JP3458768B2

JP3458768B2 - 負荷駆動装置

Info

Publication number: JP3458768B2
Application number: JP16399699A
Authority: JP
Inventors: 板橋　　徹; 秀明玉井
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 1999-06-10
Filing date: 1999-06-10
Publication date: 2003-10-20
Anticipated expiration: 2019-06-10
Also published as: JP2000358397A; US6333617B1

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明はモータ等を駆動対
象とする負荷駆動装置に係り、例えば、自動車における
電子スロットル制御装置、具体的にはエンジンの吸気管
に設けられたスロットルバルブを直流モータにて開閉駆
動する装置に好適に適用される負荷駆動装置に関するも
のである。

【０００２】

【従来の技術】直流モータ等、コイルを有する負荷を駆
動するための負荷駆動装置として、Ｈブリッジ駆動回路
を用いたものが知られている。このＨブリッジ駆動回路
を用いた負荷駆動装置では、負荷に対して４個のスイッ
チング素子が互いに交差するよう対角に接続され、これ
らスイッチング素子を所定のデューティ比でオン又はオ
フすることにより負荷の通電／非通電の状態が切り替え
られる。

【０００３】また、スイッチング素子をオフに反転して
負荷を通電状態から非通電状態へと切り替える際、負荷
（モータ）のコイルに蓄積されて残ったエネルギーを消
弧する必要があり、そのエネルギー消弧方法として、以
下に示す（１），（２）の方法が知られている。

【０００４】（１）特開平９−１８３１３号公報では、
Ｈブリッジ駆動回路を用いた負荷駆動装置において、対
角をなす一組のスイッチング素子対の一方をオン状態と
し、他方をオン・オフ制御し、負荷に対して前記オン状
態とされたスイッチング素子と対向して接続される別の
スイッチング素子を、前記オン・オフ制御されるスイッ
チング素子と反転状態に制御する。つまり、通電オフと
なる時、ハイサイド（又はローサイド）の２個のスイッ
チング素子をオンさせて負荷を含む閉路を形成し、この
閉路を通じて負荷（モータ）のコイルに蓄積されたエネ
ルギーを消弧することとしている。

【０００５】（２）駆動信号の操作が簡単で、一般的に
広く実施されている消弧方法として、スイッチング素子
の駆動端子間に並設されたダイオードを用い、駆動通電
オフ時に電源端子間に消弧する方法がある。つまり、例
えばＭＯＳＦＥＴに内蔵されるボディダイオードを用
い、通電オフ時に各ボディダイオードを順方向にバイア
スし、このダイオードを介して電源−ＧＮＤ間でコイル
の蓄積エネルギーを消弧する。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】この種の駆動回路で
は、一般的にスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴが用
いられ、このＭＯＳＦＥＴの特性によれば、ドレイン−
ソース間への通電電流が増加すると、ドレイン−ソース
間での電力損失が急激に増大する（図１２（ａ）参
照）。因みに、ＭＯＳＦＥＴにかかる消弧時の電力損失
Ｐｍは、通電電流をＩ、オン抵抗をＲとした場合、”Ｐ
ｍ＝Ｉ∧2×Ｒ”で表され、通電電流の二乗に比例して
電力損失が増大する。

【０００７】また、一般的なダイオードの特性によれ
ば、ダイオードの順方向への通電電流が増加すると、順
方向電圧が比較的緩やかに上昇し、それに伴い順方向電
力損失が上昇する（図１２（ｂ）参照）。因みに、ダイ
オードにかかる消弧時の電力損失Ｐｄは、電流をＩ、ダ
イオード順方向電圧Ｖｆとした場合、”Ｐｄ＝Ｉ×Ｖ
ｆ”で表される。

【０００８】従って、負荷（モータ）の通電電流を高電
流から低電流までの広い範囲で制御する場合、上記
（１）の消弧方法では、通電電流が比較的低ければ消弧
時におけるスイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）の電力損
失は小さいものの、電流が増加した場合は電力損失が飛
躍的に増大するという不都合が生ずる。また、上記
（２）の消弧方法では、消弧時におけるダイオードの電
力損失は、通電電流に比例して緩やかに増加するので、
高電流域では上記（１）の消弧方法に比べて小さいもの
の、低電流域では上記（１）の消弧方法に比べて損失の
減少割合が少ないという不都合がある。

【０００９】低電流域から高電流域まで幅広く低損失を
実現するには、上記（１）の消弧方法では、使用電流域
の全域で低オン抵抗となる、チップサイズの大きいＭＯ
ＳＦＥＴを採用しなければならない。また、上記（２）
の消弧方法では、許容損失の大きな、体格が大きいＭＯ
ＳＦＥＴを採用しなければならない。何れにしても、高
価な素子を必要とし、コストの高騰を招く。

【００１０】本発明は、上記問題に着目してなされたも
のであって、消弧動作時における電力損失の低減と、低
コスト化を図ることができる負荷駆動装置を提供するこ
とを目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】エネルギーの消弧動作時
における電力損失特性を示す図７から分かるように、通
電電流が比較的低い領域では、ＭＯＳＦＥＴ（スイッチ
ング素子）による電力損失がダイオードによる電力損失
よりも低く、モータ通電電流が比較的高い領域では、ダ
イオードによる電力損失がＭＯＳＦＥＴ（スイッチング
素子）による電力損失よりも低くなる。

【００１２】そこで、請求項１に記載の発明では、負荷
通電時の電流レベルを検出し（電流検出手段）、前記検
出した負荷通電電流が比較的低い電流域にある時、負荷
の非通電となる期間で当該負荷を含む閉じた還流経路を
形成するようスイッチング素子をオンさせる一方、前記
検出した負荷通電電流が比較的高い電流域にある時、負
荷の非通電となる期間で前記還流経路を開放してダイオ
ードを順方向にバイアスするようスイッチング素子をオ
フさせる（制御手段）。本構成によれば、何れの使用電
流域においても電力損失の小さい手法にて負荷の残留エ
ネルギーを消弧させることが可能となる。その結果、消
弧動作時における電力損失が低減できる。また、高価な
スイッチング素子を採用する必要もないから、低コスト
化を図ることが可能となる。

【００１３】請求項２に記載の発明では、非通電となる
瞬間又はその直前に負荷に流れる電流値が所定値よりも
高いと判定された時、負荷の非通電となる期間で前記還
流経路内のスイッチング素子を強制的にオフさせるよう
な信号を負荷への駆動指令信号に重畳させることとして
いる。例えば、駆動指令信号が論理ハイレベルで通電さ
れるならば、論理ローレベル信号を負荷への駆動指令信
号に重畳させる。これにより、通電電流が高電流域にあ
る場合に、確実に還流経路が開放されてダイオードが順
方向にバイアスされ、ダイオードによりコイルの残留エ
ネルギーが消弧される。従って、高電流域でより確実に
電力損失が低減できる。

【００１４】請求項３に記載の発明では、消弧動作時に
おけるスイッチング素子の電力損失とダイオードの電力
損失とが一致する電流値を基準に、前記判定手段による
電流値判定のための所定値を設定する。これにより、通
電電流が低電流域、高電流域の何れにある場合にも、電
力損失の少ない方の消弧動作を選択的に行わせることが
できる。

【００１５】請求項４に記載の発明では、負荷の駆動量
の変化が比較的少ない時、低電流域での保持通電を行
い、負荷の駆動量の変化が比較的大きい時、高電流域で
の起動通電を行う負荷駆動装置において、保持通電に際
し負荷の非通電となる期間で当該負荷を含む閉じた還流
経路を形成するようスイッチング素子をオンさせる一
方、起動通電に際し負荷の非通電となる期間で前記還流
経路を開放してダイオードを順方向にバイアスするよう
スイッチング素子をオフさせる。

【００１６】保持通電か又は起動通電かに応じてエネル
ギーの消弧方法を切り替えることにより、既述した通り
使用電流域に関係なく、消弧動作時における電力損失を
低減することができる。

【００１７】請求項５に記載の発明では、前記検出した
負荷通電電流が比較的高い電流域にある時、通電状態か
ら非通電状態への切り替え後、次の通電開始前で且つ通
電電流がある一定レベルに低下するまでの所定時間だ
け、前記還流経路を開放してダイオードを順方向にバイ
アスするようスイッチング素子をオフさせる。

【００１８】上記構成によれば、負荷の通電電流が高電
流域にある時、非通電期間ではダイオードによるエネル
ギー消弧にて通電電流が確実に一定レベルまで低下し、
適切な消弧動作が実現できる。

【００１９】請求項６に記載の発明では、前記スイッチ
ング素子は負荷に対してＨブリッジ型に接続され、負荷
への通電方向に応じて、対角に位置する一対のスイッチ
ング素子を同時にオンして負荷を通電状態とする。例え
ば４個のスイッチング素子をＨブリッジ型に接続するこ
とで、負荷への通電及び非通電が切り替えられる他、負
荷への通電方向が任意に変更できる。こうしたＨブリッ
ジ型の負荷駆動装置においても、消弧動作時における電
力損失の低減と、低コスト化を図ることができる。

【００２０】

【発明の実施の形態】（第１の実施の形態）以下、この
発明を具体化した第１の実施の形態を図面に従って説明
する。本実施の形態では、自動車における電子スロット
ル制御システムに適用しており、同制御システムにおい
てスロットルバルブを駆動するための直流モータを好適
に制御することを狙いとしている。

【００２１】先ず、図１に基づいてシステム全体の構成
を説明する。エンジンの吸気管１の途中にはスロットル
バルブ２が設けられており、スロットルバルブ２は直流
モータ３によって所望の開度に制御される。スロットル
バルブ２は、リターンスプリング（図示せず）により閉
弁側に付勢されており、故障時にはリターンスプリング
によりスロットルバルブ２がアイドリング可能な程度の
ほぼ閉じた位置に強制的に戻される。直流モータ３は、
リターンスプリングの付勢力に抗してスロットルバルブ
２を開弁方向に駆動できるトルクを付与する。この直流
モータ３の駆動において、スロットルバルブ２のほぼ静
止状態からの起動時や動作状態でのブレーキ時には、直
流モータ３の通電電流を大きくして必要なトルクを確保
する。

【００２２】スロットルバルブ２の開度はスロットル開
度センサ４により検出される。また、運転者により操作
されるアクセルペダル５の踏み込み量は、アクセルセン
サ６により検出される。

【００２３】本システムには電子制御装置７が備えら
れ、電子制御装置７は点火時期や燃料噴射量を制御する
と共にスロットルバルブ２の開度を制御する。電子制御
装置７は主要な構成として、マイコン８とモータ駆動回
路９と電流検出回路１０とを備える。

【００２４】マイコン８には、スロットル開度センサ４
によるスロットルバルブ２の開度検出信号が取り込まれ
ると共に、アクセルセンサ６によるアクセルペダル５の
踏み込み量検出信号が取り込まれる。また、マイコン８
にはこれらのセンサ信号の他にも、エンジン冷却水の温
度検出信号等が取り込まれる。マイコン８は、取り込ん
だスロットル開度やアクセル踏み込み量などに応じた駆
動指令信号Ａ１〜Ａ４をモータ駆動回路９に出力する。
すなわち、マイコン８は、アクセルペダル５の踏み込み
量検出信号に応じたスロットルバルブ２の基本目標開度
を算出し、その基本目標開度に対しエンジン水温等によ
り補正を行い、最終目標開度を算出する。更に、最終目
標開度とスロットル開度検出信号（実開度）との偏差に
基づいて直流モータ３の回転方向や通電デューティ比を
算出し、その算出結果を反映した駆動指令信号Ａ１〜Ａ
４をモータ駆動回路９に出力する。

【００２５】モータ駆動回路９は、直流モータ３を駆動
するＨブリッジ型の駆動回路であって、電源（車載バッ
テリ）１１と接続されている。また、モータ駆動回路９
は、マイコン８から４つの駆動指令信号Ａ１〜Ａ４を入
力して直流モータ３を通電（駆動）し、スロットルバル
ブ２を所望の開度に駆動する。電流検出回路１０は、直
流モータ３に流れる電流を検出する。

【００２６】図２には、モータ駆動回路９の具体的構成
を示す。モータ駆動回路９は、スイッチング素子として
の４個のＭＯＳＦＥＴ１３，１４，１５，１６をＨブリ
ッジ型に接続して構成され、図の右側のＭＯＳＦＥＴ１
３，１６の中間接続点と左側のＭＯＳＦＥＴ１４，１５
の中間接続点との間に、直流モータ３のプラス端子とマ
イナス端子とが接続されている。このモータ駆動回路９
のハイサイドは電源（バッテリ）１１のプラス端子側に
接続され、モータ駆動回路９のローサイドには電流検出
回路１０が接続されている。

【００２７】４個のＭＯＳＦＥＴ１３〜１６のうち、対
角に位置するＭＯＳＦＥＴ１３，１５が共にオンされる
と、図の矢印Ｂ方向（モータ正転方向）に電流が流れ、
これも対角に位置するＭＯＳＦＥＴ１４，１６が共にオ
ンされると、図の矢印Ｃ方向（モータ逆転方向）に電流
が流れる。また、ハイサイドのＭＯＳＦＥＴ１３，１４
が共にオンされると、ＭＯＳＦＥＴ１３，１４及び直流
モータ３からなる閉じた還流経路Ｒ１を通じて、通電オ
フ時に直流モータ３のコイルに蓄積されたエネルギーが
環流される。

【００２８】ＭＯＳＦＥＴ１３〜１６にはそれぞれ、ド
レイン端子とソース端子との間にボディダイオード（内
蔵ダイオード）Ｄ１〜Ｄ４が接続されている。これらボ
ディダイオードＤ１〜Ｄ４は、ＭＯＳＦＥＴ内部に形成
される接合型ダイオードであり、ドレイン−ソース間が
逆方向にバイアスされることにより、ダイオードＤ１〜
Ｄ４が順方向にバイアスされて電流が流れる。

【００２９】電流検出回路１０は、モータ駆動回路９の
ローサイドとグランドとの間に接続された電流検出抵抗
１７と、この電流検出抵抗１７の両端の電位差を増幅す
る差動増幅回路１８とから構成されており、モータ通電
電流を電流検出抵抗１７により検出してその電流検出信
号をマイコン８とモータ駆動回路９内の駆動ロジック部
１９とに出力する。

【００３０】駆動ロジック部１９は、マイコン８から駆
動指令信号Ａ１〜Ａ４を取り込み、各信号Ａ１〜Ａ４に
基づいてＭＯＳＦＥＴ１３〜１６をオン又はオフさせて
直流モータ３を駆動させる。

【００３１】図３には、駆動ロジック部１９の具体的構
成を示す。ここでは、図５のタイムチャートを参照しな
がら図３各部の構成及び動作を説明する。なお、図５の
タイムチャートでは、駆動指令信号Ａ１を常時Ｈレベ
ル、駆動指令信号Ａ４を常時Ｌレベルとすると共に、そ
の他の駆動指令信号Ａ２，Ａ３を互いに反転状態となる
ようにデューティ制御する。駆動指令信号Ａ３がＨレベ
ルの時はＭＯＳＦＥＴ１５がオン（通電オン）となって
モータ通電電流が増加し、同駆動指令信号Ａ３がＬレベ
ルの時はＭＯＳＦＥＴ１５がオフ（通電オフ）となって
図３の還流経路Ｒ１を通じてモータのコイルに残留する
エネルギーが消弧される。また、図５の最下段には電流
検出回路１０により検出される検出電流の推移を示す。

【００３２】図３において、電流検出回路１０の出力
（通電オン時の検出電流に相当する電圧）は、コンパレ
ータ２０の＋入力端子に入力され、−入力端子に入力さ
れる基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。基準電圧Ｖｒｅｆ
は、抵抗２８と２９により電圧Ｖｃを分圧して作られる
ものであるが、Ｖｒｅｆ設定の根拠については後述す
る。そして、検出電流がＶｒｅｆ相当の電流値を越える
度に、コンパレータ２０の出力がＨレベルに反転し、こ
のＨレベル信号がＤフリップフロップからなるレジスタ
２１のデータ入力端子Ｄに入力される。また、駆動指令
信号Ａ３とＡ４がＯＲゲート２７に入力され、ＯＲ処理
後の信号がレジスタ２１のクロック端子／ＣＫに入力さ
れる（但し、／は負論理を示す）。

【００３３】従って、レジスタ２１は、駆動指令信号Ａ
３又はＡ４が通電オフに切り替わる立ち下がり信号に同
期してデータ入力端子Ｄの信号レベルを記憶保持し、該
記憶したレベルに応じた出力信号を出力端子Ｑから出力
する。これにより、レジスタ２１は、通電オフとなる瞬
間の検出電流がＶｒｅｆ相当の電流値よりも高い場合
に、すなわち通電オフとなる瞬間のコンパレータ２０の
出力がＨレベルである場合に、Ｈレベル信号を出力す
る。

【００３４】また、ＳＲフリップフロップ（セット優先
タイプ）からなるラッチ２２のセット端子Ｓにはレジス
タ２１の出力信号が入力され、リセット端子Ｒにはタイ
マ２３の出力が入力される。かかる場合、ラッチ２２
は、レジスタ２１の出力信号がＨレベルであればセット
動作して出力端子ＱをＨレベルとする信号を出力し、そ
の出力信号がタイマ２３の入力端子Ｔに供給される。タ
イマ２３は、入力端子ＴがＨレベルになると、内部に予
め設定された時間ｔ２３のカウントを開始し、設定時間
ｔ２３に達すると出力端子ＱからＨレベル信号を出力す
る。タイマ２３の出力信号はラッチ２２のリセット端子
Ｒに入力され、このリセット端子ＲがＨレベルとなった
時にラッチ２２がリセット動作して出力端子ＱからＬレ
ベル信号が出力される。ラッチ２２の出力信号がＬレベ
ルになることを受けてタイマ２３がリセットされ、タイ
マ２３の出力端子ＱはＬレベルに戻る。

【００３５】また、レジスタ２１のリセット端子Ｒにも
ラッチ２２の出力信号が供給される。従って、ラッチ２
２の出力信号がＨレベルである間、レジスタ２１はリセ
ットされてその出力はＬレベルとなる。

【００３６】例えば、図５の時刻Ｔ１では、その時の検
出電流（通電オフとなる瞬間の検出電流）がＶｒｅｆ相
当の電流値よりも低くコンパレータ２０の出力がＬレベ
ルになっているため、レジスタ２１の出力がＬレベルの
まま保持される。従って、ラッチ２２はセット動作を行
わない。

【００３７】これに対し、図５の時刻Ｔ２では、その時
の検出電流（通電オフとなる瞬間の検出電流）がＶｒｅ
ｆ相当の電流値よりも高くコンパレータ２０の出力がＨ
レベルになっているため、レジスタ２１の出力がＬレベ
ルからＨレベルに反転する。そして、レジスタ２１から
のＨレベル信号を受けて、ラッチ２２がセット動作して
その出力をＨレベルとする。またその際、当該ラッチ２
２のＨレベル出力信号がレジスタ２１のリセット端子Ｒ
に供給されるため、レジスタ２１の出力が直ちにＬレベ
ルに立ち下げられる。その後、タイマ２３の設定時間ｔ
２３が経過する時刻Ｔ３では、ラッチ２２の出力がＬレ
ベルに立ち下げられる。

【００３８】図３の説明に戻り、ラッチ２２の出力信号
はＮＯＴゲート２４にも供給され、このＮＯＴゲート２
４で論理反転された後、ＡＮＤゲート２５及び２６によ
り駆動指令信号Ａ１及びＡ２に重畳される。ＡＮＤゲー
ト２５，２６の出力は各々、保護制御回路１２とプリド
ライバ３５，３６を介してハイサイドのＭＯＳＦＥＴ１
３，１４のゲートに印加される。これにより、ハイサイ
ドのＭＯＳＦＥＴ１３，１４は各々、駆動指令信号Ａ
１，Ａ２がＨレベルで且つラッチ２２の出力信号がＬレ
ベル（ＮＯＴゲート２４の出力がＨレベル）の時にオン
する。

【００３９】一方、駆動指令信号Ａ３，Ａ４は各々、保
護制御回路１２とプリドライバ３７，３８を介してロー
サイドのＭＯＳＦＥＴ１５，１６のゲートに印加され
る。これにより、ローサイドのＭＯＳＦＥＴ１５，１６
は、駆動指令信号Ａ３，Ａ４がＨレベルの時にオンす
る。

【００４０】図５においては、例えば時刻Ｔ２〜Ｔ３の
期間でラッチ２２の出力がＨレベルとなるため、ＡＮＤ
ゲート２５，２６の出力がＬレベルとなる。すなわち、
このＴ２〜Ｔ３の期間では、駆動指令信号Ａ１及びＡ２
がＨレベルであってもハイサイドのＭＯＳＦＥＴ１３及
び１４が強制的にオフされることとなる。

【００４１】なお、図３の保護制御回路１２は、直流モ
ータ３の両端子にそれぞれ接続されたハイサイドとロー
サイドのＭＯＳＦＥＴ１３〜１６が同時にオンして過電
流が流れる、いわゆる貫通電流を防止したり、或いは、
過電流が流れた時にＭＯＳＦＥＴ１３〜１６を強制的に
オフしたりする過電流保護制御等のロジックが含まれ
る。

【００４２】次に、上記の如く構成される電子スロット
ル制御システムの作用を説明する。この説明に際し、先
ずは図４を用いてスロットル制御の概要を説明し、その
後、図５を用いて本実施の形態の特徴部分を詳細を説明
する。

【００４３】図４のタイムチャートは、上から順に、駆
動指令信号Ａ１〜Ａ４の論理レベル、ＭＯＳＦＥＴ１３
〜１６のオン・オフ状態、モータ通電電流、検出電流、
スロットル開度（スロットル開度センサによる検出値）
を示す。図４では基本動作として、スロットルバルブ２
がその開度を維持する静止状態では、所定のデューティ
比で直流モータ３の通電状態を保持し、静止状態からの
起動時や動作状態でのブレーキ時には、直流モータ３の
通電電流を大きくして必要なトルクを確保するようにし
ている。

【００４４】なお、図４の如くモータ通電電流が低電流
域から高電流域までの広い範囲で推移する場合、エネル
ギー消弧時の電力損失を低減するように最適な消弧方法
が選択されるが、便宜上、図４ではその図示及び説明を
割愛し、後で詳細に述べることとする。

【００４５】さて、図４において、スロットル開度が殆
ど変化しない期間ｔ０では、リターンスプリングに抗し
てスロットルバルブ２を一定開度に保持するために、マ
イコン８は、駆動指令信号Ａ１をＨレベルに維持すると
共に、駆動指令信号Ａ３を所定のデューティ比でＨレベ
ルとＬレベルに切り替える。これにより、ハイサイド右
側のＭＯＳＦＥＴ１３がオン状態で保持されると共に、
ローサイド左側のＭＯＳＦＥＴ１５が所定のデューティ
比でオン／オフされ、直流モータ３が図３の矢印Ｂ方向
（正転方向）に通電されてスロットルバルブ２が一定開
度に保持される。この保持通電期間ｔ０ではモータ通電
電流が低電流域で推移する。

【００４６】保持通電期間ｔ０に関してより詳しくは、
アクセル踏み込み量検出信号などにより要求される目標
開度の変化が予め設定した一定値以内である時、又は時
間当たりの変化率が予め設定した一定値以内である時で
あり、スロットルバルブ２の実開度を目標開度に保持す
るためのフィードバック制御が行われる。

【００４７】その後、アクセルペダル５が踏み込まれて
スロットルバルブ２の目標開度が変化すると、期間ｔ１
で起動通電が行われると共に、それに続く期間ｔ２でブ
レーキ通電が行われる。

【００４８】詳細には、マイコン８は、起動通電の開始
当初において直流モータ３に１００％デューティ比で電
流を流すよう、１００％デューティ比の駆動指令信号Ａ
３によりローサイド左側のＭＯＳＦＥＴ１５をオンす
る。そして、直流モータ３の通電電流が起動性能を損な
わないような所定の電流制限値に達すると、それ以降、
モータ通電電流が電流制限値を越えないよう駆動指令信
号Ａ３のデューティ比を調整してローサイド左側のＭＯ
ＳＦＥＴ１５をオン／オフする。

【００４９】これにより、起動通電期間ｔ１では当初、
１００％デューティ比で直流モータ３が起動され、スロ
ットルバルブ２の実開度を目標開度に近付けるための起
動通電が実施される。その後、電流制限値近くの高電流
域でモータ通電電流が推移する。この期間ｔ１での起動
通電により、リターンスプリングの戻し側への付勢力を
越える十分な起動トルクが確保でき、スロットルバルブ
２が良好な応答性で駆動される。

【００５０】スロットルバルブ２の実開度が目標開度に
近づいたことがマイコン８にて検知されると、起動通電
期間ｔ１を終了し、動作状態のスロットルバルブ２にブ
レーキをかけて目標開度で停止させるためのブレーキ通
電を開始する。つまり、マイコン８は、それまでの期間
ｔ０，ｔ１とは異なり、駆動指令信号Ａ２を常時Ｈレベ
ル、駆動指令信号Ａ３を常時Ｌレベルとする。また、ブ
レーキ通電の開始当初には１００％デューティ比の駆動
指令信号Ａ４でローサイド右側のＭＯＳＦＥＴ１６をオ
ンする。このとき、ＭＯＳＦＥＴ１４，１６が共にオン
となり、直流モータ３が１００％デューティ比で逆転方
向（図３の矢印Ｃ方向）に通電される。なお、駆動指令
信号Ａ１はＡ４の反転信号となる。

【００５１】そして、直流モータ３の通電電流が負側の
所定の電流制限値に達すると、それ以降、マイコン８
は、モータ通電電流が電流制限値を越えないよう駆動指
令信号Ａ４のデューティ比を調整してローサイド右側の
ＭＯＳＦＥＴ１６をオン／オフする。こうしたブレーキ
通電期間ｔ２によれば、スロットルバルブ２が目標開度
で速やかに停止する。

【００５２】スロットルバルブ２が目標開度に停止した
後は、直流モータ３の起動前（期間ｔ０）と同じ保持通
電制御が行われる。上記一連の動作により、スロットル
開度が新たな目標開度に変更される。

【００５３】次に、改めて図５のタイムチャートを参照
し、本実施の形態の特徴的な作用を説明する。なお、図
５の左部分には、モータ通電電流（通電オフ時の検出電
流）が低電流域にある場合、すなわち図４の保持通電期
間ｔ０についての動作例を示し、右部分には、モータ通
電電流（通電オフ時の検出電流）が高電流域にある場
合、すなわち図４の起動通電期間ｔ１についての動作例
を示す。

【００５４】さて、モータ通電電流が低電流域にある
時、駆動通電がオンとなる駆動通電期間ｔ１１では、駆
動指令信号Ａ１及びＡ３がＨレベルとなってＭＯＳＦＥ
Ｔ１３及び１５がオンし、直流モータ３が図３の矢印Ｂ
方向に通電される。これにより、駆動通電期間ｔ１１で
はモータ通電電流が上昇する。

【００５５】また、駆動通電がオフとなる消弧期間ｔ１
２では、駆動指令信号Ａ３がＬレベルになる毎にそのＬ
レベル期間中だけ駆動指令信号Ａ２がＨレベルに切り替
えられることで、ローサイド左側のＭＯＳＦＥＴ１５が
オフする毎にハイサイド左側のＭＯＳＦＥＴ１４がオン
し、直流モータ３のコイルに残留したエネルギーが図３
の環流経路Ｒ１を通じて環流される。つまり、通電オフ
となる瞬間の時刻Ｔ１では、電流検出回路１０による検
出電流がＶｒｅｆ相当の電流値よりも低くコンパレータ
２０の出力がＬレベルとなっているため、レジスタ２１
の出力、並びにラッチ２２の出力が共にＬレベルのまま
保持される。それ故、ラッチ２２→ＮＯＴゲート２４を
経由してＡＮＤゲート２５及び２６に入力される信号が
Ｈレベルとなり、ハイサイドのＭＯＳＦＥＴ１３，１４
は何れも駆動指令信号Ａ１，Ａ２通りに動作（オン）
し、消弧期間ｔ１２では還流動作によりエネルギーが消
弧されてモータ通電電流が減衰する。図６（ａ）には、
その時の消弧経路を還流経路Ｒ１として別途示す。

【００５６】一方、モータ通電電流が高電流域にある
時、駆動通電期間ｔ２１では、電流検出回路１０による
検出電流がＶｒｅｆ相当の電流値を越え、コンパレータ
２１の出力がＨレベルに反転する。そして、駆動通電期
間ｔ２１から消弧期間ｔ２２に移行するタイミング、す
なわち通電オフとなる瞬間の時刻Ｔ２では、コンパレー
タ２０の出力がＨレベルであるため、レジスタ２１の出
力、並びにラッチ２２の出力が共にＬレベルからＨレベ
ルに反転する。これにより、ラッチ２２の出力がＨレベ
ルとなる期間（時刻Ｔ２〜Ｔ３）でＡＮＤゲート２５，
２６の出力がＬレベルに反転し、ハイサイドのＭＯＳＦ
ＥＴ１３，１４が何れも駆動指令信号Ａ１，Ａ２に関係
なく強制的にオフされる。

【００５７】ハイサイドのＭＯＳＦＥＴ１３及び１４が
強制的にオフされる時刻Ｔ２〜Ｔ３の期間では、ＭＯＳ
ＦＥＴ１４，１６の各々のドレイン−ソース間に並設さ
れるダイオードＤ２，Ｄ４が順方向にバイアスされる。
つまり、上述した低電流域での消弧期間ｔ１２とは異な
り、還流経路Ｒ１が開放されて還流によるエネルギー消
弧が抑制され、それに代えてダイオードＤ２，Ｄ４によ
りモータの残留エネルギーが消弧される。図６（ｂ）に
は、ダイオードＤ２，Ｄ４による消弧経路Ｐ１を示す。

【００５８】その後、タイマ２３の設定時間ｔ２３が経
過してラッチ２２の出力がＬレベルに復帰すると（時刻
Ｔ３）、再び駆動指令信号Ａ１，Ａ２通りにＭＯＳＦＥ
Ｔ１３，１４が動作するようになる。すなわち、ＭＯＳ
ＦＥＴ１３，１４がオンする。ラッチ２２は通電の再開
前（ＭＯＳＦＥＴ１５のオン前）にクリアされるため、
通電開始が遅れてしまいスロットルバルブ２の制御性が
悪化するという不都合は生じない。

【００５９】以降、モータ通電電流が高電流域で推移す
る限り、すなわち通電オフ時の検出電流がＶｒｅｆ相当
の電流値より高い状態が続く限り、上述の時刻Ｔ２〜Ｔ
３の期間と同様に、ハイサイドのＭＯＳＦＥＴ１３及び
１４が一時的に強制オフされて還流経路Ｒ１を通じての
エネルギー消弧が抑制され、それに代えてダイオードＤ
２，Ｄ４によるエネルギー消弧が実施される。

【００６０】図示は省略するが、図４のブレーキ通電期
間ｔ２において直流モータ３が逆転方向（図３の矢印Ｃ
方向）に通電される場合にも、還流経路Ｒ１を通じての
エネルギー消弧が抑制され、それに代えてダイオードに
よるエネルギー消弧が実施される。つまり、駆動通電が
オフとなる消弧時には、電流検出回路１０による検出電
流がＶｒｅｆ相当の電流値を越えてコンパレータ２１の
出力がＨレベルとなり、レジスタ２１及びラッチ２２の
出力がＨレベルに反転する。これにより、ハイサイドの
ＭＯＳＦＥＴ１３，１４が何れも駆動指令信号Ａ１，Ａ
２に関係なく強制的にオフされ、ＭＯＳＦＥＴ１３，１
５の各々のドレイン−ソース間に並設されるダイオード
Ｄ１，Ｄ３が順方向にバイアスされてモータの残留エネ
ルギーが消弧される。図６（ｃ）には、ダイオードＤ
１，Ｄ３による消弧経路Ｐ２を示す。

【００６１】ここで、モータ通電電流が低電流域にある
か若しくは高電流域にあるかを判定するための基準電圧
Ｖｒｅｆは、以下の理由に基づき決定される。つまり、
エネルギーの消弧動作時における電力損失特性を示す図
７から分かるように、ＭＯＳＦＥＴによる電力損失とダ
イオードによる電力損失とを見比べると、モータ通電電
流が比較的低い領域では、ＭＯＳＦＥＴによる電力損失
の方が低く、モータ通電電流が比較的高い領域では、ダ
イオードによる電力損失の方が低くなる。従って、使用
電流域の全域で低電力損失を実現するには、図７中、Ｍ
ＯＳＦＥＴによる電力損失とダイオードによる電力損失
とが一致する電流値Ｉｘを基準に、消弧動作を選別する
ための基準電圧Ｖｒｅｆを決定する。

【００６２】但しより細かくは、高電流域におけるダイ
オード消弧時にはモータ通電電流が減衰し、この時、リ
ターンスプリングの付勢力に打ち負けるレベルまでモー
タ通電電流が落ち込むと、スロットルバルブ２の開度制
御が不安定になるおそれがある。それ故、こうした不都
合を回避すべく、本実施の形態では図７の電流値Ｉｘよ
りも幾分大きな値Ｉｙで基準電圧Ｖｒｅｆを決定する。

【００６３】なお本実施の形態では、電流検出回路１０
が本発明の「電流検出手段」に相当し、駆動ロジック部
１９が「制御手段」に相当する。また、駆動ロジック部
１９内のコンパレータ２０が「判定手段」に相当し、部
材番号２１〜２７からなる回路部が「信号操作手段」に
相当する。

【００６４】以上詳述した本実施の形態によれば、以下
に示す効果が得られる。（イ）モータ通電時の電流域に応じて、還流による消弧
動作又はダイオードによる消弧動作を選択的に行うよう
にしたので、使用電流域の全域で電力損失の小さい最適
な手法にてモータの残留エネルギーを消弧させることが
可能となる。その結果、従来装置と比べて消弧動作時に
おける電力損失が低減できる。また、高価なＭＯＳＦＥ
Ｔ（スイッチング素子）を採用する必要もないから、低
コスト化を図ることが可能となる。

【００６５】（ロ）消弧動作時におけるＭＯＳＦＥＴの
電力損失とダイオードの電力損失とが一致する電流値を
基準に、消弧動作切り替えのための基準電圧Ｖｒｅｆを
設定したので、何れの電流域でも最適な消弧動作を行わ
せることができる。また特に、ＭＯＳＦＥＴの電力損失
とダイオードの電力損失とが一致する電流値よりも幾分
大きな値で基準電圧Ｖｒｅｆを設定したので、ダイオー
ドによる消弧時にモータ通電電流が不安定動作域まで減
衰するという不都合が回避できる。

【００６６】（ハ）モータ通電電流が高電流域にある
時、通電電流がある一定レベルに低下するまでの所定時
間（タイマ２３の設定時間ｔ２３）に従いダイオードに
よる消弧動作を実施したので、モータ通電電流を望み通
りに減衰させることができ、適切な消弧動作が実現でき
る。

【００６７】（ニ）上記の如く直流モータ３が適切に駆
動されることにより、スロットルバルブ２の安定動作が
可能となり、高精度で且つ信頼性の高い電子スロットル
システムが構築できる。

【００６８】（第２の実施の形態）次に、本発明におけ
る第２の実施の形態を、第１の実施の形態との相違点を
中心に説明する。

【００６９】本実施の形態では、４個のＭＯＳＦＥＴ
（スイッチング素子）を用いたＨブリッジ回路でモータ
駆動回路９を構成していた第１の実施の形態とは異な
り、２個のＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）を用い
た、いわゆるハーフブリッジ回路でモータ駆動回路９を
構成する。つまり、上記第１の実施の形態の装置では、
対角に位置する２組、計４個のＭＯＳＦＥＴを設けて直
流モータ３を正転及び逆転の２方向で制御していたのに
対し、本実施の形態の装置では、ＭＯＳＦＥＴを２個だ
けとし、直流モータ３を１方向（正転方向）にのみ制御
することする。この場合、スロットルバルブ２は、直流
モータ３の駆動により開弁方向に動作すると共に、リタ
ーンスプリング等の外部の力を用いて閉弁方向に動作す
る。

【００７０】図８は、本実施の形態におけるモータ駆動
回路９の具体的構成を示す回路図であり、これは上述の
図３に置き換えて使用される。なお図８では、図３と同
等であるものについては同一の記号を付しており、ここ
ではその説明を省略する。

【００７１】図８に示すモータ駆動回路９では、図３と
の違いとして、Ｈブリッジ部分におけるハイサイド右側
のＭＯＳＦＥＴ１３とローサイド右側のＭＯＳＦＥＴ１
６とを削除し、それに伴いプリドライバ３５，３８を削
除している。また、マイコン８から入力される駆動指令
信号はＡ２，Ａ３のみとなり、その一方の駆動指令信号
Ａ２がＡＮＤゲート２６に入力される。駆動指令信号Ａ
１，Ａ４が無くなったため、ＡＮＤゲート２５及びＯＲ
ゲート２７を削除している。

【００７２】図８の構成では、ハイサイドのＭＯＳＦＥ
Ｔ１４がオフ、ローサイドのＭＯＳＦＥＴ１５がオンさ
れると、図の矢印Ｂ方向（モータ正転方向）に電流が流
れる。また逆に、ハイサイドのＭＯＳＦＥＴ１４がオ
ン、ローサイドのＭＯＳＦＥＴ１５がオフされると、Ｍ
ＯＳＦＥＴ１４及び直流モータ３からなる閉じた還流経
路Ｒ１を通じて、直流モータ３のコイルに蓄積されて残
ったエネルギーが環流される。

【００７３】次に、本実施の形態の作用を図９のタイム
チャートを参照して説明する。なお、スロットル制御の
概略は図４に準じ、既述の通り、スロットル開度を保持
するための保持通電や、ほぼ静止状態からスロットル開
度を変更するための起動通電が実施される。但し、図８
の構成では逆転方向へのモータ通電ができず、図４のよ
うなブレーキ通電を行うことができないため、ブレーキ
通電の実施がないことが相違する。

【００７４】図９は、上述の図５に置き換わるものであ
り、図９の左部分には、モータ通電電流（通電オフ時の
検出電流）が低電流域にある場合、すなわち図４の保持
通電期間ｔ０での動作例を示し、右部分には、モータ通
電電流（通電オフ時の検出電流）が高電流域にある場
合、すなわち図４の起動通電期間ｔ１での動作例を示
す。

【００７５】モータ通電電流が低電流域にある時、駆動
通電がオンとなる駆動通電期間ｔ３１では、ローサイド
のＭＯＳＦＥＴ１５だけをオンさせて図８の矢印Ｂ方向
に通電し、駆動通電がオフとなる消弧期間ｔ３２では、
ハイサイドのＭＯＳＦＥＴ１４だけをオンさせて図８の
還流経路Ｒ１を通じて環流通電する。これにより、駆動
通電期間ｔ３１ではモータ通電電流が上昇し、消弧期間
ｔ３２では、コイルの残留エネルギーが還流経路Ｒ１に
流れて消弧される。

【００７６】つまり、通電オフとなる瞬間には、電流検
出回路１０による検出電流がＶｒｅｆ相当の電流値より
も低くコンパレータ２０の出力がＬレベルとなっている
ため、レジスタ２１の出力、並びにラッチ２２の出力が
共にＬレベルのまま保持される。それ故、ラッチ２２→
ＮＯＴゲート２４を経由してＡＮＤゲート２６に入力さ
れる信号がＨレベルとなり、ハイサイドのＭＯＳＦＥＴ
１４は駆動指令信号Ａ２通りに動作（オン）し、消弧期
間ｔ３２では還流動作によりエネルギーが消弧されてモ
ータ通電電流が減衰する。

【００７７】その後、モータ通電電流が所定の高電流域
に至ると、駆動通電期間ｔ４１では、電流検出回路１０
による検出電流がＶｒｅｆ相当の電流値を越え、コンパ
レータ２１の出力がＨレベルに反転する。そして、駆動
通電期間ｔ４１から消弧期間ｔ４２に移行するタイミン
グ、すなわち通電オフとなる瞬間では、コンパレータ２
０の出力がＨレベルであるため、レジスタ２１の出力、
並びにラッチ２２の出力が共にＬレベルからＨレベルに
反転する。これにより、ラッチ２２の出力がＨレベルと
なる期間でＡＮＤゲート２６の出力がＬレベルに反転
し、ハイサイドのＭＯＳＦＥＴ１４が駆動指令信号Ａ２
に関係なく強制的にオフされる。

【００７８】ハイサイドのＭＯＳＦＥＴ１４が強制的に
オフされる時、ＭＯＳＦＥＴ１４のドレイン−ソース間
に並設されるダイオードＤ２が順方向にバイアスされ
る。つまり、上述した低電流域での消弧期間ｔ３２とは
異なり、この消弧期間ｔ４２では還流経路Ｒ１が開放さ
れて還流によるエネルギー消弧が抑制され、それに代え
てダイオードＤ２によるエネルギー消弧が行われる（消
弧経路はＲ１となる）。

【００７９】その後、タイマ２３の設定時間ｔ２３が経
過してラッチ２２の出力がＬレベルに復帰すると、再び
駆動指令信号Ａ２通りにＭＯＳＦＥＴ１４が動作するよ
うになる。すなわち、ＭＯＳＦＥＴ１４がオンする。ラ
ッチ２２は通電の再開前（ＭＯＳＦＥＴ１５のオン前）
にクリアされるため、通電開始が遅れてしまいスロット
ルバルブ２の制御性が悪化するという不都合は生じな
い。

【００８０】以降、モータ通電電流が高電流域で推移す
る限り、すなわち通電オフ時の検出電流がＶｒｅｆ相当
の電流値より高い状態が続く限り、ハイサイドのＭＯＳ
ＦＥＴ１４が一時的に強制オフされて還流経路Ｒ１を通
じてのエネルギー消弧が抑制され、それに代えてダイオ
ードＤ２によりモータの残留エネルギーが消弧される。

【００８１】因みに、前記第１の実施の形態（図３の構
成）では、２個のダイオードにより消弧動作が行われる
のに対し、本実施の形態（図８の構成）では、１個のダ
イオードにより消弧動作が行われる。従って、図９の消
弧期間ｔ４２では通電電流の減衰が図５の消弧期間ｔ２
２よりも遅くなっている。但し、タイマ２３の設定時間
を変更することにより、何れの場合にも同等の電流減衰
量を得ることは可能である。

【００８２】以上第２の実施の形態によれば、上記第１
の実施の形態と同様に、モータ通電時の電流域に応じ
て、還流による消弧動作又はダイオードによる消弧動作
を選択的に行うので、使用電流域の全域で電力損失の小
さい最適な手法にてモータの残留エネルギーを消弧させ
ることが可能となる。その結果、従来装置と比べて消弧
動作時における電力損失が低減できる。また、高価なＭ
ＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）を採用する必要もない
から、低コスト化を図ることが可能となる。

【００８３】（第３の実施の形態）第３の実施の形態で
は、消弧動作の切り替えをマイコン８により実施するこ
ととしており、その概要を図１０のフローチャートに従
い説明する。なお本実施の形態ではソフトウエアでの実
現に伴い、図３においてコンパレータ２０，レジスタ２
１，ラッチ２２，タイマ２３，など、「制御手段」に係
る回路構成が省略でき、これに代えて、マイコン８によ
り「制御手段」が実現される。

【００８４】ここで、マイコン８は、動作遅れによりバ
ルブ動作に影響の無い程度に十分速い周期ｔｄで図１０
の処理を繰り返し行う。つまり、図１１に示されるよう
に、デューティ信号（デューティ比＝Ｔd2／Ｔd1）を出
力する際に、十分に速い周期ｔｄにて処理が実行され、
また、この周期ｔｄはバルブ挙動が安定する程度に十分
に速いデューティ出力周期でもある。

【００８５】先ず図１０のステップＳ１では、各種セン
サにより検知されるアクセル踏み込み量、スロットル開
度（実開度）等に基づいて駆動指令信号Ａ１〜Ａ４を設
定する。より詳しくは、アクセル踏み込み量に応じたス
ロットルバルブ２の基本目標開度を算出し、その基本目
標開度に対しエンジン水温等により補正を行い、最終目
標開度を算出する。更に、最終目標開度と実開度との偏
差に基づいて直流モータ３の回転方向や通電デューティ
比を算出し、その算出結果を反映した駆動指令信号Ａ１
〜Ａ４を設定する。

【００８６】続くステップＳ２では、消弧動作を要する
か否か、すなわち駆動指令信号Ａ３が論理ローレベルに
立ち下がって非通電となるか否かを判別する。また、ス
テップＳ３では、今現在、起動通電期間又はブレーキ通
電期間であるか否かを判別する。

【００８７】例えば１００％通電となり消弧動作が不要
となる場合や、起動通電期間又はブレーキ通電期間でな
い場合、ステップＳ２，Ｓ３の何れかが否定判別されて
ステップＳ５に進む。ステップＳ５では、前記ステップ
Ｓ１で設定した駆動指令信号Ａ１〜Ａ４をそのままモー
タ駆動回路９に出力し、本処理を終了する。これによ
り、モータ通電電流が低電流域にある保持通電期間（図
４の期間ｔ０）において、還流経路Ｒ１を通じてのエネ
ルギー消弧が実施される。

【００８８】また、消弧動作を要し且つ、起動通電期間
又はブレーキ通電期間である場合、ステップＳ２，Ｓ３
が共に肯定判別されてステップＳ４に進み、駆動指令信
号Ａ１，Ａ２をＬレベル固定とする。そしてその後、ス
テップＳ５では、駆動指令信号Ａ１〜Ａ４をモータ駆動
回路９に出力し、本処理を終了する。これにより、モー
タ通電電流が高電流域にある起動通電期間やブレーキ通
電期間（図４の期間ｔ１，ｔ２）において、ダイオード
によるエネルギー消弧が実施される。

【００８９】以上第３の実施の形態によれば、起動通電
期間又はブレーキ通電期間かどうかを判別し、その判別
結果に従いエネルギーの消弧方法を切り替えるため、使
用電流域の全域で消弧動作時における電力損失を低減す
ることができる。かかる場合にも、既述の各実施の形態
と同様に、従来装置と比べて消弧動作時における電力損
失が低減できる。また、高価なＭＯＳＦＥＴ（スイッチ
ング素子）を採用する必要もないから、低コスト化を図
ることが可能となる。

【００９０】なお本発明は、上記以外に次の形態にて具
体化できる。上記図３や図８の構成では、タイマ２３の
設定時間ｔ２３だけラッチ２２をＨレベル出力とし、こ
の設定時間ｔ２３で還流動作を抑制するように構成した
が、この構成を変更する。例えばラッチ２２の出力がＨ
レベルに立ち上げられた後、次の通電開始のタイミング
（図５，図９では、駆動指令信号Ａ３のＬ→Ｈのタイミ
ング）でラッチ２２の出力をＬレベルに立ち下げる。よ
り具体的には、図５の消弧期間ｔ２２中、又は図９の消
弧期間ｔ４２中で、ラッチ２２の出力をＨレベルのまま
とし、還流動作抑制の状態を継続する（ダイオード消弧
する）。この構成によっても、消弧動作時における電力
損失を低減する、コストを低減する、といった効果が得
られる。

【００９１】上記第１，第２の実施の形態では、ＭＯＳ
ＦＥＴの電力損失とダイオードの電力損失とが一致する
電流値（図１１のＩｘ）よりも幾分大きな値で基準電圧
Ｖｒｅｆを設定したが、この構成はリターンスプリング
による戻し側への付勢力を見込んだものであるから、戻
し側への付勢力を見込まない、或いは戻し側へ付勢され
ないという場合には、ＭＯＳＦＥＴの電力損失とダイオ
ードの電力損失とが一致する電流値（図１１のＩｘ）、
又はその極近くで基準電圧Ｖｒｅｆを設定してもよい。

【００９２】上記図１０において、ステップＳ４の処理
を、予め設定される一定時間だけ駆動指令信号Ａ１，Ａ
２をＬレベル固定とするという処理に変更する。この
際、一定時間は、次の通電開始前で且つ通電電流がある
一定レベルに低下するまでの時間にするとよい。

【００９３】上記各実施の形態では、Ｈブリッジ駆動回
路の基本動作として、ハイサイドのＭＯＳＦＥＴをオン
状態、又はオフ状態に固定し、ローサイドのＭＯＳＦＥ
Ｔをオン・オフ制御したが、これを逆にすることも勿論
可能である。つまり、ハイサイドのＭＯＳＦＥＴをオン
・オフ制御し、ローサイドのＭＯＳＦＥＴをオン状態、
又はオフ状態に固定する。

【００９４】モータ駆動回路はＭＯＳＦＥＴ以外のスイ
ッチング素子で構成してもよく、また、各スイッチング
素子の駆動端子間に並設されるダイオードはボディダイ
オードでなくとも外付けのものでもよい。

【００９５】直流モータで本発明を実現する以外に、電
磁弁などの負荷で本発明を実現してもよい。特に、電磁
弁で実現する場合には、開弁側又は閉弁側への一方向の
通電を行えばよいため、第２の実施の形態で説明したよ
うに、電磁弁駆動回路をハーフブリッジ構成とすればよ
い（図８参照）。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の実施の形態におけるスロットル制御シス
テムの概要を示す構成図。

【図２】モータ駆動回路の電気回路図。

【図３】モータ駆動回路の具体的な電気回路図。

【図４】スロットル制御の概要を示すタイムチャート。

【図５】第１の実施の形態における特徴的な動作例を示
すタイムチャート。

【図６】エネルギーの消弧経路を示す回路図。

【図７】電力損失特性を示す図。

【図８】第２の実施の形態におけるモータ駆動回路の電
気回路図。

【図９】第２の実施の形態における特徴的な動作例を示
すタイムチャート。

【図１０】第３の実施の形態におけるマイコンの処理内
容を示すフローチャート。

【図１１】演算タイミングを説明するためのタイムチャ
ート。

【図１２】電力損失特性を示す図。

【符号の説明】

３…直流モータ（負荷）、８…マイコン、９…モータ駆
動回路、１０…電流検出回路、１３〜１６…ＭＯＳＦＥ
Ｔ（スイッチング素子）、１９…駆動ロジック部、２０
…コンパレータ、２１…レジスタ、２２…ラッチ、２３
…タイマ、２４…ＮＯＴゲート、２５，２６…ＡＮＤゲ
ート、２７…ＯＲゲート、Ｄ１〜Ｄ４…ダイオード。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02P 5/00 - 5/26 H02P 7/00 - 7/34

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】駆動対象となる負荷に電気的に接続される
スイッチング素子と、前記スイッチング素子の駆動端子
間に並設されるダイオードとを備え、スイッチング素子
をオン又はオフして負荷を通電又は非通電とする負荷駆
動装置において、負荷通電時の電流レベルを検出する電流検出手段と、前記検出した負荷通電電流が比較的低い電流域にある
時、負荷の非通電となる期間で当該負荷を含む閉じた還
流経路を形成するようスイッチング素子をオンさせる一
方、前記検出した負荷通電電流が比較的高い電流域にあ
る時、負荷の非通電となる期間で前記還流経路を開放し
てダイオードを順方向にバイアスするようスイッチング
素子をオフさせる制御手段と、を備えることを特徴とす
る負荷駆動装置。
【請求項２】前記制御手段は、非通電となる瞬間又はその直前に負荷に流れる電流値が
所定値よりも低いか高いかを判定する判定手段と、前記判定手段により電流値が所定値よりも高いと判定さ
れた時、負荷の非通電となる期間で前記還流経路内のス
イッチング素子を強制的にオフさせるような信号を負荷
への駆動指令信号に重畳させる信号操作手段と、を有す
る請求項１に記載の負荷駆動装置。
【請求項３】請求項２に記載の負荷駆動装置において、消弧動作時におけるスイッチング素子の電力損失とダイ
オードの電力損失とが一致する電流値を基準に、前記判
定手段による電流値判定のための所定値を設定する負荷
駆動装置。
【請求項４】負荷の駆動量の変化が比較的少ない時、低
電流域での保持通電を行い、負荷の駆動量の変化が比較
的大きい時、高電流域での起動通電を行う負荷駆動装置
において、前記制御手段は、保持通電に際し負荷の非通電となる期
間で当該負荷を含む閉じた還流経路を形成するようスイ
ッチング素子をオンさせる一方、起動通電に際し負荷の
非通電となる期間で前記還流経路を開放してダイオード
を順方向にバイアスするようスイッチング素子をオフさ
せる請求項１に記載の負荷駆動装置。
【請求項５】前記制御手段は、前記検出した負荷通電電
流が比較的高い電流域にある時、通電状態から非通電状
態への切り替え後、次の通電開始前で且つ通電電流があ
る一定レベルに低下するまでの所定時間だけ、前記還流
経路を開放してダイオードを順方向にバイアスするよう
スイッチング素子をオフさせる請求項１〜４の何れかに
記載の負荷駆動装置。
【請求項６】前記スイッチング素子は負荷に対してＨブ
リッジ型に接続され、負荷への通電方向に応じて、対角
に位置する一対のスイッチング素子を同時にオンして負
荷を通電状態とする請求項１〜５の何れかに記載の負荷
駆動装置。