JPS6226792A - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［技術分野］ 本発明は高圧放電灯のような放電灯を、α灯する放電灯
点灯装置に関するものである。

【背景技術１ 従来の一般の放電灯点灯装置は安定器をチョークコイル
、トランス、コンデンサ等の単独あるいは組み合わせに
より構成しているため、寸法重量とも大きかった。

この点から放電灯点灯装置の小形、軽量、高効率化が望
まれており、そのために放電灯を高周波点灯させること
が考えられている。例えば蛍光灯人 の点灯装置ではスイッチングトランルクン、サイリスタ
等を用いた高周波点灯装置が実用化されている。

尚圧放電灯の点灯装置においても高周波を利用すると、
蛍光灯と同様な効果が得られゐが、高圧放電灯を高周波
点灯すると音響的共鳴現象に起因するアークの不安定が
存在することが従来から知ちれている。ここで高圧放電
灯の高周波点灯時に発生する上記アークの不安定の形成
メカニズムは下記の様なものと考えられる。即ち、（１
）電気人力の高周波変動、（２）発光管内がスの圧力変
化、（３）特別の周波数にて定在圧力波の発生、（４）
限度以上の圧力振幅によりアークの不安定が発生等があ
る。

尚ここで「特別の周波数」とは所謂音響的共鳴周波数で
あってアークのディメンション（現実的には発光管形状
）と、発光管内の音速で決まるものであり、上記音速は
〃スの平均分子量とイオン温度が決まれば決まるので、
それらの値さえ分かれば比較的簡単に求めることができ
る。また［限度以上の圧力振幅によるアークの不安定さ
」がどの音響的共鳴周波数で起こるのかについては非線
形の領域の問題であって単純にその答えを求める訳には
行かない。

ところで音響的共鳴現象に起因するアークの不安定を解
消する方法としては、α打電源の周波数を超高周波（例
えば１００ｋＨｚ）とするもの（特開昭５６−１１８９
７号公報等）があったが、しかし、このものは雑音（特
にふく耐雑音）の他に、スイッチングロスが大きく、実
用上問題があった。また点灯電源の周波数を例えば３０
ＫＨｚ〜５０Ｋｆｌｚの間で変調する方法のもの（特開
昭５６−４８０９５号公報等）があったが抑制しきれず
、やはり実用上問題があった。また直流で点灯するもの
（特開昭５６−９８４９９号公報）もあったが、しかし
ながら、ランプ寿命（黒化等）の点でこれまた問題があ
った。更に矩形波点灯によるものもある。この矩形波点
灯は文献［キャラクタリスティックス・オプ赤アコース
ティカル・レゾナンス・インφディスチャージ・ランブ
ス（Ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｉｓ　ｏｆ＾ｃｏｕ
ｓｔｉｃａｌ　Ｒｅ５ｏｎａｎｃｅ　Ｉｎ　Ｄｉｓｃ）
＋ａｒｇｅ　Ｌａｍｐｓ）Ｊイルミネイティング・エン
ジニアリング（ＩＬＬＵＭＩＮ八ＴＩＮＣへ）１にＩＮ
ＥＥＲＩＮＧ）１９７０年１２月Ｐ７１３〜７１６に示
されている。

しかし、この方法では７−りは安定するものの、矩形波
の７ラツトの部分を限流素子として抵抗で負担している
ため大形化し、電力損が大きくなり、また高周波の矩形
波では波形の立ち上がり、立ち下がりが急峻なため、雑
音の問題が生じ、この対策のために大幅なコストアップ
につながるという問題があった。

従って、基本的には高圧放電灯に流れるランプ電流を低
周波にして共鳴現象を防止しながら、限流要素部分は高
周波下で動作させることが最も実用的である。このよう
な方法を採用したものとして、実開昭５９−１６１００
号公報に開示されたものがある。この装置では矩形波の
７ラツト部を高周波成分が重畳された状態にし、且つ限
流素子としてインダクタンスを用いて、装置の小型化を
図っている。しかしこの方法では発振用トランス部と、
チョッパ専用の半導体素子とが必要であり、点灯装置は
未だ大型であった。

また米国特許４，１７０，７４７号に開示されたものも
ある。第７図は米国特許４，１７０，７４７号に示され
ている従来の放電灯点灯装置である。図においてコンデ
ンサ１６を接続した電源端子１，２にはトランジスタ３
〜６をブリッジ形に接続したスイッチング回路を電流検
出用抵抗１３を介して接続し、トランジスタ３〜６には
夫々トランジスタ３〜６の通電方向と逆方向にダイオー
ド７〜１０を並列接続し、トランジスタ３，６の接続点
と、トランジスタ４．５の接続点間にはチョークコイル
１１と、コンデンサ１４を並列に接続した高圧放電灯１
２との直列回路を接続しである。制御回路１５は検出電
流に応じてトランジスタ３〜６を制御するための回路で
ある。

第８図（ａ）〜（ｄ）はトランジスタ３〜６の動作を示
すタイミング図である。トランジスタ３．４は制御回路
１５により５０／６０■２または４００Ｈｚでオンオフ
し、トランジスタ３がオンのときにはトランジスタ５が
例えば２０にｆｉｚ（１／　Ｔ　２）のデユーティ比可
変のオンオフ動作を行い、トランジスタ４がオンのとき
にはトランジスタ６がトランジスタ５と同様のオンオフ
動作を行う。また、高圧放電灯１２の極性反転時には４
個のトランジスタ３〜６は同時にオフとなり、休止期間
ＴＤを有する。制御回路１５は電流検出用抵抗１３の電
圧の大小によってオンオフデユーティ比を変えるのであ
る。従って、高圧放電灯１２には高周波リップルを含有
した矩形波の交流の電流が流れることになる。

さて第８図（ａ）〜（ｄ）により更に第７図回路の動作
を説明すると、第８図中のｔ＋−ｈ間では同図（、）に
示すように低周波動作するトランジスタ３はオン動作状
態であり、トランジスタ５は同図（ｃ）に示す高周波で
動作する状態にある。そしてこの間では同図（ｂ）（ｄ
）に示すようにトランジスタ４，６はオフ状態にある。

トランジスタ５がオン′「ると、電源、電源端子１、ト
ランジスタ３、チョークコイル１１、高圧放電灯１２及
びコンデンサ１４の並列回路、トランジスタ５、電流検
出用抵抗１３、電源端子２、電源の閉回路が形成され、
チョークコイル１１に流れる電流ＩＩ＋は一定の傾きを
もって直線的に上昇し、トランジスタ５がオフするとこ
の時の電流Ｉｌｌとチョークコイル１１のインダクタン
スの値で決まる蓄積されたエネルギが電流を流れ続けさ
せようとする方向、つまりトランジスタ５がオンしてい
る時の電流の向きと同様となり、この時はチョークコイ
ル１１、高圧放電灯１２及びコンデンサ１４の並列回路
、ダイオード８、トランジスタ３、チョークコイル１１
の閉回路で蓄積エネルギが放出され、この動作がｔ２の
時、？Ｆ、まで繰り返される。

次のｔ２〜ｔ３の期間Ｔ　ｏでは４つのトランジスタ３
〜６が共にオフ状態であって、この期間電源端子１，２
に接続された電源からの電力供給は行なわれない。

更にｔ３〜ｔ４間では上記のｔ１〜ｔ２間と基本的に同
じであるがこの間動作するトランジスタは４及び６のト
ランジスタであって、トランジスタ３．５はオフ状態に
ある。つまりトランジスタ６がオンすると、電源、電源
端子１、トランジスタ４、高圧放電灯１２及びコンデン
サ１４の並列回路、チョークコイル１１、トランジスタ
６、電流検出用抵抗１３、電源端子２、電源の閉回路で
、またトランジスタ６がオフするとチョークコイル１ｄ
、ダイオード７、トランジスタ４、高圧放電灯１２及び
コンデンサ１４の並列回路、チョークコイル１１の閉回
路で電流Ｉｌ＋が流れるのである。尚ここで第７図に示
した電流ＩＩ＋と高圧放電灯１２に流れる電流１１□の
向きはｔ、〜ｔ２間であり、ｔ３〜ｔ４間では電流■１
い　１１２の向きは逆となる。この上うにして高圧放電
灯１２には高周波リップルを含有した矩形波状の交流の
電流が流れることになる。

ダイオード９，１０は通常の動作では電流は流れないが
過渡時のサージ電流を流すためのものである・。

上記期間ＴＤはトランジスタ３，６＊たは４，５がオフ
している期間（ｔ２〜ｔ１、ｔ、〜ｔｓ）を示しており
、これはトランジスタ３，６または４，５が同時にオン
して短絡状態を呈し、点灯装置の破壊に至るのを防止す
るためのデッドタイムである。この同時オンはトランジ
スタ素子のばらつきや温度上昇によって、ストレーツタ
イムが長くなった時や、トランジスタ間のタイミングの
ずれによって生じる。

第９図は第８図のし２〜ｔ３付近を拡大して図示したタ
イミング図であり、電流Ｉ目、Ｉ１２及び高圧放電灯１
２の両端電圧■、２の波形を同図（ｅ）ｔ（ｄ）及び（
ｅ）に示す。ｔ２時時点同図（ａ）に示すようにトラン
ジスタ５がオフすると、コンデンサ１４の電Ｍが高圧箭
雷打１２へ放出されるので、電流１１２は電流１．と比
べて若干の遅れをもって流れるが、ついには電流Ｉ、□
は・零となる。つまりランプ電流たる電流Ｉ＋２に休止
が生じることになる。次にｔ。

では電流１１２の極性が変わり、同図（ｂ）に示すよう
にトランジスタ６が動作する。電流■１□はｔ３時点の
直前まで零であるので、高圧放電灯１２の両端電圧■１
□はｔ；の時点の直後に高くなる。　これは放電灯特有
の現象であり、電流■１□が零になることによって、発
光管のイオンの消滅が起こり、−ｔ５時点では点灯を維
持するために高圧放電灯１２の両端には高い電圧が必要
となる。この電圧が所謂再点弧電圧である。電流■１□
の零の期間が艮くなりすぎると、ｔ１時点で電圧を与え
ても点灯維持できず、立ち消えとなる場合もある。又立
ち消えに至らずとも再点弧電圧が高くなり供給する電圧
付近にまで達するとちらつきが生じることもある。

蛍光灯の場合では上記現象が少し緩和されるが、高圧放
電灯の場合は少しの休止が生じても再点弧電圧の上昇′
が顕著である。

期間ＴＤは同時オンを防止するために設けているが上記
のように電流１１□に休止が生じ再、α弧電圧が上昇し
てちらつきが生じたり、ひどいときには立ち消えするこ
とがあった。また再点弧電圧の上昇は電極の消耗を早め
、ランプ寿命を短くする恐れがあり、又電源の急変低下
によって立ち消えしやすいという問題がある。特に高圧
放電灯の中でも低ワツトはど電流１１２の休止による再
点弧電圧の上昇度合が大きく、厄介なものである。

そこで同時オンを上記期間Ｔ。で防止しながら、上記の
問題点を解決する方法とし、高圧放電灯１２に並列に接
続したコンデンサ１４の容量を大きくしで、期間ＴＤで
は電流１１２が零にならないようにする方法がある。こ
の場合高圧放電灯１２を等価的な抵抗と考えて、ＣＲの
時定数と、期間ＴＤとの関係で、コンデンサ１４の容量
をふされしい値の選定することができるが、この場合そ
の容量が数十倍となり、コンデンサ１４が大型化し、大
幅なコストアップとなるという問題があった。

以上のような、問題を解決するために本発明者らは第１
０図に示すような回路を案出した。この第１０図回路は
所謂フルブリッジ構成となっており、スイッチング素子
として用いたトランジスタ１７．１８，１９．２０及び
ダイオード２１，２２゜２３．２４は第７図回路のトラ
ンジスタ５，６，３゜４及びダイオード９，１０，７．
８と基本的動作は同じなものである。そして第７図回路
では高周波によりスイッチングする高周波用スイッチン
グ素子を兼ねたトランジスタ５，６が電源の一側に、低
周波によりスイッチングするスイッチング素子たるトラ
ンジスタ３，４が電源の＋側にあるのに対して、第１０
図回路では高周波でスイッチングするトランジスタ１７
．１８が電源の＋側に、低周波でスイッチングするトラ
ンジスタ１９．２０が電源の一側に設けである点で相違
するとともに、高圧放電灯１２とインダクタンス素子２
５の直列回路に対してコンデンサ１４を並列接続しであ
る点で相違している。直流電源は交流電源ＡＣを全波整
流器ＤＢにて全波整流し、平滑コンデンサ１６で平滑し
て得られ、回路に供給される。而して第１０図回路では
トランジスタ１７がオンすると、直流電源、電源端子１
、トランジスタ１７、チョークコイル１１、高圧放電灯
１２とインダクタンス素子２５の直列回路に対してコン
デンサ１４を並列接続しである回路、トランジスタ１つ
、電流検出素子１３°、電源端子２、直流電源の閉回路
が形成され、トランジスタ１７がオフすると、チョーク
コイル１１、高圧放電灯１２とインダクタンス素子２５
の直列回路に対してコンデンサ１４を並列接続しである
回路、トランジスタ１つ、ダイオード２４、チョークコ
イル１１の閉回路が構成される。またトランジスタ１８
がオンすると、直流電源、電源端子１、トランジスタ１
８、高圧放電灯１２とインダクタンス素子２５の直列回
路に対してコンデンサ１４を並列接続しである回路、チ
ョークコイル１１、トランジスタ２０、電流検出素子１
３′、電源端子２、直流電源の閉回路が形成され、トラ
ンジスタ１８がオフすると、チョークコイル１１、トラ
ンジスタ２０、ダイオード２３、高圧放電灯１２とイン
ダクタンス素子２５である回路、チョークコイル１１の
閉回路が構成される。トランジスタ１７がオンを終了し
た第８図のｔ２に対応する時点ではコンデンサ１４は第
１０図に示す極性となっており、期間Ｔｐでは、コンデ
ンサ１４、インダクタンス素子２４、高圧放電灯１２の
閉回路が構成されて、コンデンサ１４の電荷の放出が振
動電流となり、高圧放電灯１２に流れる電流！＋２は連
続性を保ちながらこの間に極性を反転し、１３時点では
トランジスタ１８がオンして電流１１２には休止を生じ
ることなく反転を完了する。また高圧放電灯１２の両端
電圧Ｖｌ□も電流Ｉ＋２とほぼ同様な波形となり、再点
弧電圧は極小となる。而してこのような動作から高圧放
電灯１２と直列に少しのインダクタンス値を持つインダ
クタンス素子２５を接続することによって、期間Ｔ中の
高圧放電灯１２を励起状態に維持でき、従来の問題点を
解消することができる。尚インダクタンス素子２５はパ
ルストランスＴｒの２次側巻線Ｌ１と使用したものであ
る。そしてインにコンデンサＣ１と抵抗Ｒ，どの直列回
路を接続するとともに、コンデンサＣ０に並列にパルス
トランスＴｒの１次側巻線Ｌ２と双方向３端子サイリス
タＱとの直列回路を並列接続してイグナイタ回路Ｇを構
成しである。このイグナイタ回路Ｇでは双方向３端子サ
イリスタＱが制御回路１５のゲート回路１５ｄから信号
を受けて周期的にオンして、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１
の回路で充電したコンデンサＣ１の電荷をオン時のコン
デンサＣ１、パルストランスＴｒの１次側巻線Ｌ２、双
方向３端子サイリスタＱの回路で急峻に放出させてパル
ストランスＴｒの２次側に巻線比で決まる高圧パルスを
誘起させ、コンデンサ１４を介して高圧放電灯１２に印
加し、始動に至らしめるのである。制御回路１５は高周
波発振回路１５ａ、低周波発振回路１５ｂ、フリップフ
ロップ回路１５ｅ、上記ゲート回路１５ｄ、トランジス
タ１７〜２０のベースドライブ回路１５ｅ〜１５ｈ及び
ノアゲート１５ｉ、１５ｊから構成されている。第１１
図は低周波発振回路１５ｂ及びフリップフロップ１５ｃ
の具体回路を示しており、低周波発振回路１５１＋は汎
用のタイマＩＣ（例えば日本電気株式会社製、μＰＣ１
５５５）Ｌｍと、外付けの時定数用の抵抗Ｒ２、Ｒ３及
びコンデンサＣ２とからなり、時定数で決まる周期で、
第１２図（ａ）に示すようなパルス信号を出力する。

フリップフロップ回路１５ｃはＤ型フリップフロップＦ
Ｆとナンドゲ−１”　Ｎ　＋　、　Ｎ　２とから構成さ
れ、上記低周波発振回路１５ｂの出力をＤ型フリップフ
ロッ７ＦＦにより分周し、ナントゲートＮ、、Ｎ２より
第１２図（ｂ）　、　（ｃ）のような出力を得る。

ここで第１２図（ａ）の期間Ｔｐは第８図のし２〜ｔ。

又はｔ、〜ｔ、に対応する。高周波発振回路１５ｇは第
８図（ｃ）、（ｄ）に示すような高周波のパルス信号を
発生するものである。またゲート回路１５ｄは低周波発
振回路１５ｂの出力に同期をとって、各半サイクル毎に
双方向３端子サイリスタＱをオンさせるトリガ信号を発
生させるようになっている。

ところで第１０図回路では始動過程においては第１３図
（ａ）に示すような電圧Ｖ　１２が高圧放電灯１２の両
端に印加され、第１３図（ｌ１１）に示す電流１、□が
高圧放電灯１２に流れる。この第１３図に基づいて始動
過程を詳しく説明すると、まず高圧放電灯１２が点灯す
る前の無負荷時Ｇｔ＋〜ｔｓ）においては同図（ａ）の
如くコンデンサ１４の電圧がコンデンサ１６の電圧に等
しくなるまで、急速に充電されて、極性が反転するまで
その電圧のピークを維持するために電圧Ｖ　１２は矩形
波状になっている。そしてその電圧Ｖ１２にイグナイタ
回路Ｇによって発生する高圧パルスが重畳されるのであ
る。そしてこの高圧パルスにより高圧放電灯１２が始動
するのである。ｔ７以後は高圧放電灯１２が始動する過
程を示し、まずｔｓでは同図（ｂ）に示すように高圧放
電灯１２に高圧パルスが印加して電流工、□が流れるが
、電圧Ｖ　１２の極性が反転するｔ９以降では電流Ｉ＋
２は流れず、次の負の半サイクルの時に高圧パルスが印
加されるｔ、。の時点まで休止となる。これは高圧放電
灯、とくにメタルハライドランプによく生じる所謂半波
放電現象である。これは高圧パルスが印加されグロー放
電し、アーク放高圧放電灯１２の両方の電極の特性、が
異なることなどによって生じるもので、発光管内の封入
物が電極に付着して放電しにくくなったりすると、特に
起こりやすく、メタルハライドランプのようによう化物
が封入されている放電灯はその度合が多い。また水銀灯
、高圧ナトリウム灯においても、程度の差はあるものこ
の現−象は避けられない。

第１４図は第１３図の始動過程を経てアーク放電へ移行
した様子を電流１．□の波形で示したものである。第１
３図（ｂ）のように高圧放電灯１２に電流１．□が流れ
ている期間′ｒａと休止期間Ｔｂを比べると、Ｔ　ａ　
＜　Ｔ　ｂとなって、休止が多くなり、ンロー放電から
アーク放電へスムーズに移行しにくい。つまりグロー放
電してからアーク放電ｌ＼移行させるためのエネルギが
不足している。通常の場合は第１３図（ｂ）の電流１１
２が一時期正側又は負側のみ流れて、この状態が交互に
繰り返される。

次に第１４図のように正負共に電流Ｉ＋２が流れて、完
全に始動したことになり、この電流により電圧Ｖ、、＃
（係〃Ｌ〜ト以１．て市堂占打へｔく千す２．−１ｈ）
しながら電源電圧が低下していなり、高圧放電灯１２が
長い間使用されて初期の状態に比べ始動しにくい場合は
半波放電が生じる確率が高くなり、またその継続時間が
長くなるので、第１３図（ｂ）の状態が繰り返し行なわ
れて始動しないことがあった。このような現象は再始動
時に起こりやすくグロー放電のままの状態でアーク放電
に至らないのこのために高圧パルスの高さ、幅、数を増
やす方法や、電源電圧の変動に対して電圧が低下しすぎ
ない回路を付加したり、２次短絡電流を増やし、グロー
放電からアーク放電へ移行し始めるとこの時に流れる電
流１１２を定常の２倍にするなどの方法がとられていた
。このためイグナイタ回路Ｇのストレスが増大し、電圧
を上げる場合においても回路が複雑になり、コストアッ
プ、大型化する等という欠、αがあった。

［発明の目的Ｊ 本発明は上述の問題点に鑑みて為されたもので、その目
的とするところは始動時の始動させるためのエネルギを
増大させることなく、高圧放電灯のグロー放電からアー
ク放電への移行をスムーズに行い確実に始動させること
ができる放電灯点灯装置を提供するにある。

［発明の開示１ 本発明は始動時において低周波で動作するスイッチング
素子の動作周期を、定常時のスイッチング素子の動作周
期よりも長くして、その長い周期の時間を利用して放電
灯が一度放電し始めるとグロー放電からアーク放電する
までの間十分なエネルギを供給し、アーク放電へ移行し
てからスイッチング素子の反転動作を行うことを特徴と
するものである。

以下本発明を実施例により説明する。

及（汁 第１図は本実施例の制御回路１５を示しており、この制
御回路１５には本発明の主要な構成となる始動補償回路
２６を付設しである。その他の回路は第１０図回路と同
様な構成及び動作を為すため省略する。始動補償回路２
６はタイマ回路Ｔｍと、該タイマ回路Ｔｍの出力でオン
するトランジスタ２７と、このトランジスタ２７のオン
時に駆動されるリレーＲＹとから構成され、リレーＲＹ
の第１のリレー接点「、は共通端子Ｃ４をノアデート１
５１及びベースドライブ回路１５ｇの入力に接続し、常
開接点す、を接地し、常閉接点ａ、を７リツプ７０ツブ
回路１５ｃの出力に接続し、また第２のリレーストライ
ブ回路１５ｈの入力に接続し、常開接点ｂ２を電源電圧
Ｖｃｃに接続し、常閉接点ａ２を７リツプスロツプ回路
１５ｃの別の出力に接続しである。

つまり始動補償回路２６は電源投入時から一定時間タイ
マ回路Ｔｍからの出力でトランジスタ２７がオンし、そ
の間リレーＲＹが駆動され、図示するようにリレー接点
ｒｌｔｒ２を常開側に投入する。

そのためノアデート１５１の１人力はＬ”になり、結果
高周波発振回路１５ａのパルス信号がベースドライブ回
路１５ｅに入力し、トランジスタ１７をオンオフする。

またベースドライブ回路１５ｇはＬ”の信号が入力する
ため、トランジスタ１９をオン状態に設定する。つまり
トランジスタ１７゜１９が動作状態となる。この動作状
態が第２図のし１〜ｔ、に対応する。この１．、−１．
期間は高圧放電灯がグロー放電からアーク放電へ十分に
移行するに必要な時間に相当し、ｔ１時点以後低周波の
出力電圧の極性が反転しても第２図（ｂ）に示す高圧放
電灯１２に流れる電流■１□が休止することがない。

は比較的長い間隔（数ｆｆ１ＳｅＣ〜数十ｍ５ｅｃ　）
で行えばよい。さてタイマ回路Ｔｍが一定時ａｆｌＴ＝
Ｊｌ過しｔ１時点でオフして、トランジスタをオフする
と、リレーＲＹが復帰しリレー接点ｒｌｔｒ２を反転す
る。つまり第１０図の制御回路１５と同様な回路構成と
なり・装置は通常の動作を開始して、制御回路１５の出
力信号により低周波の極性の反転を開始する。

ここで第２図の１３〜ｔ４の期間はつオーゝムアップ期
間で、高圧放電灯１２の電圧ＶＩ２が第２図（ｂ）に示
すように上昇し、１４時点で定常点灯状態となる。

尚第２図においてＴ、は第８図のＴ１に対応し、また第
２図は説明をやり易くするために時間軸を適宜短縮して
おり、実際にはｔ１〜ｔ３は例えば数十ｍ５ｅｃから数
５ｅｅｓ　ｔ３−ｊ４は５〜１５分位である。

さてこのようにグロー放電からアーク放電へ移行するま
で極性反転を行わないため、高圧放電灯１２に流れる電
流１１２に休止が生じないため確実に高圧放電灯１２を
始動に至らしめることができるのである。

第３図（ａ）〜（ｄ）は従来例と本実施例との比較する
ための電流工、□の波形図を示し、同図（ａ）は電源電
圧が定格の時の従来例の始動時の電流１１□を示し、同
図（ｂ）は定格時より１０％低下した電源電圧の時の従
来例の始動時の電流１１２を示し、同図（ｃ）は電源電
圧が定格の時の本実施例の始動時の電流ｒ＋ｚを示し、
同図（ｄ）は定格時より１０％低下した電源電圧の時の
本実施例の始動時の電流ｒ　１２を示しており、従来例
では９０％定格では高圧放電灯１２に加わる電圧及び電
流１１２が低いため、グロー放電からアーク放電へ移行
できないが、本実施例では斜線の部分のエネルギが従来
例の場合に比べて増大し、高圧放電灯１２に加わる電圧
や電流Ｉ＋２のピーク値が同じであっても、グロー放電
からアーク放電へ十分に移行させることができ、従来例
に比べて装置の素子へのストレスを増大することなく始
動性能が向上した。尚ｔ２〜し３間は少なくともＴ１／
２よりも長い時開だけ反対の極性に振らないようにすれ
ば始動は大幅に改善することが実験で分かった。また電
源投入して、ある一定期間直流で始動させてもよい。も
ち論始動後は電極の消耗が片方のみとなり高圧放電灯１
２の劣化を早め、短寿命となるため、始動後は極性反転
を行う。

Ｋ１且ム 第４図は本実施例の要部の回路を示しており、本実施例
では始動補償回路２６を電流検出要素１３゛と、低周波
発振回路１５ｂのタイマ回路１＋＋＋の時定数回路との
間に挿入しである。つまり高圧放電灯１２が始動して、
電流ｒ　１２が流れると、電流検出要素１３゛の出力で
トランジスタ２８をオンさせ、Ｄ型７リツプフロノプＦ
Ｆ、のＱ出力を”Ｌ”とし、トランジスタ２９をオンさ
せ、時定数回路の抵抗Ｒ４を短絡し、低周波発振回路１
５ｂを第１１図回路と同様に動作させる。つまり定常構
想ではＴ１の発振周期で低周波発振回路１５ｂを動作さ
せる。そして電流Ｉ＋２が検出されていない期間ではト
ランジスタ２８がオフで、Ｄ型７リツプ７０７ブＦＦ、
のＱ出力がＨ”となり、トランジスタ２９がオフとなる
。つまり上記時定数回路に抵抗Ｒ１５ｂの発振周期が長
くなる。

しかして始動時においては、高圧放電灯１２には電流１
．□が第５図（ｂ）に示すように流れないため、始動補
償回路２６のトランジスタ２８．２９が共にオフとなり
、低周波発振回路１５ｂの発振周期は第５図（ａ）の前
半で示すように長くなる。

そしてイグナイタ回路Ｇの高圧パルスで高圧放電灯１２
が始動すると第５図（ｂ）に示すように電流ｒｗが流れ
始めｔｏからｔ１間での無負荷期間を終える。電流１１
２が流れ始めると、電流検出要素１３゛の検出出力でト
ランジスタ２８が第５図（ｅ）に示すように、オフから
オンに反転する。この時点し。

ではＤ型７リツプ７０ツブＦＦ、のクロックたる低周波
発振回路１５ｂの出力が第５図（ａ）に示すようにＨ”
のままであるから、Ｄ型７リツプ７０ツブＦＦ、の出力
は反転せず、トランジスタ２９はオフ状態にあり、この
状態はその半サイクル間継続する。つまり電流工、□が
流れ始めても直ぐに発撥周期を短くするのでなく、１．
−１２の開十分にグのである。そして次に低周波発振回
路１５［］の出力が立ち上がると（１２時点）、上記Ｑ
出力が反転し＄５図（ｄ）に示すようにトランジスタ２
９がオンし、低周波発振回路１５ｂは発振周期がＴ、と
なる定常状態の発振動作に移行するのである。

本実施例は上記実施例１のように一定期間片友のトラン
ジスタ１７．１９のみ動作させる場合に比べて高圧放電
灯１２に対するストレスや、始動特性の点から好ましい
ものである。

火１１」一 本実施例は第６図に示すようしこ高周波でオンオフさせ
るトランジスタ３０とチョークコイル１１゛の直列回路
を電源端子１に接続したもので、第９図回路におけるト
ランジスタ１７．１８の動作をトランジスタ３０のみで
行わせるようｔこしたものである。

トランジスタ３１〜３４は極性反転用でいずれも低周波
で動作される。つまりトランジスタ３１と３３．３２と
３４はペアで動作し、高圧放電灯１２に流れる電流１１
２の正の半サイクルはトランジスタ３１．３３がオン状
態で、トランジスタ３２．３４がオフとなり１、負の半
サイクルではトランジスタ３２．３４がオン状態でトラ
ンジスタ３１．３３がオフである。インダクタンス素子
２５、コンデンサ１４、高圧放電灯１２は及びイグナイ
タ回路Ｇの構成は第１０図回路と同様な動作、機能をも
つものである。ダイオード３５はトランジスタ３０がオ
フの時動作するもので、第１０図のダイオード２３及び
２４に相当する。ダイオード３６〜３９は通常動作しな
いが、過渡期のサージ電流を流すもので、第１０図回路
のダイオード２１．２２に相当する。而してトランジス
タ３０がオンのとき、トランジスタ３１．３３が電流Ｉ
。

２の正の半サイクルのオン状態で、直流電源、電源端子
１、トランジスタ３０、イグナイタ回路Ｇ内のチョーク
コイル１１、トランジスタ３１、高圧放電灯１２とイグ
ナイタ回路Ｇ内のインダクタンス素子２５との直列回路
にコンデンサ１４を並列接続した回路、トランジスタ３
３、電源端子２、電源の閉回路で電流が流れ、トランジ
スタ３０がオフすると、チョークコイル１１、トランジ
スタ３１、高圧放電灯１２とインダクタンス素子２５と
の直列回路にコンデンサ１４を並列接続した回路、トラ
ンジスタ３３、ダイオード３０、チョークコイル１１の
閉回路で電流が流れ、チロ−クコイル１１の蓄積エネル
ギが放出される。負の半サイクルではトランジスタ３２
．３４に電流が流れる以外は同じである。そして上述の
ように振動電流が流れるので、期間ＴＤ中電流１１２の
休止はないのである。ところで本発明の係る実施例の動
作を説明すると、まず始動時にトランジスタ３１〜３９
を比較的長い周期でオンオフさせるか（第４図回路のよ
うに）又は電源投入時一定期間トランジスタ３１及び３
３（又は３２及び３４）をオンさせる（第１図回路のよ
うに）ことにより始動を確実に行なうことができる。

以上いずれの場合でもイグナイタ回路Ｇを有する点灯装
置について実施例を示し仁が、高圧パルスを必要としな
いランプについても前記の動作を再始動時間が大中に短
縮できることを確認した。

尚、インバータ回路は第６図、第１０図に限定されるも
のではなく、ハーフブリッジインバータ等同様な効果を
もつものであればよい。

［発明の効果］ 本発明にあっては、上述のように構成した放電灯点灯装
置において始動時の低周波でスイッチングするスイッチ
ング素子のスイッチング周期を定常点灯時よりも長く設
定する始動補償手段を備えたので、始動が速く、始動の
放電灯へのストレスが低減できる。また高圧放電灯の特
有の高周波点灯によるアークの不安定を解消し、高圧パ
ルスが必要な放電灯でも始動を良好にして小型、軽量化
、高効率が実現できる。更に再始動時、グロー放電が長
時間継続することなく点灯するので、放電灯のストレス
が低減することは勿論のこと、点灯装置への過渡現象の
ストレスも同時に低減できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例１の要部回路図、第２図は動作
説明用の波形図、第３図は同上の従来例との比較説明図
、第４図は本発明の実施例２の要部回路図、第５図は同
上の動作説明用の波形図、第６図は本発明の実施例３の
要部回路図、＠７図は従来例の回路図、＠８図は同上の
動作説明用波形図、第９図は同上の詳細な波形図、第１
０図は本発明の基本となる別の従来例の回路図、第１１
図は同上の要部回路図、第１２図乃至第１４図は同上の
動作説明用の波形図であり、１２は高圧放電灯、１４は
コンデンサ１．１７乃至２０はトランジスタ、３０，３
１乃至３４はトランジスタ、Ｇはイグナイタ回路である
。 代理人　弁理士　石　１）長　七 Ｍ１図 ２Ｊ３図 （（り　　　　　　　　　　　（ｂ） （Ｃ）　　　　　　　　　　　（ｄ） 第４図 第５図 第６図 第７図 第８ＦＩ！Ｊ 第９図 第１２図 第１３図 第１４図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流電源に対して少なくとも１対のスイッチング
   素子の直列回路を接続し、これらのスイッチング素子を
   交互に低周波の周期でスイッチングさせ、直流電源電圧
   を高周波用のスイッチング素子でオンオフして限流用イ
   ンダクタンス要素を介して得られた高周波出力を上記１
   対のスイッチング素子のスイッチング期間中に少なくと
   も高圧放電灯にコンデンサを並列接続した並列回路に印
   加する放電灯点灯装置において、始動時の低周波でスイ
   ッチングするスイッチング素子のスイッチング周期を定
   常点灯時よりも長く設定する始動補償手段を備えたこと
   を特徴とする放電灯点灯装置。