JP2002034286A - Ｈブリッジ型モータ駆動回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 Ｈブリッジ型モータ駆動回路の各トランジス
タの印加電力を分散し、各トランジスタの発熱量を平均
化する。 【解決手段】 期間Ｔ₁では、Ｓ₇およびＳ₈のパルスが
ハイレベルとなり、トランジスタＱ₁およびＱ₄がオン状
態、トランジスタＱ₂およびＱ₃はオフ状態となり、モー
タＭに電流が流れる。期間Ｔ₂では、Ｓ₆およびＳ₈のパ
ルスがハイレベルとなり、トランジスタＱ₃およびＱ₄が
オン状態、Ｑ₁およびＱ₂がオフ状態となり、回生モード
となり、Ｍ→Ｑ₄→Ｑ₃→Ｍのループで回生電流が発生す
る。期間Ｔ ₃では、再びＳ₇およびＳ₈がハイレベルとな
り、トランジスタＱ₁およびＱ₄がオン状態で、モータＭ
に電流が流れる。期間Ｔ₄では、Ｓ₇およびＳ₉のパルス
がハイレベルとなり、トランジスタＱ₁およびＱ₂がオン
状態、Ｑ₃およびＱ₄がオフ状態となり、回生モードとな
り、Ｍ→Ｑ₂→Ｑ₁→Ｍのループで回生電流（Ｌ負荷の場
合）が発生する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はＰＷＭによるＨブリ
ッジ型モータ駆動回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】直流モータを正、逆回転方向に回転制御
する直流モータの駆動回路としては、４個のトランジス
タと直流モータによりＨ型のブリッジ回路を組み、これ
ら４個のトランジスタをオン／オフ制御することによっ
て直流モータの回転方向や回転、停止などの制御を行う
Ｈブリッジ型モータ駆動回路が一般的に使用されてい
る。

【０００３】このようなＨブリッジ型モータ駆動回路の
代表的な回路を図３に示す。

【０００４】このＨブリッジ型モータ駆動回路は、Ｈブ
リッジ型出力回路１０と、三角波発振器１１と、ＰＷＭ
コンパレータ１２と、インバータ１３と、制御回路１４
で構成されている。

【０００５】Ｈブリッジ型出力回路１０は、ドレインが
直流電源Ｅの（＋）側電極と接続され、ソースおよび基
板が接続され、ゲートに与えられる制御信号Ｓ₁₁，Ｓ₁₂
によりオン／オフするＭＯＳトランジスタＱ₁，Ｑ₂と、
ドレインがそれぞれＭＯＳトランジスタＱ₁，Ｑ₂のソー
スと接続され、ソースおよび基板が直流電源Ｅの（−）
側電極が接続された接地電位点と接続され、ゲートに与
えられる制御信号Ｓ₁₃，Ｓ₁₄によりオン／オフするＭＯ
ＳトランジスタＱ₃，Ｑ₄を有し、ＭＯＳトランジスタＱ
₁，Ｑ₃の接続点とＭＯＳトランジスタＱ₂，Ｑ₄の接続点
の間にモータＭが接続されている。なお、Ｄ₁〜Ｄ₄はＭ
ＯＳトランジスタＱ₁〜Ｑ₄のソース、基板、ドレインの
接合部に寄生する寄生ダイオードである。

【０００６】三角波発振器１１は三角波信号Ｓ₂₁を発生
する。

【０００７】ＰＷＭインバータ１２は三角波信号Ｓ₂₁を
一定レベルの信号Ｓ₂₂と比較し、パルス信号Ｓ₂₃を出力
する。

【０００８】インバータ１３は信号Ｓ₂₃を反転する。

【０００９】制御回路１４は信号Ｓ₂₃，Ｓ₂₄と電源レベ
ルの信号Ｓ₂₅、グランドレベルの信号Ｓ₂₆、および回転
制御信号Ｓ₁₀を入力し、信号Ｓ₂₅，Ｓ₂₄，Ｓ₂₆，Ｓ₂₃を
ＭＯＳトランジスタＱ₁〜Ｑ₄の制御信号Ｓ₁₁〜Ｓ₁₄とし
て出力する。

【００１０】次に、本従来例の動作について図４のタイ
ミングチャートを用いて説明する。三角波発振器１１で
作られた三角波信号Ｓ₂₁と入力信号Ｓ₂₂はコンパレータ
１２に入力され、ＰＷＭパルスＳ₂₃が作成される。ま
た、このＰＷＭパルスＳ₂₃はインバータ１３で反転さ
れ、信号Ｓ₂₄が作成される。これらの信号Ｓ₂₃，Ｓ
₂₄と、電源レベルの信号Ｓ₂₅，Ｓ₂₆は制御回路１４を経
て、それぞれ制御信号Ｓ₁₄，Ｓ ₁₂，Ｓ₁₁，Ｓ₁₃としてＭ
ＯＳトランジスタＱ₄，Ｑ₂，Ｑ₁，Ｑ₃のゲートに供給さ
れる。さて、例としてトランジスタＱ₁およびＱ₄が導通
し、Ｑ₄がＰＷＭする場合を想定する。Ｔ₁の期間では、
Ｓ₂₃およびＳ₂₅のパルスがハイレベルとなり、トランジ
スタＱ₁およびＱ₄がオン状態でモータＭに電流が流れる
ことになる。Ｔ ₂の期間では、Ｓ₂₄およびＳ₂₅のパルス
がハイレベルとなり、トランジスタＱ₁およびＱ₂がオン
状態で回生モードとなり、Ｍ→Ｑ₂→Ｑ₁→Ｍのループで
回生電流（Ｌ負荷の場合）が発生する。なお、抵抗負荷
の場合だと非導通状態となる。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】上述した従来のＨブリ
ッジ型モータ駆動回路は、トランジスタＱ₁が常にオン
状態で、これに常に電流が流れるため、印加電力が大き
くなり、これに伴ない発熱上昇、信頼性の悪化が生じ
る。また、発熱低減のため低オン抵抗ＭＯＳＦＥＴまた
は低飽和電圧トランジスタなどの高性能デバイスの使用
が必要となり、製品コストが高くなる。

【００１２】本発明の目的は、各トランジスタの印加電
力を分散し、各トランジスタの発熱量を平均化したＨブ
リッジ型モータ駆動回路を提供することにある。

【００１３】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明のＨブリッジ型モータ駆動回路は、ＰＷＭコ
ンパレータと制御回路の間に、ＰＷＭコンパレータの出
力信号を、それぞれ立上がりエッジ、立下がりエッジで
２倍分周する第１、第２の分周器と、第１の分周器の出
力信号と第２の分周器の出力信号の論理積をとるＡＮＤ
回路と、第１の分周器の出力信号と第２の分周器の出力
信号の論理和をとるＯＲ回路と、それぞれＡＮＤ回路の
出力信号、ＯＲ回路の出力信号を反転する第１、第２の
インバータを有する。

【００１４】制御回路は、第１のインバータ、第２のイ
ンバータ、ＡＮＤ回路、ＯＲ回路の各出力信号をそれぞ
れ第１、第２、第３、第４のＭＯＳトランジスタのゲー
トに印加する。

【００１５】第１の期間では第１と第４のトランジスタ
がオン、第２と第３のトランジスタがオフで、モータに
電流が流れる。次の第２の期間では、第３と第４のトラ
ンジスタがオン、第１と第２のトランジスタがオフで、
モータに回生電流が流れる。次の第３の期間では、第１
の期間と同じ状態になって、モータＭに電流が流れる。
最後の期間Ｔ₄では第１と第２のトランジスタがオン状
態、第３と第４の状態がオフ状態で、モータに回生電流
が流れる。

【００１６】このように、回生モードでは、第１と第２
のトランジスタ、第３と第４のトランジスタが交互にオ
ンされるので、各トランジスタの印加電力が分散され、
各トランジスタの発熱が平均化される。

【００１７】

【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。

【００１８】図１を参照すると、本発明の一実施形態の
Ｈブリッジ型モータＭ駆動回路は三角波発振器１と、三
角波信号Ｓ₁と入力信号Ｓ₂を比較するＰＷＭコンパレー
タ２と、コンパレータ２の出力信号Ｓ₃をそれぞれ立ち
上がりエッジ、立ち下がりエッジで２倍分周する分周器
３，４と、分周器３，４の出力信号Ｓ₄，Ｓ₅のそれぞれ
論理積、論理和をとるＡＮＤ回路５，ＯＲ回路６と、そ
れぞれＡＮＤ回路５，ＯＲ回路６の出力信号Ｓ₆，Ｓ₈を
反転し、信号Ｓ₇，Ｓ₉を出力するインバータ７，８と、
Ｈブリッジ型出力回路１０と、信号Ｓ₆，Ｓ₇，Ｓ₈，Ｓ₉
と、モータの正転／逆転を示す回転制御信号Ｓ₀により
制御信号Ｓ₁₁，Ｓ₁₂，Ｓ₁₃，Ｓ₁₄を出力し、Ｈブリッジ
型出力回路１０のＭＯＳトランジスタＱ₁，Ｑ₂，Ｑ₃，
Ｑ₄のオン／オフを制御する制御回路９で構成されてい
る。なお、Ｈブリッジ型出力回路１０の構成は図３の従
来例と同じである。

【００１９】次に、本実施形態の動作について図２の波
形図を参照して説明する。なお、図２は正回転の場合の
波形であり、逆回転の場合、信号Ｓ₁₃とＳ₁₁、Ｓ₁₄とＳ
₁₂がそれぞれ入かわる。

【００２０】従来のＨブリッジ型モータ駆動回路と同様
に、三角波発振と器１で作られた三角波Ｓ₁と入力信号
Ｓ₂をコンパレータ２に入力し、ＰＷＭパルスＳ₃を作成
する。そのＰＷＭパルスＳ₃の立ち上がりエッジおよび
立ち下がりエッジで２倍分周を行う。立ち上がりエッジ
での分周は分周器３で行い、立ち下がりエッジでの分周
は分周器４で行う。分周後の出力はそれぞれパルス
Ｓ₄，Ｓ₅となる。これらのパルスＳ₄，Ｓ₅は三角波発振
器１から出力される三角波信号Ｓ₁の周波数に等しく、
かつＰＷＭパルスＳ₃のハイレベルの期間だけ位相がず
れた形となる。次に、出力パルスＳ₄，Ｓ₅はＡＮＤ回路
５およびＯＲ回路６に入力され、パルスＳ₆，Ｓ₈が生成
される。パルス信号Ｓ₆，Ｓ₈はそれぞれインバータ７，
８により反転され、反転信号Ｓ₇，Ｓ₉となる。信号
Ｓ₆，Ｓ₇，Ｓ₈，Ｓ₉は制御回路９に入力され、制御信号
Ｓ₁₃，Ｓ₁₁，Ｓ₁₄，Ｓ₁₂としてトランジスタＱ₃，Ｑ₁，
Ｑ₄，Ｑ₂のゲートに印加される。

【００２１】さて、例としてトランジスタＱ₁およびＱ₄
が導通する場合を想定する。従来回路の場合、Ｑ₁の
み、またはＱ₄のみのスイッチングによりＰＷＭ駆動を
行うが、本発明ではＱ₁およびＱ₄の交互スイッチングに
よりＰＷＭ駆動を行う。Ｑ₁のゲート信号Ｓ₁₁として信
号Ｓ₇、Ｑ₂のゲート信号Ｓ₁₂として信号Ｓ₉、Ｑ₃のゲー
ト信号Ｓ₁₃として信号Ｓ₆、Ｑ₄のゲート信号として信号
Ｓ₈が印加される。動作パターンは図中Ｔ₁〜Ｔ₄に示す
もので１シーケンスとなる。それぞれの期間の状態につ
いて説明する。

【００２２】期間Ｔ₁では、Ｓ₇およびＳ₈のパルスがハ
イレベルとなる。この場合、トランジスタＱ₁およびＱ₄
がオン状態、トランジスタＱ₂およびＱ₃はオフ状態とな
り、モータＭに電流が流れることとなる。

【００２３】期間Ｔ₂では、Ｓ₆およびＳ₈のパルスがハ
イレベルとなる。この場合、トランジスタＱ₃およびＱ₄
がオン状態、トランジスタＱ₁およびＱ₂がオフ状態とな
る。この期間においては回生モードとなり、Ｍ→Ｑ₄→
Ｑ₃→Ｍのループで回生電流（Ｌ負荷の場合）が発生す
る。なお、抵抗負荷の場合だと非導通状態となる。

【００２４】期間Ｔ₃では、再びＳ₇およびＳ₈のパルス
がハイレベルとなり、トランジスタＱ₁およびＱ₄がオン
状態で、モータＭに電流が流れる。

【００２５】期間Ｔ₄では、Ｓ₇およびＳ₉のパルスがハ
イレベルとなる。この場合、トランジスタＱ₁およびＱ₂
がオン状態、Ｑ₃およびＱ₄がオフ状態となる。この状態
においては回生モードとなり、Ｍ→Ｑ₂→Ｑ₁→Ｍのルー
プで回生電流（Ｌ負荷の場合）が発生する。なお、抵抗
負荷の場合だと非導通状態となる。

【００２６】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
ハイサイドトランジスタ、ロウサイドトランジスタを交
互にスイッチングすることにより、トランジスタの印加
電力を分散することが可能となり、各トランジスタあた
りの発熱量を平均化することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施形態のＨブリッジ型モータ駆動
回路の回路図である。

【図２】図１のモータ駆動回路の各部の波形図である。

【図３】Ｈブリッジ型モータ駆動回路の従来例の回路図
である。

【図４】図３のモータ駆動回路の各部の波形図である。

【符号の説明】 １ 三角波発振器 ２ ＰＷＭコンパレータ ３，４ 分周器 ５ ＡＮＤ回路 ６ ＯＲ回路 ７，８ インバータ ９ 制御回路 １０ Ｈブリッジ型出力回路 Ｑ₁，Ｑ₂，Ｑ₃，Ｑ₄ ＭＯＳトランジスタ Ｄ₁，Ｄ₂，Ｄ₃，Ｄ₄ 寄生ダイオード Ｅ 電源 Ｓ₀〜Ｓ₁₄ 信号 Ｔ₁〜Ｔ₄ 期間

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ソース、ドレインのうち一方が直流電源
   の第１の電源端子と接続され、前記直流電源の電圧が逆
   方向に印加される寄生ダイオードをソース・ドレイン間
   に持ち、ゲートに与えられる制御信号により導通／非導
   通が制御される第１、第２のＭＯＳトランジスタと、ソ
   ース、ドレインのうち一方がそれぞれ前記第１、第２の
   ＭＯＳトランジスタのソース、ドレインのうちの他方と
   接続され、ソース、ドレインの他方が前記直流電源の第
   ２の電源端子と接続され、前記直流電源の電圧が逆方向
   に印加される寄生ダイオードをソース・ドレイン間に持
   ち、ゲートに与えられる制御信号により導通／非導通が
   制御される第３、第４のＭＯＳトランジスタとを有し、
   前記第１、第３のＭＯＳトランジスタの接続点と、前記
   第２、第４のＭＯＳトランジスタの接続点の間に接続さ
   れたモータを駆動するＨブリッジ型出力回路と、 三角波信号を発生する三角波発振器と、 前記三角波信号を一定レベルの信号と比較するＰＷＭコ
   ンパレータと、 前記ＰＷＭコンパレータの出力信号を、それぞれ立上が
   りエッジ、立下がりエッジで２倍分周する第１、第２の
   分周器と、 第１の分周器の出力信号と第２の分周器の出力信号の論
   理積をとるＡＮＤ回路と、 第１の分周器の出力信号と第２の分周器の出力信号の論
   理和をとるＯＲ回路と、 それぞれ前記ＡＮＤ回路の出力信号、前記ＯＲ回路の出
   力信号を反転する第１、第２のインバータと、 前記第１のインバータ、前記第２のインバータ、前記Ａ
   ＮＤ回路、前記ＯＲ回路の各出力信号をそれぞれ第１、
   第２、第３、第４のＭＯＳトランジスタのゲートに印加
   する制御回路を有するＨブリッジ型モータ駆動回路。