止させ、その
出力（３番ピン）は常に“Ｌｏ−”レベルとなる（第２
図（ｇ））、つまり、放、電開始後の一定時間後に放電
灯に電流が流れない期間があると、半波放電が継続され
ているものとして、インバータ回路の発振は停止され、
放電灯は消灯する。一度数電灯が消灯させると、フリッ
プフロップＦＦ２の出力口は“Ｈｉｇｈ”レベル、フリ
ップフロップＦＦ。

の出力Ｑは“Ｌｏｗ”レベルを維持し、次に電源がリセ
ットされるまでは再点灯しないので、半波点灯による点
灯状態と消灯状態とが繰り返されることはなく、不快感
を与えることがないものである。

ところで、本実施例にあっては、放電開始後の一定時間
後において、放電灯に電流が流れない期間が存在すると
、半波点灯状態であると見なしてインバータ回路の発振
を停止させたが、半波点灯状態ではなく不点灯状態であ
っても同様の動作が行われるが、このような場合に放電
灯が不点灯状態であるときには、放電灯の寿命が尽きた
ものと考えられ、インバータ回路の発振を停止させても
問題がなく、むしろ経済性、安全性等の点で都合が良い
。

え１λλ 第３図は本発明の他の実施例の要部回路図を示している
。実施ｆＭ１では半波点灯継続を検出した場合に、低周
波発振回路Ａ、の発振を停止させたが、本実施例にあっ
ては、高周波発振回路Ａ１の発振を停止させている。

第３区において、フリップフロラ１Ｆ　Ｆ　ｉは実施例
１の場合と同様に、電源投入時に出力Ｑが“Ｈｉｇｈ″
レベルにセットされ、半波点灯継続検出回路Ｘの検出出
力が“Ｌｏｗ”レベルから“Ｈｉｇｈ″レベルになった
ときに、出力Ｑが“Ｌｏｗ″レベルとなり、以後、電源
を切るまでその状態を維持するように動作する。この出
力Ｑは、インバータＩＮ２にて反転されて、高周波発振
回路Ａ１の出力と共に、オアゲートＯＲ，に入力される
。オアゲー）ＯＲ。

の出力は、前述のノアゲートＡ　ｓ、Ａ　、。に入力さ
れている。

放電灯が放電を開始してから一定時間の経過後に、半波
放電が継続されている場合には、フリップフロップＦ　
Ｆ　ｘの出力Ｑが“Ｌ　ａｍ”レベルとなり、インバー
タＩＮ２の出力は“Ｈｉｇｈ”レベルとなる。

したがって、オアゲートＯＲ，の出力は常に“Ｈｉｇｈ
”レベルとなる。ノアゲートＡ　ｓ　、　Ａ　＋。は、
いずれかの入力が“Ｈｉｇｈ”であるときには、主トラ
ンジスタ（第７図回路のＴ　ｒ　ｓ　、　Ｔ　ｒ　ｓ　
）がオフとなるように構成されているので、放電開始後
に半波放電が一定時間継続された場合には、主トランジ
スタＴｒ５．Ｔｒ＠はオフとなり、インバータ回路の発
振動作は停止され、放電灯も立ち消えする。

以上のように半波点灯が一定時間継続すると、強制的に
インバータ回路の発振動作を停止させることにより、放
電灯を消灯させ、半波点灯の継続による部品ストレスが
生じないようにすることができる。

前記各実施例では半波点灯の継続をランプ電流検出とタ
イマー回路との組み合わせで検出したが５半波点灯継続
の検出手段はこれに限定されるものではなく、例えばラ
ンプ電圧や光出力から検出したり、主トランジスタＴ　
ｒ　ｓ　、　Ｔ　ｒ　ｉの温度差などから検出してもよ
い。

（発明の効果） 以上のように本発明にあっては、放電灯が半波点灯した
時には点灯側の半閏斯が不点灯側の半周期よりも長くな
るように制御する放電灯点灯装置において、放電灯の半
波点灯状態が一定時間以上継続したことを検出したとき
には、放電灯点灯用のインバータ回路の動作を停止させ
る回路を設けたものであるから、半波点灯状態の継続に
よる部品ストレスを回避することができ、また、半波点
灯状態の継続によるちらつき等の不快感を解消すること
ができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の要部回路図、第２図は同上
の動作説明図、第３図は本発明の他の実施例の要部回路
図、第４図は従来例の回路図、第５図及び第６図は同上
の動作説明図、第７図及び第８図は他の従来例の回路図
、第９図乃至第１１図は同上の動作説明図、第１２図は
さらに他の従来例の要部回路図、第１３図及び第１４図
は同上の動作説明図である。 ＤＬは高圧放電灯、Ｘは半波点灯継続検出回路、ＦＦｊ
はフリップフロップ、ＡＩは高周波発振回路、Ａ２は低
周波発振回路、Ｔｒｓ〜Ｔｒｓはトランジスタである。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流電源出力をインバータ回路にて交流に変換し
   て放電灯を点灯せしめる放電灯点灯装置であって、前記
   放電灯が半波点灯した時には点灯側の半周期が不点灯側
   の半周期よりも長くなるように制御する放電灯点灯装置
   において、前記放電灯の半波点灯状態が一定時間以上継
   続したことを検出する半波点灯継続検出回路を設け、半
   波点灯継続検出回路により一定時間以上の半波点灯継続
   が検出されたときには、前記インバータ回路の動作を停
   止させる回路を設けて成ることを特徴とする放電灯点灯
   装置。