CN103812317B

CN103812317B - 箝位吸收电路及其阻抗调节方法

Info

Publication number: CN103812317B
Application number: CN201210459081.2A
Authority: CN
Inventors: 孙丽萍; 言超; 叶益青
Original assignee: Delta Optoelectronics Inc
Current assignee: Delta Optoelectronics Inc
Priority date: 2012-11-14
Filing date: 2012-11-14
Publication date: 2016-08-24
Anticipated expiration: 2032-11-14
Also published as: CN103812317A; US20140133200A1

Abstract

一种箝位吸收电路，用以降低功率变换器的功率开关上的尖峰电压值，包括：箝位开关；箝位电容，具有第一端和第二端，其第一端经由箝位开关电性耦接于功率开关，其第二端电性耦接于接地端；以及至少一阻抗调节电路，每一阻抗调节电路包括：开关元件，具有第一端、第二端和控制端，其第一端电性耦接于箝位电容的第一端，其第二端电性耦接于接地端；以及控制电路，接收功率变换器的检测参数，并将检测参数与一预设参数进行比较，输出一控制信号至开关元件的控制端，以调节阻抗调节电路的阻抗值。采用本发明，更加有效地箝位和吸收作用于功率开关上的尖峰电压，进一步提高功率变换器的效率，以及进一步降低功率变换器的成本。

Description

箝位吸收电路及其阻抗调节方法

技术领域

本申请涉及功率变换器领域的箝位吸收电路及其阻抗调节方法。

背景技术

功率变换器中的功率开关，例如晶体管，金属氧化物半导体场效应管（MOSFET）等，在功率开关工作在高频的导通/关断过程中，电路中的电流变化率很大，并且流过感性元件，从而会产生超过功率开关的耐压值的尖峰电压。这种尖峰电压作用于功率开关上，会将功率开关击穿或损坏，这是功率变换器中普遍存在的问题。随着功率变换器工作电流和工作频率的提高，上述问题就变得更加严重。

在功率变换器中采用箝位吸收电路可以降低作用在功率变换器中功率开关上的尖峰电压，通常耐压等级越小的功率开关的通态电阻也越小，因此，选用耐压等级更小的功率开关可以降低功率开关的损耗和成本。然而，箝位吸收电路自身也会带来额外的损耗。

例如，图1示例性示出了一种现有技术中低压大电流场合比较常用的功率变换器二次侧输出的同步整流电路及其箝位吸收电路的电路图。如图1中所示，双输出绕组变压器T1、作为功率开关的同步整流元件Q1和Q2、与Q1和Q2反向并联的二极管、滤波电容C₀、以及负载电阻R₀构成了功率变换器二次侧输出的同步整流电路，其中双输出绕组变压器T1绕组旁的黑点“·”指示绕组的同名端，滤波电容C₀上的加号“+”表示功率变换器输出的正极；箝位二极管D1和D2、箝位电容C1和C2、以及泄放电阻R1和R2分别构成了两个RCD箝位吸收电路。当同步整流元件Q1和Q2在关断时刻，双输出绕组变压器T1的绕组上的漏感以及电路中的寄生电感中的能量会产生尖峰电压，并作用在同步整流元件的源极和漏极之间。在不加吸收电路的情况下，同步整流元件Q1和Q2很容易被所产生的尖峰电压击穿或损坏。由于功率变换器输出侧电流通常常较大，因此同步整流元件Q1和Q2应该尽量选用耐压较低，通态电阻较小的场效应晶体管（MOSFET）。这样一来，箝位吸收电路在功率变换器中的作用就变得更加重要了。

图1中所示的箝位吸收电路为传统的RCD箝位吸收电路。如虚线框中所示，图上方的RCD箝位吸收电路1由箝位二极管D1、箝位电容C1、以及泄放电阻R1组成。在同步整流元件Q1关断的时刻，箝位电容C1吸收二次侧绕组漏感和电路寄生电感的能量，从而抑制或降低了作用在同步整流元件Q1上的尖峰电压，其中箝位二极管通常选用超快速恢复二极管。当下一个关断时刻来临之前，箝位电容C1通过泄放电阻R1进行放电，以使箝位电容C1的电压下降到一个平衡状态，直到下一次同步整流元件Q1关断时刻，这时所产生的尖峰电压对箝位电容C1再次充电。类似地，图下方虚线框中所示的RCD箝位吸收电路由箝位二极管D2、箝位电容C2、以及泄放电阻R2组成，其工作过程与图上方的RCD箝位吸收电路1相同，用于抑制作用在同步整流元件Q2上的尖峰电压。

然而，在如图1所示的现有技术中的这种RCD箝位吸收电路中，从箝位电容释放电荷通常会产生能量损耗，例如从箝位电容泄放的尖峰电流流过泄放电阻会产生损耗，同时箝位电容上的稳态电压施加到电阻上也会产生损耗，从而影响了功率变换器的效率。因此，现有技术的箝位吸收电路需要进一步的改善，以便更加有效地箝位和吸收作用在功率开关上的尖峰电压，进一步提高功率变换器的效率，以及进一步降低功率变换器的成本。

发明内容

为了解决上述技术问题之一，本申请提供一种箝位吸收电路，用以降低功率变换器的功率开关上的尖峰电压值，包括：箝位开关；箝位电容，具有第一端和第二端，其第一端经由所述箝位开关电性耦接于所述功率开关，其第二端电性耦接于接地端；以及至少一阻抗调节电路，每一阻抗调节电路包括：开关元件，具有第一端、第二端和控制端，其第一端电性耦接于所述箝位电容的第一端，其第二端电性耦接于所述接地端；以及控制电路，接收所述功率变换器的检测参数，并将所述检测参数与一预设参数进行比较，输出一控制信号至所述开关元件的控制端，以调节所述阻抗调节电路的阻抗值。

本申请还提供了一种采用所述箝位吸收电路进行阻抗调节的方法，该方法包括：接收所述功率变换器的一检测参数；将所述检测参数与一预设参数进行比较，输出一控制信号；以及根据所述控制信号，调节所述阻抗调节电路的阻抗值。

本申请的技术方案能够根据功率变换器的工作状态来实现灵活的控制，既能够有效地箝位和吸收功率变换器的功率开关上的尖峰电压，也能够针对功率变换器的不同工作状态对功率变换器的效率进行优化，降低箝位电路的损耗，从而提高功率变换器的效率，降低功率变换器的成本。

附图说明

下面将参照所附附图来描述本申请的实施例，其中：

图1示例性示出了一种现有技术中低压大电流场合比较常用的功率变换器二次侧输出的同步整流电路及其箝位吸收电路的电路图；

图2示例性示出了一种功率变换器二次侧输出的同步整流电路及根据本申请的一种箝位吸收电路的实施例的电路图；

图3示例性示出了将图2中的省略箝位开关D1的箝位吸收电路概括成仅包含一箝位电容C1、一阻抗调节电路20、以及一直流电压源E1的电路图；

图4示例性示出了对图3中的电路进行变形后的电路图；

图5示例性示出了一种包含根据本申请的阻抗调节电路20的电荷泄放电路的实施例的电路图；

图6示例性示出了根据本申请的一个用放大器实现的箝位电容电压闭环控制电路的实施例的电路图；

图7示例性示出了根据本申请的包含多级阻抗调节电路的阻抗调节电路网络的实施例的电路图；

图8示例性示出了一种功率变换器二次侧输出的同步整流电路及根据本申请的又一种箝位吸收电路的实施例的电路图；

图9示例性示出了在图8中的开关元件Q502不导通情况下箝位电容C1上的峰值电压Vp1和最小电压Vm1；

图10示例性示出了在图8中的开关元件Q502导通情况下箝位电容C1上的峰值电压Vp2和最小电压Vm2；以及

图11示例性示出了一种反激式功率变换器及根据本申请的又一种箝位吸收电路的实施例的电路图。

具体实施方式

下面将结合图2至图11详细描述本申请。需要注意的是，在以下描述的本申请的附图中，具有相同附图标记的元件在系统中具有相同的功能，作为连接导线的线段之间如果存在交叉点，那么交叉点上带有黑点“·”则表示该交叉点是连接点，交叉点上不带有黑点“·”则表示该交叉点不是连接点而仅仅是相互穿越；各线圈所示的匝数仅仅是示意图，而不表示实际的匝数值或匝数比；各电感、变压器线圈和电容的符号不但代表该元件自身，还可以表示该元件的容量的代数符号。

图2示例性示出了一种功率变换器二次侧输出的同步整流电路及根据本申请的一种箝位吸收电路的实施例的电路图。

如图2中所示，双输出绕组变压器T1、作为功率开关的同步整流元件Q1和Q2（例如，MOSFET）、与Q1和Q2反向并联的二极管、滤波电容C₀、以及负载电阻R₀构成了功率变换器二次侧输出的同步整流电路；作为箝位开关的箝位二极管D1和箝位二极管D2、箝位电容C1和箝位电容C2、以及阻抗调节电路20构成了虚线框中所示的箝位吸收电路2。其中，作为箝位开关的元件不限于二极管，也可采用晶体管等其他开关器件，箝位电容C1上的加号“+”和减号“-”仅表示箝位电容C1上电压方向，不表示箝位电容C1的正极和负极，箝位电容C1既可以是带极性的电容器，也可以是无极性的电容器。

为了描述上的简明，图2中的功率变换器二次侧输出的同步整流电路与图1中的功率变换器二次侧输出的同步整流电路的电路结构和附图标记基本相同，另外，图2中的附图标记Drv1和Drv2分别表示同步整流元件Q1和Q2正常工作所需要施加的驱动信号，因此没有必要对其进行详细描述。

图2中的箝位吸收电路2与图1中的RCD箝位吸收电路1的不同之处除了在于图2中用阻抗调节电路20替换了图1中的泄放电阻R1之外，还在于图2中仅使用一个箝位吸收电路2来箝位和吸收作用在两个同步整流元件Q1和Q2上的尖峰电压。因此，图2中的箝位吸收电路2也可以认为还包括作为箝位开关的箝位二极管D2、箝位电容C2，然而，由于箝位二极管D2、箝位电容C2在电路中分别与箝位二极管D1、箝位电容C1处于对称的位置，其工作过程相同，因此，为了描述上的简明，下面在具体描述箝位吸收电路2时省略了与箝位二极管D2、箝位电容C2相关的过程的描述。

如图2中所示，本申请的箝位吸收电路2包括作为箝位开关的箝位二极管D1、箝位电容C1、以及阻抗调节电路20，其中阻抗调节电路20包括开关元件和控制电路，阻抗调节电路20的组成将在图4之后有进一步的详细描述。箝位二极管D1的正极连接到功率变换器二次侧输出的同步整流电路中的双输出绕组变压器T1的一个绕组的一端与同步整流元件Q1相连的一端，即功率变换器中需要吸收尖峰电压的节点，箝位二极管D1的负极连接到箝位电容C1的第一端，箝位电容C1的第二端电性耦接于接地端或经由第二电源电性耦接于接地端，其中第二电源可以是母线电容上的母线电压，也可以是功率变换器的输出电压。阻抗调节电路20的开关元件的控制端连接于控制电路；箝位二极管D1的负极与箝位电容C1的第一端的连接点连接到阻抗调节电路20的开关元件的第一端，开关元件的第二端也电性耦接到接地端或经由第一电源电性耦接于接地端，也可以与箝位电容C1的第二端连接后经由该第二电源电性电性耦接于接地端，即第一电源可以是比箝位电容C1的电位更低的电压源，也可以是功率变换器的输出电压V₀。也就是说，阻抗调节电路20可以串联电阻或电压源后与箝位电容C1并联，或者阻抗调节电路20也可以直接与箝位电容C1并联。

在同步整流元件Q1关断的时刻，箝位电容C1吸收二次侧绕组漏感和电路寄生电感的能量，从而抑制了作用在同步整流元件Q1上的尖峰电压。当下一个关断时刻来临之前，箝位电容C1通过阻抗调节电路20放电，以使箝位电容C1上的电压下降到一个平衡状态，直到下一次同步整流元件Q1关断时刻，这时所产生的尖峰电压对箝位电容C1再次充电。

类似地，图下方的由箝位二极管D2和箝位电容C2构成的结构通过箝位电容C2电性耦接于箝位电容C1的第一端和阻抗调节电路20的连接点，其工作过程与图上方的由箝位二极管D1和箝位电容C1构成的结构相同，用于抑制作用在同步整流元件Q2上的尖峰电压。

与图1不同的是本申请的阻抗调节电路20和调节方法根据功率变换器的工作状态来调节阻抗调节电路的阻抗值。也就是说，检测功率变换器的工作状态，输出检测参数（例如，工作电流或工作频率）至阻抗调节电路的控制电路，控制电路比较检测参数与预设参数后输出一控制信号至开关元件的控制端以调节阻抗调节电路的阻抗值。例如当功率变换器的输出电流（即工作电流）或工作频率大于预设参数时，就降低阻抗调节电路20的阻抗值，当功率变换器的工作电流或工作频率小于预设参数时，就增加阻抗调节电路20的阻抗值，从而使得功率变换器在任何工作状态下都能够有效地箝位和吸收作用在同步整流元件Q1和Q2上的尖峰电压，这样在工作电流大或工作频率高的情况下仍旧可以选择较低耐压等级的功率开关如MOSFET，从而降低了功率变换器的成本，并且同时能够提高功率变换器的效率。

可以将图2中的省略箝位开关D1的箝位吸收电路概括成仅包含一箝位电容C1、一阻抗调节电路20、以及第一电源（例如，可以是一直流电压源E1或一被看作为一直流电压源E1的阻抗或电容），其中阻抗调节电路20与直流电压源E1串联连接后与箝位电容C1并联，如图3中所示。

图3示例性示出了将图2中的省略箝位开关D1的箝位吸收电路概括成仅包含一箝位电容C1、一阻抗调节电路20、以及一直流电压源E1的电路图。如图3中所示，阻抗调节电路20的正极连接到箝位电容C1的第一端，阻抗调节电路20的负极电性耦接到直流电压源E1的正极，直流电压源E1的负极电性耦接到箝位电容C1的第二端，其中直流电压源E1的电压可以是比箝位电容C1上的电压Vc更低，尤其是比箝位电容C1上的尖峰电压更低的直流电源，例如是功率变换器的输出电压V₀。这样一来，就能够保证箝位电容C1上的电荷通过阻抗调节电路20被有效地泄放，从而降低箝位电容C1上的电压Vc。其中术语阻抗调节电路20的正极或负极仅仅是为了描述的方便，由于阻抗调节电路20是直流电路，所以可以进行这样的等效。

图3中所示的电路连接形式也可以以变形的形式存在。例如，图4示例性示出了对图3中的电路进行变形后的电路图，如图4中所示，阻抗调节电路20的负极连接到箝位电容C1的第二端，阻抗调节电路20的正极电性耦接到直流电压源E1的负极，直流电压源E1的正极电性耦接到箝位电容C1的第一端。

图5示例性示出了一种包含根据本申请的阻抗调节电路20的电荷泄放电路的实施例的电路图。具体地，如图5的虚线框中所示，本申请的阻抗调节电路20可以包括电阻R201、开关元件S202、以及控制电路203。其中，开关元件S202可以是MOSFET，也可以是其它类型的开关元件，如双极结型晶体管（BJT），开关元件S202的第一端电性耦接于箝位电容C1的第一端，开关元件S202的第二端可以电性耦接到接地端或者比箝位电容C1的电位更低的稳定的直流电压源、或一被看作为一稳定的直流电压源的阻抗或电容，例如功率变换器的输出电压。

如图5中所示，开关元件S202的第一端经由第一电阻R201与需要泄放电荷的箝位电容C1的第一端连接以形成箝位电容C1的电荷泄放电路。需要指出，开关元件S202的第一端和第二端之间也可以并联连接第二电阻，且开关元件S202的第一端电性耦接于箝位电容C1的第一端。控制电路203根据功率变换器的工作状态对开关元件S202的控制端即栅极进行控制，以改变这条电荷泄放电路的等效电阻值。例如图5中的开关元件S202是MOSFET，控制电路203接收功率变换器的检测参数，并将检测参数与一预设参数进行比较，输出一控制信号至开关元件S202的控制端即栅极，使开关元件S202工作在不同状态，从而使阻抗调节电路20呈现出不同的阻抗值。例如通过使开关元件S202工作在导通状态、截止状态、或线性状态即放大状态，来调节箝位电容C1上的电荷泄放速度，从而有效地抑制箝位电容C1上的尖峰电压，即作用于功率变换器的功率开关上的尖峰电压，这样在工作电流大或工作频率高的情况下仍旧可以选择较低耐压等级的功率开关如MOSFET，并且同时能够提高功率变换器的效率。

作为本申请的一个实施例，如果开关元件S202工作在线性状态，图5中电阻R201的电阻值可以为0，即可以省去或短路掉R201。

图5中的控制电路可以由诸如数字信号处理器DSP之类的数字电路或者模拟电路来实现。图6示例性示出了根据本申请的一个用放大器实现的箝位电容电压闭环控制电路的实施例的电路图。如图6的虚线框中所示，本申请的阻抗调节电路20可以包括电阻R201、开关元件Q202、以及控制电路203。其中，电阻R201的一端与箝位电容C1连接，电阻R201的另一端与开关元件Q202串联连接以形成箝位电容C1的电荷泄放电路，例如将电荷泄放到接地端。

根据本申请的控制电路203是一个用放大器实现的箝位电容电压闭环控制电路，包括信号处理模块2031和参考信号调节模块2032。图6中的电容C7、C8、C9和电阻R5、R6、R7、R8、R9以及运算放大器20311共同构成了信号处理模块2031，这里不做详细描述。

如图6中所示，参考信号调节模块2032接收检测参数，并将检测参数与预设参数进行比较，输出至少一参考电压Vref给信号处理模块2031的第二输入端，例如图6中运算放大器20311的“-”端，信号处理模块2031通过将来自箝位电容C1的反馈电压输入其第一输入端，例如图6中运算放大器20311的“+”端，与参考电压Vref进行运算，来调节信号处理模块2031的输出电压，即施加到开关元件Q202的控制端上的控制电压，信号处理模块2031的输出端电性耦接于开关元件Q202的控制端，输出控制信号来改变开关元件Q202的工作状态，即改变阻抗调节电路20的阻抗值。其中，参考信号调节模块2032可以根据功率变换器的工作状态来调整所提供的参考电压Vref，从而最终实现对箝位电容C1上的电压的调节。

将图6中的采用箝位电容电压闭环控制电路的阻抗调节电路20应用于谐振功率变换器中，例如，LLC（Inductor-Inductor-Capacitor）谐振功率变换器，当功率变换器的工作频率（亦即，检测参数）大于参考频率时（状态1），设定闭环的第一参考电压为Vref1，当工作频率小于等于该参考频率时（状态2），设定闭环的第二参考电压为Vref2；将图6中的采用箝位电容电压闭环控制电路的阻抗调节电路20应用于脉冲宽度调制（PWM）功率变换器中，例如，移相全桥（PSFB）功率变换器、反激式（Flyback）功率变换器、直流升压（Boost）功率变换器、直流降压（Buck）功率变换器以及正激式（Forward）功率变换器等，当功率变换器的工作电流（亦即，检测参数）大于参考电流时（状态1），设定闭环的第一参考电压为Vref1，当工作电流小于该参考电流时（状态2），设定闭环的第二参考电压为Vref2，其中，Vref1<Vref2，即在状态1的情况下减小阻抗调节电路20的阻抗值以提供较小的等效泄放电阻，在状态2的情况下增加阻抗调节电路20的阻抗值以提供较大的等效泄放电阻，从而保证在功率变换器的不同的工作状态下，通过调节阻抗调节电路20的开关元件Q202的工作状态来调节电荷泄放电路的泄放电阻的等效电阻值。在图6中，可以设定多个闭环参考电压值，这可以根据多个参考频率或参考电流来设定。也就是说，还可以设置多个参考频率或参考电流，根据不同的参考频率或参考电流提供不同的阻抗调节电路的阻抗值。

作为本申请的一个实施例，如果开关元件Q202工作在线性状态，图6中电阻R201的电阻值可以为0，即可以省去或短路掉R201。

本申请的阻抗调节电路也可以由图2中所示的仅包含一级的阻抗调节电路20扩展到包含多级的阻抗调节电路构成的阻抗调节电路网络，即并联两条或多条阻抗调节电路支路。图7示例性示出了根据本申请的包含多级阻抗调节电路的阻抗调节电路网络的实施例的电路图，如图7中所示阻抗调节电路20、阻抗调节电路30、阻抗调节电路40并联连接，以实现更精细的阻抗调节。可以理解，如图7中所示的阻抗调节电路20、阻抗调节电路30、阻抗调节电路40中每一个阻抗调节电路的组成或调节方式可以彼此相同，也可以彼此不同，也可以彼此不同，需要说明的是，阻抗调节电路的组成可以仅包括开关元件和控制电路，或可以包括开关元件、电阻和控制电路，其中开关元件和电阻可以串联连接也可以并联连接；阻抗调节电路的调节方式可以依据功率变换器的工作频率或工作电流调节阻抗调节电路的开关元件，使其工作于饱和区、放大区或截止区。阻抗调节电路网络不限于三级。

图8示例性示出了一种功率变换器二次侧输出的同步整流电路及根据本申请的又一种箝位吸收电路的实施例的电路图。图8是图2的一种具体实施例，图8与图2的差别在于图2中的阻抗调节电路20具体化为图8中的阻抗调节电路50。为了描述上的简明，图8中的功率变换器二次侧输出的同步整流电路与图2中的功率变换器二次侧输出的同步整流电路的电路结构和附图标记基本相同，其中，图8中的附图标记Drv1和Drv2分别表示同步整流元件Q1和Q2正常工作所需要施加的驱动信号，因此没有必要对其进行详细描述。

图8中所示的功率变换器二次侧的全波整流电路采用了同步整流的控制方法，可以用于各类功率变换器中，例如用于LLC谐振功率变换器，或者用于移相全桥电路的功率变换器等。

如图8的虚线框中所示，本申请的箝位吸收电路5包括作为箝位开关的箝位二极管D1、箝位二极管D2、箝位电容C1、箝位电容C2、以及阻抗调节电路50。箝位二极管D1的正极连接到功率变换器二次侧输出的同步整流电路中的双输出绕组变压器T1的一个绕组的一端与同步整流元件Q1的一端的连接点，箝位二极管D1的负极连接到箝位电容C1的第一端，箝位电容C1的第二端电性耦接到接地端或者经由第二电源电性耦接于接地端，箝位二极管D1的负极与箝位电容C1的第一端的连接点连接到阻抗调节电路50的一端，阻抗调节电路50的另一端也可以电性耦接到地或者经由第一电源电性耦接于接地端，或者也可以与箝位电容C1的第二端连接后经由该第二电源电性电性耦接于接地端，即第一电源可以是比箝位电容C1的电位更低的电压源，如图8中为输出滤波电容C₀的电压，即功率变换器的输出V₀的正极。

图8中的箝位吸收电路5中的箝位二极管D2、箝位电容C2在电路中分别与箝位二极管D1、箝位电容C1处于对称的位置，其工作过程相同，因此，为了描述上的简明，下面在具体描述箝位吸收电路5时省略了与箝位二极管D2、箝位电容C2相关的过程的描述。

如图8的虚线框中所示，本申请的阻抗调节电路50包括：第二电阻R500、第一电阻R501、开关元件Q502、以及控制电路503，其中第一电阻R501的一端电性耦接于箝位电容C1的第一端，其另一端电性耦接于开关元件Q502的第一端，第二电阻R500的一端电性耦接于箝位电容C1的第一端，另一端电性耦接于开关元件Q502的第二端，开关元件Q502的第二端连接于功率变换器的输出V₀的正极，以形成箝位电容C1的电荷泄放电路。控制电路503连接到开关元件Q502的控制端即栅极，以便根据功率变换器的工作状态来对开关元件Q502进行控制，以改变这条电荷泄放电路的等效电阻值。

下面以LLC谐振电路应用为例来说明本申请的阻抗调节电路50是如何工作的。在作为功率开关的同步整流元件Q1关断瞬间，箝位吸收电路5的箝位电容C1上的电压被迅速充至峰值电压，同时箝位吸收电路5将同步整流元件Q1的源极和漏极之间的电压箝位至峰值电压，这里合理地忽略了箝位二极管D1的通态压降。之后，通过阻抗调节电路50对箝位电容C1的电荷进行放电，箝位电容C1上的电压逐渐下降，并在另一同步整流元件Q2关断之前下降至最小电压。

具体地，例如通过使开关元件Q502工作在导通状态、截止状态、或线性状态即放大状态，来调节箝位电容C1上的电荷的泄放速度，也就是说，根据功率变换器的工作状态，使得阻抗调节电路50对箝位电容C1呈现出不同的等效电阻值，从而实现有效地抑制箝位电容C1上的尖峰电压并且同时提高功率变换器的效率。

类似地，图下方的由作为箝位开关的箝位二极管D2和箝位电容C2构成的结构通过箝位电容C2连接到箝位电容C1的第一端和阻抗调节电路50的连接点，其工作过程与图上方的由箝位二极管D1和箝位电容C1构成的结构相同，用于抑制作用在作为功率开关的同步整流元件Q2上的尖峰电压。

阻抗调节电路50的阻抗值的大小将影响箝位电容C1的上述峰值电压及最小电压的大小，而上述峰值电压及最小电压的大小决定了作为功率开关的同步整流元件Q1或Q2的耐压值的选取。通常，耐压越高的开关元件，其通态电阻越大，这样电路的损耗也就越大。而对于具有相同阻抗值的阻抗调节电路，在功率变换器的不同的工作状态下，箝位电容C1上的峰值电压及最小电压的大小会不同。因此本申请根据功率变换器的不同的工作状态来调节阻抗调节电路50的阻抗值，使得箝位吸收电路5在满足对同步整流元件Q1（Q2）上的尖峰电压进行抑制的同时，阻抗调节电路50的等效电阻值最大化，从而最小化箝位吸收电路5造成的损耗。

例如，在作为功率开关的整流元件Q1（Q2）工作电流较小或处在零电流关断时，即当需要阻抗调节电路50泄放的电流较小时，箝位电容C1（C2）仅通过第二电阻R500放电，就能把箝位电容C1（C2）的电压Vc稳定在一个范围内，这样由箝位吸收电路5造成的损耗就比较小。而当功率变换器的工作电流较大时，即当需要阻抗调节电路50泄放的电流较大时，如果不控制开关元件Q502以减小箝位电容C1（C2）的电荷泄放电路的等效电阻值，那么将在箝位电容C1（C2）和同步整流元件Q1（Q2）上产生很高的尖峰电压，因此不得不提高同步整流元件Q1（Q2）的耐压等级要求，这样对于功率变换器的成本和工作效率就会造成不利影响。

作为本申请的一个实施例，如果开关元件Q502工作在线性状态，图8中第一电阻R501的电阻值可以为0，即可以省去或短路掉第一电阻R501，这时箝位电容C1（C2）的电荷泄放电路可以看作是仅仅通过第二电阻R500和开关元件Q502的并联而形成的。

图9示例性示出了在图8中的开关元件Q502不导通情况下箝位电容C1上的峰值电压Vp1和最小电压Vm1。图9中也示出了同步整流元件Q1的驱动电压（Drv1）的波形时序图、同步整流元件Q2的驱动电压（Drv2）的波形时序图、同步整流元件Q1的源极和漏极之间的电压Vds1的波形时序图，开关晶体管Q2的源极和漏极之间的电压Vds2的波形时序图。其中，同步整流元件Q1（Q2）的驱动电压（Drv1）（（Drv2））波形时序图取决于电路的应用需要，同步整流元件Q1（Q2）的源极和漏极之间的电压Vds1（Vds2）的波形时序图反映了同步整流元件Q1（Q2）在关断时刻，Q1（Q2）的源极和漏极所承受的电压值。

图10示例性示出了在图8中的开关元件Q502导通情况下箝位电容C1上的峰值电压Vp2和最小电压Vm2。如图10中所示，开关元件Q502和第一电阻R501相互串联，且第一电阻R501的一端连接于箝位电容C1的第一端和第二电阻R500的一端的连接点，开关元件Q502的第二端连接于第二电阻R500的另一端，通过导通开关元件Q502，能够减小阻抗调节电路50的阻抗值，从而使箝位电容C1（C2）上的电压能够在同步整流元件Q1（Q2）下一个关断时刻来临之前放电到比Vm1更低的电压Vm2，同时也将箝位电容C1（C2）上的峰值电压减小至Vp2。开关元件Q502导通后，箝位电容C1（C2）上的峰值电压以及最小电压同时降低，从而更好地实现了对同步整流元件Q1（Q2）的源极和漏极之间的电压Vds1（Vds2）的箝位功能。这样在同步整流元件Q1（Q2）工作电流加大或工作频率提高的情况下仍旧可以选择较低耐压等级的开关元件如MOSFET，从而从整体上提升了功率变换器的效率，降低了功率变换器的成本。

图11示例性示出了一种反激式（Flyback）功率变换器及根据本申请的又一种箝位吸收电路的实施例的电路图。如图11中所示，变压器T6的原边绕组与功率开关S6（例如，MOSFET）串联，以便通过功率开关S6的开关动作将直流电源输入Vin提供的电能传输到变压器T6的二次侧，经由整流二极管D62整流，滤波电容C₀滤波后作为反激式功率变换器的直流输出V₀，其中Cbus是直流电源输入Vin的滤波电容，加号“+”表示电源正极、减号“-”表示电源负极，功率开关S6的控制端施加有驱动信号，以控制反激式功率变换器的输出电压和功率。

如图11的虚线框中所示，本申请的箝位吸收电路6包括作为箝位开关的箝位二极管D61、箝位电容C61、以及阻抗调节电路60。箝位二极管D61的正极连接到反激式功率变换器的变压器T6的一次侧的原边绕组的一端与功率开关S6相连的连接点，箝位二极管D61的负极连接到箝位电容C61的第一端，箝位电容C61的第二端电性耦接到第二电源，例如，图11中为的输入滤波电容Cbus的电压，即反激式功率变换器的直流电源输入Vin的正极，经由直流电源输入Vin电性耦接到接地端。箝位二极管D61的负极与箝位电容C61的第一端的连接点连接到阻抗调节电路60的一端，阻抗调节电路60的另一端也连接到反激式功率变换器的直流电源输入Vin的正极，经由直流电源输入Vin电性耦接到接地端。

如图11的虚线框中所示，本申请的阻抗调节电路60包括：第二电阻R600、第一电阻R601、开关元件Q602、以及控制电路603，其中第一电阻R601的一端与箝位电容C1的第一端和第二电阻R600的一端的连接点相连接，第一电阻R601的另一端与开关元件Q602的第一端相连接，开关元件Q602的第二端与第二电阻R600的另一端的连接点与反激式功率变换器的直流电源输入Vin的正极连接，以形成箝位电容C61的电荷泄放电路。控制电路603通过隔离模块6031连接到开关元件Q602的控制端即栅极，以便根据功率变换器的工作状态，例如工作电流，来对开关元件Q602进行控制，以改变阻抗调节电路60的阻抗值。

例如，图11中的反激式功率变换器的直流电源输入Vin的输入电压为400V，反激式功率变换器的输出V₀的输出电压为12V，阻抗调节电路60的控制电路接收反激式功率变换器的输出电流（亦即，工作电流），输出控制信号通过变压器（亦即，隔离模块6031）传送至开关元件Q602的控制端，控制开关元件Q602的工作状态来调节阻抗调节电路60的阻抗值，需要说明的是，阻抗调节电路60也可以采用如图7所述的阻抗调节电路网络来实现。

如图11中所示，当反激式功率变换器的负载较轻的时候，箝位电容C61仅需要通过第二电阻R600放电，这样可以减少箝位吸收电路6的损耗。当反激式功率变换器的负载较重的时候，则需要导通开关元件Q602，通过第一电阻R600、第二电阻R601和开关元件Q602为箝位电容C61放电，来抑制功率开关S6上的尖峰电压。也就是说，当反激式功率变换器的输出电流（亦即，工作电流）大于某个参考电流时，导通开关元件Q602来为箝位电容C61放电，当反激式功率变换器的输出电流小于此参考电流时，关断开关元件Q602，仅通过第二电阻R600来为箝位电容C61放电。

由于箝位吸收电路的损耗主要是在箝位电容充放电的过程中消耗在泄放电阻上的能量、以及箝位电容的稳态电压加在电阻两端造成的损耗，本申请改进后的箝位吸收电路和方法与传统的RCD箝位吸收电路相比，可以根据功率变换器的工作状态优化泄放电阻的等效电阻值，从而能够在对作为功率开关的整流开关元件的尖峰电压进行抑制的同时兼顾功率变换器在各个负载点的效率优化。

如果将本申请的箝位吸收电路和方法应用于谐振功率变换器中，则可以根据功率变换器的工作频率来改变阻抗调节电路的阻抗值。例如，当功率变换器为LLC谐振变换器时，在工作频率大于某个参考频率时，通过减小阻抗调节电路的阻抗值来抑制功率开关上的尖峰电压，在工作频率小于或等于这个参考频率时，则增加阻抗调节电路的阻抗值。

如果将本申请的箝位吸收电路和方法应用于PWM控制的电路中，例如应用于PSFB、Flyback、Boost、Buck和Forward等功率变换器电路中，可以根据功率变换器的工作电流的大小来调节阻抗调节电路的阻抗值。当工作电流大于某个参考电流时，减小阻抗调节电路的阻抗值来抑制功率开关上的尖峰电压，当工作电流小于该参考电流时，则增加阻抗调节电路的阻抗值。

通过本申请的上述电路和方法，使得在功率变换器的各个工作状态下，电荷泄放电路的泄放电阻的电阻值达到最大，又兼顾抑制功率开关上的尖峰电压，从而做到在选用电压等级比较低的功率开关的同时，最小化了由箝位吸收电路造成的损耗，提高了功率变换器的效率，降低了功率变换器的成本。

虽然已参照典型实施例描述了本申请，但应当理解，所用的术语是说明和示例性、而非限制性的术语。由于本申请能够以多种形式具体实施，所以应当理解，上述实施例不限于任何前述的细节，而应在随附权利要求所限定的范围内广泛地解释，因此落入权利要求或其等同范围内的全部变化和改型都应为随附权利要求所涵盖。

Claims

1.一种箝位吸收电路，用以降低功率变换器的功率开关上的尖峰电压值，包括：

箝位开关；

箝位电容，具有第一端和第二端，其第一端经由所述箝位开关电性耦接于所述功率开关，其第二端电性耦接于接地端；以及

至少一阻抗调节电路，每一阻抗调节电路包括：

开关元件，具有第一端、第二端和控制端，其第一端电性耦接于所述箝位电容的第一端，其第二端电性耦接于所述接地端；以及

控制电路，接收根据所述功率变换器的工作状态产生的包括所述功率变换器的工作频率或工作电流的所述功率变换器的检测参数，并将所述检测参数与一预设参数进行比较，输出一控制信号至所述开关元件的控制端，以便根据所述检测参数来控制所述开关元件的导通和关断，从而调节所述阻抗调节电路的阻抗值；

其中，所述控制电路包括：

参考信号调节模块，接收所述检测参数，并将所述检测参数与所述预设参数进行比较，输出至少一参考电压；

信号处理模块，具有一第一输入端、一第二输入端和一输出端，其第一输入端连接于所述箝位电容的第一端，第二输入端连接于所述参考信号调节模块的输出端，其输出端电性耦接于所述开关元件的控制端，输出与所述参考电压相对应的所述控制信号；

其中，所述检测参数为所述工作频率，所述预设参数为一参考频率，当所述工作频率大于所述参考频率，所述参考信号调节模块输出一第一参考电压；当所述工作频率小于或等于所述参考频率，所述参考信号调节模块输出一第二参考电压，所述第一参考电压小于所述第二参考电压；或者，

其中，所述检测参数为所述工作电流，所述预设参数为一参考电流，当所述工作电流大于所述参考电流，所述参考信号调节模块输出所述第一参考电压；当所述工作电流小于或等于所述参考电流，所述参考信号调节模块输出所述第二参考电压，所述第一参考电压小于所述第二参考电压。

2.根据权利要求1所述的箝位吸收电路，其中，所述阻抗调节电路还包括一第一电阻，所述第一电阻的一端电性耦接于所述箝位电容的第一端，其另一端电性耦接于所述开关元件的第一端。

3.根据权利要求1或2所述的箝位吸收电路，其中，所述阻抗调节电路还包括一第二电阻，所述第二电阻的一端电性耦接于所述箝位电容的第一端，其另一端电性耦接于所述开关元件的第二端。

4.根据权利要求1所述的箝位吸收电路，其中，所述开关元件的第二端经由一第一电源电性耦接于所述接地端。

5.根据权利要求4所述的箝位吸收电路，其中，所述第一电源为所述功率变换器的输出电源。

6.根据权利要求1所述的箝位吸收电路，其中，所述开关元件的第二端和所述箝位电容均经由一第二电源耦接于所述接地端。

7.根据权利要求6所述的箝位吸收电路，其中，所述第二电源为电容。

8.根据权利要求1所述的箝位吸收电路，其中，所述检测参数为所述工作频率，所述预设参数为所述参考频率，当所述工作频率大于所述参考频率时，减小所述阻抗调节电路的阻抗值；当所述工作频率小于或等于所述参考频率时，增加所述阻抗调节电路的阻抗值。

9.根据权利要求1所述的箝位吸收电路，其中，所述检测参数为所述工作电流，所述预设参数为所述参考电流，当所述工作电流大于所述参考电流时，减小所述阻抗调节电路的阻抗值；当所述工作电流小于或等于所述参考电流时，增加所述阻抗调节电路的阻抗值。

10.根据权利要求1所述的箝位吸收电路，其中，所述信号处理模块接收所述箝位电容的电压值和所述第一参考电压输出第一控制信号，以减小所述阻抗调节电路的阻抗值；所述信号处理模块接收所述箝位电容的电压值和所述第二参考电压输出第二控制信号，以增加所述阻抗调节电路的阻抗值。

11.根据权利要求1所述的箝位吸收电路，其中，所述箝位吸收电路包括第一阻抗调节电路和第二阻抗调节电路，所述第一阻抗调节电路和所述第二阻抗调节电路并联连接。

12.根据权利要求8所述的箝位吸收电路，其中，所述功率变换器为谐振功率变换器。

13.根据权利要求9所述的箝位吸收电路，其中，所述功率变换器为PWM变换器。

14.根据权利要求13所述的箝位吸收电路，其中，所述PWM变换器为PSFB功率变换器、Flyback功率变换器、Boost功率变换器、Buck功率变换器Forward功率变换器中的任何一个。

15.一种采用如权利要求1所述的箝位吸收电路进行阻抗调节的方法，该方法包括：

接收根据所述功率变换器的工作状态产生的包括所述功率变换器的工作频率或工作电流的所述功率变换器的检测参数；

将所述检测参数与所述预设参数进行比较，输出所述控制信号至所述开关元件的控制端；以及

根据所述检测参数来控制所述开关元件的导通和关断，从而调节所述阻抗调节电路的阻抗值。

16.根据权利要求15所述的方法，其中，

所述检测信号为所述工作频率，所述预设参数为所述参考频率，当所述工作频率大于所述参考频率时，减小所述阻抗调节电路的阻抗值；当所述工作频率小于或等于所述参考频率时，增加所述阻抗调节电路的阻抗值。

17.根据权利要求15所述的方法，其中，

所述检测信号为所述工作电流，所述预设参数为所述参考电流，当所述工作电流大于所述参考电流时，减小所述阻抗调节电路的阻抗值；当所述工作电流小于或等于所述参考电流时，增加所述阻抗调节电路的阻抗值。