JP3119034B2 - Ｐｗｍインバータ用出力回路 - Google Patents
Ｐｗｍインバータ用出力回路Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は電動機のコイル電圧をＰ
ＷＭ制御するＰＷＭインバータのパワー回路に関するも
のである。
ＷＭ制御するＰＷＭインバータのパワー回路に関するも
のである。
【０００２】ＰＷＭは、Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏ
ｄｕｌａｔｉｏｎの略で、モータ制御の分野において広
く利用されている技術である。
ｄｕｌａｔｉｏｎの略で、モータ制御の分野において広
く利用されている技術である。
【０００３】
【従来の技術】近年、ＰＷＭインバータが急速に普及
し、広くモータ制御に利用されている。
し、広くモータ制御に利用されている。
【０００４】図１８は一般的なＰＷＭインバータの構成
を示す略線図で、三相ＰＷＭインバータを例にとって示
している。一般的にＰＷＭインバータでは使用する電動
機の相数に応じてＰＷＭインバータ用出力回路５３の数
が異なるが、その基本動作は同じである。
を示す略線図で、三相ＰＷＭインバータを例にとって示
している。一般的にＰＷＭインバータでは使用する電動
機の相数に応じてＰＷＭインバータ用出力回路５３の数
が異なるが、その基本動作は同じである。
【０００５】図１８において一般的な三相ＰＷＭインバ
ータの構成を説明する。まず、周波数電圧設定手段５８
に電動機６０に供給する三相交流電圧波形の基本周波数
と実効電圧値がセットされる。次にＰＷＭ制御回路５９
は、周波数電圧設定手段５８に設定された情報をもとに
内部で三相ＰＷＭ信号を発生し、スイッチング指令信号
４２，６１および６２として出力する。このスイッチン
グ指令信号４２，６１および６２は、電動機巻線端子５
２，６３および６４をそれぞれ直流主電源１４のプラス
端子に接続するか、またはマイナス端子に接続するかを
指令する２値信号である。
ータの構成を説明する。まず、周波数電圧設定手段５８
に電動機６０に供給する三相交流電圧波形の基本周波数
と実効電圧値がセットされる。次にＰＷＭ制御回路５９
は、周波数電圧設定手段５８に設定された情報をもとに
内部で三相ＰＷＭ信号を発生し、スイッチング指令信号
４２，６１および６２として出力する。このスイッチン
グ指令信号４２，６１および６２は、電動機巻線端子５
２，６３および６４をそれぞれ直流主電源１４のプラス
端子に接続するか、またはマイナス端子に接続するかを
指令する２値信号である。
【０００６】また、このスイッチング指令信号４２また
は６１または６２の周波数はＰＷＭキャリア周波数と呼
ばれ、通常電動機６０に供給する三相交流電圧波形の基
本周波数の１０倍以上の値をとる。一般的に、電動機に
供給する三相交流電圧波形の基本周波数が０Hz〜２００
Hz程度で、ＰＷＭキャリア周波数が２ｋHz〜２０ｋHz程
度のものが多い。
は６１または６２の周波数はＰＷＭキャリア周波数と呼
ばれ、通常電動機６０に供給する三相交流電圧波形の基
本周波数の１０倍以上の値をとる。一般的に、電動機に
供給する三相交流電圧波形の基本周波数が０Hz〜２００
Hz程度で、ＰＷＭキャリア周波数が２ｋHz〜２０ｋHz程
度のものが多い。
【０００７】電動機解放信号１５６は、電動機をフリー
ラン状態とするか否かを指令する２値信号である。フリ
ーラン状態とは電動機巻線端子５２，６３および６４の
すべてを直流主電源１４のプラス端子にもマイナス端子
にも接続しない状態で、何らかのトラブルが発生した場
合等においてこの状態とし、電動機および制御装置を保
護するのが一般的である。ＰＷＭインバータ用出力回路
５３は、スイッチング指令信号４２または６１または６
２にしたがって電動機巻線端子５２または６３または６
４を直流主電源１４のプラス端子またはマイナス端子に
接続制御する半導体スイッチ回路である。
ラン状態とするか否かを指令する２値信号である。フリ
ーラン状態とは電動機巻線端子５２，６３および６４の
すべてを直流主電源１４のプラス端子にもマイナス端子
にも接続しない状態で、何らかのトラブルが発生した場
合等においてこの状態とし、電動機および制御装置を保
護するのが一般的である。ＰＷＭインバータ用出力回路
５３は、スイッチング指令信号４２または６１または６
２にしたがって電動機巻線端子５２または６３または６
４を直流主電源１４のプラス端子またはマイナス端子に
接続制御する半導体スイッチ回路である。
【０００８】また、電動機解放信号１５６がフリーラン
状態を指令している場合には、スイッチング指令信号４
２または６１または６２にかかわらず電動機巻線端子５
２または６３または６４を直流主電源１４のプラス端子
にもマイナス端子にも接続しないように構成されてい
る。一般的に直流主電源はＡＣ１００Ｖを整流平滑した
ＤＣ１４０Ｖ程度のものや、ＡＣ２００Ｖを整流平滑し
たＤＣ２８０Ｖ程度のものが多い。
状態を指令している場合には、スイッチング指令信号４
２または６１または６２にかかわらず電動機巻線端子５
２または６３または６４を直流主電源１４のプラス端子
にもマイナス端子にも接続しないように構成されてい
る。一般的に直流主電源はＡＣ１００Ｖを整流平滑した
ＤＣ１４０Ｖ程度のものや、ＡＣ２００Ｖを整流平滑し
たＤＣ２８０Ｖ程度のものが多い。
【０００９】以下に、従来のＰＷＭインバータ用出力回
路について説明する。図１９は従来のＰＷＭインバータ
用出力回路の構成を示すものである。
路について説明する。図１９は従来のＰＷＭインバータ
用出力回路の構成を示すものである。
【００１０】図１９において、６５は論理反転手段でス
イッチング指令信号４２の正負論理を反転し反転スイッ
チング信号８０を出力する。１５７と１５８は論理積手
段で、電動機解放信号１５６とスイッチング指令信号４
２の論理積をとった結果を上アームスイッチング信号１
５９として出力し、電動機解放信号１５６と反転スイッ
チング信号８０の論理積をとった結果を下アームスイッ
チング信号１６０として出力する。
イッチング指令信号４２の正負論理を反転し反転スイッ
チング信号８０を出力する。１５７と１５８は論理積手
段で、電動機解放信号１５６とスイッチング指令信号４
２の論理積をとった結果を上アームスイッチング信号１
５９として出力し、電動機解放信号１５６と反転スイッ
チング信号８０の論理積をとった結果を下アームスイッ
チング信号１６０として出力する。
【００１１】６６と６７はオンディレイ回路で、上アー
ムスイッチング信号１５９と下アームスイッチング信号
１６０の立ち上がりエッジをそれぞれオンディレイ時間
ＴＤだけ遅らせて上アーム制御信号８１または下アーム
制御信号８２を出力する。６８と６９はベースドライブ
回路で、６８は上アーム制御信号８１に対応してパワー
トランジスタ７０をＯＮまたはＯＦＦさせ、６９は下ア
ーム制御信号８２に対応してパワートランジスタ７１を
ＯＮまたはＯＦＦさせるように構成されている。すなわ
ち、上アーム制御信号８１が‘Ｈ’レベルになるとホト
カプラ７２の出力トランジスタがＯＮし、これによりト
ランジスタ７４がＯＮし、これによりトランジスタ７６
がＯＦＦすることによりパワートランジスタ７０がＯＮ
する。逆に上アーム制御信号８１が‘Ｌ’レベルになる
とホトカプラ７２の出力トランジスタがＯＦＦし、これ
によりトランジスタ７４もＯＦＦし、これによりトラン
ジスタ７６がＯＮすることによりパワートランジスタ７
０がＯＦＦする。
ムスイッチング信号１５９と下アームスイッチング信号
１６０の立ち上がりエッジをそれぞれオンディレイ時間
ＴＤだけ遅らせて上アーム制御信号８１または下アーム
制御信号８２を出力する。６８と６９はベースドライブ
回路で、６８は上アーム制御信号８１に対応してパワー
トランジスタ７０をＯＮまたはＯＦＦさせ、６９は下ア
ーム制御信号８２に対応してパワートランジスタ７１を
ＯＮまたはＯＦＦさせるように構成されている。すなわ
ち、上アーム制御信号８１が‘Ｈ’レベルになるとホト
カプラ７２の出力トランジスタがＯＮし、これによりト
ランジスタ７４がＯＮし、これによりトランジスタ７６
がＯＦＦすることによりパワートランジスタ７０がＯＮ
する。逆に上アーム制御信号８１が‘Ｌ’レベルになる
とホトカプラ７２の出力トランジスタがＯＦＦし、これ
によりトランジスタ７４もＯＦＦし、これによりトラン
ジスタ７６がＯＮすることによりパワートランジスタ７
０がＯＦＦする。
【００１２】このベースドライブ回路は、他に実開昭５
７−４２５８９号公報や特開昭５９−１７８９８０号公
報に記載されているもの等があるが、基本的に図１９記
載のベースドライブ回路６８および６９と同様の作用を
行い置換可能である。
７−４２５８９号公報や特開昭５９−１７８９８０号公
報に記載されているもの等があるが、基本的に図１９記
載のベースドライブ回路６８および６９と同様の作用を
行い置換可能である。
【００１３】以上のように構成されたＰＷＭインバータ
用出力回路について、以下その動作について説明する。
用出力回路について、以下その動作について説明する。
【００１４】まず、電動機解放信号１５６が‘Ｌ’レベ
ル、つまりフリーラン状態を指令している場合について
考察すると、スイッチング指令信号４２が‘Ｌ’レベル
でも‘Ｈ’レベルでもパワートランジスタ７０およびパ
ワートランジスタ７１はＯＦＦ状態となることがわか
る。
ル、つまりフリーラン状態を指令している場合について
考察すると、スイッチング指令信号４２が‘Ｌ’レベル
でも‘Ｈ’レベルでもパワートランジスタ７０およびパ
ワートランジスタ７１はＯＦＦ状態となることがわか
る。
【００１５】以下、電動機解放信号１５６が‘Ｈ’レベ
ル、つまりフリーランでない状態を指令している場合に
ついて説明する。
ル、つまりフリーランでない状態を指令している場合に
ついて説明する。
【００１６】図２０は図１９のＰＷＭインバータ用出力
回路の内部の信号を示す図で、まずスイッチング指令信
号４２が‘Ｌ’レベルから‘Ｈ’レベルに変化すると、
オンディレイ回路６６はオンディレイ時間ＴＤだけ遅れ
て上アーム制御信号８１を‘Ｌ’レベルから‘Ｈ’レベ
ルに変化させる。上アーム制御信号８１を‘Ｈ’レベル
にするとパワートランジスタ７０がＯＮするが、その間
にはベースドライブ回路６８とパワートランジスタ７０
の動作遅れ時間ＴＸ１が存在する。この動作遅れ時間Ｔ
Ｘ１はパワートランジスタ７０の温度やコレクタを流れ
る電流値の変化により変動し、またベースドライブ回路
を構成する部品やパワートランジスタのバラツキや経年
変化によっても変化する。
回路の内部の信号を示す図で、まずスイッチング指令信
号４２が‘Ｌ’レベルから‘Ｈ’レベルに変化すると、
オンディレイ回路６６はオンディレイ時間ＴＤだけ遅れ
て上アーム制御信号８１を‘Ｌ’レベルから‘Ｈ’レベ
ルに変化させる。上アーム制御信号８１を‘Ｈ’レベル
にするとパワートランジスタ７０がＯＮするが、その間
にはベースドライブ回路６８とパワートランジスタ７０
の動作遅れ時間ＴＸ１が存在する。この動作遅れ時間Ｔ
Ｘ１はパワートランジスタ７０の温度やコレクタを流れ
る電流値の変化により変動し、またベースドライブ回路
を構成する部品やパワートランジスタのバラツキや経年
変化によっても変化する。
【００１７】また、スイッチング指令信号４２が‘Ｌ’
レベルから‘Ｈ’レベルに変化すると、反転スイッチン
グ信号８０は‘Ｈ’レベルから‘Ｌ’レベルに変化し、
オンディレイ回路６７は下アーム制御信号８２をほとん
ど時間遅れなしに‘Ｌ’レベルにする。下アーム制御信
号８２を‘Ｌ’レベルにするとパワートランジスタ７１
がＯＦＦするが、その間にはベースドライブ回路６９と
パワートランジスタ７１の動作遅れ時間ＴＹ２が存在す
る。この動作遅れ時間ＴＹ２はパワートランジスタ７１
の温度やコレクタを流れる電流値の変化により変動し、
またベースドライブ回路を構成する部品やパワートラン
ジスタのバラツキや経年変化によっても変化する。
レベルから‘Ｈ’レベルに変化すると、反転スイッチン
グ信号８０は‘Ｈ’レベルから‘Ｌ’レベルに変化し、
オンディレイ回路６７は下アーム制御信号８２をほとん
ど時間遅れなしに‘Ｌ’レベルにする。下アーム制御信
号８２を‘Ｌ’レベルにするとパワートランジスタ７１
がＯＦＦするが、その間にはベースドライブ回路６９と
パワートランジスタ７１の動作遅れ時間ＴＹ２が存在す
る。この動作遅れ時間ＴＹ２はパワートランジスタ７１
の温度やコレクタを流れる電流値の変化により変動し、
またベースドライブ回路を構成する部品やパワートラン
ジスタのバラツキや経年変化によっても変化する。
【００１８】次にスイッチング指令信号４２が‘Ｈ’レ
ベルから‘Ｌ’レベルに変化すると、オンディレイ回路
６６は上アーム制御信号８１をほとんど時間遅れなしに
‘Ｌ’レベルにし、パワートランジスタ７０はＯＦＦす
るが、その間にはベースドライブ回路６８とパワートラ
ンジスタ７０の動作遅れ時間ＴＹ１が存在する。
ベルから‘Ｌ’レベルに変化すると、オンディレイ回路
６６は上アーム制御信号８１をほとんど時間遅れなしに
‘Ｌ’レベルにし、パワートランジスタ７０はＯＦＦす
るが、その間にはベースドライブ回路６８とパワートラ
ンジスタ７０の動作遅れ時間ＴＹ１が存在する。
【００１９】また、スイッチング指令信号４２が‘Ｈ’
レベルから‘Ｌ’レベルに変化すると、反転スイッチン
グ信号８０は‘Ｌ’レベルから‘Ｈ’レベルに変化し、
オンディレイ回路６７はオンディレイ時間ＴＤだけ遅れ
て下アーム制御信号８２を‘Ｌ’レベルから‘Ｈ’レベ
ルに変化する。下アーム制御信号８２を‘Ｈ’レベルに
するとパワートランジスタ７１がＯＮするが、その間に
はベースドライブ回路６９とパワートランジスタ７１の
動作遅れ時間ＴＸ２が存在する。
レベルから‘Ｌ’レベルに変化すると、反転スイッチン
グ信号８０は‘Ｌ’レベルから‘Ｈ’レベルに変化し、
オンディレイ回路６７はオンディレイ時間ＴＤだけ遅れ
て下アーム制御信号８２を‘Ｌ’レベルから‘Ｈ’レベ
ルに変化する。下アーム制御信号８２を‘Ｈ’レベルに
するとパワートランジスタ７１がＯＮするが、その間に
はベースドライブ回路６９とパワートランジスタ７１の
動作遅れ時間ＴＸ２が存在する。
【００２０】ここで、動作遅れ時間ＴＸ１または動作遅
れ時間ＴＸ２と、動作遅れ時間ＴＹ１または動作遅れ時
間ＴＹ２を比較すると、一般的に動作遅れ時間ＴＸ１ま
たはＴＸ２より動作遅れ時間ＴＹ１またはＴＹ２のほう
が長くなる傾向がある。動作遅れ時間ＴＸ１および動作
遅れ時間ＴＸ２の最悪条件を考慮した上での最短の値を
ＴＸＷとし、動作遅れ時間ＴＹ１および動作遅れ時間Ｔ
Ｙ２の最悪条件を考慮した上での最長の値をＴＹＷとす
ると、通常オンディレイ時間ＴＤはＴＹＷからＴＸＷを
差し引いた値に多少の余裕を加えた時間に設定される。
通常、オンディレイ時間ＴＤはバイポーラタイプのパワ
ートランジスタを使用したもので１０〜５０マイクロ秒
程度に設定され、ＩＧＢＴを使用したもので５〜３０マ
イクロ秒程度に設定され、ＭＯＳタイプのパワーＭＯＳ
−ＦＥＴを使用したもので２〜１０マイクロ秒程度に設
定される。これにより、スイッチング指令信号４２が
‘Ｈ’レベルから‘Ｌ’レベルに変化した時や‘Ｌ’レ
ベルから‘Ｈ’レベルに変化したときに、パワートラン
ジスタ７０とパワートランジスタ７１が同時にＯＮ状態
となり直流主電源１４のプラス端子とマイナス端子が短
絡状態となることを防止している。
れ時間ＴＸ２と、動作遅れ時間ＴＹ１または動作遅れ時
間ＴＹ２を比較すると、一般的に動作遅れ時間ＴＸ１ま
たはＴＸ２より動作遅れ時間ＴＹ１またはＴＹ２のほう
が長くなる傾向がある。動作遅れ時間ＴＸ１および動作
遅れ時間ＴＸ２の最悪条件を考慮した上での最短の値を
ＴＸＷとし、動作遅れ時間ＴＹ１および動作遅れ時間Ｔ
Ｙ２の最悪条件を考慮した上での最長の値をＴＹＷとす
ると、通常オンディレイ時間ＴＤはＴＹＷからＴＸＷを
差し引いた値に多少の余裕を加えた時間に設定される。
通常、オンディレイ時間ＴＤはバイポーラタイプのパワ
ートランジスタを使用したもので１０〜５０マイクロ秒
程度に設定され、ＩＧＢＴを使用したもので５〜３０マ
イクロ秒程度に設定され、ＭＯＳタイプのパワーＭＯＳ
−ＦＥＴを使用したもので２〜１０マイクロ秒程度に設
定される。これにより、スイッチング指令信号４２が
‘Ｈ’レベルから‘Ｌ’レベルに変化した時や‘Ｌ’レ
ベルから‘Ｈ’レベルに変化したときに、パワートラン
ジスタ７０とパワートランジスタ７１が同時にＯＮ状態
となり直流主電源１４のプラス端子とマイナス端子が短
絡状態となることを防止している。
【００２１】以上より、スイッチング指令信号４２と電
動機巻線端子電圧５１の状態とに着目して考察すると、
まずスイッチング指令信号４２が‘Ｌ’レベルに固定し
ている時はパワートランジスタ７０がＯＦＦ状態でパワ
ートランジスタ７１がＯＮ状態となっているため電動機
巻線端子５２は直流主電源１４のマイナス端子に接続さ
れることになり、またスイッチング指令信号４２が
‘Ｈ’レベルに固定している時はパワートランジスタ７
０がＯＮ状態でパワートランジスタ７１がＯＦＦ状態と
なっているため電動機巻線端子５２は直流主電源１４の
プラス端子に接続されることになる。
動機巻線端子電圧５１の状態とに着目して考察すると、
まずスイッチング指令信号４２が‘Ｌ’レベルに固定し
ている時はパワートランジスタ７０がＯＦＦ状態でパワ
ートランジスタ７１がＯＮ状態となっているため電動機
巻線端子５２は直流主電源１４のマイナス端子に接続さ
れることになり、またスイッチング指令信号４２が
‘Ｈ’レベルに固定している時はパワートランジスタ７
０がＯＮ状態でパワートランジスタ７１がＯＦＦ状態と
なっているため電動機巻線端子５２は直流主電源１４の
プラス端子に接続されることになる。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記従来
の構成では、電動機解放信号１５６が‘Ｈ’レベル、つ
まりフリーランでない状態を指令している際に、スイッ
チング指令信号４２が‘Ｌ’レベルから‘Ｈ’レベルに
変化した時や‘Ｈ’レベルから‘Ｌ’レベルに変化した
時に、ある時間パワートランジスタ７０とパワートラン
ジスタ７１が両方ＯＦＦした状態となり、これが電動機
巻線端子５２を電圧制御する上での制御誤差となる。こ
の制御誤差は、電動機の発生トルクや回転速度の変動を
招き、また電動機の騒音振動も大きくするという問題点
を有していた。
の構成では、電動機解放信号１５６が‘Ｈ’レベル、つ
まりフリーランでない状態を指令している際に、スイッ
チング指令信号４２が‘Ｌ’レベルから‘Ｈ’レベルに
変化した時や‘Ｈ’レベルから‘Ｌ’レベルに変化した
時に、ある時間パワートランジスタ７０とパワートラン
ジスタ７１が両方ＯＦＦした状態となり、これが電動機
巻線端子５２を電圧制御する上での制御誤差となる。こ
の制御誤差は、電動機の発生トルクや回転速度の変動を
招き、また電動機の騒音振動も大きくするという問題点
を有していた。
【００２３】これをさらに詳しく説明する。図１９およ
び図２０において、スイッチング指令信号４２が‘Ｌ’
レベルから‘Ｈ’レベルに変化した時や、‘Ｈ’レベル
から‘Ｌ’レベルに変化した時には、ＯＮしていたパワ
ートランジスタをまずＯＦＦさせた後ＯＦＦしていたパ
ワートランジスタをＯＮさせる。したがって、ある時間
パワートランジスタ７０とパワートランジスタ７１が両
方ＯＦＦした状態となる。この状態をフローティング状
態と呼び、この時間をフローティング時間ＴＺと呼んで
いる。一般的にフローティング時間ＴＺはオンディレイ
時間ＴＤの１／２〜２／３程度である場合が多い。
び図２０において、スイッチング指令信号４２が‘Ｌ’
レベルから‘Ｈ’レベルに変化した時や、‘Ｈ’レベル
から‘Ｌ’レベルに変化した時には、ＯＮしていたパワ
ートランジスタをまずＯＦＦさせた後ＯＦＦしていたパ
ワートランジスタをＯＮさせる。したがって、ある時間
パワートランジスタ７０とパワートランジスタ７１が両
方ＯＦＦした状態となる。この状態をフローティング状
態と呼び、この時間をフローティング時間ＴＺと呼んで
いる。一般的にフローティング時間ＴＺはオンディレイ
時間ＴＤの１／２〜２／３程度である場合が多い。
【００２４】一般的に電動機のＰＷＭ制御は本来、電動
機巻線端子を直流主電源のプラス端子とマイナス端子に
交互に接続し、そのプラス端子に接続する時間とマイナ
ス端子に接続する時間の比率に応じて電動機巻線端子の
平均電圧を制御しようとするものである。したがって、
直流主電源１４の電圧を一定とした場合において、スイ
ッチング指令信号４２の‘Ｈ’レベルと‘Ｌ’レベルの
時間の比率に応じて電動機巻線端子５２の平均電圧を一
義的に制御できることが理想である。
機巻線端子を直流主電源のプラス端子とマイナス端子に
交互に接続し、そのプラス端子に接続する時間とマイナ
ス端子に接続する時間の比率に応じて電動機巻線端子の
平均電圧を制御しようとするものである。したがって、
直流主電源１４の電圧を一定とした場合において、スイ
ッチング指令信号４２の‘Ｈ’レベルと‘Ｌ’レベルの
時間の比率に応じて電動機巻線端子５２の平均電圧を一
義的に制御できることが理想である。
【００２５】しかしながら従来のＰＷＭインバータ用出
力回路においては、フローティング状態が存在するため
電動機巻線端子を流れる電流の方向により電動機巻線端
子の平均電圧が変動する。すなわち、電動機巻線端子５
２よりＰＷＭインバータ用出力回路５３に電流が流入す
る方向に電流が流れている状態でフローティング状態に
なるとダイオード７８が導通し、電動機巻線端子５２は
直流主電源１４のプラス端子に接続された状態となる。
この状態を図２０の電動機巻線端子電圧５１Ａに示す。
逆に、フローティング状態においてＰＷＭインバータ用
出力回路５３より電動機巻線端子５２に電流が流出する
方向に電流が流れると、ダイオード７９が導通し電動機
巻線端子５２は直流主電源１４のマイナス端子に接続さ
れた状態となる。この状態を図２０の電動機巻線端子電
圧５１Ｂに示す。またフローティング状態において、電
動機巻線端子５２に電流が流れていない状態では、電動
機巻線端子５２の電圧は電動機６０の内部で発生する誘
起電圧等より定まる電圧となる。
力回路においては、フローティング状態が存在するため
電動機巻線端子を流れる電流の方向により電動機巻線端
子の平均電圧が変動する。すなわち、電動機巻線端子５
２よりＰＷＭインバータ用出力回路５３に電流が流入す
る方向に電流が流れている状態でフローティング状態に
なるとダイオード７８が導通し、電動機巻線端子５２は
直流主電源１４のプラス端子に接続された状態となる。
この状態を図２０の電動機巻線端子電圧５１Ａに示す。
逆に、フローティング状態においてＰＷＭインバータ用
出力回路５３より電動機巻線端子５２に電流が流出する
方向に電流が流れると、ダイオード７９が導通し電動機
巻線端子５２は直流主電源１４のマイナス端子に接続さ
れた状態となる。この状態を図２０の電動機巻線端子電
圧５１Ｂに示す。またフローティング状態において、電
動機巻線端子５２に電流が流れていない状態では、電動
機巻線端子５２の電圧は電動機６０の内部で発生する誘
起電圧等より定まる電圧となる。
【００２６】以上のように、フローティング状態がある
ためにスイッチング指令信号４２と電動機巻線端子５２
の平均電圧が一義的に定まらず制御誤差を生じる。通
常、電動機巻線端子５２を流れる電流は交流で電流の方
向が変化するため、それに応じて制御誤差も変化し、電
動機６０の発生トルクや回転速度の変動が生じる。フロ
ーティング状態をなくし、フローティング時間を０にす
ることによりこの問題は解決できるが、従来のＰＷＭイ
ンバータ用出力回路においては直流主電源１４のプラス
端子とマイナス端子の短絡状態が生じ、実際には不可能
である。
ためにスイッチング指令信号４２と電動機巻線端子５２
の平均電圧が一義的に定まらず制御誤差を生じる。通
常、電動機巻線端子５２を流れる電流は交流で電流の方
向が変化するため、それに応じて制御誤差も変化し、電
動機６０の発生トルクや回転速度の変動が生じる。フロ
ーティング状態をなくし、フローティング時間を０にす
ることによりこの問題は解決できるが、従来のＰＷＭイ
ンバータ用出力回路においては直流主電源１４のプラス
端子とマイナス端子の短絡状態が生じ、実際には不可能
である。
【００２７】さらに、パワートランジスタがＯＮまたは
ＯＦＦする際に電気ノイズが発生するが、特にこれを小
さくしたい用途においてはパワートランジスタのベース
とエミッタ間にコンデンサを接続する等の方法でスイッ
チングスピードを遅くする場合がある。しかし、これに
より動作遅れ時間ＴＸ１，ＴＸ２，ＴＹ１およびＴＹ２
のバラツキが非常に大きくなり、フローティング時間を
さらに大きくせざるをえない。したがって制御誤差が大
きくなり、結果としてスイッチングスピードをあまり遅
くできない。
ＯＦＦする際に電気ノイズが発生するが、特にこれを小
さくしたい用途においてはパワートランジスタのベース
とエミッタ間にコンデンサを接続する等の方法でスイッ
チングスピードを遅くする場合がある。しかし、これに
より動作遅れ時間ＴＸ１，ＴＸ２，ＴＹ１およびＴＹ２
のバラツキが非常に大きくなり、フローティング時間を
さらに大きくせざるをえない。したがって制御誤差が大
きくなり、結果としてスイッチングスピードをあまり遅
くできない。
【００２８】また、図１９のパワートランジスタ７０と
パワートランジスタ７１をそれぞれパワーＭＯＳ−ＦＥ
Ｔに置き換えたタイプの従来のＰＷＭインバータ用出力
回路や図１９のパワートランジスタ７０とパワートラン
ジスタ７１をそれぞれＩＧＢＴに置き換えたタイプの従
来のＰＷＭインバータ用出力回路もあるが、動作は全く
図１９に示すＰＷＭインバータ用出力回路と同じであり
フローティング状態を有する。
パワートランジスタ７１をそれぞれパワーＭＯＳ−ＦＥ
Ｔに置き換えたタイプの従来のＰＷＭインバータ用出力
回路や図１９のパワートランジスタ７０とパワートラン
ジスタ７１をそれぞれＩＧＢＴに置き換えたタイプの従
来のＰＷＭインバータ用出力回路もあるが、動作は全く
図１９に示すＰＷＭインバータ用出力回路と同じであり
フローティング状態を有する。
【００２９】本発明は上記の問題点を解決することを目
的とするもので、フローティング状態を本質的になくし
フローティング時間が０で、スイッチング指令信号と電
動機巻線端子の平均電圧が一義的に定まることにより制
御誤差を生じず、かつ消費電力の少ないＰＷＭインバー
タ用出力回路を安価に提供することを目的とする。
的とするもので、フローティング状態を本質的になくし
フローティング時間が０で、スイッチング指令信号と電
動機巻線端子の平均電圧が一義的に定まることにより制
御誤差を生じず、かつ消費電力の少ないＰＷＭインバー
タ用出力回路を安価に提供することを目的とする。
【００３０】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明のＰＷＭインバータ用出力回路は、Ｎチャンネ
ルタイプの第１のＩＧＢＴと、Ｐチャンネルタイプの第
２のＩＧＢＴと、第１，第２，第５および第６のダイオ
ードと、電流出力端子を有し前記電流出力端子より流出
する電流を制御する電流制御手段１と、電流入力端子を
有し前記電流入力端子より流入する電流を制御する電流
制御手段２と、直流主電源と、前記直流主電源のプラス
端子にマイナス端子を接続した第３の直流電源と、前記
直流主電源のマイナス端子にプラス端子を接続した第４
の直流電源とを備えている。
に本発明のＰＷＭインバータ用出力回路は、Ｎチャンネ
ルタイプの第１のＩＧＢＴと、Ｐチャンネルタイプの第
２のＩＧＢＴと、第１，第２，第５および第６のダイオ
ードと、電流出力端子を有し前記電流出力端子より流出
する電流を制御する電流制御手段１と、電流入力端子を
有し前記電流入力端子より流入する電流を制御する電流
制御手段２と、直流主電源と、前記直流主電源のプラス
端子にマイナス端子を接続した第３の直流電源と、前記
直流主電源のマイナス端子にプラス端子を接続した第４
の直流電源とを備えている。
【００３１】そして、第１のＩＧＢＴのコレクタと第１
のダイオードのカソードと前記直流主電源のプラス端子
を接続し、第２のＩＧＢＴのコレクタと第２のダイオー
ドのアノードと前記直流主電源のマイナス端子を接続
し、第１のＩＧＢＴのエミッタと第１のダイオードのア
ノードと第２のＩＧＢＴのエミッタと第２のダイオード
のカソードを接続し、第１のＩＧＢＴのゲートと第２の
ＩＧＢＴのゲートと前記電流制御手段１の電流出力端子
と前記電流制御手段２の電流入力端子と第５のダイオー
ドのアノードと第６のダイオードのカソードを接続し、
第３の直流電源のプラス端子と第５のダイオードのカソ
ードを接続し、第４の直流電源のマイナス端子と第６の
ダイオードのアノードを接続し、第１または第２のＩＧ
ＢＴのゲートとエミッタ間に抵抗を接続した構成を有し
ている。
のダイオードのカソードと前記直流主電源のプラス端子
を接続し、第２のＩＧＢＴのコレクタと第２のダイオー
ドのアノードと前記直流主電源のマイナス端子を接続
し、第１のＩＧＢＴのエミッタと第１のダイオードのア
ノードと第２のＩＧＢＴのエミッタと第２のダイオード
のカソードを接続し、第１のＩＧＢＴのゲートと第２の
ＩＧＢＴのゲートと前記電流制御手段１の電流出力端子
と前記電流制御手段２の電流入力端子と第５のダイオー
ドのアノードと第６のダイオードのカソードを接続し、
第３の直流電源のプラス端子と第５のダイオードのカソ
ードを接続し、第４の直流電源のマイナス端子と第６の
ダイオードのアノードを接続し、第１または第２のＩＧ
ＢＴのゲートとエミッタ間に抵抗を接続した構成を有し
ている。
【００３２】そしてさらに、前記電流制御手段１および
前記電流制御手段２が、前記電流制御手段１の電流出力
端子より流出する電流を第１の電流値とし前記電流制御
手段２の電流入力端子より流入する電流を第７の電流値
とする第１の状態と、前記電流制御手段１の電流出力端
子より流出する電流を第２の電流値とし前記電流制御手
段２の電流入力端子より流入する電流を第８の電流値と
する第２の状態と、前記電流制御手段１の電流出力端子
より流出する電流を第５の電流値とし前記電流制御手段
２の電流入力端子より流入する電流を第３の電流値とす
る第３の状態と、前記電流制御手段１の電流出力端子よ
り流出する電流を第６の電流値とし前記電流制御手段２
の電流入力端子より流入する電流を第４の電流値とする
第４の状態と、前記電流制御手段１の電流出力端子より
流出する電流を第９の電流値とし前記電流制御手段２の
電流入力端子より流入する電流も第９の電流値とする第
５の状態を有し、前記第１の電流値は前記第７の電流値
よりも大きな電流値とし、前記第２の電流値は前記第８
の電流値よりも大きな電流値とし、前記第３の電流値は
前記第５の電流値よりも大きな電流値とし、前記第４の
電流値は前記第６の電流値よりも大きな電流値とし、前
記第１の電流値と前記第７の電流値の差は前記第２の電
流値と前記第８の電流値の差より大きくし、前記第３の
電流値と前記第５の電流値の差は前記第４の電流値と前
記第６の電流値の差より大きくし、第１の状態からは第
２の状態と第５の状態へのみ移行可能とし、第２の状態
からは第３の状態と第５の状態へのみ移行可能とし、第
３の状態からは第４の状態と第５の状態へのみ移行可能
とし、第４の状態からは第１の状態と第５の状態へのみ
移行可能とし、第５の状態からは少なくとも第１の状態
と第３の状態へ移行可能なる構成としている。
前記電流制御手段２が、前記電流制御手段１の電流出力
端子より流出する電流を第１の電流値とし前記電流制御
手段２の電流入力端子より流入する電流を第７の電流値
とする第１の状態と、前記電流制御手段１の電流出力端
子より流出する電流を第２の電流値とし前記電流制御手
段２の電流入力端子より流入する電流を第８の電流値と
する第２の状態と、前記電流制御手段１の電流出力端子
より流出する電流を第５の電流値とし前記電流制御手段
２の電流入力端子より流入する電流を第３の電流値とす
る第３の状態と、前記電流制御手段１の電流出力端子よ
り流出する電流を第６の電流値とし前記電流制御手段２
の電流入力端子より流入する電流を第４の電流値とする
第４の状態と、前記電流制御手段１の電流出力端子より
流出する電流を第９の電流値とし前記電流制御手段２の
電流入力端子より流入する電流も第９の電流値とする第
５の状態を有し、前記第１の電流値は前記第７の電流値
よりも大きな電流値とし、前記第２の電流値は前記第８
の電流値よりも大きな電流値とし、前記第３の電流値は
前記第５の電流値よりも大きな電流値とし、前記第４の
電流値は前記第６の電流値よりも大きな電流値とし、前
記第１の電流値と前記第７の電流値の差は前記第２の電
流値と前記第８の電流値の差より大きくし、前記第３の
電流値と前記第５の電流値の差は前記第４の電流値と前
記第６の電流値の差より大きくし、第１の状態からは第
２の状態と第５の状態へのみ移行可能とし、第２の状態
からは第３の状態と第５の状態へのみ移行可能とし、第
３の状態からは第４の状態と第５の状態へのみ移行可能
とし、第４の状態からは第１の状態と第５の状態へのみ
移行可能とし、第５の状態からは少なくとも第１の状態
と第３の状態へ移行可能なる構成としている。
【００３３】
【作用】この構成によって、本質的に第１および第２の
ＩＧＢＴが同時にＯＮ状態となることがなく安全で、か
つフローティング時間も本質的に０であるため非常に制
御誤差が小さく、かつ消費電力の少ないＰＷＭインバー
タ用出力回路が実現できる。
ＩＧＢＴが同時にＯＮ状態となることがなく安全で、か
つフローティング時間も本質的に０であるため非常に制
御誤差が小さく、かつ消費電力の少ないＰＷＭインバー
タ用出力回路が実現できる。
【００３４】
【実施例】（実施例１）以下本発明の一実施例につい
て、図面を参照しながら説明する。
て、図面を参照しながら説明する。
【００３５】図１において、１はＮチャンネルタイプの
ＩＧＢＴ、２はＰチャンネルタイプのＩＧＢＴ、３，
４，５および６はダイオード、１２５および１２６は電
流制御手段、１０９は信号処理手段、１０５は抵抗、１
４は直流主電源、１５，１６，１７および１８は直流電
源であり、直流電源１７および１８の出力電圧はツェナ
ーダイオード３６および３７のツェナー電圧で決まる。
ＩＧＢＴ、２はＰチャンネルタイプのＩＧＢＴ、３，
４，５および６はダイオード、１２５および１２６は電
流制御手段、１０９は信号処理手段、１０５は抵抗、１
４は直流主電源、１５，１６，１７および１８は直流電
源であり、直流電源１７および１８の出力電圧はツェナ
ーダイオード３６および３７のツェナー電圧で決まる。
【００３６】以上のように構成されたＰＷＭインバータ
用出力回路について、その動作を説明する。
用出力回路について、その動作を説明する。
【００３７】６５は論理反転手段で、スイッチング指令
信号４２を論理反転した結果を反転スイッチング信号８
０として出力する。１０６と１０７は論理積否定手段
で、１０６は電動機解放信号１５６と反転スイッチング
信号８０の論理積否定をとった結果を出力し、１０７は
電動機解放信号１５６とスイッチング信号４２の論理積
否定をとった結果を出力する。
信号４２を論理反転した結果を反転スイッチング信号８
０として出力する。１０６と１０７は論理積否定手段
で、１０６は電動機解放信号１５６と反転スイッチング
信号８０の論理積否定をとった結果を出力し、１０７は
電動機解放信号１５６とスイッチング信号４２の論理積
否定をとった結果を出力する。
【００３８】ここで説明を簡単にするために、まず電動
機解放信号１５６が‘Ｈ’レベル、つまりフリーランで
ない状態を指令している場合についてすべて説明し、最
後に電動機解放信号１５６が‘Ｌ’レベル、つまりフリ
ーラン状態を指令している場合についての説明をつけ加
えることにする。
機解放信号１５６が‘Ｈ’レベル、つまりフリーランで
ない状態を指令している場合についてすべて説明し、最
後に電動機解放信号１５６が‘Ｌ’レベル、つまりフリ
ーラン状態を指令している場合についての説明をつけ加
えることにする。
【００３９】まず、電流制御手段１２５および電流制御
手段１２６の動作を図２（ａ）を用いて詳しく説明す
る。
手段１２６の動作を図２（ａ）を用いて詳しく説明す
る。
【００４０】ＰＮＰタイプのトランジスタ１１９のベー
ス信号１２３はスイッチング指令信号４２を論理積否定
手段１０７とホトカプラ１１５と論理反転手段１１１を
通して発生させる。このベース信号１２３は、スイッチ
ング指令信号４２が‘Ｌ’レベルの場合に例えば直流電
源１５のプラス端子と同電位、‘Ｈ’レベルの場合に例
えば直流電源１５のプラス端子より５Ｖ低い電位とす
る。
ス信号１２３はスイッチング指令信号４２を論理積否定
手段１０７とホトカプラ１１５と論理反転手段１１１を
通して発生させる。このベース信号１２３は、スイッチ
ング指令信号４２が‘Ｌ’レベルの場合に例えば直流電
源１５のプラス端子と同電位、‘Ｈ’レベルの場合に例
えば直流電源１５のプラス端子より５Ｖ低い電位とす
る。
【００４１】次に、ＰチャンネルタイプのＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ１２０のゲート信号１２４はスイッチング指令信号４
２を論理積否定手段１０７とホトカプラ１１５と論理反
転手段１１２および１１３と信号遅延手段１１４を通し
て発生させる。このゲート信号１２４は、スイッチング
指令信号４２を遅延時間ＴＡだけ遅らせたもので、
‘Ｌ’レベルをＭＯＳ−ＦＥＴ１２０を十分にＯＮさせ
ることのできる電圧とし、‘Ｈ’レベルをＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ１２０を十分にＯＦＦさせることのできる電圧とす
る。
Ｔ１２０のゲート信号１２４はスイッチング指令信号４
２を論理積否定手段１０７とホトカプラ１１５と論理反
転手段１１２および１１３と信号遅延手段１１４を通し
て発生させる。このゲート信号１２４は、スイッチング
指令信号４２を遅延時間ＴＡだけ遅らせたもので、
‘Ｌ’レベルをＭＯＳ−ＦＥＴ１２０を十分にＯＮさせ
ることのできる電圧とし、‘Ｈ’レベルをＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ１２０を十分にＯＦＦさせることのできる電圧とす
る。
【００４２】トランジスタ１１９はエミッタホロワ型の
回路構成をとり、ベース信号１２３の電位が直流電源１
５のプラス端子の電位に比べ約０．７Ｖ以上低くなると
エミッタに接続された抵抗の値とそれに印加される電圧
で定まる電流がほぼコレクタ電流４９として流れ、ベー
ス信号１２３の電位と直流電源１５のプラス端子の電位
との差が約０．７Ｖ以下の場合にはコレクタ電流４９は
０となる。
回路構成をとり、ベース信号１２３の電位が直流電源１
５のプラス端子の電位に比べ約０．７Ｖ以上低くなると
エミッタに接続された抵抗の値とそれに印加される電圧
で定まる電流がほぼコレクタ電流４９として流れ、ベー
ス信号１２３の電位と直流電源１５のプラス端子の電位
との差が約０．７Ｖ以下の場合にはコレクタ電流４９は
０となる。
【００４３】ＭＯＳ−ＦＥＴ１２０はトランジスタ１１
９のエミッタに接続された抵抗の値を切り換える働きを
しており、トランジスタ１１９のベース信号の電位が直
流電源１５のプラス端子の電位に比べ約０．７Ｖ以上低
い状態でＭＯＳ−ＦＥＴ１２０がＯＮするとトランジス
タ１１９のコレクタ電流４９を大きくする作用がある。
９のエミッタに接続された抵抗の値を切り換える働きを
しており、トランジスタ１１９のベース信号の電位が直
流電源１５のプラス端子の電位に比べ約０．７Ｖ以上低
い状態でＭＯＳ−ＦＥＴ１２０がＯＮするとトランジス
タ１１９のコレクタ電流４９を大きくする作用がある。
【００４４】ここで、スイッチング指令信号４２とコレ
クタ電流４９の関係を考察すると、スイッチング指令信
号４２が‘Ｌ’レベルの時にはコレクタ電流４９は０
で、次にスイッチング指令信号４２が‘Ｈ’レベルに変
化してから遅延時間ＴＡが経過するまでコレクタ電流４
９は比較的大きな電流値となり、次に比較的小さな電流
値となり、スイッチング指令信号４２が‘Ｌ’レベルに
なるとコレクタ電流４９は０となる。
クタ電流４９の関係を考察すると、スイッチング指令信
号４２が‘Ｌ’レベルの時にはコレクタ電流４９は０
で、次にスイッチング指令信号４２が‘Ｈ’レベルに変
化してから遅延時間ＴＡが経過するまでコレクタ電流４
９は比較的大きな電流値となり、次に比較的小さな電流
値となり、スイッチング指令信号４２が‘Ｌ’レベルに
なるとコレクタ電流４９は０となる。
【００４５】また、ＮＰＮタイプのトランジスタ２９の
ベース信号４５はスイッチング指令信号４２を論理反転
手段６５および２３と論理積否定手段１０６を通して発
生させる。このベース信号４５はスイッチング指令信号
４２を論理反転した信号とほぼ同じで、‘Ｌ’レベルが
例えば０Ｖ、‘Ｈ’レベルが例えば５Ｖの値をとるもの
とする。
ベース信号４５はスイッチング指令信号４２を論理反転
手段６５および２３と論理積否定手段１０６を通して発
生させる。このベース信号４５はスイッチング指令信号
４２を論理反転した信号とほぼ同じで、‘Ｌ’レベルが
例えば０Ｖ、‘Ｈ’レベルが例えば５Ｖの値をとるもの
とする。
【００４６】次に、ＮチャンネルタイプのＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ３１のゲート信号４６はスイッチング指令信号４２を
論理反転手段６５，２４および２５と論理積否定手段１
０６と信号遅延手段２７を通して発生させる。
Ｔ３１のゲート信号４６はスイッチング指令信号４２を
論理反転手段６５，２４および２５と論理積否定手段１
０６と信号遅延手段２７を通して発生させる。
【００４７】このゲート信号４６は、スイッチング指令
信号４２を遅延時間ＴＢだけ遅らせたもので、‘Ｌ’レ
ベルをＭＯＳ−ＦＥＴ３１を十分にＯＦＦさせることの
できる電圧とし、‘Ｈ’レベルをＭＯＳ−ＦＥＴ３１を
十分にＯＮさせることのできる電圧とする。
信号４２を遅延時間ＴＢだけ遅らせたもので、‘Ｌ’レ
ベルをＭＯＳ−ＦＥＴ３１を十分にＯＦＦさせることの
できる電圧とし、‘Ｈ’レベルをＭＯＳ−ＦＥＴ３１を
十分にＯＮさせることのできる電圧とする。
【００４８】トランジスタ２９はエミッタホロワ型の回
路構成をとり、ベース信号４５が約０．７Ｖ以上になる
とベース信号４５の電圧とエミッタに接続された抵抗の
値で定まるコレクタ電流４８が流れ、ベース信号４５が
約０．７Ｖ以下の場合にはコレクタ電流４８は０とな
る。ＭＯＳ−ＦＥＴ３１はトランジスタ２９のエミッタ
に接続された抵抗の値を切り換える働きをしており、ト
ランジスタ２９のベース信号が約０．７Ｖ以上でＭＯＳ
−ＦＥＴ３１がＯＮするとトランジスタ２９のコレクタ
電流４８を大きくする作用がある。
路構成をとり、ベース信号４５が約０．７Ｖ以上になる
とベース信号４５の電圧とエミッタに接続された抵抗の
値で定まるコレクタ電流４８が流れ、ベース信号４５が
約０．７Ｖ以下の場合にはコレクタ電流４８は０とな
る。ＭＯＳ−ＦＥＴ３１はトランジスタ２９のエミッタ
に接続された抵抗の値を切り換える働きをしており、ト
ランジスタ２９のベース信号が約０．７Ｖ以上でＭＯＳ
−ＦＥＴ３１がＯＮするとトランジスタ２９のコレクタ
電流４８を大きくする作用がある。
【００４９】ここで、スイッチング指令信号４２とコレ
クタ電流４８の関係を考察すると、スイッチング指令信
号４２が‘Ｈ’レベルの時にはコレクタ電流４８は０
で、次にスイッチング指令信号４２が‘Ｌ’レベルに変
化してから遅延時間ＴＢが経過するまでコレクタ電流４
８は比較的大きな電流値となり、次に比較的小さな電流
値となり、スイッチング指令信号４２が‘Ｈ’レベルに
なるとコレクタ電流４８は０となる。
クタ電流４８の関係を考察すると、スイッチング指令信
号４２が‘Ｈ’レベルの時にはコレクタ電流４８は０
で、次にスイッチング指令信号４２が‘Ｌ’レベルに変
化してから遅延時間ＴＢが経過するまでコレクタ電流４
８は比較的大きな電流値となり、次に比較的小さな電流
値となり、スイッチング指令信号４２が‘Ｈ’レベルに
なるとコレクタ電流４８は０となる。
【００５０】これらを整理すると、スイッチング指令信
号４２にしたがって、コレクタ電流４９が第１の電流値
１６４としコレクタ電流４８が第７の電流値１７０とす
る第１の状態と、コレクタ電流４９が第２の電流値１６
５としコレクタ電流４８が第８の電流値１７１とする第
２の状態と、コレクタ電流４９が第５の電流値１６８と
しコレクタ電流４８が第３の電流値１６６とする第３の
状態と、コレクタ電流４９が第６の電流値１６９としコ
レクタ電流４８が第４の電流値１６７とする第４の状態
とを有し、第１の状態から順に第４の状態を繰り返し実
現していることがわかる。
号４２にしたがって、コレクタ電流４９が第１の電流値
１６４としコレクタ電流４８が第７の電流値１７０とす
る第１の状態と、コレクタ電流４９が第２の電流値１６
５としコレクタ電流４８が第８の電流値１７１とする第
２の状態と、コレクタ電流４９が第５の電流値１６８と
しコレクタ電流４８が第３の電流値１６６とする第３の
状態と、コレクタ電流４９が第６の電流値１６９としコ
レクタ電流４８が第４の電流値１６７とする第４の状態
とを有し、第１の状態から順に第４の状態を繰り返し実
現していることがわかる。
【００５１】ただし本実施例においては、第５の電流値
１６８，第６の電流値１６９，第７の電流値１７０，第
８の電流値１７１を０としている。
１６８，第６の電流値１６９，第７の電流値１７０，第
８の電流値１７１を０としている。
【００５２】以上が電流制御手段１２５および１２６の
動作についての説明である。ダイオード３は、電流制御
手段１２５のトランジスタ１１９が飽和しないようにト
ランジスタ１１９のコレクタ電圧の上限を制限する働き
をしていると同時にＩＧＢＴ１および２のゲート電圧の
上限を制限する働きをしている。
動作についての説明である。ダイオード３は、電流制御
手段１２５のトランジスタ１１９が飽和しないようにト
ランジスタ１１９のコレクタ電圧の上限を制限する働き
をしていると同時にＩＧＢＴ１および２のゲート電圧の
上限を制限する働きをしている。
【００５３】ダイオード４は、電流制御手段１２６のト
ランジスタ２９が飽和しないようにトランジスタ２９の
コレクタ電圧の下限を制限する働きをしていると同時に
ＩＧＢＴ１および２のゲート電圧の下限を制限する働き
をしている。
ランジスタ２９が飽和しないようにトランジスタ２９の
コレクタ電圧の下限を制限する働きをしていると同時に
ＩＧＢＴ１および２のゲート電圧の下限を制限する働き
をしている。
【００５４】ここで、ＩＧＢＴ１および２のゲート電圧
の上限は、ＩＧＢＴ１が十分にＯＮでき得る電圧で、か
つＩＧＢＴ２が十分にＯＦＦでき得る電圧で、かつＩＧ
ＢＴ１および２のゲートとエミッタ間の耐圧を越えない
値とする必要がある。また、ＩＧＢＴ１および２のゲー
ト電圧の下限は、ＩＧＢＴ２が十分にＯＮでき得る電圧
で、かつＩＧＢＴ１が十分にＯＦＦでき得る電圧で、か
つＩＧＢＴ１および２のゲートとエミッタ間の耐圧を越
えない値とする必要がある。
の上限は、ＩＧＢＴ１が十分にＯＮでき得る電圧で、か
つＩＧＢＴ２が十分にＯＦＦでき得る電圧で、かつＩＧ
ＢＴ１および２のゲートとエミッタ間の耐圧を越えない
値とする必要がある。また、ＩＧＢＴ１および２のゲー
ト電圧の下限は、ＩＧＢＴ２が十分にＯＮでき得る電圧
で、かつＩＧＢＴ１が十分にＯＦＦでき得る電圧で、か
つＩＧＢＴ１および２のゲートとエミッタ間の耐圧を越
えない値とする必要がある。
【００５５】一般的にＮチャンネルタイプのＩＧＢＴの
ゲートとエミッタ間の耐圧は±２０Ｖ〜±３０Ｖ程度の
ものが多く、またコレクタとエミッタ間の導通を開始す
るゲート電圧しきい値はエミッタ電圧を基準に＋１Ｖ〜
＋５Ｖ程度のものが多い。一方ＰチャンネルタイプのＩ
ＧＢＴのゲートとエミッタ間の耐圧は±２０Ｖ〜±３０
Ｖ程度のものが多く、またコレクタとエミッタ間の導通
を開始するゲート電圧しきい値はエミッタ電圧を基準に
−１Ｖ〜−５Ｖ程度のものが多い。
ゲートとエミッタ間の耐圧は±２０Ｖ〜±３０Ｖ程度の
ものが多く、またコレクタとエミッタ間の導通を開始す
るゲート電圧しきい値はエミッタ電圧を基準に＋１Ｖ〜
＋５Ｖ程度のものが多い。一方ＰチャンネルタイプのＩ
ＧＢＴのゲートとエミッタ間の耐圧は±２０Ｖ〜±３０
Ｖ程度のものが多く、またコレクタとエミッタ間の導通
を開始するゲート電圧しきい値はエミッタ電圧を基準に
−１Ｖ〜−５Ｖ程度のものが多い。
【００５６】ここで、スイッチング指令信号４２と直流
主電源１４のマイナス端子を基準にしたゲート信号電圧
５０の関係を図３に示す。
主電源１４のマイナス端子を基準にしたゲート信号電圧
５０の関係を図３に示す。
【００５７】まず、スイッチング指令信号４２が‘Ｌ’
レベルから‘Ｈ’レベルに変化すると、トランジスタ１
１９のコレクタ電流４９が流れ、ゲート信号電圧５０は
急上昇し、ダイオード３が導通した時点で電圧が固定さ
れる。このゲート信号電圧５０が上昇するに必要な上昇
時間ＴＲは、ＩＧＢＴ１および２やダイオード３および
４等に含まれる静電容量とコレクタ電流４９との関係よ
り定まる。また、ダイオード３が導通している状態にお
いてはゲート信号電圧５０が大きく変化しないため、コ
レクタ電流４９を非常に小さな電流としてもその電圧を
維持でき、実際には抵抗１０５を流れる電流値以上に設
定すれば十分である。したがって、信号遅延手段１１４
の遅延時間ＴＡを上昇時間ＴＲよりやや大きい程度に設
定しておけば、上昇時間ＴＲを小さくでき、かつトラン
ジスタ１１９や抵抗１２２等の電力損失も最小限にでき
る。
レベルから‘Ｈ’レベルに変化すると、トランジスタ１
１９のコレクタ電流４９が流れ、ゲート信号電圧５０は
急上昇し、ダイオード３が導通した時点で電圧が固定さ
れる。このゲート信号電圧５０が上昇するに必要な上昇
時間ＴＲは、ＩＧＢＴ１および２やダイオード３および
４等に含まれる静電容量とコレクタ電流４９との関係よ
り定まる。また、ダイオード３が導通している状態にお
いてはゲート信号電圧５０が大きく変化しないため、コ
レクタ電流４９を非常に小さな電流としてもその電圧を
維持でき、実際には抵抗１０５を流れる電流値以上に設
定すれば十分である。したがって、信号遅延手段１１４
の遅延時間ＴＡを上昇時間ＴＲよりやや大きい程度に設
定しておけば、上昇時間ＴＲを小さくでき、かつトラン
ジスタ１１９や抵抗１２２等の電力損失も最小限にでき
る。
【００５８】次に、スイッチング指令信号４２が‘Ｈ’
レベルから‘Ｌ’レベルに変化すると、トランジスタ２
９のコレクタ電流４８が流れゲート信号電圧５０は急下
降し、ダイオード４が導通した時点で電圧が固定され
る。このゲート信号電圧５０が下降するのに必要な時間
ＴＦは、ＩＧＢＴ１および２やダイオード３および４等
に含まれる静電容量とコレクタ電流４８との関係より定
まる。また、ダイオード４が導通している状態において
はゲート信号電圧５０が大きく変化しないため、コレク
タ電流４８を非常に小さな電流としてもその電圧を維持
でき、実際には抵抗１０５を流れる電流値以上に設定す
れば十分である。したがって、信号遅延手段２７の遅延
時間ＴＢを下降時間ＴＦよりやや大きい程度に設定して
おけば、下降時間ＴＦを小さくでき、かつトランジスタ
２９や抵抗３５等の電力損失も最小限にできる。
レベルから‘Ｌ’レベルに変化すると、トランジスタ２
９のコレクタ電流４８が流れゲート信号電圧５０は急下
降し、ダイオード４が導通した時点で電圧が固定され
る。このゲート信号電圧５０が下降するのに必要な時間
ＴＦは、ＩＧＢＴ１および２やダイオード３および４等
に含まれる静電容量とコレクタ電流４８との関係より定
まる。また、ダイオード４が導通している状態において
はゲート信号電圧５０が大きく変化しないため、コレク
タ電流４８を非常に小さな電流としてもその電圧を維持
でき、実際には抵抗１０５を流れる電流値以上に設定す
れば十分である。したがって、信号遅延手段２７の遅延
時間ＴＢを下降時間ＴＦよりやや大きい程度に設定して
おけば、下降時間ＴＦを小さくでき、かつトランジスタ
２９や抵抗３５等の電力損失も最小限にできる。
【００５９】次に、ＩＧＢＴ１および２の動作を説明す
る。ＩＧＢＴ１および２はゲートとエミッタがそれぞれ
共通接続しているため、ゲート信号電圧５０が電動機巻
線端子電圧５１よりもＩＧＢＴ１のゲート電圧しきい値
以上高くなるとＩＧＢＴ１はコレクタからエミッタに向
かって電流を流し始め、逆にゲート信号電圧５０が電動
機巻線端子電圧５１よりもＩＧＢＴ２のゲート電圧しき
い値以上低くなるとＩＧＢＴ２はエミッタからコレクタ
に向かって電流を流し始める。したがって、ゲート信号
電圧５０と電動機巻線端子電圧５１の電位差は常に一定
の範囲内に入り、かつＩＧＢＴ１および２が同時に電流
を流して直流主電源１４のプラス端子とマイナス端子が
短絡状態となることが本質的にあり得ない。
る。ＩＧＢＴ１および２はゲートとエミッタがそれぞれ
共通接続しているため、ゲート信号電圧５０が電動機巻
線端子電圧５１よりもＩＧＢＴ１のゲート電圧しきい値
以上高くなるとＩＧＢＴ１はコレクタからエミッタに向
かって電流を流し始め、逆にゲート信号電圧５０が電動
機巻線端子電圧５１よりもＩＧＢＴ２のゲート電圧しき
い値以上低くなるとＩＧＢＴ２はエミッタからコレクタ
に向かって電流を流し始める。したがって、ゲート信号
電圧５０と電動機巻線端子電圧５１の電位差は常に一定
の範囲内に入り、かつＩＧＢＴ１および２が同時に電流
を流して直流主電源１４のプラス端子とマイナス端子が
短絡状態となることが本質的にあり得ない。
【００６０】次に、ツェナーダイオード９５および９６
の働きについて説明する。ゲート信号電圧５０と電動機
巻線端子電圧５１との電位差について考察すると、通常
の動作においては前記のとおり常に一定の範囲内に入る
が、事故等で例えば電動機卷線端子５２が直流主電源１
４のプラス端子やマイナス端子に瞬時直接接続された場
合においては非常に大きな値になり、ＩＧＢＴ１および
２のゲートとエミッタ間の耐圧を超え破壊に至る可能性
がある。この保護が必要な場合においてツェナーダイオ
ード９５および９６が必要で、ツェナーダイオード９５
および９６のツェナー電圧をＩＧＢＴ１および２のゲー
トとエミッタ間の耐圧以下に選定することにより保護可
能である。
の働きについて説明する。ゲート信号電圧５０と電動機
巻線端子電圧５１との電位差について考察すると、通常
の動作においては前記のとおり常に一定の範囲内に入る
が、事故等で例えば電動機卷線端子５２が直流主電源１
４のプラス端子やマイナス端子に瞬時直接接続された場
合においては非常に大きな値になり、ＩＧＢＴ１および
２のゲートとエミッタ間の耐圧を超え破壊に至る可能性
がある。この保護が必要な場合においてツェナーダイオ
ード９５および９６が必要で、ツェナーダイオード９５
および９６のツェナー電圧をＩＧＢＴ１および２のゲー
トとエミッタ間の耐圧以下に選定することにより保護可
能である。
【００６１】次に、ダイオード５および６の働きについ
て述べる。一般的に電動機巻線の簡易等価回路は抵抗と
インダクタンスと誘起電圧に相当する電圧源が直列に接
続したものとして表される。したがって、純抵抗負荷と
は異なり電動機巻線端子５２に印加した電圧により一義
的に電動機巻線端子５２を流れる電流の方向が定まら
ず、ＩＧＢＴ１がＯＮでかつＩＧＢＴ２がＯＦＦでかつ
電動機巻線端子５２から電動機に電流が流出しているＡ
の状態と、ＩＧＢＴ１がＯＮでかつＩＧＢＴ２がＯＦＦ
でかつ電動機巻線端子５２に電動機から電流が流入して
いるＢの状態と、ＩＧＢＴ１がＯＦＦでかつＩＧＢＴ２
がＯＮでかつ電動機巻線端子５２に電動機から電流が流
入しているＣの状態と、ＩＧＢＴ１がＯＦＦでかつＩＧ
ＢＴ２がＯＮでかつ電動機巻線端子５２から電動機に電
流が流出しているＤの状態の４つの状態を有する。
て述べる。一般的に電動機巻線の簡易等価回路は抵抗と
インダクタンスと誘起電圧に相当する電圧源が直列に接
続したものとして表される。したがって、純抵抗負荷と
は異なり電動機巻線端子５２に印加した電圧により一義
的に電動機巻線端子５２を流れる電流の方向が定まら
ず、ＩＧＢＴ１がＯＮでかつＩＧＢＴ２がＯＦＦでかつ
電動機巻線端子５２から電動機に電流が流出しているＡ
の状態と、ＩＧＢＴ１がＯＮでかつＩＧＢＴ２がＯＦＦ
でかつ電動機巻線端子５２に電動機から電流が流入して
いるＢの状態と、ＩＧＢＴ１がＯＦＦでかつＩＧＢＴ２
がＯＮでかつ電動機巻線端子５２に電動機から電流が流
入しているＣの状態と、ＩＧＢＴ１がＯＦＦでかつＩＧ
ＢＴ２がＯＮでかつ電動機巻線端子５２から電動機に電
流が流出しているＤの状態の４つの状態を有する。
【００６２】まずＡの状態においては、電動機巻線端子
５２を流れる電流はＩＧＢＴ１を流れることがわかる。
またＣの状態においては、電動機巻線端子５２を流れる
電流はＩＧＢＴ２を流れることがわかる。
５２を流れる電流はＩＧＢＴ１を流れることがわかる。
またＣの状態においては、電動機巻線端子５２を流れる
電流はＩＧＢＴ２を流れることがわかる。
【００６３】またＢの状態とＤの状態については、電動
機巻線端子５２を流れる電流はダイオード５およびダイ
オード６をそれぞれ流れることがわかる。ここでＢの状
態における電動機巻線端子電圧５１は、電動機巻線端子
５２を流れる電流により上昇し、ダイオード５が導通し
た時点で固定されることがわかる。一般的に、Ｎチャン
ネルタイプのＩＧＢＴにはエミッタからコレクタに電流
を流す働きをする寄生ダイオードが存在するが、この寄
生ダイオードの逆回復時間ｔｒｒが非常に長いという欠
点を有する。したがって、逆回復時間ｔｒｒが短いダイ
オード５を別に付けてかつＩＧＢＴ１の寄生ダイオード
に電流が流れないようにダイオード７を取り付けてい
る。このダイオード５の逆回復時間ｔｒｒが長いとスイ
ッチング損失が増大するため、なるべくダイオード５は
逆回復時間の短いものを選定することが好ましい。
機巻線端子５２を流れる電流はダイオード５およびダイ
オード６をそれぞれ流れることがわかる。ここでＢの状
態における電動機巻線端子電圧５１は、電動機巻線端子
５２を流れる電流により上昇し、ダイオード５が導通し
た時点で固定されることがわかる。一般的に、Ｎチャン
ネルタイプのＩＧＢＴにはエミッタからコレクタに電流
を流す働きをする寄生ダイオードが存在するが、この寄
生ダイオードの逆回復時間ｔｒｒが非常に長いという欠
点を有する。したがって、逆回復時間ｔｒｒが短いダイ
オード５を別に付けてかつＩＧＢＴ１の寄生ダイオード
に電流が流れないようにダイオード７を取り付けてい
る。このダイオード５の逆回復時間ｔｒｒが長いとスイ
ッチング損失が増大するため、なるべくダイオード５は
逆回復時間の短いものを選定することが好ましい。
【００６４】同様に、Ｄの状態における電動機巻線端子
電圧５１は電動機巻線端子５２を流れる電流により下降
し、ダイオード６が導通した時点で固定される。一般的
に、ＰチャンネルタイプのＩＧＢＴにはコレクタからエ
ミッタに電流を流す働きをする寄生ダイオードが存在す
るが、この寄生ダイオードの逆回復時間ｔｒｒが非常に
長いという欠点を有する。したがって、逆回復時間ｔｒ
ｒが短いダイオード６を別に付けてかつＩＧＢＴ２の寄
生ダイオードに電流が流れないようにダイオード８を取
り付けている。このダイオード６の逆回復時間ｔｒｒが
長いとスイッチング損失が増大するため、なるべくダイ
オード６は逆回復時間の短いものを選定することが好ま
しい。
電圧５１は電動機巻線端子５２を流れる電流により下降
し、ダイオード６が導通した時点で固定される。一般的
に、ＰチャンネルタイプのＩＧＢＴにはコレクタからエ
ミッタに電流を流す働きをする寄生ダイオードが存在す
るが、この寄生ダイオードの逆回復時間ｔｒｒが非常に
長いという欠点を有する。したがって、逆回復時間ｔｒ
ｒが短いダイオード６を別に付けてかつＩＧＢＴ２の寄
生ダイオードに電流が流れないようにダイオード８を取
り付けている。このダイオード６の逆回復時間ｔｒｒが
長いとスイッチング損失が増大するため、なるべくダイ
オード６は逆回復時間の短いものを選定することが好ま
しい。
【００６５】以上の説明によりスイッチング指令信号４
２を‘Ｈ’レベルにすると電動機巻線端子５２が直流主
電源１４のプラス端子に接続されることがわかる。ま
た、スイッチング指令信号４２を‘Ｌ’レベルにすると
電動機巻線端子５２が直流主電源１４のマイナス端子に
接続され、スイッチング指令信号４２を‘Ｈ’レベルか
ら‘Ｌ’レベルに変化させた時や‘Ｌ’レベルから
‘Ｈ’レベルに変化させた時においてもフローティング
時間が本質的に０である構成であることがわかる。
２を‘Ｈ’レベルにすると電動機巻線端子５２が直流主
電源１４のプラス端子に接続されることがわかる。ま
た、スイッチング指令信号４２を‘Ｌ’レベルにすると
電動機巻線端子５２が直流主電源１４のマイナス端子に
接続され、スイッチング指令信号４２を‘Ｈ’レベルか
ら‘Ｌ’レベルに変化させた時や‘Ｌ’レベルから
‘Ｈ’レベルに変化させた時においてもフローティング
時間が本質的に０である構成であることがわかる。
【００６６】さらに、トランジスタ１１９のコレクタ電
流４９とトランジスタ２９のコレクタ電流４８の電流値
を変えることにより、ゲート信号電圧５０の上昇時間Ｔ
Ｒおよび下降時間ＴＦをある程度の範囲内で自由に設定
でき、これにともなって電動機巻線端子電圧５１の上昇
時間および下降時間もある程度の範囲内で自由に設定で
きるという長所を有する。通常、電動機巻線端子電圧５
１の上昇時間および下降時間は小さくするほどＩＧＢＴ
１およびＩＧＢＴ２等の電力損失が小さくできるため好
ましいが、電気雑音が大きくなるという欠点がある。し
たがって、電気雑音を特に小さくしたい用途ではあえて
電動機巻線端子電圧５１の上昇時間および下降時間を大
きくすることが必要であり、これに容易に対応できる構
成である。
流４９とトランジスタ２９のコレクタ電流４８の電流値
を変えることにより、ゲート信号電圧５０の上昇時間Ｔ
Ｒおよび下降時間ＴＦをある程度の範囲内で自由に設定
でき、これにともなって電動機巻線端子電圧５１の上昇
時間および下降時間もある程度の範囲内で自由に設定で
きるという長所を有する。通常、電動機巻線端子電圧５
１の上昇時間および下降時間は小さくするほどＩＧＢＴ
１およびＩＧＢＴ２等の電力損失が小さくできるため好
ましいが、電気雑音が大きくなるという欠点がある。し
たがって、電気雑音を特に小さくしたい用途ではあえて
電動機巻線端子電圧５１の上昇時間および下降時間を大
きくすることが必要であり、これに容易に対応できる構
成である。
【００６７】また、図１および図４におけるＩＧＢＴ１
および２のゲートとエミッタ間にコンデンサを接続する
ことにより、さらに電動機巻線端子電圧５１の上昇時間
および下降時間を大幅に長くできることはいうまでもな
い。
および２のゲートとエミッタ間にコンデンサを接続する
ことにより、さらに電動機巻線端子電圧５１の上昇時間
および下降時間を大幅に長くできることはいうまでもな
い。
【００６８】以上が、電動機解放信号１５６が‘Ｈ’レ
ベル、つまりフリーランでない状態を指令している場合
における電流制御手段１２５および１２６の動作につい
ての説明であるが、最後に電動機解放信号１５６が
‘Ｌ’レベル、つまりフリーラン状態を指令している場
合における電流制御手段１２５および１２６の動作につ
いての説明をつけ加える。
ベル、つまりフリーランでない状態を指令している場合
における電流制御手段１２５および１２６の動作につい
ての説明であるが、最後に電動機解放信号１５６が
‘Ｌ’レベル、つまりフリーラン状態を指令している場
合における電流制御手段１２５および１２６の動作につ
いての説明をつけ加える。
【００６９】電動機解放信号１５６が‘Ｌ’レベル、つ
まりフリーラン状態を指令している場合には、スイッチ
ング指令信号４２にかかわらず論理積否定手段１０６お
よび１０７の出力信号はともに‘Ｈ’レベルとなり、し
たがってＰＮＰタイプのトランジスタ１１９のベース信
号１２３は‘Ｈ’レベル、トランジスタ２９のベース信
号４５は‘Ｌ’レベルとなる。
まりフリーラン状態を指令している場合には、スイッチ
ング指令信号４２にかかわらず論理積否定手段１０６お
よび１０７の出力信号はともに‘Ｈ’レベルとなり、し
たがってＰＮＰタイプのトランジスタ１１９のベース信
号１２３は‘Ｈ’レベル、トランジスタ２９のベース信
号４５は‘Ｌ’レベルとなる。
【００７０】この状態はいわゆる第５の状態で、第９の
電流値であるコレクタ電流４９およびコレクタ電流４８
はともに０である。
電流値であるコレクタ電流４９およびコレクタ電流４８
はともに０である。
【００７１】第５の状態となると、ＩＧＢＴ１および２
のゲート信号電圧５０は抵抗１０５により電動機巻線端
子電圧５１とほぼ同電位となる。したがって、ＩＧＢＴ
１および２はともにＯＦＦ状態となり、フリーラン状態
が実現できる。第５の状態は、主に何らかのトラブルが
発生した場合等において、電動機の運転を中断して電動
機および制御装置を保護するために用いられる。第５の
状態への移行は、前記第１の状態，第２の状態，第３の
状態および第４の状態のいずれの状態からも可能で、電
動機解放信号１５６が‘Ｌ’レベルに変化した瞬間に移
行する。逆に第５の状態からは、電動機解放信号１５６
が‘Ｈ’レベルに変化した瞬間に第１の状態または第３
の状態へ移行するように構成している。これは、第５の
状態から第２の状態または第４の状態に移行すると、ゲ
ート信号電圧５０の上昇または下降に要する時間が非常
に長くなり、ＩＧＢＴ１および２に過大な発熱を生じる
ため、この防止策である。しかしながら、第５の状態か
ら他の状態への移行は、中断していた電動機の運転を再
開することを目的とする場合が主であり、この場合にお
いては頻度が多くても数秒に１回程度と低いため、ＩＧ
ＢＴ１および２の耐量が十分あれば第５の状態から他の
すべての状態へ移行できるような構成とすることもでき
る。
のゲート信号電圧５０は抵抗１０５により電動機巻線端
子電圧５１とほぼ同電位となる。したがって、ＩＧＢＴ
１および２はともにＯＦＦ状態となり、フリーラン状態
が実現できる。第５の状態は、主に何らかのトラブルが
発生した場合等において、電動機の運転を中断して電動
機および制御装置を保護するために用いられる。第５の
状態への移行は、前記第１の状態，第２の状態，第３の
状態および第４の状態のいずれの状態からも可能で、電
動機解放信号１５６が‘Ｌ’レベルに変化した瞬間に移
行する。逆に第５の状態からは、電動機解放信号１５６
が‘Ｈ’レベルに変化した瞬間に第１の状態または第３
の状態へ移行するように構成している。これは、第５の
状態から第２の状態または第４の状態に移行すると、ゲ
ート信号電圧５０の上昇または下降に要する時間が非常
に長くなり、ＩＧＢＴ１および２に過大な発熱を生じる
ため、この防止策である。しかしながら、第５の状態か
ら他の状態への移行は、中断していた電動機の運転を再
開することを目的とする場合が主であり、この場合にお
いては頻度が多くても数秒に１回程度と低いため、ＩＧ
ＢＴ１および２の耐量が十分あれば第５の状態から他の
すべての状態へ移行できるような構成とすることもでき
る。
【００７２】なお、本実施例の電流制御手段１２５およ
び１２６は、第５の電流値１６８，第６の電流値１６
９，第７の電流値１７０および第８の電流値１７１を０
としているが、第１の電流値１６４が第７の電流値１７
０よりも大きな電流値とし、第２の電流値１６５が第８
の電流値１７１よりも大きな電流値とし、第３の電流値
１６６が第５の電流値１６８よりも大きな電流値とし、
第４の電流値１６７が第６の電流値１６９よりも大きな
電流値とし、第１の電流値１６４と第７の電流値１７０
の差が第２の電流値１６５と第８の電流値１７１の差よ
り大きくし、第３の電流値１６６と第５の電流値１６８
の差が第４の電流値１６７と第６の電流値１６９の差よ
り大きくすれば、第５の電流値１６８，第６の電流値１
６９，第７の電流値１７０および第８の電流値１７１を
０以外の値とできることはいうまでもない。図２（ｂ）
にその一例を示す。
び１２６は、第５の電流値１６８，第６の電流値１６
９，第７の電流値１７０および第８の電流値１７１を０
としているが、第１の電流値１６４が第７の電流値１７
０よりも大きな電流値とし、第２の電流値１６５が第８
の電流値１７１よりも大きな電流値とし、第３の電流値
１６６が第５の電流値１６８よりも大きな電流値とし、
第４の電流値１６７が第６の電流値１６９よりも大きな
電流値とし、第１の電流値１６４と第７の電流値１７０
の差が第２の電流値１６５と第８の電流値１７１の差よ
り大きくし、第３の電流値１６６と第５の電流値１６８
の差が第４の電流値１６７と第６の電流値１６９の差よ
り大きくすれば、第５の電流値１６８，第６の電流値１
６９，第７の電流値１７０および第８の電流値１７１を
０以外の値とできることはいうまでもない。図２（ｂ）
にその一例を示す。
【００７３】また本実施例の電流制御手段１２５および
１２６は、第５の状態における第９の電流値も０として
いるが、第９の電流値も０以外の値とできることはいう
までもない。つまり、トランジスタ１１９のコレクタ電
流４９とトランジスタ２９のコレクタ電流４８を同一の
電流値とすれば０以外の値とすることができる。
１２６は、第５の状態における第９の電流値も０として
いるが、第９の電流値も０以外の値とできることはいう
までもない。つまり、トランジスタ１１９のコレクタ電
流４９とトランジスタ２９のコレクタ電流４８を同一の
電流値とすれば０以外の値とすることができる。
【００７４】（実施例２）以下本発明の第２の実施例に
ついて、図面を参照しながら説明する。
ついて、図面を参照しながら説明する。
【００７５】図４において、１はＮチャンネルタイプの
ＩＧＢＴ、２はＰチャンネルタイプのＩＧＢＴ、３，
４，５および６はダイオード、１２６は電流制御手段、
１０９は信号処理手段、１４は直流主電源、１５，１
６，１７および１８は直流電源、１０５は抵抗で、以上
は図１の構成と同様なものである。図１の構成と異なる
のは、電流制御手段１２５をカレントミラー手段９８と
電流制御手段１２７で構成した点である。
ＩＧＢＴ、２はＰチャンネルタイプのＩＧＢＴ、３，
４，５および６はダイオード、１２６は電流制御手段、
１０９は信号処理手段、１４は直流主電源、１５，１
６，１７および１８は直流電源、１０５は抵抗で、以上
は図１の構成と同様なものである。図１の構成と異なる
のは、電流制御手段１２５をカレントミラー手段９８と
電流制御手段１２７で構成した点である。
【００７６】以上のように構成されたＰＷＭインバータ
用出力回路について、図１の構成と異なるカレントミラ
ー手段９８と電流制御手段１２７の動作を説明する。
用出力回路について、図１の構成と異なるカレントミラ
ー手段９８と電流制御手段１２７の動作を説明する。
【００７７】ここでも説明を簡単にするために、まず電
動機解放信号１５６が‘Ｈ’レベル、つまりフリーラン
でない状態を指令している場合についてすべて説明し、
最後に電動機解放信号１５６が‘Ｌ’レベル、つまりフ
リーラン状態を指令している場合についての説明をつけ
加えることにする。
動機解放信号１５６が‘Ｈ’レベル、つまりフリーラン
でない状態を指令している場合についてすべて説明し、
最後に電動機解放信号１５６が‘Ｌ’レベル、つまりフ
リーラン状態を指令している場合についての説明をつけ
加えることにする。
【００７８】まず、電流制御手段１２７の動作を図５を
用いて詳しく説明する。ＮＰＮタイプのトランジスタ２
８のベース信号４３はスイッチング指令信号４２を論理
積否定手段１０７と論理反転手段２０を通して発生させ
る。このベース信号４３はスイッチング指令信号４２と
ほぼ同じで、‘Ｌ’レベルが例えば０Ｖ、‘Ｈ’レベル
が例えば５Ｖの値をとるものとする。次に、Ｎチャンネ
ルタイプのＭＯＳ−ＦＥＴ３０のゲート信号４４はスイ
ッチング指令信号４２を論理反転手段２１および２２と
論理積否定手段１０７と信号遅延手段２６を通して発生
させる。このゲート信号４４は、スイッチング指令信号
４２を論理反転した信号を遅延時間ＴＡだけ遅らせたも
ので、‘Ｌ’レベルをＭＯＳ−ＦＥＴ３０を十分にＯＦ
Ｆさせることのできる電圧とし、‘Ｈ’レベルをＭＯＳ
−ＦＥＴ３０を十分にＯＮさせることのできる電圧とす
る。
用いて詳しく説明する。ＮＰＮタイプのトランジスタ２
８のベース信号４３はスイッチング指令信号４２を論理
積否定手段１０７と論理反転手段２０を通して発生させ
る。このベース信号４３はスイッチング指令信号４２と
ほぼ同じで、‘Ｌ’レベルが例えば０Ｖ、‘Ｈ’レベル
が例えば５Ｖの値をとるものとする。次に、Ｎチャンネ
ルタイプのＭＯＳ−ＦＥＴ３０のゲート信号４４はスイ
ッチング指令信号４２を論理反転手段２１および２２と
論理積否定手段１０７と信号遅延手段２６を通して発生
させる。このゲート信号４４は、スイッチング指令信号
４２を論理反転した信号を遅延時間ＴＡだけ遅らせたも
ので、‘Ｌ’レベルをＭＯＳ−ＦＥＴ３０を十分にＯＦ
Ｆさせることのできる電圧とし、‘Ｈ’レベルをＭＯＳ
−ＦＥＴ３０を十分にＯＮさせることのできる電圧とす
る。
【００７９】トランジスタ２８はエミッタホロワ型の回
路構成をとり、ベース信号４３が約０．７Ｖ以上になる
とベース信号４３の電圧とエミッタに接続された抵抗の
値で定まるコレクタ電流４７が流れ、ベース信号４３が
約０．７Ｖ以下の場合にはコレクタ電流４７は０とな
る。ＭＯＳ−ＦＥＴ３０はトランジスタ２８のエミッタ
に接続された抵抗の値を切り換える働きをしており、ト
ランジスタ２８のベース信号が約０．７Ｖ以上でＭＯＳ
−ＦＥＴ３０がＯＮするとトランジスタ２８のコレクタ
電流４７を大きくする作用がある。
路構成をとり、ベース信号４３が約０．７Ｖ以上になる
とベース信号４３の電圧とエミッタに接続された抵抗の
値で定まるコレクタ電流４７が流れ、ベース信号４３が
約０．７Ｖ以下の場合にはコレクタ電流４７は０とな
る。ＭＯＳ−ＦＥＴ３０はトランジスタ２８のエミッタ
に接続された抵抗の値を切り換える働きをしており、ト
ランジスタ２８のベース信号が約０．７Ｖ以上でＭＯＳ
−ＦＥＴ３０がＯＮするとトランジスタ２８のコレクタ
電流４７を大きくする作用がある。
【００８０】ここで、スイッチング指令信号４２とコレ
クタ電流４７の関係を考察すると、スイッチング指令信
号４２が‘Ｌ’レベルの時にはコレクタ電流４７は０
で、次にスイッチング指令信号４２が‘Ｈ’レベルに変
化してから遅延時間ＴＡが経過するまでコレクタ電流４
７は比較的大きな電流値となり、次に比較的小さな電流
値となり、スイッチング指令信号４２が‘Ｌ’レベルに
なるとコレクタ電流４７は０となる。
クタ電流４７の関係を考察すると、スイッチング指令信
号４２が‘Ｌ’レベルの時にはコレクタ電流４７は０
で、次にスイッチング指令信号４２が‘Ｈ’レベルに変
化してから遅延時間ＴＡが経過するまでコレクタ電流４
７は比較的大きな電流値となり、次に比較的小さな電流
値となり、スイッチング指令信号４２が‘Ｌ’レベルに
なるとコレクタ電流４７は０となる。
【００８１】以上が電流制御手段１２７の動作について
の説明である。次に、カレントミラー手段９８の働きに
ついて述べる。
の説明である。次に、カレントミラー手段９８の働きに
ついて述べる。
【００８２】抵抗１１および１２とトランジスタ９およ
び１０は互いにカレントミラー構成をとり、トランジス
タ９が飽和しない範囲において、トランジスタ９のコレ
クタ電流４９をトランジスタ２８のコレクタ電流４７に
対応した電流とする働きをする。ここで、トランジスタ
９のコレクタ電圧が上昇し過ぎてトランジスタ９が飽和
してＯＮ状態となると、コレクタ電流４７とコレクタ電
流４９の比例関係がくずれ、さらにトランジスタ９の次
のＯＦＦ動作が遅くなってしまうため、トランジスタ９
を飽和させずに動作させることが必要である。そこで、
ダイオード３により、トランジスタ９が飽和しないよう
にトランジスタ９のコレクタ電圧の上限を制限してい
る。
び１０は互いにカレントミラー構成をとり、トランジス
タ９が飽和しない範囲において、トランジスタ９のコレ
クタ電流４９をトランジスタ２８のコレクタ電流４７に
対応した電流とする働きをする。ここで、トランジスタ
９のコレクタ電圧が上昇し過ぎてトランジスタ９が飽和
してＯＮ状態となると、コレクタ電流４７とコレクタ電
流４９の比例関係がくずれ、さらにトランジスタ９の次
のＯＦＦ動作が遅くなってしまうため、トランジスタ９
を飽和させずに動作させることが必要である。そこで、
ダイオード３により、トランジスタ９が飽和しないよう
にトランジスタ９のコレクタ電圧の上限を制限してい
る。
【００８３】ここで、スイッチング指令信号４２とトラ
ンジスタ９のコレクタ電流４９の関係を考察すると、ス
イッチング指令信号４２が‘Ｌ’レベルの時にはコレク
タ電流４９は０で、次にスイッチング指令信号４２が
‘Ｈ’レベルに変化してから遅延時間ＴＡが経過するま
でコレクタ電流４９は比較的大きな電流値となり、次に
比較的小さな電流値となり、スイッチング指令信号４２
が‘Ｌ’レベルになるとコレクタ電流４９は０となる。
ンジスタ９のコレクタ電流４９の関係を考察すると、ス
イッチング指令信号４２が‘Ｌ’レベルの時にはコレク
タ電流４９は０で、次にスイッチング指令信号４２が
‘Ｈ’レベルに変化してから遅延時間ＴＡが経過するま
でコレクタ電流４９は比較的大きな電流値となり、次に
比較的小さな電流値となり、スイッチング指令信号４２
が‘Ｌ’レベルになるとコレクタ電流４９は０となる。
【００８４】以上が、電動機解放信号１５６が‘Ｈ’レ
ベル、つまりフリーランでない状態を指令している場合
における電流制御手段１２７とカレントミラー手段９８
の動作についての説明であるが、最後に電動機解放信号
１５６が‘Ｌ’レベル、つまりフリーラン状態を指令し
ている場合における電流制御手段１２７とカレントミラ
ー手段９８の動作についての説明をつけ加える。電動機
解放信号１５６が‘Ｌ’レベル、つまりフリーラン状態
を指令している場合には、スイッチング指令信号４２に
かかわらず論理積否定手段１０７の出力信号は‘Ｈ’レ
ベルとなり、したがってＮＰＮタイプのトランジスタ２
８のベース信号４３は‘Ｌ’レベルとなる。この状態
は、コレクタ電流４７は０であり、トランジスタ９のコ
レクタ電流４９も０となる。いわゆる第５の状態とな
る。
ベル、つまりフリーランでない状態を指令している場合
における電流制御手段１２７とカレントミラー手段９８
の動作についての説明であるが、最後に電動機解放信号
１５６が‘Ｌ’レベル、つまりフリーラン状態を指令し
ている場合における電流制御手段１２７とカレントミラ
ー手段９８の動作についての説明をつけ加える。電動機
解放信号１５６が‘Ｌ’レベル、つまりフリーラン状態
を指令している場合には、スイッチング指令信号４２に
かかわらず論理積否定手段１０７の出力信号は‘Ｈ’レ
ベルとなり、したがってＮＰＮタイプのトランジスタ２
８のベース信号４３は‘Ｌ’レベルとなる。この状態
は、コレクタ電流４７は０であり、トランジスタ９のコ
レクタ電流４９も０となる。いわゆる第５の状態とな
る。
【００８５】以上のように、カレントミラー手段９８と
電流制御手段１２７は、電流制御手段１２５と同等の動
作を行うことがわかる。
電流制御手段１２７は、電流制御手段１２５と同等の動
作を行うことがわかる。
【００８６】また、図４，図６および図７においてもＩ
ＧＢＴ１および２のゲートとエミッタ間にコンデンサを
接続することにより、さらに電動機巻線端子電圧５１の
上昇時間および下降時間を大幅に長くできることはいう
までもない。
ＧＢＴ１および２のゲートとエミッタ間にコンデンサを
接続することにより、さらに電動機巻線端子電圧５１の
上昇時間および下降時間を大幅に長くできることはいう
までもない。
【００８７】なお、図４におけるＰＮＰタイプのトラン
ジスタ１０をダイオードとして表現しても良いことはい
うまでもない。
ジスタ１０をダイオードとして表現しても良いことはい
うまでもない。
【００８８】（実施例３）以下本発明の第３の実施例に
ついて、図面を参照しながら説明する。
ついて、図面を参照しながら説明する。
【００８９】図６において、１はＮチャンネルタイプの
ＩＧＢＴ、２はＰチャンネルタイプのＩＧＢＴ、３，
４，５および６はダイオード、１２６および１２７は電
流制御手段、１０９は信号処理手段、１４は直流主電
源、１５，１６，１７および１８は直流電源、１０５は
抵抗で、以上は図４の構成と同様なものである。
ＩＧＢＴ、２はＰチャンネルタイプのＩＧＢＴ、３，
４，５および６はダイオード、１２６および１２７は電
流制御手段、１０９は信号処理手段、１４は直流主電
源、１５，１６，１７および１８は直流電源、１０５は
抵抗で、以上は図４の構成と同様なものである。
【００９０】図４の構成と異なるのは、ＰＮＰタイプの
トランジスタ９および１０と抵抗１１および１２で構成
していたカレントミラー手段９８を、ＰＮＰタイプのト
ランジスタ９と抵抗１１および１２で簡易的にカレント
ミラー手段を構成した点である。
トランジスタ９および１０と抵抗１１および１２で構成
していたカレントミラー手段９８を、ＰＮＰタイプのト
ランジスタ９と抵抗１１および１２で簡易的にカレント
ミラー手段を構成した点である。
【００９１】図６におけるカレントミラー手段は図４に
おけるカレントミラー手段に比べ精度や温度特性が劣る
ために直流電源１５の電圧を高くする必要があるが、そ
れが許容される場合では実用上問題はない。
おけるカレントミラー手段に比べ精度や温度特性が劣る
ために直流電源１５の電圧を高くする必要があるが、そ
れが許容される場合では実用上問題はない。
【００９２】（実施例４）以下本発明の第４の実施例に
ついて、図面を参照しながら説明する。
ついて、図面を参照しながら説明する。
【００９３】図７において、１はＮチャンネルタイプの
ＩＧＢＴ、２はＰチャンネルタイプのＩＧＢＴ、３，
４，５および６はダイオード、１２６および１２７は電
流制御手段、１０９は信号処理手段、１４は直流主電
源、１５，１６，１７および１８は直流電源、１０５は
抵抗で、以上は図４の構成と同様なものである。
ＩＧＢＴ、２はＰチャンネルタイプのＩＧＢＴ、３，
４，５および６はダイオード、１２６および１２７は電
流制御手段、１０９は信号処理手段、１４は直流主電
源、１５，１６，１７および１８は直流電源、１０５は
抵抗で、以上は図４の構成と同様なものである。
【００９４】図４の構成と異なるのは、ＰＮＰタイプの
トランジスタ９および１０と抵抗１１および１２で構成
していたカレントミラー手段９８を、ＰＮＰタイプのト
ランジスタ９とＮＰＮタイプのトランジスタ１２８とダ
イオード１２９と抵抗１１および１３０でカレントミラ
ー手段を構成した点である。
トランジスタ９および１０と抵抗１１および１２で構成
していたカレントミラー手段９８を、ＰＮＰタイプのト
ランジスタ９とＮＰＮタイプのトランジスタ１２８とダ
イオード１２９と抵抗１１および１３０でカレントミラ
ー手段を構成した点である。
【００９５】図４におけるカレントミラー手段では、Ｐ
ＮＰトランジスタ９のコレクタ電圧が下降する際、ＰＮ
Ｐトランジスタ９のベース電圧がコレクタ出力容量Ｃｏ
ｂを流れる電流によって低下しＰＮＰトランジスタ９を
ＯＮしてしまう。このため、ＰＮＰトランジスタ９のコ
レクタに電流を漏洩する結果となり、ゲート信号電圧５
０の下降時間が長くなりＩＧＢＴのスイッチング損失を
増大してしまう。したがってこれを防ぐためには、ＰＮ
Ｐタイプのトランジスタ９をコレクタ出力容量Ｃｏｂが
非常に小さいものを選択する必要がある。
ＮＰトランジスタ９のコレクタ電圧が下降する際、ＰＮ
Ｐトランジスタ９のベース電圧がコレクタ出力容量Ｃｏ
ｂを流れる電流によって低下しＰＮＰトランジスタ９を
ＯＮしてしまう。このため、ＰＮＰトランジスタ９のコ
レクタに電流を漏洩する結果となり、ゲート信号電圧５
０の下降時間が長くなりＩＧＢＴのスイッチング損失を
増大してしまう。したがってこれを防ぐためには、ＰＮ
Ｐタイプのトランジスタ９をコレクタ出力容量Ｃｏｂが
非常に小さいものを選択する必要がある。
【００９６】これに対して図７におけるカレントミラー
手段では、ＰＮＰトランジスタ９のコレクタ電圧が下降
する際に、コレクタ出力容量Ｃｏｂを流れる電流がＮＰ
Ｎトランジスタ１２８のエミッタ電流によって補われる
ため、ＰＮＰトランジスタ９のベース電圧の低下を防止
でき、ＰＮＰタイプのトランジスタ９をコレクタ出力容
量Ｃｏｂが比較的大きなものを選択してもスイッチング
損失の少ない構成とすることができる。
手段では、ＰＮＰトランジスタ９のコレクタ電圧が下降
する際に、コレクタ出力容量Ｃｏｂを流れる電流がＮＰ
Ｎトランジスタ１２８のエミッタ電流によって補われる
ため、ＰＮＰトランジスタ９のベース電圧の低下を防止
でき、ＰＮＰタイプのトランジスタ９をコレクタ出力容
量Ｃｏｂが比較的大きなものを選択してもスイッチング
損失の少ない構成とすることができる。
【００９７】（実施例５）以下本発明の第５の実施例に
ついて、図面を参照しながら説明する。
ついて、図面を参照しながら説明する。
【００９８】図８において、１はＮチャンネルタイプの
ＩＧＢＴ、２はＰチャンネルタイプのＩＧＢＴ、３，
４，５および６はダイオード、１０９は信号処理手段、
１４は直流主電源、１５，１６，１７および１８は直流
電源、１０５は抵抗で、以上は図１の構成と同様なもの
である。
ＩＧＢＴ、２はＰチャンネルタイプのＩＧＢＴ、３，
４，５および６はダイオード、１０９は信号処理手段、
１４は直流主電源、１５，１６，１７および１８は直流
電源、１０５は抵抗で、以上は図１の構成と同様なもの
である。
【００９９】図１の構成と異なるのは、電流制御手段１
２６をカレントミラー手段１３２と電流制御手段１３１
で構成した点と電流制御手段１２５を電流制御手段１６
３とした点である。
２６をカレントミラー手段１３２と電流制御手段１３１
で構成した点と電流制御手段１２５を電流制御手段１６
３とした点である。
【０１００】以上のように構成されたＰＷＭインバータ
用出力回路について、図１の構成と異なるカレントミラ
ー手段１３２と電流制御手段１３１の動作を説明する。
用出力回路について、図１の構成と異なるカレントミラ
ー手段１３２と電流制御手段１３１の動作を説明する。
【０１０１】ここでも説明を簡単にするために、まず電
動機解放信号１５６が‘Ｈ’レベル、つまりフリーラン
でない状態を指令している場合についてすべて説明し、
最後に電動機解放信号１５６が‘Ｌ’レベル、つまりフ
リーラン状態を指令している場合についての説明をつけ
加えることにする。
動機解放信号１５６が‘Ｈ’レベル、つまりフリーラン
でない状態を指令している場合についてすべて説明し、
最後に電動機解放信号１５６が‘Ｌ’レベル、つまりフ
リーラン状態を指令している場合についての説明をつけ
加えることにする。
【０１０２】まず、電流制御手段１３１の動作を図９を
用いて詳しく説明する。ＰＮＰタイプのトランジスタ１
３７のベース信号１４８はスイッチング指令信号４２を
論理積否定手段１０６と論理反転手段６５，１６１およ
び１３９を通して発生させる。このベース信号１４８は
スイッチング指令信号４２が‘Ｈ’レベルの場合に例え
ば直流電源１５のプラス端子と同電位、‘Ｌ’レベルの
場合に例えば直流電源１５のプラス端子より５Ｖ低い電
位とする。
用いて詳しく説明する。ＰＮＰタイプのトランジスタ１
３７のベース信号１４８はスイッチング指令信号４２を
論理積否定手段１０６と論理反転手段６５，１６１およ
び１３９を通して発生させる。このベース信号１４８は
スイッチング指令信号４２が‘Ｈ’レベルの場合に例え
ば直流電源１５のプラス端子と同電位、‘Ｌ’レベルの
場合に例えば直流電源１５のプラス端子より５Ｖ低い電
位とする。
【０１０３】次に、ＰチャンネルタイプのＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ１３８のゲート信号１４９はスイッチング指令信号４
２を論理反転手段６５，１６１，１４０および１４１と
論理積否定手段１０６と信号遅延手段１４２を通して発
生させる。このゲート信号１４９はスイッチング指令信
号４２を論理反転し遅延時間ＴＢだけ遅らせたもので、
‘Ｌ’レベルをＭＯＳ−ＦＥＴ１３８を十分にＯＮさせ
ることのできる電圧とし、‘Ｈ’レベルをＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ１３８を十分にＯＦＦさせることのできる電圧とす
る。
Ｔ１３８のゲート信号１４９はスイッチング指令信号４
２を論理反転手段６５，１６１，１４０および１４１と
論理積否定手段１０６と信号遅延手段１４２を通して発
生させる。このゲート信号１４９はスイッチング指令信
号４２を論理反転し遅延時間ＴＢだけ遅らせたもので、
‘Ｌ’レベルをＭＯＳ−ＦＥＴ１３８を十分にＯＮさせ
ることのできる電圧とし、‘Ｈ’レベルをＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ１３８を十分にＯＦＦさせることのできる電圧とす
る。
【０１０４】トランジスタ１３７はエミッタホロワ型の
回路構成をとり、ベース信号１４８の電位が直流電源１
５のプラス端子の電位に比べ約０．７Ｖ以上低くなると
エミッタに接続された抵抗の値とそれに印加される電圧
で定まる電流がほぼコレクタ電流１５０として流れ、ベ
ース信号１４８の電位と直流電源１５のプラス端子の電
位との差が約０．７Ｖ以下の場合にはコレクタ電流１５
０は０となる。
回路構成をとり、ベース信号１４８の電位が直流電源１
５のプラス端子の電位に比べ約０．７Ｖ以上低くなると
エミッタに接続された抵抗の値とそれに印加される電圧
で定まる電流がほぼコレクタ電流１５０として流れ、ベ
ース信号１４８の電位と直流電源１５のプラス端子の電
位との差が約０．７Ｖ以下の場合にはコレクタ電流１５
０は０となる。
【０１０５】ＭＯＳ−ＦＥＴ１３８はトランジスタ１３
７のエミッタに接続された抵抗の値を切り換える働きを
しており、トランジスタ１３７のベース信号の電位が直
流電源１５のプラス端子の電位に比べ約０．７Ｖ以上低
い状態でＭＯＳ−ＦＥＴ１３８がＯＮするとトランジス
タ１３７のコレクタ電流１５０を大きくする作用があ
る。
７のエミッタに接続された抵抗の値を切り換える働きを
しており、トランジスタ１３７のベース信号の電位が直
流電源１５のプラス端子の電位に比べ約０．７Ｖ以上低
い状態でＭＯＳ−ＦＥＴ１３８がＯＮするとトランジス
タ１３７のコレクタ電流１５０を大きくする作用があ
る。
【０１０６】ここで、スイッチング指令信号４２とコレ
クタ電流１５０の関係を考察すると、スイッチング指令
信号４２が‘Ｈ’レベルの時にはコレクタ電流１５０は
０で、次に、スイッチング指令信号４２が‘Ｌ’レベル
に変化してから遅延時間ＴＢが経過するまでコレクタ電
流１５０は比較的大きな電流値となり、次に比較的小さ
な電流値となり、スイッチング指令信号４２が‘Ｈ’レ
ベルになるとコレクタ電流１５０は０となる。
クタ電流１５０の関係を考察すると、スイッチング指令
信号４２が‘Ｈ’レベルの時にはコレクタ電流１５０は
０で、次に、スイッチング指令信号４２が‘Ｌ’レベル
に変化してから遅延時間ＴＢが経過するまでコレクタ電
流１５０は比較的大きな電流値となり、次に比較的小さ
な電流値となり、スイッチング指令信号４２が‘Ｈ’レ
ベルになるとコレクタ電流１５０は０となる。
【０１０７】以上が電流制御手段１３１の動作について
の説明である。次に、カレントミラー手段１３２の働き
について述べる。
の説明である。次に、カレントミラー手段１３２の働き
について述べる。
【０１０８】抵抗１３５および１３６とトランジスタ１
３３および１３４は互いにカレントミラー構成をとり、
トランジスタ１３３が飽和しない範囲において、トラン
ジスタ１３３のコレクタ電流４８をトランジスタ１３７
のコレクタ電流１５０に対応した電流とする働きをす
る。ここで、トランジスタ１３３のコレクタ電圧が下降
し過ぎてトランジスタ１３３が飽和してＯＮ状態となる
と、コレクタ電流１５０とコレクタ電流４８の比例関係
がくずれ、さらにトランジスタ１３３の次のＯＦＦ動作
が遅くなってしまうため、トランジスタ１３３を飽和さ
せずに動作させることが必要である。そこで、ダイオー
ド４により、トランジスタ１３３が飽和しないようにト
ランジスタ１３３のコレクタ電圧の下限を制限してい
る。
３３および１３４は互いにカレントミラー構成をとり、
トランジスタ１３３が飽和しない範囲において、トラン
ジスタ１３３のコレクタ電流４８をトランジスタ１３７
のコレクタ電流１５０に対応した電流とする働きをす
る。ここで、トランジスタ１３３のコレクタ電圧が下降
し過ぎてトランジスタ１３３が飽和してＯＮ状態となる
と、コレクタ電流１５０とコレクタ電流４８の比例関係
がくずれ、さらにトランジスタ１３３の次のＯＦＦ動作
が遅くなってしまうため、トランジスタ１３３を飽和さ
せずに動作させることが必要である。そこで、ダイオー
ド４により、トランジスタ１３３が飽和しないようにト
ランジスタ１３３のコレクタ電圧の下限を制限してい
る。
【０１０９】ここで、スイッチング指令信号４２とトラ
ンジスタ１３３のコレクタ電流４８の関係を考察する
と、スイッチング指令信号４２が‘Ｈ’レベルの時には
コレクタ電流４８は０で、次にスイッチング指令信号４
２が‘Ｌ’レベルに変化してから遅延時間ＴＢが経過す
るまでコレクタ電流４８は比較的大きな電流値となり、
次に比較的小さな電流値となり、スイッチング指令信号
４２が‘Ｈ’レベルになるとコレクタ電流４８は０とな
る。
ンジスタ１３３のコレクタ電流４８の関係を考察する
と、スイッチング指令信号４２が‘Ｈ’レベルの時には
コレクタ電流４８は０で、次にスイッチング指令信号４
２が‘Ｌ’レベルに変化してから遅延時間ＴＢが経過す
るまでコレクタ電流４８は比較的大きな電流値となり、
次に比較的小さな電流値となり、スイッチング指令信号
４２が‘Ｈ’レベルになるとコレクタ電流４８は０とな
る。
【０１１０】以上が、電動機解放信号１５６が‘Ｈ’レ
ベル、つまりフリーランでない状態を指令している場合
における電流制御手段１３１とカレントミラー手段１３
２の動作についての説明であるが、最後に電動機解放信
号１５６が‘Ｌ’レベル、つまりフリーラン状態を指令
している場合における電流制御手段１３１とカレントミ
ラー手段１３２の動作についての説明をつけ加える。
ベル、つまりフリーランでない状態を指令している場合
における電流制御手段１３１とカレントミラー手段１３
２の動作についての説明であるが、最後に電動機解放信
号１５６が‘Ｌ’レベル、つまりフリーラン状態を指令
している場合における電流制御手段１３１とカレントミ
ラー手段１３２の動作についての説明をつけ加える。
【０１１１】電動機解放信号１５６が‘Ｌ’レベル、つ
まりフリーラン状態を指令している場合には、スイッチ
ング指令信号４２にかかわらず論理積否定手段１０６の
出力信号は‘Ｈ’レベルとなり、したがってＰＮＰタイ
プのトランジスタ１３７のベース信号１４８は‘Ｈ’レ
ベルとなる。この状態はコレクタ電流１５０は０であ
り、トランジスタ１３３のコレクタ電流４８も０とな
る。いわゆる第５の状態となる。
まりフリーラン状態を指令している場合には、スイッチ
ング指令信号４２にかかわらず論理積否定手段１０６の
出力信号は‘Ｈ’レベルとなり、したがってＰＮＰタイ
プのトランジスタ１３７のベース信号１４８は‘Ｈ’レ
ベルとなる。この状態はコレクタ電流１５０は０であ
り、トランジスタ１３３のコレクタ電流４８も０とな
る。いわゆる第５の状態となる。
【０１１２】以上のように、カレントミラー手段１３２
と電流制御手段１３１は、電流制御手段１２６と同等の
動作を行うことがわかる。
と電流制御手段１３１は、電流制御手段１２６と同等の
動作を行うことがわかる。
【０１１３】また、図１の構成と異なる電流制御手段１
６３は、電流制御手段１２５のホトカプラ１１５を論理
反転手段１６２とした点である。これは、電流制御手段
１６３および１３１と信号処理手段１０９の論理素子を
共通電源により動作させることにより絶縁を考慮する必
要がなく、電流制御手段１６２の構成により電流制御手
段１２５と同等の動作を得ることができる。
６３は、電流制御手段１２５のホトカプラ１１５を論理
反転手段１６２とした点である。これは、電流制御手段
１６３および１３１と信号処理手段１０９の論理素子を
共通電源により動作させることにより絶縁を考慮する必
要がなく、電流制御手段１６２の構成により電流制御手
段１２５と同等の動作を得ることができる。
【０１１４】また、図８，図１０および図１１において
もＩＧＢＴ１および２のゲートとエミッタ間にコンデン
サを接続することにより、さらに電動機巻線端子電圧５
１の上昇時間および下降時間を大幅に長くできることは
いうまでもない。
もＩＧＢＴ１および２のゲートとエミッタ間にコンデン
サを接続することにより、さらに電動機巻線端子電圧５
１の上昇時間および下降時間を大幅に長くできることは
いうまでもない。
【０１１５】なお、図８におけるＮＰＮタイプのトラン
ジスタ１３４をダイオードとして表現しても良いことは
いうまでもない。
ジスタ１３４をダイオードとして表現しても良いことは
いうまでもない。
【０１１６】（実施例６）以下本発明の第６の実施例に
ついて、図面を参照しながら説明する。
ついて、図面を参照しながら説明する。
【０１１７】図１０において、１はＮチャンネルタイプ
のＩＧＢＴ、２はＰチャンネルタイプのＩＧＢＴ、３，
４，５および６はダイオード、１３１および１６３は電
流制御手段、１０９は信号処理手段、１４は直流主電
源、１５，１６，１７および１８は直流電源、１０５は
抵抗で、以上は図８の構成と同様なものである。
のＩＧＢＴ、２はＰチャンネルタイプのＩＧＢＴ、３，
４，５および６はダイオード、１３１および１６３は電
流制御手段、１０９は信号処理手段、１４は直流主電
源、１５，１６，１７および１８は直流電源、１０５は
抵抗で、以上は図８の構成と同様なものである。
【０１１８】図８の構成と異なるのは、ＮＰＮタイプの
トランジスタ１３３および１３４と抵抗１３５および１
３６で構成していたカレントミラー手段１３２を、ＮＰ
Ｎタイプのトランジスタ１３３と抵抗１３５および１３
６で簡易的にカレントミラー手段を構成した点である。
図１０におけるカレントミラー手段は図８におけるカレ
ントミラー手段に比べ精度や温度特性が劣るために直流
電源１６の電圧を高くする必要があるが、それが許容さ
れる場合では実用上問題はない。
トランジスタ１３３および１３４と抵抗１３５および１
３６で構成していたカレントミラー手段１３２を、ＮＰ
Ｎタイプのトランジスタ１３３と抵抗１３５および１３
６で簡易的にカレントミラー手段を構成した点である。
図１０におけるカレントミラー手段は図８におけるカレ
ントミラー手段に比べ精度や温度特性が劣るために直流
電源１６の電圧を高くする必要があるが、それが許容さ
れる場合では実用上問題はない。
【０１１９】（実施例７）以下本発明の第７の実施例に
ついて、図面を参照しながら説明する。
ついて、図面を参照しながら説明する。
【０１２０】図１１において、１はＮチャンネルタイプ
のＩＧＢＴ、２はＰチャンネルタイプのＩＧＢＴ、３，
４，５および６はダイオード、１３１および１６３は電
流制御手段、１０９は信号処理手段、１４は直流主電
源、１５，１６，１７および１８は直流電源、１０５は
抵抗で、以上は図８の構成と同様なものである。
のＩＧＢＴ、２はＰチャンネルタイプのＩＧＢＴ、３，
４，５および６はダイオード、１３１および１６３は電
流制御手段、１０９は信号処理手段、１４は直流主電
源、１５，１６，１７および１８は直流電源、１０５は
抵抗で、以上は図８の構成と同様なものである。
【０１２１】図８の構成と異なるのは、ＮＰＮタイプの
トランジスタ１３３および１３４と抵抗１３５および１
３６で構成していたカレントミラー手段１３２を、ＮＰ
Ｎタイプのトランジスタ１３３とＰＮＰタイプのトラン
ジスタ１５２とダイオード１５３と抵抗１３５および１
５４でカレントミラー手段を構成した点である。
トランジスタ１３３および１３４と抵抗１３５および１
３６で構成していたカレントミラー手段１３２を、ＮＰ
Ｎタイプのトランジスタ１３３とＰＮＰタイプのトラン
ジスタ１５２とダイオード１５３と抵抗１３５および１
５４でカレントミラー手段を構成した点である。
【０１２２】図８におけるカレントミラー手段では、Ｎ
ＰＮトランジスタ１３３のコレクタ電圧が上昇する際、
ＮＰＮトランジスタ１３３のベース電圧がコレクタ出力
容量Ｃｏｂを流れる電流によって上昇しＮＰＮトランジ
スタ１３３をＯＮしてしまう。このため、ＮＰＮトラン
ジスタ１３３のコレクタに電流を漏洩する結果となり、
ゲート信号電圧５０の上昇時間が長くなりＩＧＢＴのス
イッチング損失を増大してしまう。したがってこれを防
ぐためには、ＮＰＮタイプのトランジスタ１３３をコレ
クタ出力容量Ｃｏｂが非常に小さいものを選択する必要
がある。
ＰＮトランジスタ１３３のコレクタ電圧が上昇する際、
ＮＰＮトランジスタ１３３のベース電圧がコレクタ出力
容量Ｃｏｂを流れる電流によって上昇しＮＰＮトランジ
スタ１３３をＯＮしてしまう。このため、ＮＰＮトラン
ジスタ１３３のコレクタに電流を漏洩する結果となり、
ゲート信号電圧５０の上昇時間が長くなりＩＧＢＴのス
イッチング損失を増大してしまう。したがってこれを防
ぐためには、ＮＰＮタイプのトランジスタ１３３をコレ
クタ出力容量Ｃｏｂが非常に小さいものを選択する必要
がある。
【０１２３】これに対して図１１におけるカレントミラ
ー手段では、ＮＰＮトランジスタ１３３のコレクタ電圧
が上昇する際に、コレクタ出力容量Ｃｏｂを流れる電流
をＰＮＰトランジスタ１５２のエミッタ電流によって除
去することができ、ＮＰＮトランジスタ１３３のベース
電圧の上昇を防止でき、ＮＰＮタイプのトランジスタ１
３３をコレクタ出力容量Ｃｏｂが比較的大きなものを選
択してもスイッチング損失の少ない構成とすることがで
きる。
ー手段では、ＮＰＮトランジスタ１３３のコレクタ電圧
が上昇する際に、コレクタ出力容量Ｃｏｂを流れる電流
をＰＮＰトランジスタ１５２のエミッタ電流によって除
去することができ、ＮＰＮトランジスタ１３３のベース
電圧の上昇を防止でき、ＮＰＮタイプのトランジスタ１
３３をコレクタ出力容量Ｃｏｂが比較的大きなものを選
択してもスイッチング損失の少ない構成とすることがで
きる。
【０１２４】なお、図１８に示すように三相ＰＷＭイン
バータを構成する場合においては、一般的に直流主電源
を共通接続して３個のＰＷＭインバータ用出力回路を配
置するが、本発明によるＰＷＭインバータ用出力回路に
おいてはさらに第１，第２，第３，第４，第５，第６お
よび第７の実施例における直流電源１５および１６も共
通接続できることはいうまでもない。
バータを構成する場合においては、一般的に直流主電源
を共通接続して３個のＰＷＭインバータ用出力回路を配
置するが、本発明によるＰＷＭインバータ用出力回路に
おいてはさらに第１，第２，第３，第４，第５，第６お
よび第７の実施例における直流電源１５および１６も共
通接続できることはいうまでもない。
【０１２５】（実施例８）以下本発明の第８の実施例に
ついて、図面を参照しながら説明する。
ついて、図面を参照しながら説明する。
【０１２６】図１２において、１はＮチャンネルタイプ
のＩＧＢＴ、２はＰチャンネルタイプのＩＧＢＴ、３，
４，５および６はダイオード、９８はカレントミラー手
段、１４は直流主電源、１５，１６，１７および１８は
直流電源で、以上は図４の構成と同様なものである。
のＩＧＢＴ、２はＰチャンネルタイプのＩＧＢＴ、３，
４，５および６はダイオード、９８はカレントミラー手
段、１４は直流主電源、１５，１６，１７および１８は
直流電源で、以上は図４の構成と同様なものである。
【０１２７】図４の構成と異なるのは、抵抗１０５を省
き電流制御手段１２６および１２７と信号処理手段１０
９を電流制御手段１３で構成した点である。電動機をフ
リーラン状態にする必要がない場合においては図１２の
構成をとることができる。
き電流制御手段１２６および１２７と信号処理手段１０
９を電流制御手段１３で構成した点である。電動機をフ
リーラン状態にする必要がない場合においては図１２の
構成をとることができる。
【０１２８】また、図１２，図１３および図１４におい
てもＩＧＢＴ１および２のゲートとエミッタ間にコンデ
ンサを接続することにより、さらに電動機巻線端子電圧
５１の上昇時間および下降時間を大幅に長くできること
はいうまでもない。
てもＩＧＢＴ１および２のゲートとエミッタ間にコンデ
ンサを接続することにより、さらに電動機巻線端子電圧
５１の上昇時間および下降時間を大幅に長くできること
はいうまでもない。
【０１２９】なお、図１２におけるＰＮＰタイプのトラ
ンジスタ１０をダイオードとして表現しても良いことは
いうまでもない。
ンジスタ１０をダイオードとして表現しても良いことは
いうまでもない。
【０１３０】（実施例９）以下本発明の第９の実施例に
ついて、図面を参照しながら説明する。
ついて、図面を参照しながら説明する。
【０１３１】図１３において、１はＮチャンネルタイプ
のＩＧＢＴ、２はＰチャンネルタイプのＩＧＢＴ、３，
４，５および６はダイオード、１３は電流制御手段、１
４は直流主電源、１５，１６，１７および１８は直流電
源で、以上は図１２の構成と同様なものである。
のＩＧＢＴ、２はＰチャンネルタイプのＩＧＢＴ、３，
４，５および６はダイオード、１３は電流制御手段、１
４は直流主電源、１５，１６，１７および１８は直流電
源で、以上は図１２の構成と同様なものである。
【０１３２】図１２の構成と異なるのは、ＰＮＰタイプ
のトランジスタ９および１０と抵抗１１および１２で構
成していたカレントミラー手段９８を、ＰＮＰタイプの
トランジスタ９と抵抗１１および１２で簡易的にカレン
トミラー手段を構成した点である。図１３におけるカレ
ントミラー手段は図１２におけるカレントミラー手段に
比べ精度や温度特性が劣るために直流電源１５の電圧を
高くする必要があるが、それが許容される場合では実用
上問題はない。
のトランジスタ９および１０と抵抗１１および１２で構
成していたカレントミラー手段９８を、ＰＮＰタイプの
トランジスタ９と抵抗１１および１２で簡易的にカレン
トミラー手段を構成した点である。図１３におけるカレ
ントミラー手段は図１２におけるカレントミラー手段に
比べ精度や温度特性が劣るために直流電源１５の電圧を
高くする必要があるが、それが許容される場合では実用
上問題はない。
【０１３３】（実施例１０）以下本発明の第１０の実施
例について、図面を参照しながら説明する。
例について、図面を参照しながら説明する。
【０１３４】図１４において、１はＮチャンネルタイプ
のＩＧＢＴ、２はＰチャンネルタイプのＩＧＢＴ、３，
４，５および６はダイオード、１３は電流制御手段、１
４は直流主電源、１５，１６，１７および１８は直流電
源で、以上は図１２の構成と同様なものである。
のＩＧＢＴ、２はＰチャンネルタイプのＩＧＢＴ、３，
４，５および６はダイオード、１３は電流制御手段、１
４は直流主電源、１５，１６，１７および１８は直流電
源で、以上は図１２の構成と同様なものである。
【０１３５】図１２の構成と異なるのは、ＰＮＰタイプ
のトランジスタ９および１０と抵抗１１および１２で構
成していたカレントミラー手段９８を、ＰＮＰタイプの
トランジスタ９とＮＰＮタイプのトランジスタ１２８と
ダイオード１２９と抵抗１１および１３０でカレントミ
ラー手段を構成した点である。
のトランジスタ９および１０と抵抗１１および１２で構
成していたカレントミラー手段９８を、ＰＮＰタイプの
トランジスタ９とＮＰＮタイプのトランジスタ１２８と
ダイオード１２９と抵抗１１および１３０でカレントミ
ラー手段を構成した点である。
【０１３６】図１２におけるカレントミラー手段では、
ＰＮＰトランジスタ９のコレクタ電圧が下降する際、Ｐ
ＮＰトランジスタ９のベース電圧がコレクタ出力容量Ｃ
ｏｂを流れる電流によって低下しＰＮＰトランジスタ９
をＯＮしてしまう。このため、ＰＮＰトランジスタ９の
コレクタに電流を漏洩する結果となり、ゲート信号電圧
５０の下降時間が長くなりＩＧＢＴのスイッチング損失
を増大してしまう。したがってこれを防ぐためには、Ｐ
ＮＰタイプのトランジスタ９をコレクタ出力容量Ｃｏｂ
が非常に小さいものを選択する必要がある。
ＰＮＰトランジスタ９のコレクタ電圧が下降する際、Ｐ
ＮＰトランジスタ９のベース電圧がコレクタ出力容量Ｃ
ｏｂを流れる電流によって低下しＰＮＰトランジスタ９
をＯＮしてしまう。このため、ＰＮＰトランジスタ９の
コレクタに電流を漏洩する結果となり、ゲート信号電圧
５０の下降時間が長くなりＩＧＢＴのスイッチング損失
を増大してしまう。したがってこれを防ぐためには、Ｐ
ＮＰタイプのトランジスタ９をコレクタ出力容量Ｃｏｂ
が非常に小さいものを選択する必要がある。
【０１３７】これに対して図１４におけるカレントミラ
ー手段では、ＰＮＰトランジスタ９のコレクタ電圧が下
降する際に、コレクタ出力容量Ｃｏｂを流れる電流がＮ
ＰＮトランジスタ１２８のエミッタ電流によって補われ
るため、ＰＮＰトランジスタ９のベース電圧の低下を防
止でき、ＰＮＰタイプのトランジスタ９をコレクタ出力
容量Ｃｏｂが比較的大きなものを選択してもスイッチン
グ損失の少ない構成とすることができる。
ー手段では、ＰＮＰトランジスタ９のコレクタ電圧が下
降する際に、コレクタ出力容量Ｃｏｂを流れる電流がＮ
ＰＮトランジスタ１２８のエミッタ電流によって補われ
るため、ＰＮＰトランジスタ９のベース電圧の低下を防
止でき、ＰＮＰタイプのトランジスタ９をコレクタ出力
容量Ｃｏｂが比較的大きなものを選択してもスイッチン
グ損失の少ない構成とすることができる。
【０１３８】（実施例１１）以下本発明の第１１の実施
例について、図面を参照しながら説明する。
例について、図面を参照しながら説明する。
【０１３９】図１５において、１はＮチャンネルタイプ
のＩＧＢＴ、２はＰチャンネルタイプのＩＧＢＴ、３，
４，５および６はダイオード、１３２はカレントミラー
手段、１４は直流主電源、１５，１６，１７および１８
は直流電源で、以上は図８の構成と同様なものである。
のＩＧＢＴ、２はＰチャンネルタイプのＩＧＢＴ、３，
４，５および６はダイオード、１３２はカレントミラー
手段、１４は直流主電源、１５，１６，１７および１８
は直流電源で、以上は図８の構成と同様なものである。
【０１４０】図８の構成と異なるのは、抵抗１０５を省
き電流制御手段１３１および１６３と、信号処理手段１
０９を信号処理手段１５５で構成した点である。電動機
をフリーラン状態にする必要がない場合においては図１
５の構成をとることができる。
き電流制御手段１３１および１６３と、信号処理手段１
０９を信号処理手段１５５で構成した点である。電動機
をフリーラン状態にする必要がない場合においては図１
５の構成をとることができる。
【０１４１】また、図１５，図１６および図１７におい
てもＩＧＢＴ１および２のゲートとエミッタ間にコンデ
ンサを接続することにより、さらに電動機巻線端子電圧
５１の上昇時間および下降時間を大幅に長くできること
はいうまでもない。
てもＩＧＢＴ１および２のゲートとエミッタ間にコンデ
ンサを接続することにより、さらに電動機巻線端子電圧
５１の上昇時間および下降時間を大幅に長くできること
はいうまでもない。
【０１４２】なお、図１５におけるＮＰＮタイプのトラ
ンジスタ１３４ダイオードとして表現しても良いことは
いうまでもない。
ンジスタ１３４ダイオードとして表現しても良いことは
いうまでもない。
【０１４３】（実施例１２）以下本発明の第１２の実施
例について、図面を参照しながら説明する。
例について、図面を参照しながら説明する。
【０１４４】図１６において、１はＮチャンネルタイプ
のＩＧＢＴ、２はＰチャンネルタイプのＩＧＢＴ、３，
４，５および６はダイオード、１５５は電流制御手段、
１４は直流主電源、１５，１６，１７および１８は直流
電源で、以上は図１５の構成と同様なものである。
のＩＧＢＴ、２はＰチャンネルタイプのＩＧＢＴ、３，
４，５および６はダイオード、１５５は電流制御手段、
１４は直流主電源、１５，１６，１７および１８は直流
電源で、以上は図１５の構成と同様なものである。
【０１４５】図１５の構成と異なるのは、ＮＰＮタイプ
のトランジスタ１３３および１３４と抵抗１３５および
１３６で構成していたカレントミラー手段１３２を、Ｎ
ＰＮタイプのトランジスタ１３３と抵抗１３５および１
３６で簡易的にカレントミラー手段を構成した点であ
る。図１６におけるカレントミラー手段は図１５におけ
るカレントミラー手段に比べ精度や温度特性が劣るため
に直流電源１６の電圧を高くする必要があるが、それが
許容される場合では実用上問題はない。
のトランジスタ１３３および１３４と抵抗１３５および
１３６で構成していたカレントミラー手段１３２を、Ｎ
ＰＮタイプのトランジスタ１３３と抵抗１３５および１
３６で簡易的にカレントミラー手段を構成した点であ
る。図１６におけるカレントミラー手段は図１５におけ
るカレントミラー手段に比べ精度や温度特性が劣るため
に直流電源１６の電圧を高くする必要があるが、それが
許容される場合では実用上問題はない。
【０１４６】（実施例１３）以下本発明の第１３の実施
例について、図面を参照しながら説明する。
例について、図面を参照しながら説明する。
【０１４７】図１７において、１はＮチャンネルタイプ
のＩＧＢＴ、２はＰチャンネルタイプのＩＧＢＴ、３，
４，５および６はダイオード、１５５は電流制御手段、
１４は直流主電源、１５，１６，１７および１８は直流
電源で、以上は図１５の構成と同様なものである。
のＩＧＢＴ、２はＰチャンネルタイプのＩＧＢＴ、３，
４，５および６はダイオード、１５５は電流制御手段、
１４は直流主電源、１５，１６，１７および１８は直流
電源で、以上は図１５の構成と同様なものである。
【０１４８】図１５の構成と異なるのは、ＮＰＮタイプ
のトランジスタ１３３および１３４と抵抗１３５および
１３６で構成していたカレントミラー手段１３２を、Ｎ
ＰＮタイプのトランジスタ１３３とＰＮＰタイプのトラ
ンジスタ１５２とダイオード１５３と抵抗１３５および
１５４でカレントミラー手段を構成した点である。
のトランジスタ１３３および１３４と抵抗１３５および
１３６で構成していたカレントミラー手段１３２を、Ｎ
ＰＮタイプのトランジスタ１３３とＰＮＰタイプのトラ
ンジスタ１５２とダイオード１５３と抵抗１３５および
１５４でカレントミラー手段を構成した点である。
【０１４９】図１５におけるカレントミラー手段では、
ＮＰＮトランジスタ１３３のコレクタ電圧が上昇する
際、ＮＰＮトランジスタ１３３のベース電圧がコレクタ
出力容量Ｃｏｂを流れる電流によって上昇しＮＰＮトラ
ンジスタ１３３をＯＮしてしまう。このため、ＮＰＮト
ランジスタ１３３のコレクタに電流を漏洩する結果とな
り、ゲート信号電圧５０の上昇時間が長くなりＩＧＢＴ
のスイッチング損失を増大してしまう。したがってこれ
を防ぐためには、ＮＰＮタイプのトランジスタ１３３を
コレクタ出力容量Ｃｏｂが非常に小さいものを選択する
必要がある。
ＮＰＮトランジスタ１３３のコレクタ電圧が上昇する
際、ＮＰＮトランジスタ１３３のベース電圧がコレクタ
出力容量Ｃｏｂを流れる電流によって上昇しＮＰＮトラ
ンジスタ１３３をＯＮしてしまう。このため、ＮＰＮト
ランジスタ１３３のコレクタに電流を漏洩する結果とな
り、ゲート信号電圧５０の上昇時間が長くなりＩＧＢＴ
のスイッチング損失を増大してしまう。したがってこれ
を防ぐためには、ＮＰＮタイプのトランジスタ１３３を
コレクタ出力容量Ｃｏｂが非常に小さいものを選択する
必要がある。
【０１５０】これに対して図１７におけるカレントミラ
ー手段では、ＮＰＮトランジスタ１３３のコレクタ電圧
が上昇する際に、コレクタ出力容量Ｃｏｂを流れる電流
をＰＮＰトランジスタ１５２のエミッタ電流によって除
去することができ、ＮＰＮトランジスタ１３３のベース
電圧の上昇を防止でき、ＮＰＮタイプのトランジスタ１
３３をコレクタ出力容量Ｃｏｂが比較的大きなものを選
択してもスイッチング損失の少ない構成とすることがで
きる。
ー手段では、ＮＰＮトランジスタ１３３のコレクタ電圧
が上昇する際に、コレクタ出力容量Ｃｏｂを流れる電流
をＰＮＰトランジスタ１５２のエミッタ電流によって除
去することができ、ＮＰＮトランジスタ１３３のベース
電圧の上昇を防止でき、ＮＰＮタイプのトランジスタ１
３３をコレクタ出力容量Ｃｏｂが比較的大きなものを選
択してもスイッチング損失の少ない構成とすることがで
きる。
【０１５１】なお、図１８に示すように三相ＰＷＭイン
バータを構成する場合においては、一般的に直流主電源
を共通接続して３個のＰＷＭインバータ用出力回路を配
置するが、本発明によるＰＷＭインバータ用出力回路に
おいてはさらに第８，第９，第１０，第１１，第１２お
よび第１３の実施例における直流電源１５および１６も
共通接続できることはいうまでもない。
バータを構成する場合においては、一般的に直流主電源
を共通接続して３個のＰＷＭインバータ用出力回路を配
置するが、本発明によるＰＷＭインバータ用出力回路に
おいてはさらに第８，第９，第１０，第１１，第１２お
よび第１３の実施例における直流電源１５および１６も
共通接続できることはいうまでもない。
【０１５２】
【発明の効果】以上のように本発明は、Ｎチャンネルタ
イプの第１のＩＧＢＴと、Ｐチャンネルタイプの第２の
ＩＧＢＴと、第１，第２，第５および第６のダイオード
と、電流出力端子を有し前記電流出力端子より流出する
電流を制御する電流制御手段１と、電流入力端子を有し
前記電流入力端子より流入する電流を制御する電流制御
手段２と、直流主電源と、前記直流主電源のプラス端子
にマイナス端子を接続した第３の直流電源と、前記直流
主電源のマイナス端子にプラス端子を接続した第４の直
流電源とを備えたものである。
イプの第１のＩＧＢＴと、Ｐチャンネルタイプの第２の
ＩＧＢＴと、第１，第２，第５および第６のダイオード
と、電流出力端子を有し前記電流出力端子より流出する
電流を制御する電流制御手段１と、電流入力端子を有し
前記電流入力端子より流入する電流を制御する電流制御
手段２と、直流主電源と、前記直流主電源のプラス端子
にマイナス端子を接続した第３の直流電源と、前記直流
主電源のマイナス端子にプラス端子を接続した第４の直
流電源とを備えたものである。
【０１５３】そして、第１のＩＧＢＴのコレクタと第１
のダイオードのカソードと前記直流主電源のプラス端子
を接続し、第２のＩＧＢＴのコレクタと第２のダイオー
ドのアノードと前記直流主電源のマイナス端子を接続
し、第１のＩＧＢＴのエミッタと第１のダイオードのア
ノードと第２のＩＧＢＴのエミッタと第２のダイオード
のカソードを接続し、第１のＩＧＢＴのゲートと第２の
ＩＧＢＴのゲートと前記電流制御手段１の電流出力端子
と前記電流制御手段２の電流入力端子と第５のダイオー
ドのアノードと第６のダイオードのカソードを接続し、
第３の直流電源のプラス端子と第５のダイオードのカソ
ードを接続し、第４の直流電源のマイナス端子と第６の
ダイオードのアノードを接続し、第１または第２のＩＧ
ＢＴのゲートとエミッタ間に抵抗を接続した構成を有す
る。
のダイオードのカソードと前記直流主電源のプラス端子
を接続し、第２のＩＧＢＴのコレクタと第２のダイオー
ドのアノードと前記直流主電源のマイナス端子を接続
し、第１のＩＧＢＴのエミッタと第１のダイオードのア
ノードと第２のＩＧＢＴのエミッタと第２のダイオード
のカソードを接続し、第１のＩＧＢＴのゲートと第２の
ＩＧＢＴのゲートと前記電流制御手段１の電流出力端子
と前記電流制御手段２の電流入力端子と第５のダイオー
ドのアノードと第６のダイオードのカソードを接続し、
第３の直流電源のプラス端子と第５のダイオードのカソ
ードを接続し、第４の直流電源のマイナス端子と第６の
ダイオードのアノードを接続し、第１または第２のＩＧ
ＢＴのゲートとエミッタ間に抵抗を接続した構成を有す
る。
【０１５４】そしてさらに、前記電流制御手段１および
前記電流制御手段２が、前記電流制御手段１の電流出力
端子より流出する電流を第１の電流値とし前記電流制御
手段２の電流入力端子より流入する電流を第７の電流値
とする第１の状態と、前記電流制御手段１の電流出力端
子より流出する電流を第２の電流値とし前記電流制御手
段２の電流入力端子より流入する電流を第８の電流値と
する第２の状態と、前記電流制御手段１の電流出力端子
より流出する電流を第５の電流値とし前記電流制御手段
２の電流入力端子より流入する電流を第３の電流値とす
る第３の状態と、前記電流制御手段１の電流出力端子よ
り流出する電流を第６の電流値とし前記電流制御手段２
の電流入力端子より流入する電流を第４の電流値とする
第４の状態と、前記電流制御手段１の電流出力端子より
流出する電流を第９の電流値とし前記電流制御手段２の
電流入力端子より流入する電流も第９の電流値とする第
５の状態を有し、前記第１の電流値は前記第７の電流値
よりも大きな電流値とし、前記第２の電流値は前記第８
の電流値よりも大きな電流値とし、前記第３の電流値は
前記第５の電流値よりも大きな電流値とし、前記第４の
電流値は前記第６の電流値よりも大きな電流値とし、前
記第１の電流値と前記第７の電流値の差は前記第２の電
流値と前記第８の電流値の差より大きくし、前記第３の
電流値と前記第５の電流値の差は前記第４の電流値と前
記第６の電流値の差より大きくし、第１の状態からは第
２の状態と第５の状態へのみ移行可能とし、第２の状態
からは第３の状態と第５の状態へのみ移行可能とし、第
３の状態からは第４の状態と第５の状態へのみ移行可能
とし、第４の状態からは第１の状態と第５の状態へのみ
移行可能とし、第５の状態からは少なくとも第１の状態
と第３の状態へ移行可能なる構成としたものである。
前記電流制御手段２が、前記電流制御手段１の電流出力
端子より流出する電流を第１の電流値とし前記電流制御
手段２の電流入力端子より流入する電流を第７の電流値
とする第１の状態と、前記電流制御手段１の電流出力端
子より流出する電流を第２の電流値とし前記電流制御手
段２の電流入力端子より流入する電流を第８の電流値と
する第２の状態と、前記電流制御手段１の電流出力端子
より流出する電流を第５の電流値とし前記電流制御手段
２の電流入力端子より流入する電流を第３の電流値とす
る第３の状態と、前記電流制御手段１の電流出力端子よ
り流出する電流を第６の電流値とし前記電流制御手段２
の電流入力端子より流入する電流を第４の電流値とする
第４の状態と、前記電流制御手段１の電流出力端子より
流出する電流を第９の電流値とし前記電流制御手段２の
電流入力端子より流入する電流も第９の電流値とする第
５の状態を有し、前記第１の電流値は前記第７の電流値
よりも大きな電流値とし、前記第２の電流値は前記第８
の電流値よりも大きな電流値とし、前記第３の電流値は
前記第５の電流値よりも大きな電流値とし、前記第４の
電流値は前記第６の電流値よりも大きな電流値とし、前
記第１の電流値と前記第７の電流値の差は前記第２の電
流値と前記第８の電流値の差より大きくし、前記第３の
電流値と前記第５の電流値の差は前記第４の電流値と前
記第６の電流値の差より大きくし、第１の状態からは第
２の状態と第５の状態へのみ移行可能とし、第２の状態
からは第３の状態と第５の状態へのみ移行可能とし、第
３の状態からは第４の状態と第５の状態へのみ移行可能
とし、第４の状態からは第１の状態と第５の状態へのみ
移行可能とし、第５の状態からは少なくとも第１の状態
と第３の状態へ移行可能なる構成としたものである。
【０１５５】そして上記構成とすることにより、フロー
ティング状態が本質的になくフローティング時間が０で
スイッチング指令信号と電動機巻線端子の平均電圧が一
義的に定まることにより制御誤差が非常に小さく、かつ
消費電力も少ない優れたＰＷＭインバータ用出力回路を
安価に提供することができるものである。さらに必要に
応じて、電気雑音の発生が非常に小さな優れたＰＷＭイ
ンバータ用出力回路を安価に提供することができるもの
である。
ティング状態が本質的になくフローティング時間が０で
スイッチング指令信号と電動機巻線端子の平均電圧が一
義的に定まることにより制御誤差が非常に小さく、かつ
消費電力も少ない優れたＰＷＭインバータ用出力回路を
安価に提供することができるものである。さらに必要に
応じて、電気雑音の発生が非常に小さな優れたＰＷＭイ
ンバータ用出力回路を安価に提供することができるもの
である。
【図１】本発明の第一の実施例におけるＰＷＭインバー
タ用出力回路の構成図
タ用出力回路の構成図
【図２】（ａ）本発明の第一の実施例におけるＰＷＭイ
ンバータ用出力回路の電流制御手段の動作を示す図 （ｂ）本発明の第一の実施例におけるＰＷＭインバータ
用出力回路の電流制御手段の他の動作を示す図
ンバータ用出力回路の電流制御手段の動作を示す図 （ｂ）本発明の第一の実施例におけるＰＷＭインバータ
用出力回路の電流制御手段の他の動作を示す図
【図３】本発明の第一の実施例におけるＰＷＭインバー
タ用出力回路の動作を示す図
タ用出力回路の動作を示す図
【図４】本発明の第２の実施例におけるＰＷＭインバー
タ用出力回路の構成図
タ用出力回路の構成図
【図５】本発明の第２の実施例におけるＰＷＭインバー
タ用出力回路の電流制御手段の動作を示す図
タ用出力回路の電流制御手段の動作を示す図
【図６】本発明の第３の実施例におけるＰＷＭインバー
タ用出力回路の構成図
タ用出力回路の構成図
【図７】本発明の第４の実施例におけるＰＷＭインバー
タ用出力回路の構成図
タ用出力回路の構成図
【図８】本発明の第５の実施例におけるＰＷＭインバー
タ用出力回路の構成図
タ用出力回路の構成図
【図９】本発明の第５の実施例におけるＰＷＭインバー
タ用出力回路の電流制御手段の動作を示す図
タ用出力回路の電流制御手段の動作を示す図
【図１０】本発明の第６の実施例におけるＰＷＭインバ
ータ用出力回路の構成図
ータ用出力回路の構成図
【図１１】本発明の第７の実施例におけるＰＷＭインバ
ータ用出力回路の構成図
ータ用出力回路の構成図
【図１２】本発明の第８の実施例におけるＰＷＭインバ
ータ用出力回路の構成図
ータ用出力回路の構成図
【図１３】本発明の第９の実施例におけるＰＷＭインバ
ータ用出力回路の構成図
ータ用出力回路の構成図
【図１４】本発明の第１０の実施例におけるＰＷＭイン
バータ用出力回路の構成図
バータ用出力回路の構成図
【図１５】本発明の第１１の実施例におけるＰＷＭイン
バータ用出力回路の構成図
バータ用出力回路の構成図
【図１６】本発明の第１２の実施例におけるＰＷＭイン
バータ用出力回路の構成図
バータ用出力回路の構成図
【図１７】本発明の第１３の実施例におけるＰＷＭイン
バータ用出力回路の構成図
バータ用出力回路の構成図
【図１８】一般的なＰＷＭインバータの構成を示す略線
図
図
【図１９】従来のＰＷＭインバータ用出力回路の構成図
【図２０】従来のＰＷＭインバータ用出力回路の動作を
示す図
示す図
１ ＮチャンネルタイプのＩＧＢＴ ２ ＰチャンネルタイプのＩＧＢＴ ３，４，５，６，７８，７９，１２９，１５３ ダイオ
ード ９，１０，１１９，１３７，１５２ ＰＮＰタイプのト
ランジスタ １１，１２，３２，３３，３４，３５，４０，４１，８
３，８４，８５，８６，８７，８８，８９，９０，９
１，９２，１０５，１１６，１１７，１２１，１２２，
１３０，１３５，１３６，１４６，１４７，１５４ 抵
抗 １３，１２５，１２６，１２７，１３１，１５５，１６
３ 電流制御手段 １４ 直流主電源 １５，１６，１７，１８，９３，９４，１１８ 直流電
源 ２０，２１，２２，２３，２４，２５，６５，１１１，
１１２，１１３，１３９，１４０，１４１，１６１，１
６２ 論理反転手段 ２６，２７，１１４，１４２ 信号遅延手段 ２８，２９，７４，７５，７６，７７，１２８，１３
３，１３４ ＮＰＮタイプのトランジスタ ３０，３１ ＮチャンネルタイプのＭＯＳ−ＦＥＴ ３６，３７，９５，９６ ツェナーダイオード ３８，３９ コンデンサ ４２，６１，６２ スイッチング指令信号 ５２，６３，６４ 電動機巻線端子 ５３ ＰＷＭインバータ用出力回路 ５４ 第１の状態 ５５ 第２の状態 ５６ 第３の状態 ５７ 第４の状態 ５８ 周波数電圧設定手段 ５９ ＰＷＭ制御回路 ６０ 電動機 ６６，６７ オンディレイ回路 ６８，６９ ベースドライブ回路 ７０，７１ パワートランジスタ ７２，７３，１１５ ホトカプラ ９７ 電圧リミット手段 ９８，１３２ カレントミラー手段 １０６，１０７ 論理積否定手段 １０９ 信号処理手段 １２０，１３８ ＰチャンネルタイプのＭＯＳ−ＦＥＴ １５７，１５８ 論理積手段
ード ９，１０，１１９，１３７，１５２ ＰＮＰタイプのト
ランジスタ １１，１２，３２，３３，３４，３５，４０，４１，８
３，８４，８５，８６，８７，８８，８９，９０，９
１，９２，１０５，１１６，１１７，１２１，１２２，
１３０，１３５，１３６，１４６，１４７，１５４ 抵
抗 １３，１２５，１２６，１２７，１３１，１５５，１６
３ 電流制御手段 １４ 直流主電源 １５，１６，１７，１８，９３，９４，１１８ 直流電
源 ２０，２１，２２，２３，２４，２５，６５，１１１，
１１２，１１３，１３９，１４０，１４１，１６１，１
６２ 論理反転手段 ２６，２７，１１４，１４２ 信号遅延手段 ２８，２９，７４，７５，７６，７７，１２８，１３
３，１３４ ＮＰＮタイプのトランジスタ ３０，３１ ＮチャンネルタイプのＭＯＳ−ＦＥＴ ３６，３７，９５，９６ ツェナーダイオード ３８，３９ コンデンサ ４２，６１，６２ スイッチング指令信号 ５２，６３，６４ 電動機巻線端子 ５３ ＰＷＭインバータ用出力回路 ５４ 第１の状態 ５５ 第２の状態 ５６ 第３の状態 ５７ 第４の状態 ５８ 周波数電圧設定手段 ５９ ＰＷＭ制御回路 ６０ 電動機 ６６，６７ オンディレイ回路 ６８，６９ ベースドライブ回路 ７０，７１ パワートランジスタ ７２，７３，１１５ ホトカプラ ９７ 電圧リミット手段 ９８，１３２ カレントミラー手段 １０６，１０７ 論理積否定手段 １０９ 信号処理手段 １２０，１３８ ＰチャンネルタイプのＭＯＳ−ＦＥＴ １５７，１５８ 論理積手段
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48 H02M 7/537 H02M 7/5387
Claims (26)
- 【請求項１】Ｎチャンネルタイプの第１のＩＧＢＴと、
Ｐチャンネルタイプの第２のＩＧＢＴと、第１，第２，
第５および第６のダイオードと、 電流出力端子を有し前記電流出力端子より流出する電流
を制御する電流制御手段１と、 電流入力端子を有し前記電流入力端子より流入する電流
を制御する電流制御手段２と、 直流主電源と、 前記直流主電源のプラス端子にマイナス端子を接続した
第３の直流電源と、 前記直流主電源のマイナス端子にプラス端子を接続した
第４の直流電源とを備え、 第１のＩＧＢＴのコレクタと第１のダイオードのカソー
ドと前記直流主電源のプラス端子を接続し、 第２のＩＧＢＴのコレクタと第２のダイオードのアノー
ドと前記直流主電源のマイナス端子を接続し、 第１のＩＧＢＴのエミッタと第１のダイオードのアノー
ドと第２のＩＧＢＴのエミッタと第２のダイオードのカ
ソードを接続し、 第１のＩＧＢＴのゲートと第２のＩＧＢＴのゲートと前
記電流制御手段１の電流出力端子と前記電流制御手段２
の電流入力端子と第５のダイオードのアノードと第６の
ダイオードのカソードを接続し、 第３の直流電源のプラス端子と第５のダイオードのカソ
ードを接続し、 第４の直流電源のマイナス端子と第６のダイオードのア
ノードを接続し、 第１または第２のＩＧＢＴのゲートとエミッタ間に抵抗
を接続した構成を有し、 前記電流制御手段１および前記電流制御手段２が、 前記電流制御手段１の電流出力端子より流出する電流を
第１の電流値とし前記電流制御手段２の電流入力端子よ
り流入する電流を第７の電流値とする第１の状態と、 前記電流制御手段１の電流出力端子より流出する電流を
第２の電流値とし前記電流制御手段２の電流入力端子よ
り流入する電流を第８の電流値とする第２の状態と、 前記電流制御手段１の電流出力端子より流出する電流を
第５の電流値とし前記電流制御手段２の電流入力端子よ
り流入する電流を第３の電流値とする第３の状態と、 前記電流制御手段１の電流出力端子より流出する電流を
第６の電流値とし前記電流制御手段２の電流入力端子よ
り流入する電流を第４の電流値とする第４の状態と、 前記電流制御手段１の電流出力端子より流出する電流を
第９の電流値とし前記電流制御手段２の電流入力端子よ
り流入する電流も第９の電流値とする第５の状態とを有
し、 前記第１の電流値は前記第７の電流値よりも大きな電流
値とし、 前記第２の電流値は前記第８の電流値よりも大きな電流
値とし、 前記第３の電流値は前記第５の電流値よりも大きな電流
値とし、 前記第４の電流値は前記第６の電流値よりも大きな電流
値とし、 前記第１の電流値と前記第７の電流値の差は前記第２の
電流値と前記第８の電流値の差より大きくし、 前記第３の電流値と前記第５の電流値の差は前記第４の
電流値と前記第６の電流値の差より大きくし、 第１の状態からは第２の状態と第５の状態へのみ移行可
能とし、 第２の状態からは第３の状態と第５の状態へのみ移行可
能とし、 第３の状態からは第４の状態と第５の状態へのみ移行可
能とし、 第４の状態からは第１の状態と第５の状態へのみ移行可
能とし、 第５の状態からは少なくとも第１の状態と第３の状態へ
移行可能なる構成としたＰＷＭインバータ用出力回路。 - 【請求項２】Ｎチャンネルタイプの第１のＩＧＢＴと、
Ｐチャンネルタイプの第２のＩＧＢＴと、第１，第２，
第５および第６のダイオードと、 電流流入端子と第１および第２の電流流出端子を持ち前
記第２の電流流出端子から流出する電流に対応した電流
を前記第１の電流流出端子から流出させる働きをするカ
レントミラー手段１と、 電流入力端子を有し前記電流入力端子より流入する電流
を制御する電流制御手段３と、 電流入力端子を有し前記電流入力端子より流入する電流
を制御する電流制御手段２と、 直流主電源と、 前記直流主電源のプラス端子にマイナス端子を接続した
第３の直流電源と、 前記直流主電源のマイナス端子にプラス端子を接続した
第４の直流電源と、 前記直流主電源のプラス端子にマイナス端子を接続し前
記第３の直流電源よりも高い電圧を有する第１の直流電
源とを備え、 第１のＩＧＢＴのコレクタと第１のダイオードのカソー
ドと前記直流主電源のプラス端子を接続し、 第２のＩＧＢＴのコレクタと第２のダイオードのアノー
ドと前記直流主電源のマイナス端子を接続し、 第１のＩＧＢＴのエミッタと第１のダイオードのアノー
ドと第２のＩＧＢＴのエミッタと第２のダイオードのカ
ソードを接続し、 第１のＩＧＢＴのゲートと第２のＩＧＢＴのゲートと前
記カレントミラー手段１の第１の電流流出端子と前記電
流制御手段２の電流入力端子と第５のダイオードのアノ
ードと第６のダイオードのカソードを接続し、 第３の直流電源のプラス端子と第５のダイオードのカソ
ードを接続し、 第４の直流電源のマイナス端子と第６のダイオードのア
ノードを接続し、 前記カレントミラー手段１の第２の電流流出端子と前記
電流制御手段３の電流入力端子を接続し、 第１の直流電源のプラス端子と前記カレントミラー手段
１の電流流入端子を接続し、 第１または第２のＩＧＢＴのゲートとエミッタ間に抵抗
を接続した構成を有し、 前記カレントミラー手段１および前記電流制御手段２
が、 前記カレントミラー手段１の第１の電流流出端子より流
出する電流を第１の電流値とし前記電流制御手段２の電
流入力端子より流入する電流を第７の電流値とする第１
の状態と、 前記カレントミラー手段１の第１の電流流出端子より流
出する電流を第２の電流値とし前記電流制御手段２の電
流入力端子より流入する電流を第８の電流値とする第２
の状態と、 前記カレントミラー手段１の第１の電流流出端子より流
出する電流を第５の電流値とし前記電流制御手段２の電
流入力端子より流入する電流を第３の電流値とする第３
の状態と、 前記カレントミラー手段１の第１の電流流出端子より流
出する電流を第６の電流値とし前記電流制御手段２の電
流入力端子より流入する電流を第４の電流値とする第４
の状態と、 前記カレントミラー手段１の第１の電流流出端子より流
出する電流を第９の電流値とし前記電流制御手段２の電
流入力端子より流入する電流も第９の電流値とする第５
の状態とを有し、 前記第１の電流値は前記第７の電流値よりも大きな電流
値とし、 前記第２の電流値は前記第８の電流値よりも大きな電流
値とし、 前記第３の電流値は前記第５の電流値よりも大きな電流
値とし、 前記第４の電流値は前記第６の電流値よりも大きな電流
値とし、 前記第１の電流値と前記第７の電流値の差は前記第２の
電流値と前記第８の電流値の差より大きくし、 前記第３の電流値と前記第５の電流値の差は前記第４の
電流値と前記第６の電流値の差より大きくし、 第１の状態からは第２の状態と第５の状態へのみ移行可
能とし、 第２の状態からは第３の状態と第５の状態へのみ移行可
能とし、 第３の状態からは第４の状態と第５の状態へのみ移行可
能とし、 第４の状態からは第１の状態と第５の状態へのみ移行可
能とし、 第５の状態からは少なくとも第１の状態と第３の状態へ
移行可能なる構成としたＰＷＭインバータ用出力回路。 - 【請求項３】前記カレントミラー手段１が、 ＰＮＰタイプの第３および第４のトランジスタを有し、
前記第３のトランジスタのコレクタを第１の電流流出端
子とし、前記第４のトランジスタのベースとコレクタと
前記第３のトランジスタのベースを接続したものを第２
の電流流出端子とし、前記第３および第４のトランジス
タのエミッタにそれぞれ抵抗を介して接続したものを電
流流入端子とした請求項２記載のＰＷＭインバータ用出
力回路。 - 【請求項４】前記カレントミラー手段１が、 ＰＮＰタイプの第３のトランジスタを有し、前記第３の
トランジスタのコレクタを第１の電流流出端子とし、前
記第３のトランジスタのベースを第２の電流流出端子と
し、前記第３のトランジスタのベースとエミッタにそれ
ぞれ抵抗を介して接続したものを電流流入端子とした請
求項２記載のＰＷＭインバータ用出力回路。 - 【請求項５】前記カレントミラー手段１が、 ＰＮＰタイプの第３のトランジスタとＮＰＮタイプの第
５のトランジスタと第５のダイオードを有し、 前記第３のトランジスタのコレクタを第１の電流流出端
子とし、 前記第５のトランジスタのベースと前記第５のダイオー
ドのカソードを接続したものを第２の電流流出端子と
し、 前記第３のトランジスタのベースと前記第５のトランジ
スタのエミッタと前記第５のダイオードのアノードを接
続し、 前記第５のトランジスタのベースと前記第５のダイオー
ドのカソードを接続したものと、前記第３のトランジス
タのエミッタにそれぞれ抵抗を介して接続したものと、
前記第５のトランジスタのコレクタを接続したものを電
流流入端子とした請求項２記載のＰＷＭインバータ用出
力回路。 - 【請求項６】Ｎチャンネルタイプの第１のＩＧＢＴと、
Ｐチャンネルタイプの第２のＩＧＢＴと、第１，第２，
第５および第６のダイオードと、 電流出力端子を有し前記電流出力端子より流出する電流
を制御する電流制御手段１と、 電流流出端子と第１および第２の電流流入端子を持ち前
記第２の電流流入端子から流入する電流に対応した電流
を前記第１の電流流入端子から流入させる働きをするカ
レントミラー手段２と、 電流出力端子を有し前記電流出力端子より流出する電流
を制御する電流制御手段４と、 直流主電源と、 前記直流主電源のプラス端子にマイナス端子を接続した
第３の直流電源と、 前記直流主電源のマイナス端子にプラス端子を接続した
第４の直流電源と、 前記直流主電源のマイナス端子にプラス端子を接続し前
記第４の直流電源よりも高い電圧を有する第２の直流電
源とを備え、 第１のＩＧＢＴのコレクタと第１のダイオードのカソー
ドと前記直流主電源のプラス端子を接続し、 第２のＩＧＢＴのコレクタと第２のダイオードのアノー
ドと前記直流主電源のマイナス端子を接続し、 第１のＩＧＢＴのエミッタと第１のダイオードのアノー
ドと第２のＩＧＢＴのエミッタと第２のダイオードのカ
ソードを接続し、 第１のＩＧＢＴのゲートと第２のＩＧＢＴのゲートと前
記電流制御手段１の電流出力端子と前記カレントミラー
手段２の第１の電流流入端子と第５のダイオードのアノ
ードと第６のダイオードのカソードを接続し、 第３の直流電源のプラス端子と第５のダイオードのカソ
ードを接続し、 第４の直流電源のマイナス端子と第６のダイオードのア
ノードを接続し、 前記電流制御手段４の電流出力端子と前記カレントミラ
ー手段２の第２の電流流入端子を接続し、 第２の直流電源のマイナス端子と前記カレントミラー手
段２の電流流出端子を接続し、 第１または第２のＩＧＢＴのゲートとエミッタ間に抵抗
を接続した構成を有し、 前記電流制御手段１および前記カレントミラー手段２
が、 前記電流制御手段１の電流出力端子より流出する電流を
第１の電流値とし前記カレントミラー手段２の第１の電
流流入端子より流入する電流を第７の電流値とする第１
の状態と、 前記電流制御手段１の電流出力端子より流出する電流を
第２の電流値とし前記カレントミラー手段２の第１の電
流流入端子より流入する電流を第８の電流値とする第２
の状態と、 前記電流制御手段１の電流出力端子より流出する電流を
第５の電流値とし前記カレントミラー手段２の第１の電
流流入端子より流入する電流を第３の電流値とする第３
の状態と、 前記電流制御手段１の電流出力端子より流出する電流を
第６の電流値とし前記カレントミラー手段２の第１の電
流流入端子に流入する電流を第４の電流値とする第４の
状態と、 前記電流制御手段１の電流出力端子より流出する電流を
第９の電流値とし前記カレントミラー手段２の第１の電
流流入端子より流入する電流も第９の電流値とする第５
の状態を有し、 前記第１の電流値は前記第７の電流値よりも大きな電流
値とし、 前記第２の電流値は前記第８の電流値よりも大きな電流
値とし、 前記第３の電流値は前記第５の電流値よりも大きな電流
値とし、 前記第４の電流値は前記第６の電流値よりも大きな電流
値とし、 前記第１の電流値と前記第７の電流値の差は前記第２の
電流値と前記第８の電流値の差より大きくし、 前記第３の電流値と前記第５の電流値の差は前記第４の
電流値と前記第６の電流値の差より大きくし、 第１の状態からは第２の状態と第５の状態へのみ移行可
能とし、 第２の状態からは第３の状態と第５の状態へのみ移行可
能とし、 第３の状態からは第４の状態と第５の状態へのみ移行可
能とし、 第４の状態からは第１の状態と第５の状態へのみ移行可
能とし、 第５の状態からは少なくとも第１の状態と第３の状態へ
移行可能なる構成としたＰＷＭインバータ用出力回路。 - 【請求項７】前記カレントミラー手段２が、 ＮＰＮタイプの第６および第７のトランジスタを有し、
前記第６のトランジスタのコレクタを第１の電流流入端
子とし、前記第７のトランジスタのベースとコレクタと
前記第６のトランジスタのベースを接続したものを第２
の電流流入端子とし、前記第６および第７のトランジス
タのエミッタにそれぞれ抵抗を介して接続したものを電
流流出端子とした請求項６記載のＰＷＭインバータ用出
力回路。 - 【請求項８】前記カレントミラー手段２が、 ＮＰＮタイプの第６のトランジスタを有し、前記第６の
トランジスタのコレクタを第１の電流流入端子とし、前
記第６のトランジスタのベースを第２の電流流入端子と
し、前記第６のトランジスタのベースとエミッタにそれ
ぞれ抵抗を介して接続したものを電流流出端子とした請
求項６記載のＰＷＭインバータ用出力回路。 - 【請求項９】前記カレントミラー手段２が、 ＮＰＮタイプの第６のトランジスタとＰＮＰタイプの第
８のトランジスタと第６のダイオードを有し、 前記第６のトランジスタのコレクタを第１の電流流入端
子とし、 前記第８のトランジスタのベースと前記第６のダイオー
ドのアノードを接続したものを第２の電流流入端子と
し、 前記第６のトランジスタのベースと前記第８のトランジ
スタのエミッタと前記第６のダイオードのカソードを接
続し、 前記第８のトランジスタのベースと前記第６のダイオー
ドのアノードを接続したものと、前記第６のトランジス
タのエミッタにそれぞれ抵抗を介して接続したものと、
前記第８のトランジスタのコレクタを接続したものを電
流流出端子とした請求項６記載のＰＷＭインバータ用出
力回路。 - 【請求項１０】前記第５の電流値または前記第６の電流
値または前記第７の電流値または前記第８の電流値また
は前記第９の電流値を０とした請求項１から９のいずれ
かに記載のＰＷＭインバータ用出力回路。 - 【請求項１１】第１または第２のＩＧＢＴのゲートとエ
ミッタ間に、互いのアノードまたはカソードを共通にか
つ直列に接続したツェナーダイオードを接続する構成と
した請求項１から１０のいずれかに記載のＰＷＭインバ
ータ用出力回路。 - 【請求項１２】Ｎチャンネルタイプの第１のＩＧＢＴ
と、Ｐチャンネルタイプの第２のＩＧＢＴと、第１，第
２，第５および第６のダイオードと、 電流流入端子と第１および第２の電流流出端子を持ち前
記第２の電流流出端子から流出する電流に比例した電流
を前記第１の電流流出端子から流出させる働きをするカ
レントミラー手段１と、電流出力端子と第１および第２
の電流入力端子を持ち、前記第１および第２の電流入力
端子に流入する電流値を０を含む３段階にそれぞれ独立
して可変できる電流制御手段５と、直流主電源と、 前記直流主電源のプラス端子にマイナス端子を接続した
第３の直流電源と、 前記直流主電源のマイナス端子にプラス端子を接続した
第４の直流電源と、 前記直流主電源のプラス端子にマイナス端子を接続し前
記第３の直流電源よりも高い電圧を有する第１の直流電
源と、 前記直流主電源のマイナス端子にプラス端子を接続し前
記第４の直流電源よりも高い電圧を有する第２の直流電
源とを備え、 第１のＩＧＢＴのコレクタと第１のダイオードのカソー
ドと前記直流主電源のプラス端子を接続し、第２のＩＧ
ＢＴのコレクタと第２のダイオードのアノードと前記直
流主電源のマイナス端子を接続し、第１のＩＧＢＴのエ
ミッタと第１のダイオードのアノードと第２のＩＧＢＴ
のエミッタと第２のダイオードのカソードを接続し、第
１のＩＧＢＴのゲートと第２のＩＧＢＴのゲートと前記
カレントミラー手段１の第１の電流流出端子と前記電流
制御手段５の第１の電流入力端子と第５のダイオードの
アノードと第６のダイオードのカソードを接続し、 第３の直流電源のプラス端子と第５のダイオードのカソ
ードを接続し、 第４の直流電源のマイナス端子と第６のダイオードのア
ノードを接続し、 第１の直流電源のプラス端子と前記カレントミラー手段
１の電流流入端子を接続し、前記カレントミラー手段１
の第２の電流流出端子と前記電流制御手段５の第２の電
流入力端子を接続し、前記電流制御手段５の電流出力端
子を第２の直流電源のマイナス端子に接続した構成を有
し、 前記電流制御手段５が、第１の電流入力端子に流入する
電流を０とし第２の電流入力端子に流入する電流を第１
の電流値とする第１の状態と、第１の電流入力端子に流
入する電流を０とし第２の電流入力端子に流入する電流
を前記第１の電流値よりも小さな第２の電流値とする第
２の状態と、第２の電流入力端子に流入する電流を０と
し第１の電流入力端子に流入する電流を第３の電流値と
する第３の状態と、第２の電流入力端子に流入する電流
を０とし第１の電流入力端子に流入する電流を前記第３
の電流値よりも小さな第４の電流値とする第４の状態を
有し、第１の状態から順に第４の状態まで移行し第４の
状態の次に第１の状態に移行して第１の状態から第４の
状態を順に繰り返し移行していく構成としたＰＷＭイン
バータ用出力回路。 - 【請求項１３】前記カレントミラー手段１が、ＰＮＰタ
イプの第３および第４のトランジスタを有し、前記第３
のトランジスタのコレクタを第１の電流流出端子とし、
前記第４のトランジスタのベースとコレクタと前記第３
のトランジスタのベースを接続したものを第２の電流流
出端子とし、前記第３および第４のトランジスタのエミ
ッタにそれぞれ抵抗を介して接続したものを電流流入端
子とした請求項１２記載のＰＷＭインバータ用出力回
路。 - 【請求項１４】前記カレントミラー手段１が、ＰＮＰタ
イプの第３のトランジスタを有し、前記第３のトランジ
スタのコレクタを第１の電流流出端子とし、前記第３の
トランジスタのベースを第２の電流流出端子とし、前記
第３のトランジスタのベースとエミッタにそれぞれ抵抗
を介して接続したものを電流流入端子とした請求項１２
記載のＰＷＭインバータ用出力回路。 - 【請求項１５】前記カレントミラー手段１が、 ＰＮＰタイプの第３のトランジスタとＮＰＮタイプの第
５のトランジスタと第５のダイオードを有し、 前記第３のトランジスタのコレクタを第１の電流流出端
子とし、 前記第５のトランジスタのベースと前記第５のダイオー
ドのカソードを接続したものを第２の電流流出端子と
し、 前記第３のトランジスタのベースと前記第５のトランジ
スタのエミッタと前記第５のダイオードのアノードを接
続し、 前記第５のトランジスタのベースと前記第５のダイオー
ドのカソードを接続したものと、前記第３のトランジス
タのエミッタにそれぞれ抵抗を介して接続したものと、
前記第５のトランジスタのコレクタを接続したものを電
流流入端子とした請求項１２記載のＰＷＭインバータ用
出力回路。 - 【請求項１６】Ｎチャンネルタイプの第１のＩＧＢＴ
と、Ｐチャンネルタイプの第２のＩＧＢＴと、第１，第
２，第５および第６のダイオードと、 電流流出端子と第１および第２の電流流入端子を持ち前
記第２の電流流入端子から流入する電流に比例した電流
を前記第１の電流流入端子から流入させる働きをするカ
レントミラー手段２と、電流入力端子と第１および第２
の電流出力端子を持ち前記第１および第２の電流出力端
子より流出する電流値を０を含む３段階にそれぞれ独立
して可変できる電流制御手段６と、直流主電源と、 前記直流主電源のプラス端子にマイナス端子を接続した
第３の直流電源と、 前記直流主電源のマイナス端子にプラス端子を接続した
第４の直流電源と、 前記直流主電源のプラス端子にマイナス端子を接続し前
記第３の直流電源よりも高い電圧を有する第１の直流電
源と、 前記直流主電源のマイナス端子にプラス端子を接続し前
記第４の直流電源よりも高い電圧を有する第２の直流電
源とを備え、 第１のＩＧＢＴのコレクタと第１のダイオードのカソー
ドと前記直流主電源のプラス端子を接続し、第２のＩＧ
ＢＴのコレクタと第２のダイオードのアノードと前記直
流主電源のマイナス端子を接続し、第１のＩＧＢＴのエ
ミッタと第１のダイオードのアノードと第２のＩＧＢＴ
のエミッタと第２のダイオードのカソードを接続し、第
１のＩＧＢＴのゲートと第２のＩＧＢＴのゲートと前記
カレントミラー手段２の第１の電流流入端子と前記電流
制御手段６の第１の電流出力端子と第５のダイオードの
アノードと第６のダイオードのカソードを接続し、 第３の直流電源のプラス端子と第５のダイオードのカソ
ードを接続し、 第４の直流電源のマイナス端子と第６のダイオードのア
ノードを接続し、 第１の直流電源のプラス端子と前記電流制御手段６の電
流入力端子を接続し、前記カレントミラー手段２の第２
の電流流入端子と前記電流制御手段６の第２の電流出力
端子を接続し、前記カレントミラー手段２の電流流出端
子を第２の直流電源のマイナス端子に接続した構成を有
し、 前記電流制御手段６が、第１の電流出力端子より流出す
る電流を０とし第２の電流出力端子より流出する電流を
第１の電流値とする第１の状態と、第１の電流出力端子
より流出する電流を０とし第２の電流出力端子より流出
する電流を前記第１の電流値よりも小さな第２の電流値
とする第２の状態と、第２の電流出力端子より流出する
電流を０とし第１の電流出力端子より流出する電流を第
３の電流値とする第３の状態と、第２の電流出力端子よ
り流出する電流を０とし第１の電流出力端子より流出す
る電流を前記第３の電流値よりも小さな第４の電流値と
する第４の状態を有し、第１の状態から順に第４の状態
まで移行し第４の状態の次に第１の状態に移行して第１
の状態から第４の状態を順に繰り返し移行していく構成
としたＰＷＭインバータ用出力回路。 - 【請求項１７】前記カレントミラー手段２が、ＮＰＮタ
イプの第６および第７のトランジスタを有し、前記第６
のトランジスタのコレクタを第１の電流流入端子とし、
前記第７のトランジスタのベースとコレクタと前記第６
のトランジスタのベースを接続したものを第２の電流流
入端子とし、前記第６および第７のトランジスタのエミ
ッタにそれぞれ抵抗を介して接続したものを電流流出端
子とした請求項１６記載のＰＷＭインバータ用出力回
路。 - 【請求項１８】前記カレントミラー手段２が、ＮＰＮタ
イプの第６のトランジスタを有し、前記第６のトランジ
スタのコレクタを第１の電流流入端子とし、前記第６の
トランジスタのベースを第２の電流流入端子とし、前記
第６のトランジスタのベースとエミッタにそれぞれ抵抗
を介して接続したものを電流流出端子とした請求項１６
記載のＰＷＭインバータ用出力回路。 - 【請求項１９】前記カレントミラー手段２が、 ＮＰＮタイプの第６のトランジスタとＰＮＰタイプの第
８のトランジスタと第６のダイオードを有し、 前記第６のトランジスタのコレクタを第１の電流流入端
子とし、 前記第８のトランジスタのベースと前記第６のダイオー
ドのアノードを接続したものを第２の電流流入端子と
し、 前記第６のトランジスタのベースと前記第８のトランジ
スタのエミッタと前記第６のダイオードのカソードを接
続し、 前記第８のトランジスタのベースと前記第６のダイオー
ドのアノードを接続したものと、前記第６のトランジス
タのエミッタにそれぞれ抵抗を介して接続したものと、
前記第８のトランジスタのコレクタを接続したものを電
流流出端子とした請求項１６記載のＰＷＭインバータ用
出力回路。 - 【請求項２０】第１または第２のＩＧＢＴのゲートとエ
ミッタ間に、互いのアノードまたはカソードを共通にか
つ直列に接続した２個のツェナーダイオードを接続する
構成とした請求項１２から１９のいずれかに記載のＰＷ
Ｍインバータ用出力回路。 - 【請求項２１】Ｎチャンネルタイプの第１のＩＧＢＴ
と、Ｐチャンネルタイプの第２のＩＧＢＴと、第１，第
２，第５および第６のダイオードと、 ＰＮＰタイプの第３および第４のトランジスタと、電流
出力端子と第１および第２の電流入力端子を持ち前記第
１および第２の電流入力端子に流入する電流値を０を含
む３段階にそれぞれ独立して可変できる電流制御手段５
と、直流主電源と、 前記直流主電源のプラス端子にマイナス端子を接続した
第３の直流電源と、 前記直流主電源のマイナス端子にプラス端子を接続した
第４の直流電源と、 前記直流主電源のプラス端子にマイナス端子を接続し前
記第３の直流電源よりも高い電圧を有する第１の直流電
源と、 前記直流主電源のマイナス端子にプラス端子を接続し前
記第４の直流電源よりも高い電圧を有する第２の直流電
源とを備え、 第１のＩＧＢＴのコレクタと第１のダイオードのカソー
ドと前記直流主電源のプラス端子を接続し、 第２のＩＧＢＴのコレクタと第２のダイオードのアノー
ドと前記直流主電源のマイナス端子を接続し、 第１のＩＧＢＴのエミッタと第１のダイオードのアノー
ドと第２のＩＧＢＴのエミッタと第２のダイオードのカ
ソードを接続し、 第１のＩＧＢＴのゲートと第２のＩＧＢＴのゲートと第
３のトランジスタのコレクタと前記電流制御手段５の第
１の電流入力端子と第５のダイオードのアノードと第６
のダイオードのカソードを接続し、 第３の直流電源のプラス端子と第５のダイオードのカソ
ードを接続し、 第４の直流電源のマイナス端子と第６のダイオードのア
ノードを接続し、 第１の直流電源のプラス端子と第３および第４のトラン
ジスタのエミッタをそれぞれ抵抗を介して接続し、 第４のトランジスタのベースとコレクタと第３のトラン
ジスタのベースと前記電流制御手段５の第２の電流入力
端子を接続し、 前記電流制御手段５の電流出力端子を第２の直流電源の
マイナス端子に接続した構成を有し、 前記電流制御手段５が、第１の電流入力端子に流入する
電流を０とし第２の電流入力端子に流入する電流を第１
の電流値とする第１の状態と、第１の電流入力端子に流
入する電流を０とし第２の電流入力端子に流入する電流
を前記第１の電流値よりも小さな第２の電流値とする第
２の状態と、第２の電流入力端子に流入する電流を０と
し第１の電流入力端子に流入する電流を第３の電流値と
する第３の状態と、第２の電流入力端子に流入する電流
を０とし第１の電流入力端子に流入する電流を前記第３
の電流値よりも小さな第４の電流値とする第４の状態を
有し、第１の状態から順に第４の状態まで移行し第４の
状態の次に第１の状態に移行して第１の状態から第４の
状態を順に繰り返し移行していく構成としたＰＷＭイン
バータ用出力回路。 - 【請求項２２】Ｎチャンネルタイプの第１のＩＧＢＴ
と、Ｐチャンネルタイプの第２のＩＧＢＴと、第１，第
２，第５および第６のダイオードと、 ＰＮＰタイプの第３のトランジスタと、電流出力端子と
第１および第２の電流入力端子を持ち前記第１および第
２の電流入力端子に流入する電流値を０を含む３段階に
それぞれ独立して可変できる電流制御手段５と、直流主
電源と、 前記直流主電源のプラス端子にマイナス端子を接続した
第３の直流電源と、 前記直流主電源のマイナス端子にプラス端子を接続した
第４の直流電源と、 前記直流主電源のプラス端子にマイナス端子を接続し前
記第３の直流電源よりも高い電圧を有する第１の直流電
源と、 前記直流主電源のマイナス端子にプラス端子を接続し前
記第４の直流電源よりも高い電圧を有する第２の直流電
源とを備え、 第１のＩＧＢＴのコレクタと第１のダイオードのカソー
ドと前記直流主電源のプラス端子を接続し、 第２のＩＧＢＴのコレクタと第２のダイオードのアノー
ドと前記直流主電源のマイナス端子を接続し、 第１のＩＧＢＴのエミッタと第１のダイオードのアノー
ドと第２のＩＧＢＴのエミッタと第２のダイオードのカ
ソードを接続し、 第１のＩＧＢＴのゲートと第２のＩＧＢＴのゲートと第
３のトランジスタのコレクタと前記電流制御手段５の第
１の電流入力端子と第５のダイオードのアノードと第６
のダイオードのカソードを接続し、 第３の直流電源のプラス端子と第５のダイオードのカソ
ードを接続し、 第４の直流電源のマイナス端子と第６のダイオードのア
ノードを接続し、 第１の直流電源のプラス端子と第３のトランジスタのエ
ミッタおよびベースをそれぞれ抵抗を介して接続し、 第３のトランジスタのベースと前記電流制御手段５の第
２の電流入力端子を接続し、 前記電流制御手段５の電流出力端子を第２の直流電源の
マイナス端子に接続した構成を有し、 前記電流制御手段５が、第１の電流入力端子に流入する
電流を０とし第２の電流入力端子に流入する電流を第１
の電流値とする第１の状態と、第１の電流入力端子に流
入する電流を０とし第２の電流入力端子に流入する電流
を前記第１の電流値よりも小さな第２の電流値とする第
２の状態と、第２の電流入力端子に流入する電流を０と
し第１の電流入力端子に流入する電流を第３の電流値と
する第３の状態と、第２の電流入力端子に流入する電流
を０とし第１の電流入力端子に流入する電流を前記第３
の電流値よりも小さな第４の電流値とする第４の状態を
有し、第１の状態から順に第４の状態まで移行し第４の
状態の次に第１の状態に移行して第１の状態から第４の
状態を順に繰り返し移行していく構成としたＰＷＭイン
バータ用出力回路。 - 【請求項２３】第１または第２のＩＧＢＴのゲートとエ
ミッタ間に、互いのアノードまたはカソードを共通にか
つ直列に接続した２個のツェナーダイオードを接続する
構成とした請求項２１または２２記載のＰＷＭインバー
タ用出力回路。 - 【請求項２４】Ｎチャンネルタイプの第１のＩＧＢＴ
と、Ｐチャンネルタイプの第２のＩＧＢＴと、第１，第
２，第５および第６のダイオードと、 ＮＰＮタイプの第６および第７のトランジスタと、電流
入力端子と第１および第２の電流出力端子を持ち前記第
１および第２の電流出力端子より流出する電流値を０を
含む３段階にそれぞれ独立して可変できる電流制御手段
６と、直流主電源と、 前記直流主電源のプラス端子にマイナス端子を接続した
第３の直流電源と、 前記直流主電源のマイナス端子にプラス端子を接続した
第４の直流電源と、 前記直流主電源のプラス端子にマイナス端子を接続し前
記第３の直流電源よりも高い電圧を有する第１の直流電
源と、 前記直流主電源のマイナス端子にプラス端子を接続し前
記第４の直流電源よりも高い電圧を有する第２の直流電
源とを備え、 第１のＩＧＢＴのコレクタと第１のダイオードのカソー
ドと前記直流主電源のプラス端子を接続し、 第２のＩＧＢＴのコレクタと第２のダイオードのアノー
ドと前記直流主電源のマイナス端子を接続し、 第１のＩＧＢＴのエミッタと第１のダイオードのアノー
ドと第２のＩＧＢＴのエミッタと第２のダイオードのカ
ソードを接続し、 第１のＩＧＢＴのゲートと第２のＩＧＢＴのゲートと第
６のトランジスタのコレクタと前記電流制御手段６の第
１の電流出力端子と第５のダイオードのアノードと第６
のダイオードのカソードを接続し、 第３の直流電源のプラス端子と第５のダイオードのカソ
ードを接続し、 第４の直流電源のマイナス端子と第６のダイオードのア
ノードを接続し、 第２の直流電源のマイナス端子と第６および第７のトラ
ンジスタのエミッタをそれぞれ抵抗を介して接続し、 第７のトランジスタのベースとコレクタと第６のトラン
ジスタのベースと前記電流制御手段６の第２の電流出力
端子を接続し、 前記電流制御手段６の電流入力端子を第１の直流電源の
プラス端子に接続した構成を有し、 前記電流制御手段６が、第１の電流出力端子より流出す
る電流を０とし第２の電流出力端子より流出する電流を
第１の電流値とする第１の状態と、第１の電流出力端子
より流出する電流を０とし第２の電流出力端子より流出
する電流を前記第１の電流値よりも小さな第２の電流値
とする第２の状態と、第２の電流出力端子より流出する
電流を０とし第１の電流出力端子より流出する電流を第
３の電流値とする第３の状態と、第２の電流出力端子よ
り流出する電流を０とし第１の電流出力端子より流出す
る電流を前記第３の電流値よりも小さな第４の電流値と
する第４の状態を有し、第１の状態から順に第４の状態
まで移行し第４の状態の次に第１の状態に移行して第１
の状態から第４の状態を順に繰り返し移行していく構成
としたＰＷＭインバータ用出力回路。 - 【請求項２５】Ｎチャンネルタイプの第１のＩＧＢＴ
と、Ｐチャンネルタイプの第２のＩＧＢＴと、第１，第
２，第５および第６のダイオードと、 ＮＰＮタイプの第６のトランジスタと、電流入力端子と
第１および第２の電流出力端子を持ち前記第１および第
２の電流出力端子より流出する電流値を０を含む３段階
にそれぞれ独立して可変できる電流制御手段６と、直流
主電源と、 前記直流主電源のプラス端子にマイナス端子を接続した
第３の直流電源と、 前記直流主電源のマイナス端子にプラス端子を接続した
第４の直流電源と、 前記直流主電源のプラス端子にマイナス端子を接続し前
記第３の直流電源よりも高い電圧を有する第１の直流電
源と、 前記直流主電源のマイナス端子にプラス端子を接続し前
記第４の直流電源よりも高い電圧を有する第２の直流電
源とを備え、 第１のＩＧＢＴのコレクタと第１のダイオードのカソー
ドと前記直流主電源のプラス端子を接続し、 第２のＩＧＢＴのコレクタと第２のダイオードのアノー
ドと前記直流主電源のマイナス端子を接続し、 第１のＩＧＢＴのエミッタと第１のダイオードのアノー
ドと第２のＩＧＢＴのエミッタと第２のダイオードのカ
ソードを接続し、 第１のＩＧＢＴのゲートと第２のＩＧＢＴのゲートと第
６のトランジスタのコレクタと前記電流制御手段６の第
１の電流出力端子と第５のダイオードのアノードと第６
のダイオードのカソードを接続し、 第３の直流電源のプラス端子と第５のダイオードのカソ
ードを接続し、 第４の直流電源のマイナス端子と第６のダイオードのア
ノードを接続し、 第２の直流電源のマイナス端子と第６のトランジスタの
エミッタおよびベースをそれぞれ抵抗を介して接続し、
第６のトランジスタのベースと前記電流制御手段６の第
２の電流出力端子を接続し、 前記電流制御手段６の電流入力端子を第１の直流電源の
プラス端子に接続した構成を有し、 前記電流制御手段６が、第１の電流出力端子より流出す
る電流を０とし第２の電流出力端子より流出する電流を
第１の電流値とする第１の状態と、第１の電流出力端子
より流出する電流を０とし第２の電流出力端子より流出
する電流を前記第１の電流値よりも小さな第２の電流値
とする第２の状態と、第２の電流出力端子より流出する
電流を０とし第１の電流出力端子より流出する電流を第
３の電流値とする第３の状態と、第２の電流出力端子よ
り流出する電流を０とし第１の電流出力端子より流出す
る電流を前記第３の電流値よりも小さな第４の電流値と
する第４の状態を有し、第１の状態から順に第４の状態
まで移行し第４の状態の次に第１の状態に移行して第１
の状態から第４の状態を順に繰り返し移行していく構成
としたＰＷＭインバータ用出力回路。 - 【請求項２６】第１または第２のＩＧＢＴのゲートとエ
ミッタ間に、互いのアノードまたはカソードを共通にか
つ直列に接続した２個のツェナーダイオードを接続する
構成とした請求項２４または２５記載のＰＷＭインバー
タ用出力回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05122313A JP3119034B2 (ja) | 1993-03-03 | 1993-05-25 | Ｐｗｍインバータ用出力回路 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5-42377 | 1993-03-03 | ||
| JP4237793 | 1993-03-03 | ||
| JP05122313A JP3119034B2 (ja) | 1993-03-03 | 1993-05-25 | Ｐｗｍインバータ用出力回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06335258A JPH06335258A (ja) | 1994-12-02 |
| JP3119034B2 true JP3119034B2 (ja) | 2000-12-18 |
Family
ID=26382047
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP05122313A Expired - Fee Related JP3119034B2 (ja) | 1993-03-03 | 1993-05-25 | Ｐｗｍインバータ用出力回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3119034B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6183864B1 (en) | 1998-04-15 | 2001-02-06 | Asahi Fiber Glass Company, Limited | Thermoplastic resin-combined glass fiber base material and process for its production |
-
1993
- 1993-05-25 JP JP05122313A patent/JP3119034B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6183864B1 (en) | 1998-04-15 | 2001-02-06 | Asahi Fiber Glass Company, Limited | Thermoplastic resin-combined glass fiber base material and process for its production |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06335258A (ja) | 1994-12-02 |
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