WO2015064222A1 - 半導体装置 - Google Patents

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WO2015064222A1
WO2015064222A1 PCT/JP2014/073958 JP2014073958W WO2015064222A1 WO 2015064222 A1 WO2015064222 A1 WO 2015064222A1 JP 2014073958 W JP2014073958 W JP 2014073958W WO 2015064222 A1 WO2015064222 A1 WO 2015064222A1
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sense
transistor
current
diode
resistance value
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PCT/JP2014/073958
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English (en)
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Inventor
真樹 早稲倉
Original Assignee
トヨタ自動車株式会社
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
    • H03K17/0828—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in composite switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0027—Measuring means of, e.g. currents through or voltages across the switch

Definitions

  • the present invention relates to a semiconductor device.
  • Patent Document 1 a technique for detecting a current flowing through a transistor and a current flowing through a diode connected in antiparallel to the transistor with a common sense resistor is known (see, for example, Patent Document 1).
  • the sense sensitivity of the conventional technology independently adjusts the detection sensitivity of each of those currents. Difficult to do.
  • an object of the present invention is to provide a semiconductor device capable of independently adjusting the detection sensitivity of a current flowing through a transistor and the detection sensitivity of a current flowing through a diode connected in reverse parallel to the transistor.
  • a transistor A diode connected in antiparallel with the transistor; A sense transistor that generates a sense current according to a current flowing through the transistor; A sense diode that generates a sense diode current according to a current flowing through the diode; A resistor having one end connected to the emitter of the sense transistor and the anode of the sense diode, and the other end connected to the emitter of the transistor and the anode of the diode, and through which the sense current or the sense diode current flows When, There is provided a semiconductor device comprising resistance value control means for making the resistance value of the resistance portion different between when the sense current flows through the resistance portion and when the sense diode current flows through the resistance portion.
  • the detection sensitivity of the current flowing through the transistor and the detection sensitivity of the current flowing through the diode connected in antiparallel to the transistor can be adjusted independently.
  • 3 is a timing chart illustrating an example of operation waveforms of a semiconductor device. It is a block diagram of one Example in a semiconductor device. It is a block diagram of one Example in a semiconductor device.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a driving device 1 which is an example of a semiconductor device.
  • the driving apparatus 1 may be a semiconductor device having a configuration formed by an integrated circuit, or may be a semiconductor device having a configuration formed by discrete components.
  • the driving device 1 drives an inductive load (for example, an inductor, a motor, etc.) connected to the first conductive unit 61 or the second conductive unit 62 by driving the main transistor 12 of the transistor unit 11 on and off.
  • a semiconductor circuit provided with means for Examples of the device in which one or a plurality of drive devices 1 are used include a converter that boosts, steps down, or boosts a DC voltage, and an inverter that converts power between DC power and AC power.
  • a switching circuit is provided in which switching elements 10 provided on each of the high side and the low side are connected in series to an intermediate node to which an inductive load is connected.
  • a three-phase inverter that is an example of a device in which a plurality of drive devices 1 are used includes three switching circuits in parallel.
  • the conductive part 61 is a current path that is conductively connected to a high power supply potential part such as a positive electrode of the power supply, and may be indirectly connected to the high power supply potential part via another switching element or a load.
  • the conductive portion 62 is a current path that is conductively connected to a low power supply potential portion (for example, a ground potential portion) such as a negative electrode of the power supply, and indirectly to the low power supply potential portion via another switching element or a load. It may be connected.
  • the driving device 1 includes a switching element 10.
  • the switching element 10 is an insulated gate voltage control semiconductor element with a current sense function.
  • the switching element 10 includes a transistor unit 11 and a diode unit 14.
  • the switching element 10 is a diode built-in IGBT in which the transistor unit 11 and the diode unit 14 are provided on a common semiconductor substrate.
  • the diode built-in IGBT has a structure in which the anode electrode of the diode and the emitter electrode of the IGBT are used as a common electrode, and the cathode electrode of the diode and the collector electrode of the IGBT are used as a common electrode.
  • the diode built-in IGBT is also referred to as reverse conducting IGBT (Reverse Conducting (RC) -IGBT).
  • the transistor unit 11 include power transistor elements such as IGBT and MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor).
  • FIG. 1 illustrates an IGBT as an example of the transistor unit 11.
  • the transistor section 11 is assumed to be an IGBT.
  • the “collector” should be read as “drain” and the “emitter” should be replaced as “source”.
  • the gate terminal G of the transistor unit 11 is a control terminal connected to the drive circuit 43 of the control circuit 40 through a gate resistor connected in series to the gate terminal G, for example.
  • the collector terminal C of the transistor unit 11 is, for example, a first main terminal that is connected to the connection point c and connected to the conductive unit 61 via the connection point c.
  • the emitter terminal E of the transistor unit 11 is, for example, a second main terminal connected to the connection point d and connected to the conductive unit 62 via the connection point d.
  • the sense emitter terminal SE of the transistor unit 11 is, for example, a sense terminal that is connected to the connection point b and connected to one end of the resistance circuit 20 via the connection point b.
  • the sense emitter terminal SE is connected to the conductive portion 62 via a connection point d to which the other end of the resistance circuit 20 is connected.
  • the transistor unit 11 includes a main transistor 12 and a sense transistor 13.
  • the main transistor 12 and the sense transistor 13 are switching elements such as IGBTs.
  • the sense transistor 13 is connected in parallel to the main transistor 12.
  • Each of the main transistor 12 and the sense transistor 13 may be composed of a plurality of cell transistors.
  • the gate electrodes g of the main transistor 12 and the sense transistor 13 are control electrodes commonly connected to the gate terminal G of the transistor unit 11.
  • the collector electrodes c of the main transistor 12 and the sense transistor 13 are first main electrodes commonly connected to the collector terminal C of the transistor unit 11.
  • the emitter electrode e of the main transistor 12 is a second main electrode connected to the emitter terminal E of the transistor unit 11.
  • the sense emitter electrode se of the sense transistor 13 is a sense electrode connected to the sense emitter terminal SE of the transistor unit 11.
  • the sense transistor 13 is an example of a sense transistor that generates a current corresponding to a current flowing through the main transistor 12.
  • the sense transistor 13 is a sense element through which a larger current flows as the current flowing through the main transistor 12 increases. For example, the sense transistor 13 outputs a sense current Ise proportional to the main current Ie flowing through the main transistor 12.
  • the collector current flowing into the transistor unit 11 from the collector terminal C is divided into the main current Ie flowing through the main transistor 12 and the sense current Ise flowing through the sense transistor 13 with a sense ratio n.
  • the sense current Ise is a current that flows at a ratio of the sense ratio n according to the main current Ie, and is a current whose current value is smaller than the main current Ie by the sense ratio n.
  • the sense ratio n is determined according to, for example, a ratio between the area of the emitter electrode e of the main transistor 12 and the area of the sense emitter electrode se of the sense transistor 13.
  • the main current Ie flows through the collector electrode c and the emitter electrode e in the main transistor 12 and is output from the emitter terminal E.
  • the main current Ie output from the emitter terminal E flows through the conductive portion 62 via the connection point d.
  • the sense current Ise flows through the collector electrode c and the sense emitter electrode se in the sense transistor 13 and is output from the sense emitter terminal SE.
  • the sense current Ise output from the sense emitter terminal SE flows through the conductive portion 62 via the resistance circuit 20 and the connection point d.
  • the diode section 14 includes a main diode 15 and a sense diode 16.
  • the main diode 15 is an example of a diode connected to the main transistor 12 in antiparallel, and is a reverse conducting element having an anode connected to the emitter terminal E and a cathode connected to the collector terminal C.
  • the anode electrode of the main diode 15 is a P-type electrode connected to the connection point d to which the emitter terminal E is connected, and connected to the conductive portion 62 through the connection point d.
  • the cathode electrode of the main diode 15 is an N-type electrode connected to the connection point c to which the collector terminal C is connected and connected to the conductive portion 61 through the connection point c.
  • the sense diode 16 is an example of a sense diode that generates a current corresponding to the current flowing through the main diode 15.
  • the sense diode 16 is a sense element through which a larger current flows as the current flowing through the main diode 15 increases.
  • the sense diode 16 outputs a sense diode current Isd that is proportional to the diode current Id flowing through the main diode 15.
  • the sense diode current Isd is a current that flows at a ratio of the sense ratio m according to the diode current Id, and is a current whose current value is smaller than the diode current Id by the sense ratio m.
  • the anode electrode of the sense diode 16 is a P-type electrode connected to the connection point b to which the sense emitter terminal SE is connected, and connected to the conductive portion 62 via the resistance circuit 20 and the connection point d.
  • the cathode electrode of the sense diode 16 is an N-type electrode connected to the connection point c to which the collector terminal C is connected and connected to the conductive portion 61 through the connection point c.
  • the driving device 1 has a resistance circuit 20 provided between the sense emitter terminal SE and the emitter terminal E.
  • the resistor circuit 20 has one end connected to a connection point b commonly connected to the sense emitter electrode se of the sense transistor 13 and the anode electrode of the sense diode 16, the emitter electrode e of the main transistor 12, and the anode of the main diode 15. It is an example of the resistance part which has the other end connected to the connection point d connected in common with the electrode.
  • the resistance circuit 20 has a plurality of sense resistors 21 and 22 in parallel.
  • the sense resistor 21 is a first resistance element having one end connected to the connection point b and the other end connected to the connection point d.
  • the sense resistor 22 is a second resistance element having one end connected to the connection point b and the other end connected to the connection point d via the transistor 31.
  • the driving device 1 includes a series circuit having a sense resistor 22 and a transistor 31 connected in series to the sense resistor 22.
  • the series circuit is connected to the sense resistor 21 in parallel.
  • the transistor 31 is an example of a resistance value control unit that changes the resistance value of the resistance circuit 20 based on the detection result of the sense voltage Vse generated by the resistance circuit 20.
  • the sense voltage Vse is, for example, a voltage across the resistor circuit 20, and is equal to the potential difference between the connection point b and the connection point d.
  • the sense voltage Vse is a negative voltage value when the sense diode current Isd in the same direction as the forward direction of the sense diode 16 is flowing in the resistance circuit 20, and the sense current Ise in the direction opposite to the forward direction of the sense diode 16. Is flowing through the resistance circuit 20, the voltage value is positive.
  • the sense voltage Vse is zero when the sense diode current Isd or the sense current Ise is not flowing through the resistance circuit 20.
  • the resistance value of the resistance circuit 20 is equal to the combined resistance value Ra of the sense resistor 21 and the sense resistor 22.
  • the combined resistance value Ra may be a combined resistance value including the on-resistance of the transistor 31.
  • the transistor 31 includes a control electrode to which the output signal S6 output from the comparator 49 is input based on the detection result of the sense voltage Vse, a first main electrode connected to the connection point b via the sense resistor 22, A second main electrode connected to the connection point d.
  • the arrangement positions of the sense resistor 22 and the transistor 31 may be replaced with each other.
  • FIG. 1 illustrates the case where the transistor 31 is an N-channel MOSFET.
  • the transistor 31 has a gate electrode to which the output signal S6 is input, a drain electrode connected to the connection point b through the sense resistor 22, and a source electrode connected to the connection point d.
  • the transistor 31 may be another switching element such as a bipolar transistor.
  • the transistor 31 is turned off when the low-level output signal S6 is output based on the detection result of the negative sense voltage Vse generated when the sense diode current Isd flows through the resistance circuit 20. That is, when the sense voltage Vse is a negative value, the transistor 31 is off.
  • the combined resistance value Ra when the transistor 31 is off is equal to the resistance value of the sense resistor 21 and is larger than that when the transistor 31 is on.
  • the transistor 31 is on when the high-level output signal S6 is output based on the detection result of the positive sense voltage Vse generated when the sense current Ise flows through the resistance circuit 20. That is, when the sense voltage Vse is a positive value, the transistor 31 is on.
  • the inverse of the combined resistance value Ra when the transistor 31 is on is equal to the sum of the inverse of the resistance value of the sense resistor 21 and the inverse of the resistance value of the sense resistor 22. That is, the combined resistance value Ra when the transistor 31 is on is smaller than that when the transistor 31 is off.
  • the transistor 31 can change the combined resistance value Ra based on the detection result of the sense voltage Vse. Therefore, even if the resistance circuit 20 is shared for the detection of the main current Ie and the detection of the diode current Id, the detection sensitivity of the main current Ie and the detection sensitivity of the diode current Id can be adjusted independently.
  • the transistor 31 has a combined resistance value Ra depending on whether the sense voltage Vse is a voltage generated by the sense current Ise flowing through the resistor circuit 20 or a voltage generated by the sense diode current Isd flowing through the resistor circuit 20. Make it different. Thereby, the transistor 31 can set the combined resistance value Ra to a different value when detecting the main current Ie and when detecting the diode current Id. Therefore, the detection sensitivity of the main current Ie and the detection sensitivity of the diode current Id. And can be adjusted independently.
  • the sense voltage Vse generated by the sense current Ise flowing through the resistor circuit 20 is set as the voltage Vs1
  • the sense voltage Vse generated by the sense diode current Isd flowing through the resistor circuit 20 is set as the voltage Vs2.
  • the voltage Vs1 is a positive voltage value
  • the voltage Vs2 is a negative voltage value.
  • the transistor 31 can increase the detection sensitivity of the sense diode current Isd when the sense voltage Vse is the voltage Vs2 and by making the combined resistance value Ra larger than when the sense voltage Vse is the voltage Vs1.
  • the minute sense diode current Isd can be detected with high accuracy, and the detection sensitivity of the diode current Id is also increased. Therefore, it can be detected with high accuracy by the sense voltage Vse that the diode current Id slightly larger than zero flows in the main diode 15.
  • the transistor 31 can reduce the detection sensitivity of the sense current Ise by making the combined resistance value Ra smaller than when the sense voltage Vse is the voltage Vs2.
  • the main current Ie is a relatively large current (for example, overcurrent) that is equal to or greater than a predetermined value, such a large current can be detected by the sense voltage Vse.
  • the sense voltage Vse can be prevented from becoming excessive, and loss generated in the resistance circuit 20 can be suppressed.
  • the drive device 1 includes a control circuit 40.
  • the control circuit 40 is an example of a control unit that controls driving of the main transistor 12 and the sense transistor 13 based on the detection result of the sense voltage Vse.
  • the control circuit 40 turns off the main transistor 12 and the sense transistor 13 when the negative sense voltage Vse generated when the sense diode current Isd flows through the resistance circuit 20 is detected. Thereby, it is possible to prevent the main transistor 12 and the sense transistor 13 from being turned on when the diode current Id is flowing. Further, when the diode current Id is flowing, the loss of the diode portion 14 can be prevented from increasing by turning on the main transistor 12 and the sense transistor 13.
  • control circuit 40 turns off the main transistor 12 and the sense transistor 13 when it is detected that the sense voltage Vse is equal to or lower than a predetermined threshold (for example, zero or a predetermined negative voltage value).
  • a predetermined threshold for example, zero or a predetermined negative voltage value
  • the control circuit 40 includes a comparator 49, a comparator 46, an AND circuit 42, and a drive circuit 43.
  • the comparator 49 is an example of a determination circuit that determines whether the sense current Ise is flowing through the resistance circuit 20 or when the sense diode current Isd is flowing through the resistance circuit 20.
  • the comparator 49 can detect that the flow of the sense diode current Isd ends or the flow of the sense current Ise starts, and detects that the flow of the sense current Ise ends or the flow of the sense diode current Isd starts. be able to.
  • the comparator 49 inverts the voltage level of the output signal S6 at the timing when the sense voltage Vse is detected to cross the predetermined threshold value Vth.
  • the comparator 49 has a non-inverting input unit connected to the connection point b and an inverting input unit connected to the connection point d.
  • the threshold value Vth is set to zero.
  • the output signal S6 of the comparator 49 is input to the AND circuit 48 and the transistor 31.
  • the sense voltage Vse is a negative voltage.
  • the comparator 49 switches the output signal S6 from the low level to the high level when detecting that the sense voltage Vse changes from a negative value to a value greater than or equal to zero (that is, zero or positive value).
  • the transistor 31 When the output signal S6 is switched from the low level to the high level, the transistor 31 is turned on. When the transistor 31 is turned on, the combined resistance value Ra decreases. When the transistor 31 is on, the sense current Ise flows through the transistor 31, the sense resistor 22, and the sense resistor 21.
  • the sense current Ise when the main current Ie flows, the sense current Ise also flows, so the sense voltage Vse is a positive voltage.
  • the comparator 49 switches the output signal S6 from the high level to the low level when detecting that the sense voltage Vse changes from a positive value to a value equal to or less than zero (that is, zero or negative value).
  • the transistor 31 When the output signal S6 switches from the high level to the low level, the transistor 31 is turned off. As the transistor 31 is turned off, the combined resistance value Ra increases. When the transistor 31 is off, the sense diode current Isd flows through the sense resistor 21 without flowing through the transistor 31 and the sense resistor 22.
  • the comparator 46 is an example of an overcurrent detection circuit that turns off the main transistor 12 and the sense transistor 13 based on the sense voltage Vse generated by the sense current Ise flowing through the resistor circuit 20.
  • the comparator 46 has an inverting input section connected to one end of the resistance circuit 20 and a non-inverting input section connected to a reference voltage section 47 that outputs a constant reference voltage VR2.
  • the reference voltage VR2 is a threshold voltage for determining whether or not the main current Ie is an overcurrent.
  • the comparator 46 outputs a high-level output signal S4 when the diode current Id is flowing because the sense voltage Vse is lower than the reference voltage VR2. Further, when the normal main current Ie smaller than the overcurrent flows through the main transistor 12, the comparator 46 outputs the high-level output signal S4 because the sense voltage Vse is lower than the reference voltage VR2. Further, when an excessive main current Ie exceeding a predetermined value flows through the main transistor 12, the comparator 46 outputs the low-level output signal S4 because the sense voltage Vse becomes higher than the reference voltage VR2.
  • the control circuit 40 has an AND circuit 48 to which the output signal S6 of the comparator 49 and the output signal S4 of the comparator 46 are input.
  • the AND circuit 48 is an example of a determination unit that determines whether to turn on or off the main transistor 12 and the sense transistor 13 based on the voltage level of the output signal S4 and the voltage level of the output signal S6.
  • the AND circuit 48 calculates the logical product of the output signal S4 and the output signal S6 and outputs the output signal S5.
  • the AND circuit 42 is an example of a determination unit that determines whether to turn on or off the main transistor 12 and the sense transistor 13 based on the voltage level of the command signal S1 and the voltage level of the output signal S5.
  • the AND circuit 42 calculates a logical product of the command signal S1 and the output signal S5 and outputs a pre-drive signal S2.
  • the command signal S1 is a signal for commanding on / off of the main transistor 12 and the sense transistor 13, and is a signal (for example, a pulse width modulation signal) supplied from an external device such as a microcomputer.
  • the AND circuit 42 outputs a low-level pre-drive signal S2 when at least one of the command signal S1 and the output signal S5 is a low-level signal that instructs the main transistor 12 and the sense transistor 13 to be turned off.
  • the low-level pre-drive signal S2 is a signal for turning off the main transistor 12 and the sense transistor 13. That is, even when the AND circuit 42 receives the high level command signal S1 instructing to turn on the main transistor 12 and the sense transistor 13, the AND circuit 42 outputs the low level pre-drive signal S2 when the output signal S5 is at the low level. .
  • the AND circuit 42 outputs a high-level pre-drive signal S2.
  • the high-level pre-drive signal S2 is a signal for turning on the main transistor 12 and the sense transistor 13.
  • the drive circuit 43 outputs a gate drive signal S3 having the same phase as the pre-drive signal S2 output from the AND circuit 42.
  • the drive circuit 43 shifts the voltage level of the pre-drive signal S2 higher so that the main transistor 12 and the sense transistor 13 can be driven, and outputs a gate drive signal S3 larger than the voltage level of the pre-drive signal S2.
  • control circuit 40 turns off the main transistor 12 and the sense transistor 13 when at least one of the diode current Id flowing to the main diode 15 and the excessive main current Ie flowing to the main transistor 12 is detected. it can. On the other hand, when it is detected that the normal main current Ie flows through the main transistor 12, the main transistor 12 and the sense transistor 13 can be turned on.
  • FIG. 2 is a timing chart showing an example of an operation waveform of the driving device 1.
  • the command signal S1 is a signal for commanding on / off of the main transistor 12 and the sense transistor 13.
  • the current Isw is a current flowing through the conductive portion 62 and is approximately equal to the sum of the main current Ie and the diode current Id. Since the sense current Ise is sufficiently smaller than the main current Ie and the sense diode current Isd is sufficiently smaller than the diode current Id, the sense current Ise and the sense diode current Isd are negligible with respect to the current Isw.
  • the period in which the current Isw is a negative value indicates that the current Isw flows in the same direction as the forward direction of the main diode 15 and the sense diode 16.
  • the forward direction of the main diode 15 and the sense diode 16 is a direction from the anode electrode to the cathode electrode.
  • a period in which the current Isw is a positive value indicates that the current Isw flows in a direction opposite to the forward direction of the main diode 15 and the sense diode 16.
  • the direction opposite to the forward direction of the main diode 15 and the sense diode 16 is a direction from the collector terminal C toward the emitter terminal E or the sense emitter terminal SE.
  • the sense voltage Vse is a low-level negative voltage.
  • the output signal S6 is at a low level. Therefore, when the command signal S1 is at a high level and the output signal S6 is at a low level, the gate drive signal S3 is at a low level, so that both the main transistor 12 and the sense transistor 13 are turned off.
  • the main transistor 12 and the sense transistor 13 are turned off, the flows of the main current Ie and the sense current Ise are cut off.
  • the output signal S6 is at a low level, the transistor 31 is off. Therefore, when the flows of the main current Ie and the sense current Ise are cut off, the current Isw is substantially equal to the sum of the diode current Id and the resistance current I1 flowing through the sense resistor 21.
  • the sense diode current Isd As the diode current Id decreases, the sense diode current Isd also decreases.
  • the sense diode current Isd is approximately equal to the resistance current I1.
  • the current Isw When the diode current Id decreases to zero ampere, the current Isw also becomes substantially zero ampere. In the vicinity of zero ampere where the current Isw switches from negative to positive, the output signal S6 switches from low level to high level (see timings t1 and t4). As a result, the gate drive signal S3 becomes high level.
  • the gate drive signal S3 is at the high level, so that both the main transistor 12 and the sense transistor 13 are turned on. Since both the main transistor 12 and the sense transistor 13 are turned on, the main current Ie and the sense current Ise gradually increase, so that the current Isw also gradually increases (see the period t1-t2 and the period t4-t5).
  • the combined resistance value Ra becomes smaller by the transistor 31 than the period during which the sense diode current Isd flows at the timing t1 or t4 when the flow of the sense diode current Isd ends or the flow of the sense current Ise starts.
  • the slope at which the sense voltage Vse rises becomes gentle (see the periods t1-t2 and t4-t5).
  • the gate drive signal S3 is switched from the high level to the low level (see timings t2 and t5), so that both the main transistor 12 and the sense transistor 13 are turned off. Since both the main transistor 12 and the sense transistor 13 are turned off, the flows of the main current Ie and the sense current Ise are cut off (see the period t2-t3).
  • the sense current Ise As the main current Ie decreases, the sense current Ise also decreases.
  • the sense current Ise is substantially equal to the sum of the resistance current I1 and the resistance current I2.
  • the resistance current I2 is a current that flows through the sense resistor 22.
  • the main current Ie decreases to zero amperes
  • the current Isw also becomes substantially zero amperes.
  • the output signal S6 switches from high level to low level (see timings t2 and t5). As a result, the gate drive signal S3 becomes low level.
  • the combined resistance value Ra is increased by the transistor 31 at the timing t2 or t5 when the flow of the sense current Ise ends and longer than the period during which the sense current Ise flows. Note that the combined resistance value Ra may be increased by the transistor 31 at a timing t3 or t6 when the flow of the sense diode current Isd starts, and longer than the period during which the sense current Ise flows.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration example of the driving device 2 which is an example of the semiconductor device. A description of the same configuration and effects as those of the above-described configuration example of the driving device is omitted.
  • the driving device 2 has an RS flip-flop 32.
  • the RS flip-flop 32 switches the transistor 31 from on to off at the falling edge of the command signal S1, and switches the transistor 31 from off to on at the timing when the sense voltage Vse exceeds the threshold value.
  • the falling edge of the command signal S1 corresponds to timings t2 and t5
  • the timing at which the sense voltage Vse exceeds the threshold corresponds to timings t1 and t4.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a configuration example of the driving device 3 which is an example of the semiconductor device. A description of the same configuration and effects as those of the above-described configuration example of the driving device is omitted.
  • the driving device 3 includes a resistance circuit 25 provided between the sense emitter terminal SE and the emitter terminal E.
  • the resistance circuit 25 has one end connected to a connection point b commonly connected to the sense emitter electrode se of the sense transistor 13 and the anode electrode of the sense diode 16, the emitter electrode e of the main transistor 12, and the anode of the main diode 15. It is an example of the resistance part which has the other end connected to the connection point d connected in common with the electrode.
  • the resistance circuit 25 has a plurality of sense resistors 23 and 24 in series.
  • the sense resistor 23 is a first resistance element having one end connected to the connection point b and the other end connected to the connection point e.
  • the sense resistor 24 is a second resistance element having one end connected to the connection point e and the other end connected to the connection point d.
  • the driving device 3 includes a parallel circuit having a sense resistor 24 and a transistor 34 connected in parallel to the sense resistor 24.
  • the parallel circuit is connected to the sense resistor 23 in series.
  • the transistor 34 is an example of a resistance value control unit that changes the resistance value of the resistance circuit 25 based on the detection result of the sense voltage Vse generated by the resistance circuit 25.
  • the resistance value of the resistance circuit 25 is equal to the combined resistance value Rb of the sense resistor 23 and the sense resistor 24.
  • the combined resistance value Rb may be a combined resistance value including the on-resistance of the transistor 34.
  • the transistor 34 includes a control electrode to which the output signal S6 output from the comparator 49 based on the detection result of the sense voltage Vse is input, a first main electrode connected to the connection point b via the sense resistor 23, A second main electrode connected to the connection point d.
  • the transistor 34 may be connected in parallel to the sense resistor 23.
  • FIG. 4 illustrates the case where the transistor 34 is an N-channel MOSFET.
  • the transistor 34 has a gate electrode to which the output signal S6 is input, a drain electrode connected to the connection point b via the sense resistor 23, and a source electrode connected to the connection point d.
  • the transistor 34 may be another switching element such as a bipolar transistor.
  • the transistor 34 is turned off when the low-level output signal S6 is output based on the detection result of the negative sense voltage Vse generated when the sense diode current Isd flows through the resistance circuit 25. That is, when the sense voltage Vse is a negative value, the transistor 34 is off.
  • the combined resistance value Rb when the transistor 34 is off is equal to the sum of the resistance value of the sense resistor 23 and the resistance value of the sense resistor 24, and is a larger resistance value than when the transistor 34 is on.
  • the transistor 34 is on when the high-level output signal S6 is output based on the detection result of the positive sense voltage Vse generated when the sense current Ise flows through the resistance circuit 20. That is, when the sense voltage Vse is a positive value, the transistor 34 is on.
  • the combined resistance value Rb when the transistor 34 is on is equal to the resistance value of the sense resistor 23 and is smaller than that when the transistor 34 is off.
  • the transistor 34 can change the combined resistance value Rb based on the detection result of the sense voltage Vse. Therefore, even if the resistance circuit 25 is shared for detection of the main current Ie and detection of the diode current Id, the detection sensitivity of the main current Ie and the detection sensitivity of the diode current Id can be adjusted independently.
  • the semiconductor device has been described by way of the embodiment, but the present invention is not limited to the above embodiment.
  • Various modifications and improvements, such as combinations and substitutions with part or all of other example embodiments, are possible within the scope of the present invention.
  • a switching element such as a transistor is not limited to an IGBT, and may be an N-channel MOSFET or a P-channel MOSFET.
  • the number of sense resistors is not limited to two and may be three or more.
  • the sense resistor may be a variable resistor whose resistance value changes.

Abstract

　トランジスタと、前記トランジスタと逆並列に接続されたダイオードと、前記トランジスタに流れる電流に応じたセンス電流を生成するセンストランジスタと、前記ダイオードに流れる電流に応じたセンスダイオード電流を生成するセンスダイオードと、前記センストランジスタのエミッタと前記センスダイオードのアノードに接続された一端と、前記トランジスタのエミッタと前記ダイオードのアノードに接続された他端とを有し、前記センス電流又は前記センスダイオード電流が流れる抵抗部と、前記センス電流が前記抵抗部を流れるときと前記センスダイオード電流が前記抵抗部を流れるときとで、前記抵抗部の抵抗値を異ならせる抵抗値制御手段とを備える、半導体装置。

Description

半導体装置
　本発明は、半導体装置に関する。
　従来、トランジスタに流れる電流と、トランジスタに逆並列に接続されたダイオードに流れる電流とを、共通のセンス抵抗で検出する技術が知られている（例えば、特許文献１を参照）。
特開２００９－２６８０５４号公報
　しかしながら、トランジスタに流れる電流と、トランジスタに逆並列に接続されたダイオードに流れる電流とを、共通のセンス抵抗で検出する場合、従来技術のセンス抵抗では、それらの電流それぞれの検出感度を独立に調整することが難しい。
　そこで、トランジスタに流れる電流の検出感度と、トランジスタに逆並列に接続されたダイオードに流れる電流の検出感度とを独立に調整できる、半導体装置の提供を目的とする。
　一つの案では、
　トランジスタと、
　前記トランジスタと逆並列に接続されたダイオードと、
　前記トランジスタに流れる電流に応じたセンス電流を生成するセンストランジスタと、
　前記ダイオードに流れる電流に応じたセンスダイオード電流を生成するセンスダイオードと、
　前記センストランジスタのエミッタと前記センスダイオードのアノードに接続された一端と、前記トランジスタのエミッタと前記ダイオードのアノードに接続された他端とを有し、前記センス電流又は前記センスダイオード電流が流れる抵抗部と、
　前記センス電流が前記抵抗部を流れるときと前記センスダイオード電流が前記抵抗部を流れるときとで、前記抵抗部の抵抗値を異ならせる抵抗値制御手段とを備える、半導体装置が提供される。
　一態様によれば、トランジスタに流れる電流の検出感度と、トランジスタに逆並列に接続されたダイオードに流れる電流の検出感度とを独立に調整できる。
半導体装置における一実施例の構成図である。 半導体装置の動作波形の一例を示したタイミングチャートである。 半導体装置における一実施例の構成図である。 半導体装置における一実施例の構成図である。
　以下、本発明の実施形態を図面に従って説明する。
　図１は、半導体装置の一例である駆動装置１の構成例を示した図である。駆動装置１は、集積回路により形成された構成を有する半導体デバイスでもよいし、ディスクリート部品により形成された構成を有する半導体デバイスでもよい。
　駆動装置１は、トランジスタ部１１のメイントランジスタ１２をオンオフ駆動することによって、第１の導電部６１又は第２の導電部６２に接続される誘導性の負荷（例えば、インダクタ、モータなど）を駆動する手段を備えた半導体回路である。駆動装置１が単数又は複数使用される装置として、例えば、直流電圧を昇圧又は降圧又は昇降圧するコンバータ、直流電力と交流電力との間で電力変換するインバータなどが挙げられる。
　例えば、駆動装置１が複数使用される装置では、誘導性の負荷が接続される中間ノードに対してハイサイドとローサイドのそれぞれに設けられたスイッチング素子１０が直列に接続されたスイッチング回路が設けられる。例えば、駆動装置１が複数使用される装置の一例である三相インバータは、当該スイッチング回路を３個並列に備えている。
　導電部６１は、電源の正極等の高電源電位部に導電的に接続される電流経路であり、高電源電位部に他のスイッチング素子又は負荷を介して間接的に接続されてもよい。導電部６２は、電源の負極等の低電源電位部（例えば、グランド電位部）に導電的に接続される電流経路であり、低電源電位部に他のスイッチング素子又は負荷を介して間接的に接続されてもよい。
　駆動装置１は、スイッチング素子１０を備えている。スイッチング素子１０は、電流センス機能付きの絶縁ゲート型電圧制御半導体素子である。スイッチング素子１０は、トランジスタ部１１と、ダイオード部１４とを有している。
　スイッチング素子１０は、例えば、トランジスタ部１１がInsulated　Gate　Bipolar　Transistor（ＩＧＢＴ）である場合、トランジスタ部１１とダイオード部１４とが共通の半導体基板に設けられたダイオード内蔵ＩＧＢＴである。ダイオード内蔵ＩＧＢＴは、ダイオードのアノード電極とＩＧＢＴのエミッタ電極とを共通電極とし、ダイオードのカソード電極とＩＧＢＴのコレクタ電極とを共通電極とした構造を有している。ダイオード内蔵ＩＧＢＴは、逆導通ＩＧＢＴ（Reverse　Conducting（ＲＣ）‐ＩＧＢＴ）とも称される。
　トランジスタ部１１の具体例として、ＩＧＢＴ，ＭＯＳＦＥＴ（Metal　Oxide　 Semiconductor　Field　Effect　Transistor）などのパワートランジスタ素子が挙げられる。図１には、トランジスタ部１１の一例であるＩＧＢＴが図示されている。以下、説明の便宜上、トランジスタ部１１がＩＧＢＴであるとして、説明する。ＭＯＳＦＥＴの場合であれば、「コレクタ」を「ドレイン」に、「エミッタ」を「ソース」に置き換えて読むとよい。
　トランジスタ部１１のゲート端子Ｇは、例えば、ゲート端子Ｇに直列接続されたゲート抵抗を介して、制御回路４０の駆動回路４３に接続される制御端子である。トランジスタ部１１のコレクタ端子Ｃは、例えば、接続点ｃに接続され、接続点ｃを介して導電部６１に接続される第１の主端子である。トランジスタ部１１のエミッタ端子Ｅは、例えば、接続点ｄに接続され、接続点ｄを介して導電部６２に接続される第２の主端子である。トランジスタ部１１のセンスエミッタ端子ＳＥは、例えば、接続点ｂに接続され、接続点ｂを介して抵抗回路２０の一端に接続されるセンス端子である。センスエミッタ端子ＳＥは、抵抗回路２０の他端が接続される接続点ｄを介して、導電部６２に接続される。
　トランジスタ部１１は、メイントランジスタ１２及びセンストランジスタ１３を含んで構成されている。メイントランジスタ１２及びセンストランジスタ１３は、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子である。センストランジスタ１３は、メイントランジスタ１２に並列に接続されている。メイントランジスタ１２とセンストランジスタ１３は、それぞれ、複数のセルトランジスタから構成されてよい。
　メイントランジスタ１２及びセンストランジスタ１３のそれぞれのゲート電極ｇは、トランジスタ部１１のゲート端子Ｇに共通接続される制御電極である。メイントランジスタ１２及びセンストランジスタ１３のそれぞれのコレクタ電極ｃは、トランジスタ部１１のコレクタ端子Ｃに共通接続される第１の主電極である。メイントランジスタ１２のエミッタ電極ｅは、トランジスタ部１１のエミッタ端子Ｅに接続される第２の主電極である。センストランジスタ１３のセンスエミッタ電極ｓｅは、トランジスタ部１１のセンスエミッタ端子ＳＥに接続されるセンス電極である。
　センストランジスタ１３は、メイントランジスタ１２に流れる電流に応じた電流を生成するセンストランジスタの一例であり、メイントランジスタ１２に流れる電流が大きいほど大きな電流が流れるセンス素子である。センストランジスタ１３は、例えば、メイントランジスタ１２に流れる主電流Ｉｅに比例したセンス電流Ｉｓｅを出力する。
　例えば、コレクタ端子Ｃからトランジスタ部１１に流入するコレクタ電流は、メイントランジスタ１２を流れる主電流Ｉｅとセンストランジスタ１３を流れるセンス電流Ｉｓｅとにセンス比ｎで分割される。センス電流Ｉｓｅは、主電流Ｉｅに応じてセンス比ｎの割合で流れる電流であり、主電流Ｉｅよりも電流値がセンス比ｎによって小さくされた電流である。センス比ｎは、例えば、メイントランジスタ１２のエミッタ電極ｅの面積と、センストランジスタ１３のセンスエミッタ電極ｓｅの面積との比に応じて決定される。
　主電流Ｉｅは、メイントランジスタ１２におけるコレクタ電極ｃとエミッタ電極ｅとを流れ、エミッタ端子Ｅから出力される。エミッタ端子Ｅから出力された主電流Ｉｅは、接続点ｄを介して、導電部６２を流れる。センス電流Ｉｓｅは、センストランジスタ１３におけるコレクタ電極ｃとセンスエミッタ電極ｓｅとを流れ、センスエミッタ端子ＳＥから出力される。センスエミッタ端子ＳＥから出力されたセンス電流Ｉｓｅは、抵抗回路２０及び接続点ｄを経由して、導電部６２を流れる。
　一方、ダイオード部１４は、メインダイオード１５及びセンスダイオード１６を含んで構成されている。
　メインダイオード１５は、メイントランジスタ１２に逆並列に接続されたダイオードの一例であり、エミッタ端子Ｅに接続されたアノードと、コレクタ端子Ｃに接続されたカソードとを有する逆導通素子である。メインダイオード１５のアノード電極は、エミッタ端子Ｅが接続された接続点ｄに接続され、接続点ｄを介して導電部６２に接続されたＰ型電極である。メインダイオード１５のカソード電極は、コレクタ端子Ｃが接続された接続点ｃに接続され、接続点ｃを介して導電部６１に接続されたＮ型電極である。
　センスダイオード１６は、メインダイオード１５に流れる電流に応じた電流を生成するセンスダイオードの一例であり、メインダイオード１５に流れる電流が大きいほど大きな電流が流れるセンス素子である。センスダイオード１６は、例えば、メインダイオード１５に流れるダイオード電流Ｉｄに比例したセンスダイオード電流Ｉｓｄを出力する。
　センスダイオード電流Ｉｓｄは、ダイオード電流Ｉｄに応じてセンス比ｍの割合で流れる電流であり、ダイオード電流Ｉｄよりも電流値がセンス比ｍによって小さくされた電流である。
　センスダイオード１６のアノード電極は、センスエミッタ端子ＳＥが接続された接続点ｂに接続され、抵抗回路２０及び接続点ｄを介して導電部６２に接続されたＰ型電極である。センスダイオード１６のカソード電極は、コレクタ端子Ｃが接続された接続点ｃに接続され、接続点ｃを介して導電部６１に接続されたＮ型電極である。
　駆動装置１は、センスエミッタ端子ＳＥとエミッタ端子Ｅとの間に設けられた抵抗回路２０を有している。抵抗回路２０は、センストランジスタ１３のセンスエミッタ電極ｓｅとセンスダイオード１６のアノード電極とに共通に接続された接続点ｂに接続される一端と、メイントランジスタ１２のエミッタ電極ｅとメインダイオード１５のアノード電極とに共通に接続された接続点ｄに接続される他端とを有する抵抗部の一例である。
　抵抗回路２０は、複数のセンス抵抗２１，２２を並列に有している。センス抵抗２１は、接続点ｂに接続された一端と、接続点ｄに接続された他端とを有する第１の抵抗素子である。センス抵抗２２は、接続点ｂに接続された一端と、トランジスタ３１を介して接続点ｄに接続された他端とを有する第２の抵抗素子である。
　駆動装置１は、センス抵抗２２と、センス抵抗２２に直列に接続されたトランジスタ３１とを有する直列回路を備えている。当該直列回路は、センス抵抗２１に並列に接続されている。トランジスタ３１は、抵抗回路２０により発生するセンス電圧Ｖｓｅの検出結果に基づいて、抵抗回路２０の抵抗値を変化させる抵抗値制御部の一例である。
　センス電圧Ｖｓｅは、例えば、抵抗回路２０の両端電圧であり、接続点ｂと接続点ｄとの電位差に等しい。センス電圧Ｖｓｅは、センスダイオード１６の順方向と同方向のセンスダイオード電流Ｉｓｄが抵抗回路２０に流れているとき、負の電圧値であり、センスダイオード１６の順方向とは逆方向のセンス電流Ｉｓｅが抵抗回路２０に流れているとき、正の電圧値である。また、センス電圧Ｖｓｅは、センスダイオード電流Ｉｓｄ又はセンス電流Ｉｓｅが抵抗回路２０に流れていないとき、零である。
　抵抗回路２０の抵抗値は、センス抵抗２１とセンス抵抗２２の合成抵抗値Ｒａに等しい値である。なお、合成抵抗値Ｒａは、トランジスタ３１のオン抵抗も含めて合成された抵抗値であってもよい。
　トランジスタ３１は、センス電圧Ｖｓｅの検出結果に基づいてコンパレータ４９から出力された出力信号Ｓ６が入力される制御電極と、センス抵抗２２を介して接続点ｂに接続された第１の主電極と、接続点ｄに接続された第２の主電極とを有している。センス抵抗２２とトランジスタ３１の配置位置は、互いに置換されてもよい。
　図１には、トランジスタ３１がＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴである場合が例示されている。この場合、トランジスタ３１は、出力信号Ｓ６が入力されるゲート電極と、センス抵抗２２を介して接続点ｂに接続されたドレイン電極と、接続点ｄに接続されたソース電極とを有している。なお、トランジスタ３１は、バイポーラトランジスタ等の他のスイッチング素子でもよい。
　トランジスタ３１は、センスダイオード電流Ｉｓｄが抵抗回路２０を流れることにより発生する負のセンス電圧Ｖｓｅの検出結果に基づいてローレベルの出力信号Ｓ６が出力されているとき、オフしている。つまり、センス電圧Ｖｓｅが負の値であるとき、トランジスタ３１はオフしている。トランジスタ３１がオフのときの合成抵抗値Ｒａは、センス抵抗２１の抵抗値に等しく、トランジスタ３１がオンのときよりも大きな抵抗値である。
　一方、トランジスタ３１は、センス電流Ｉｓｅが抵抗回路２０を流れることにより発生する正のセンス電圧Ｖｓｅの検出結果に基づいてハイレベルの出力信号Ｓ６が出力されているとき、オンしている。つまり、センス電圧Ｖｓｅが正の値であるとき、トランジスタ３１はオンしている。トランジスタ３１がオンのときの合成抵抗値Ｒａの逆数は、センス抵抗２１の抵抗値の逆数とセンス抵抗２２の抵抗値の逆数との和に等しい。つまり、トランジスタ３１がオンのときの合成抵抗値Ｒａは、トランジスタ３１がオフのときよりも小さな抵抗値である。
　このように、トランジスタ３１はセンス電圧Ｖｓｅの検出結果に基づいて合成抵抗値Ｒａを変化させることができる。そのため、主電流Ｉｅの検出とダイオード電流Ｉｄの検出とに抵抗回路２０を共用していても、主電流Ｉｅの検出感度とダイオード電流Ｉｄの検出感度とを独立に調整できる。
　例えば、トランジスタ３１は、センス電圧Ｖｓｅが、抵抗回路２０を流れるセンス電流Ｉｓｅにより発生する電圧であるか、抵抗回路２０を流れるセンスダイオード電流Ｉｓｄにより発生する電圧であるかで、合成抵抗値Ｒａを異ならせる。これにより、トランジスタ３１は、合成抵抗値Ｒａを、主電流Ｉｅを検出するときとダイオード電流Ｉｄを検出するときとで異なる値に設定できるので、主電流Ｉｅの検出感度とダイオード電流Ｉｄの検出感度とを独立に調整できる。
　例えば、抵抗回路２０を流れるセンス電流Ｉｓｅにより発生するときのセンス電圧Ｖｓｅを電圧Ｖｓ１とし、抵抗回路２０を流れるセンスダイオード電流Ｉｓｄにより発生するときのセンス電圧Ｖｓｅを電圧Ｖｓ２とする。例えば、電圧Ｖｓ１は、正の電圧値であり、電圧Ｖｓ２は、負の電圧値である。
　トランジスタ３１は、センス電圧Ｖｓｅが電圧Ｖｓ２であるとき、センス電圧Ｖｓｅが電圧Ｖｓ１であるときよりも合成抵抗値Ｒａを大きくすることにより、センスダイオード電流Ｉｓｄの検出感度を上げることができる。これにより、微小なセンスダイオード電流Ｉｓｄを精度良く検出できるので、ダイオード電流Ｉｄの検出感度も上がる。したがって、零よりも僅かに大きなダイオード電流Ｉｄがメインダイオード１５に流れていることを、センス電圧Ｖｓｅによって高精度に検出できる。
　一方、トランジスタ３１は、センス電圧Ｖｓｅが電圧Ｖｓ１であるとき、センス電圧Ｖｓｅが電圧Ｖｓ２であるときよりも合成抵抗値Ｒａを小さくすることにより、センス電流Ｉｓｅの検出感度を下げることができる。これにより、主電流Ｉｅが所定値以上の比較的大きな電流（例えば、過電流）であっても、そのような大きな電流をセンス電圧Ｖｓｅによって検出できる。また、センス電圧Ｖｓｅが過大になることを防止でき、抵抗回路２０で発生する損失を抑えることができる。
　駆動装置１は、制御回路４０を備えている。制御回路４０は、センス電圧Ｖｓｅの検出結果に基づいて、メイントランジスタ１２及びセンストランジスタ１３の駆動を制御する制御部の一例である。
　制御回路４０は、センスダイオード電流Ｉｓｄが抵抗回路２０を流れることにより発生する負のセンス電圧Ｖｓｅが検出されるとき、メイントランジスタ１２及びセンストランジスタ１３をオフさせる。これにより、ダイオード電流Ｉｄが流れているときに、メイントランジスタ１２及びセンストランジスタ１３がオンすることを防止できる。また、ダイオード電流Ｉｄが流れているときに、メイントランジスタ１２及びセンストランジスタ１３がオンすることによって、ダイオード部１４の損失が増大することを防止できる。
　例えば、制御回路４０は、センス電圧Ｖｓｅが所定の閾値（例えば、零又は所定の負の電圧値）以下であることが検出されるとき、メイントランジスタ１２及びセンストランジスタ１３をオフさせる。
　制御回路４０は、コンパレータ４９と、コンパレータ４６と、ＡＮＤ回路４２と、駆動回路４３とを有している。
　コンパレータ４９は、センス電流Ｉｓｅが抵抗回路２０に流れているときかセンスダイオード電流Ｉｓｄが抵抗回路２０に流れているときかを判定する判定回路の一例である。コンパレータ４９は、センスダイオード電流Ｉｓｄの流れが終わること又はセンス電流Ｉｓｅの流れが始まることを検出することができ、センス電流Ｉｓｅの流れが終わること又はセンスダイオード電流Ｉｓｄの流れが始まることを検出することができる。
　コンパレータ４９は、センス電圧Ｖｓｅが所定の閾値Ｖｔｈを跨ぐことを検出したタイミングで、出力信号Ｓ６の電圧レベルを反転させる。例えば、コンパレータ４９は、接続点ｂに接続された非反転入力部と、接続点ｄに接続される反転入力部とを有している。この場合、閾値Ｖｔｈは零に設定される。
　コンパレータ４９の出力信号Ｓ６は、ＡＮＤ回路４８とトランジスタ３１とに入力される。
　ダイオード電流Ｉｄが流れているとき、センスダイオード電流Ｉｓｄも流れているため、センス電圧Ｖｓｅは負電圧である。コンパレータ４９は、センス電圧Ｖｓｅが負の値から零以上の値（すなわち、零又は正の値）に変化することを検出した時、出力信号Ｓ６をローレベルからハイレベルに切り替える。
　出力信号Ｓ６がローレベルからハイレベルに切り替わると、トランジスタ３１はオンする。トランジスタ３１のオンによって、合成抵抗値Ｒａは小さくなる。トランジスタ３１のオンのとき、センス電流Ｉｓｅは、トランジスタ３１及びセンス抵抗２２、並びにセンス抵抗２１を流れる。
　一方、主電流Ｉｅが流れているとき、センス電流Ｉｓｅも流れているため、センス電圧Ｖｓｅは正電圧である。コンパレータ４９は、センス電圧Ｖｓｅが正の値から零以下の値（すなわち、零又は負の値）に変化することを検出した時、出力信号Ｓ６をハイレベルからローレベルに切り替える。
　出力信号Ｓ６がハイレベルからローレベルに切り替わると、トランジスタ３１はオフする。トランジスタ３１のオフによって、合成抵抗値Ｒａは大きくなる。トランジスタ３１のオフのとき、センスダイオード電流Ｉｓｄは、トランジスタ３１及びセンス抵抗２２を流れずに、センス抵抗２１を流れる。
　コンパレータ４６は、抵抗回路２０にセンス電流Ｉｓｅが流れることにより発生したセンス電圧Ｖｓｅに基づいて、メイントランジスタ１２及びセンストランジスタ１３をオフさせる過電流検出回路の一例である。コンパレータ４６は、抵抗回路２０の一端に接続される反転入力部と、一定の基準電圧ＶＲ２を出力する基準電圧部４７に接続される非反転入力部とを有している。基準電圧ＶＲ２は、主電流Ｉｅが過電流であるか否かを判定するための閾値電圧である。
　コンパレータ４６は、ダイオード電流Ｉｄが流れているとき、センス電圧Ｖｓｅは基準電圧ＶＲ２よりも低いため、ハイレベルの出力信号Ｓ４を出力する。また、コンパレータ４６は、過電流よりも小さな通常の主電流Ｉｅがメイントランジスタ１２に流れているとき、センス電圧Ｖｓｅは基準電圧ＶＲ２よりも低いため、ハイレベルの出力信号Ｓ４を出力する。また、コンパレータ４６は、所定値以上の過大な主電流Ｉｅがメイントランジスタ１２に流れると、センス電圧Ｖｓｅは基準電圧ＶＲ２よりも高くなるため、ローレベルの出力信号Ｓ４を出力する。
　制御回路４０は、コンパレータ４９の出力信号Ｓ６とコンパレータ４６の出力信号Ｓ４が入力されるＡＮＤ回路４８を有している。ＡＮＤ回路４８は、出力信号Ｓ４の電圧レベルと出力信号Ｓ６の電圧レベルとに基づいて、メイントランジスタ１２及びセンストランジスタ１３をオンさせるかオフさせるかを判定する判定部の一例である。ＡＮＤ回路４８は、出力信号Ｓ４と出力信号Ｓ６との論理積を演算して出力信号Ｓ５を出力する。
　ＡＮＤ回路４２は、指令信号Ｓ１の電圧レベルと出力信号Ｓ５の電圧レベルとに基づいて、メイントランジスタ１２及びセンストランジスタ１３をオンさせるかオフさせるかを判定する判定部の一例である。ＡＮＤ回路４２は、指令信号Ｓ１と出力信号Ｓ５との論理積を演算してプレ駆動信号Ｓ２を出力する。指令信号Ｓ１は、メイントランジスタ１２及びセンストランジスタ１３のオンオフを指令する信号であり、マイクロコンピュータ等の外部装置から供給される信号（例えば、パルス幅変調信号）である。
　ＡＮＤ回路４２は、指令信号Ｓ１と出力信号Ｓ５の少なくとも一方がメイントランジスタ１２及びセンストランジスタ１３のオフを指示するローレベルの信号である場合、ローレベルのプレ駆動信号Ｓ２を出力する。ローレベルのプレ駆動信号Ｓ２は、メイントランジスタ１２及びセンストランジスタ１３をオフさせるための信号である。つまり、ＡＮＤ回路４２は、メイントランジスタ１２及びセンストランジスタ１３のオンを指示するハイレベルの指令信号Ｓ１を受けても、出力信号Ｓ５がローレベルであるとき、ローレベルのプレ駆動信号Ｓ２を出力する。
　一方、ＡＮＤ回路４２は、指令信号Ｓ１と出力信号Ｓ５のいずれも、メイントランジスタ１２及びセンストランジスタ１３のオンを指示するハイレベルの信号である場合、ハイレベルのプレ駆動信号Ｓ２を出力する。ハイレベルのプレ駆動信号Ｓ２は、メイントランジスタ１２及びセンストランジスタ１３をオンさせるための信号である。
　駆動回路４３は、ＡＮＤ回路４２から出力されるプレ駆動信号Ｓ２と同位相のゲート駆動信号Ｓ３を出力する。駆動回路４３は、メイントランジスタ１２及びセンストランジスタ１３を駆動できるように、プレ駆動信号Ｓ２の電圧レベルを高くシフトして、プレ駆動信号Ｓ２の電圧レベルよりも大きなゲート駆動信号Ｓ３を出力する。
　これにより、制御回路４０は、ダイオード電流Ｉｄがメインダイオード１５に流れることと過大な主電流Ｉｅがメイントランジスタ１２に流れることとの少なくとも一方が検出されたとき、メイントランジスタ１２及びセンストランジスタ１３をオフできる。一方、通常の主電流Ｉｅがメイントランジスタ１２に流れていることが検出されているとき、メイントランジスタ１２及びセンストランジスタ１３をオンできる。
　図２は、駆動装置１の動作波形の一例を示したタイミングチャートである。指令信号Ｓ１は、メイントランジスタ１２及びセンストランジスタ１３のオンオフを指令する信号である。電流Ｉｓｗは、導電部６２を流れる電流であり、主電流Ｉｅとダイオード電流Ｉｄとの和にほぼ等しい。なお、センス電流Ｉｓｅは主電流Ｉｅよりも十分小さく、センスダイオード電流Ｉｓｄはダイオード電流Ｉｄよりも十分小さいため、センス電流Ｉｓｅ及びセンスダイオード電流Ｉｓｄは、電流Ｉｓｗに対して無視できる大きさである。
　電流Ｉｓｗが負の値である期間は、電流Ｉｓｗが、メインダイオード１５及びセンスダイオード１６の順方向と同方向に流れていることを表す。メインダイオード１５及びセンスダイオード１６の順方向とは、アノード電極からカソード電極に向かう方向である。一方、電流Ｉｓｗが正の値である期間は、電流Ｉｓｗが、メインダイオード１５及びセンスダイオード１６の順方向とは逆向きの方向に流れていることを表す。メインダイオード１５及びセンスダイオード１６の順方向とは逆向きの方向とは、コレクタ端子Ｃからエミッタ端子Ｅ又はセンスエミッタ端子ＳＥに向かう方向である。
　ダイオード電流Ｉｄが流れているとき、センスダイオード電流Ｉｓｄが流れているため、センス電圧Ｖｓｅはローレベルの負電圧である。センス電圧Ｖｓｅがローレベルの負電圧であるとき、出力信号Ｓ６はローレベルである。よって、指令信号Ｓ１がハイレベルであり且つ出力信号Ｓ６がローレベルであるとき、ゲート駆動信号Ｓ３はローレベルになるため、メイントランジスタ１２及びセンストランジスタ１３は共にオフする。メイントランジスタ１２及びセンストランジスタ１３が共にオフすることにより、主電流Ｉｅ及びセンス電流Ｉｓｅの流れは遮断される。出力信号Ｓ６はローレベルであるとき、トランジスタ３１はオフしている。したがって、主電流Ｉｅ及びセンス電流Ｉｓｅの流れが遮断されているとき、電流Ｉｓｗは、ダイオード電流Ｉｄとセンス抵抗２１に流れる抵抗電流Ｉ１との和にほぼ等しい。
　ダイオード電流Ｉｄが減少するにつれて、センスダイオード電流Ｉｓｄも減少する。センスダイオード電流Ｉｓｄは、抵抗電流Ｉ１にほぼ等しい。ダイオード電流Ｉｄが零アンペアまで減少すると、電流Ｉｓｗもほぼ零アンペアになる。電流Ｉｓｗが負から正に切り替わる零アンペア付近で、出力信号Ｓ６はローレベルからハイレベルに切り替わる（タイミングｔ１，ｔ４を参照）。これにより、ゲート駆動信号Ｓ３はハイレベルになる。
　よって、指令信号Ｓ１がハイレベルであり且つ出力信号Ｓ６がハイレベルであるとき、ゲート駆動信号Ｓ３はハイレベルになるため、メイントランジスタ１２及びセンストランジスタ１３は共にオンする。メイントランジスタ１２及びセンストランジスタ１３が共にオンすることにより、主電流Ｉｅ及びセンス電流Ｉｓｅは漸増するため、電流Ｉｓｗも漸増する（期間ｔ１－ｔ２及び期間ｔ４－ｔ５参照）。
　合成抵抗値Ｒａは、センスダイオード電流Ｉｓｄの流れが終わる又はセンス電流Ｉｓｅの流れが始まるタイミングｔ１又はｔ４で、センスダイオード電流Ｉｓｄが流れている期間よりも、トランジスタ３１によって小さくなる。これにより、センス電圧Ｖｓｅが上昇する傾きは緩やかになる（期間ｔ１－ｔ２及び期間ｔ４－ｔ５参照）。
　指令信号Ｓ１がハイレベルからローレベルに切り替わると、ゲート駆動信号Ｓ３はハイレベルからローレベルに切り替わるため（タイミングｔ２，ｔ５参照）、メイントランジスタ１２及びセンストランジスタ１３は共にオフする。メイントランジスタ１２及びセンストランジスタ１３が共にオフすることにより、主電流Ｉｅ及びセンス電流Ｉｓｅの流れは遮断される（期間ｔ２－ｔ３参照）。
　主電流Ｉｅが減少するにつれて、センス電流Ｉｓｅも減少する。センス電流Ｉｓｅは、抵抗電流Ｉ１と抵抗電流Ｉ２との和にほぼ等しい。抵抗電流Ｉ２は、センス抵抗２２に流れる電流である。主電流Ｉｅが零アンペアまで減少すると、電流Ｉｓｗもほぼ零アンペアになる。電流Ｉｓｗが正から負に切り替わる零アンペア付近で、出力信号Ｓ６はハイレベルからローレベルに切り替わる（タイミングｔ２，ｔ５を参照）。これにより、ゲート駆動信号Ｓ３はローレベルになる。
　合成抵抗値Ｒａは、センス電流Ｉｓｅの流れが終わるタイミングｔ２又はｔ５で、センス電流Ｉｓｅが流れている期間よりも、トランジスタ３１によって大きくなる。なお、合成抵抗値Ｒａは、センスダイオード電流Ｉｓｄの流れが始まるタイミングｔ３又はｔ６で、センス電流Ｉｓｅが流れている期間よりも、トランジスタ３１によって大きくなってもよい。
　図３は、半導体装置の一例である駆動装置２の構成例を示した図である。上述の駆動装置の構成例と同一の構成及び効果についての説明は省略する。駆動装置２は、ＲＳフリップフロップ３２を有している。ＲＳフリップフロップ３２は、指令信号Ｓ１の立ち下がりエッジでトランジスタ３１をオンからオフに切り替え、センス電圧Ｖｓｅが閾値を上回ったタイミングでトランジスタ３１をオフからオンに切り替える。図２の場合、指令信号Ｓ１の立ち下がりエッジは、タイミングｔ２，ｔ５に相当し、センス電圧Ｖｓｅが閾値を上回ったタイミングは、タイミングｔ１，ｔ４に相当する。
　このようなＲＳフリップフロップ３２により、コンパレータ４９の出力信号Ｓ６のチャタリングを除去できるため、トランジスタ３１のオンオフ動作を安定化できる。
　図４は、半導体装置の一例である駆動装置３の構成例を示した図である。上述の駆動装置の構成例と同一の構成及び効果についての説明は省略する。駆動装置３は、センスエミッタ端子ＳＥとエミッタ端子Ｅとの間に設けられた抵抗回路２５を有している。抵抗回路２５は、センストランジスタ１３のセンスエミッタ電極ｓｅとセンスダイオード１６のアノード電極とに共通に接続された接続点ｂに接続される一端と、メイントランジスタ１２のエミッタ電極ｅとメインダイオード１５のアノード電極とに共通に接続された接続点ｄに接続される他端とを有する抵抗部の一例である。
　抵抗回路２５は、複数のセンス抵抗２３，２４を直列に有している。センス抵抗２３は、接続点ｂに接続された一端と、接続点ｅに接続された他端とを有する第１の抵抗素子である。センス抵抗２４は、接続点ｅに接続された一端と、接続点ｄに接続された他端とを有する第２の抵抗素子である。
　駆動装置３は、センス抵抗２４と、センス抵抗２４に並列に接続されたトランジスタ３４とを有する並列回路を備えている。当該並列回路は、センス抵抗２３に直列に接続されている。トランジスタ３４は、抵抗回路２５により発生するセンス電圧Ｖｓｅの検出結果に基づいて、抵抗回路２５の抵抗値を変化させる抵抗値制御部の一例である。
　抵抗回路２５の抵抗値は、センス抵抗２３とセンス抵抗２４の合成抵抗値Ｒｂに等しい値である。なお、合成抵抗値Ｒｂは、トランジスタ３４のオン抵抗も含めて合成された抵抗値であってもよい。
　トランジスタ３４は、センス電圧Ｖｓｅの検出結果に基づいてコンパレータ４９から出力された出力信号Ｓ６が入力される制御電極と、センス抵抗２３を介して接続点ｂに接続された第１の主電極と、接続点ｄに接続された第２の主電極とを有している。トランジスタ３４は、センス抵抗２３に並列に接続されてもよい。
　図４には、トランジスタ３４がＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴである場合が例示されている。この場合、トランジスタ３４は、出力信号Ｓ６が入力されるゲート電極と、センス抵抗２３を介して接続点ｂに接続されたドレイン電極と、接続点ｄに接続されたソース電極とを有している。なお、トランジスタ３４は、バイポーラトランジスタ等の他のスイッチング素子でもよい。
　トランジスタ３４は、センスダイオード電流Ｉｓｄが抵抗回路２５を流れることにより発生する負のセンス電圧Ｖｓｅの検出結果に基づいてローレベルの出力信号Ｓ６が出力されているとき、オフしている。つまり、センス電圧Ｖｓｅが負の値であるとき、トランジスタ３４はオフしている。トランジスタ３４がオフのときの合成抵抗値Ｒｂは、センス抵抗２３の抵抗値とセンス抵抗２４の抵抗値との和に等しく、トランジスタ３４がオンのときよりも大きな抵抗値である。
　一方、トランジスタ３４は、センス電流Ｉｓｅが抵抗回路２０を流れることにより発生する正のセンス電圧Ｖｓｅの検出結果に基づいてハイレベルの出力信号Ｓ６が出力されているとき、オンしている。つまり、センス電圧Ｖｓｅが正の値であるとき、トランジスタ３４はオンしている。トランジスタ３４がオンのときの合成抵抗値Ｒｂは、センス抵抗２３の抵抗値に等しく、トランジスタ３４がオフのときよりも小さな抵抗値である。
　このように、トランジスタ３４はセンス電圧Ｖｓｅの検出結果に基づいて合成抵抗値Ｒｂを変化させることができる。そのため、主電流Ｉｅの検出とダイオード電流Ｉｄの検出とに抵抗回路２５を共用していても、主電流Ｉｅの検出感度とダイオード電流Ｉｄの検出感度とを独立に調整できる。
　以上、半導体装置を実施形態例により説明したが、本発明は上記実施形態例に限定されるものではない。他の実施形態例の一部又は全部との組み合わせや置換などの種々の変形及び改良が、本発明の範囲内で可能である。
　例えば、トランジスタ等のスイッチング素子は、ＩＧＢＴに限らず、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴでもよいし、Ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴでもよい。
　また、例えば、センス抵抗の数は２つに限らず、３つ以上あってもよい。センス抵抗は、抵抗値が変化する可変抵抗であってもよい。
　本国際出願は、２０１３年１０月３１日に出願した日本国特許出願第２０１３－２２７６７９号に基づく優先権を主張するものであり、日本国特許出願第２０１３－２２７６７９号の全内容を本国際出願に援用する。
１，２，３　駆動装置（半導体装置の例）
１０　スイッチング素子
１１　トランジスタ部
１２　メイントランジスタ
１３　センストランジスタ
１４　ダイオード部
１５　メインダイオード
１６　センスダイオード
２０，２５　抵抗回路（抵抗部の例）
２１，２２，２３，２４　センス抵抗
３１，３４　トランジスタ（抵抗値制御手段の例）
３２　ＲＳフリップフロップ回路（抵抗値制御手段の例）
４０　制御回路
４７　基準電圧部
６１，６２　導電部

Claims (12)

  1. 　トランジスタと、
    　前記トランジスタと逆並列に接続されたダイオードと、
    　前記トランジスタに流れる電流に応じたセンス電流を生成するセンストランジスタと、
    　前記ダイオードに流れる電流に応じたセンスダイオード電流を生成するセンスダイオードと、
    　前記センストランジスタのエミッタと前記センスダイオードのアノードに接続された一端と、前記トランジスタのエミッタと前記ダイオードのアノードに接続された他端とを有し、前記センス電流又は前記センスダイオード電流が流れる抵抗部と、
    　前記センス電流が前記抵抗部を流れるときと前記センスダイオード電流が前記抵抗部を流れるときとで、前記抵抗部の抵抗値を異ならせる抵抗値制御手段とを備える、半導体装置。
  2. 　前記抵抗値制御手段は、前記センスダイオード電流の流れが終わることが検出されたとき、又は、前記センス電流の流れが始まることが検出されたとき、前記抵抗値を変化させる、請求項１に記載の半導体装置。
  3. 　前記抵抗値制御手段は、前記センス電流の流れが終わることが検出されたとき、又は、前記センスダイオード電流の流れが始まることが検出されたとき、前記抵抗値を変化させる、請求項１又は２に記載の半導体装置。
  4. 　前記抵抗値は、前記センスダイオード電流が前記抵抗部を流れるとき、前記センス電流が前記抵抗部を流れるときよりも大きい、請求項１から３のいずれか一項に記載の半導体装置。
  5. 　前記抵抗部は、複数の抵抗を有し、
    　前記抵抗値制御手段は、前記複数の抵抗の合成抵抗値を変化させる、請求項１から４のいずれか一項に記載の半導体装置。
  6. 　前記抵抗値制御手段は、前記抵抗部により発生するセンス電圧の検出結果に基づいて、前記抵抗値を変化させる、請求項１から５のいずれか一項に記載の半導体装置。
  7. 　前記抵抗値制御手段は、前記センス電圧が閾値を跨ぐことが検出されたとき、前記抵抗値を変化させる、請求項６に記載の半導体装置。
  8. 　前記抵抗値制御手段は、前記センス電圧が負の値から零以上の値に変化することが検出されたとき、又は、前記センス電圧が正の値から零以下の値に変化することが検出されたとき、前記抵抗値を変化させる、請求項６又は７に記載の半導体装置。
  9. 　前記センス電圧の検出結果に基づいて前記トランジスタの駆動を制御する制御部を備える、請求項６から８のいずれか一項に記載の半導体装置。
  10. 　前記制御部は、前記ダイオードに電流が流れているとき、前記トランジスタをオフさせる、請求項９に記載の半導体装置。
  11. 　前記制御部は、前記トランジスタのオン指令を受けても、前記ダイオードに電流が流れているとき、前記トランジスタをオフさせる、請求項１０に記載の半導体装置。
  12. 　前記制御部は、前記ダイオードに電流が流れることと前記トランジスタに所定値以上の電流が流れることとの少なくとも一方が検出されたとき、前記トランジスタをオフさせる、請求項９から１１のいずれか一項に記載の半導体装置。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9793825B2 (en) 2013-10-31 2017-10-17 Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha Power conversion device with a voltage generation part that is configured to supply current to a sense diode and a sense resistor in select situations
DE102016121568A1 (de) 2016-11-09 2018-05-09 De Werth Group Ag Matratze
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Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5831527B2 (ja) * 2013-10-31 2015-12-09 トヨタ自動車株式会社 半導体装置
JP5800006B2 (ja) * 2013-10-31 2015-10-28 トヨタ自動車株式会社 半導体装置
JP6349856B2 (ja) * 2014-03-27 2018-07-04 株式会社デンソー 駆動装置
JP6470501B2 (ja) * 2014-04-18 2019-02-13 矢崎総業株式会社 負荷駆動回路
JP6396730B2 (ja) * 2014-09-19 2018-09-26 ルネサスエレクトロニクス株式会社 半導体装置
JP6422278B2 (ja) * 2014-09-19 2018-11-14 ルネサスエレクトロニクス株式会社 電力制御回路

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH01214266A (ja) * 1988-01-04 1989-08-28 General Electric Co <Ge> インバータ用のビルデイングブロツク
JP2000134955A (ja) * 1998-10-26 2000-05-12 Hitachi Ltd インバータ装置及びインバータ装置用スイッチングモジュール
JP2003274667A (ja) * 2002-03-14 2003-09-26 Toshiba Corp 三相インバータ用パワーモジュールおよび三相モータ駆動システム
JP2009268336A (ja) * 2007-09-05 2009-11-12 Denso Corp 半導体装置
JP2011259529A (ja) * 2010-06-04 2011-12-22 Denso Corp 電流検出回路およびそれを有するインバータ回路が備えられる半導体装置
JP2012090499A (ja) * 2010-10-22 2012-05-10 Fuji Electric Co Ltd パワー半導体デバイスの電流検出回路

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH11112313A (ja) * 1997-10-02 1999-04-23 Mitsubishi Electric Corp 半導体回路及びパワートランジスタ保護回路
JP4219567B2 (ja) * 2001-04-03 2009-02-04 三菱電機株式会社 半導体装置
JP2008072848A (ja) 2006-09-14 2008-03-27 Mitsubishi Electric Corp 半導体装置
JP4924578B2 (ja) 2007-09-05 2012-04-25 株式会社デンソー 半導体装置
DE102008045410B4 (de) * 2007-09-05 2019-07-11 Denso Corporation Halbleitervorrichtung mit IGBT mit eingebauter Diode und Halbleitervorrichtung mit DMOS mit eingebauter Diode
JP5726037B2 (ja) * 2011-09-30 2015-05-27 三菱電機株式会社 半導体装置
JP5831527B2 (ja) * 2013-10-31 2015-12-09 トヨタ自動車株式会社 半導体装置
JP5800006B2 (ja) * 2013-10-31 2015-10-28 トヨタ自動車株式会社 半導体装置
JP5949727B2 (ja) * 2013-10-31 2016-07-13 トヨタ自動車株式会社 電力変換装置

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH01214266A (ja) * 1988-01-04 1989-08-28 General Electric Co <Ge> インバータ用のビルデイングブロツク
JP2000134955A (ja) * 1998-10-26 2000-05-12 Hitachi Ltd インバータ装置及びインバータ装置用スイッチングモジュール
JP2003274667A (ja) * 2002-03-14 2003-09-26 Toshiba Corp 三相インバータ用パワーモジュールおよび三相モータ駆動システム
JP2009268336A (ja) * 2007-09-05 2009-11-12 Denso Corp 半導体装置
JP2011259529A (ja) * 2010-06-04 2011-12-22 Denso Corp 電流検出回路およびそれを有するインバータ回路が備えられる半導体装置
JP2012090499A (ja) * 2010-10-22 2012-05-10 Fuji Electric Co Ltd パワー半導体デバイスの電流検出回路

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9793825B2 (en) 2013-10-31 2017-10-17 Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha Power conversion device with a voltage generation part that is configured to supply current to a sense diode and a sense resistor in select situations
DE102016121568A1 (de) 2016-11-09 2018-05-09 De Werth Group Ag Matratze
EP3320808A1 (de) 2016-11-09 2018-05-16 de Werth Group AG Matratze

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