JP6349856B2

JP6349856B2 - 駆動装置

Info

Publication number: JP6349856B2
Application number: JP2014066597A
Authority: JP
Inventors: 拓生長瀬
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2014-03-27
Filing date: 2014-03-27
Publication date: 2018-07-04
Anticipated expiration: 2034-03-27
Also published as: WO2015146041A1; CN106134050B; US9660636B2; CN106134050A; JP2015192491A; US20160352319A1

Description

本発明は、パワースイッチング素子のオンオフ制御および異常時の保護を行う駆動装置に関する。

パワースイッチング素子により駆動される負荷が短絡すると、パワースイッチング素子に急峻に過大な電流が流れる。この過電流からパワースイッチング素子を保護するための回路が種々提案されている。しかしながら、このような保護回路が備えられた駆動回路は、パワースイッチング素子のスイッチングノイズ等に起因して保護回路が誤って動作し、パワースイッチング素子の駆動が意図せず停止するという問題も生じる。

これに対して、特許文献１に記載の保護回路は、負荷の短絡が検出されると、パワースイッチング素子のゲート電圧を抵抗分圧により低下させて電流を抑制する。そして、短絡検出用の閾値以上の電流が所定時間継続して流れていた場合に負荷の短絡と判断し、パワースイッチング素子の駆動を停止させる。

しかしながら、特許文献１に記載の保護回路では、短絡保護に際して、ゲート電圧を一律に低下させるため、パワースイッチング素子の製造ばらつきに起因する閾値電圧のばらつきにより、パワースイッチング素子に流れる電流にばらつきが生じてしまう。この電流値のばらつきによって、上記所定時間内に、電流値が短絡検出用の閾値を下回ってしまうと、短絡保護動作が誤って解除されてしまう。この誤解除を防止するために、短絡検出用の閾値を大きく設定しなければならず、パワースイッチング素子へのストレスが大きくなってしまう。

また、分圧用の抵抗とパワースイッチング素子のゲート容量によってゲート電圧の波形がなまり、ゲート電圧抑制時の時定数が大きくなってしまう。このため、パワースイッチング素子の電流を低下させるための所要時間が長くなってしまい、ストレスが大きい。

一方、特許文献２に記載の電力変換装置は、短絡の検出時において、パワースイッチング素子のゲート電圧をツェナーダイオードにより抑制する方式を採用している。

特開平３−４０５１７号公報特開２０１０−１５４５９５号公報

特許文献２に記載の方式では、ゲート電圧を急峻に低下させることができ、ゲート電圧抑制時の時定数の問題は解決できる。しかし、一般に、ツェナーダイオードは温度や製造ばらつきに起因する特性のばらつきが大きく、短絡保護動作の誤解除の問題を解決することはできない。

また、ゲート電圧抑制時にゲート電圧の下降速度を制御することが困難であるため、パワースイッチング素子の電流にリンギングを生じてしまい、パワースイッチング素子にサージ電圧が印加される原因となる。

本発明は、上記問題点を鑑みてなされたものであり、パワースイッチング素子のオンオフ制御および異常時の保護を行う駆動装置において、負荷短絡で過大な電流が流れたときにゲート電圧を適切に制御して保護することを目的とする。

ここに開示される発明は、上記目的を達成するために以下の技術的手段を採用する。なお、特許請求の範囲およびこの項に記載した括弧内の符号は、ひとつの態様として後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであって、発明の技術的範囲を限定するものではない。

上記目的を達成するために、本発明は、負荷（３００）を駆動するパワースイッチング素子（２００）のゲート電流を制御して、パワースイッチング素子をオンするオン側回路（１１０）と、主電源に対してオン側回路と直列に接続され、パワースイッチング素子をオフするオフ側回路（１２０）とを備え、パワースイッチング素子のゲートがオン側回路とオフ側回路との中間点に接続された駆動装置であって、パワースイッチング素子のコレクタ電流の電流値に基づいて、パワースイッチング素子のゲート電流を制御する保護回路（１３０）を備え、該保護回路は、パワースイッチング素子のゲート電荷を引き抜くための定電流を規定する定電流回路（１３１）と、定電流回路とパワースイッチング素子のゲートとの電気的な接続を制御する保護スイッチ（１３２）と、パワースイッチング素子のコレクタ電流の電流値が、所定の閾値を上回ったことを検出するコレクタ電流検出部（１３３）と、を有し、該コレクタ電流検出部は、パワースイッチング素子のコレクタ電流の電流値が、所定の閾値として負荷の短絡を示す第１閾値を上回ってから所定時間後に、オン側回路をオフしてパワースイッチング素子を主電源から切り離すとともに、保護スイッチをオンするものであり、パワースイッチング素子のコレクタ電流の閾値としての第１閾値に加えて、電流値が第１閾値よりも高い第２閾値が設定され、コレクタ電流検出部は、パワースイッチング素子のコレクタ電流が、第２閾値より高い状態から遷移して第２閾値に達するまで、保護スイッチをオン状態とすることを特徴としている。

これによれば、短絡によるコレクタ電流の増加を抑制するためにパワースイッチング素子のゲートから電荷を引き抜く際、その引き抜き先として定電流回路が設けられている。このため、パワースイッチング素子のゲート電荷は、一定の早さで引き抜かれることになる。換言すれば、ゲート電圧ひいてはコレクタ電流を一定のスルーレートで低減することができる。したがって、ゲート電圧ひいてはコレクタ電流の波形のなまりや、これら電圧や電流が急激に減少することによるリンギングを抑制することができる。

第１実施形態に係る駆動装置の概略構成を示す回路図である。従来構成における駆動装置の駆動を示すタイミングチャートである。従来構成における駆動装置の駆動を示すタイミングチャートである。第１実施形態に係る駆動装置の駆動を示すタイミングチャートである。変形例１に係る駆動装置の駆動を示すタイミングチャートである。第２実施形態に係る駆動装置の概略構成を示す回路図である。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。なお、以下の各図相互において、互いに同一もしくは均等である部分に、同一符号を付与する。

（第１実施形態）
最初に、図１を参照して、本実施形態に係る駆動装置の概略構成について説明する。

図１に示すように、この駆動装置１００は、負荷３００を駆動するパワースイッチング素子としての絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）２００の駆動を制御するものである。

この駆動装置１００は、オン側回路１１０と、オフ側回路１２０と、保護回路１３０と、を備えている。

オン側回路１１０およびオフ側回路１２０は主電源とＧＮＤとの間で直列に接続され、その中間点にＩＧＢＴ２００のゲートが接続されている。オン側回路１１０は、ＰＭＯＳトランジスタにより構成され、このＰＭＯＳトランジスタがオン状態のときにはＩＧＢＴ２００のゲートに電源電圧Ｖｃｃが印加される。これによりＩＧＢＴ２００がオン状態になり、ＩＧＢＴ２００のコレクタ−エミッタ間に電流が流れ、負荷３００に電力が供給される。

オフ側回路１２０は、ＮＭＯＳトランジスタにより構成され、このＮＭＯＳトランジスタがオン状態のときにはＩＧＢＴ２００のゲートから電荷が引き抜かれてＩＧＢＴ２００がオフ状態になる。

保護回路１３０は、ＩＧＢＴ２００のコレクタ電流Ｉｃに基づいて、ＩＧＢＴ２００のゲート電流、ひいてはゲート電圧を制御する。この保護回路１３０は、ＩＧＢＴ２００のゲート電荷を一定の割合で引き抜くための定電流回路１３１と、該定電流回路１３１とＩＧＢＴ２００との電気的な接続を制御して定電流回路１３１の有効／無効を規定する保護スイッチ１３２と、ＩＧＢＴ２００のコレクタ電流Ｉｃを検出するコレクタ電流検出部１３３と、を有している。

コレクタ電流検出部１３３は、負荷３００の短絡に起因するＩＧＢＴ２００のコレクタ電流の異常を検出する回路である。このコレクタ電流検出部１３３は、ＩＧＢＴ２００のコレクタ電流Ｉｃを電圧に変換するための抵抗器１４０と、コンパレータ１４１，１４２と、コンパレータ１４１，１４２の入力端子Ａに閾値となる電圧を与える電圧源１４３，１４４と、を有している。

より詳しく説明する。図１に示すように、コンパレータ１４１の一方の入力端子Ａには電圧源１４３が接続されている。そして、他方の入力端子Ｂは、ＩＧＢＴ２００のセンスエミッタ端子ＳＥとＧＮＤとの間に接続された抵抗器１４０との中間点に接続されている。すなわち、コンパレータ１４１における入力端子Ｂには、ＩＧＢＴ２００のセンスエミッタ端子ＳＥからＧＮＤに向かって流れる電流と抵抗器１４０の抵抗値に対応した電圧が印加されている。入力端子Ｂに印加される電圧は、センスエミッタ端子ＳＥからＧＮＤに向かって流れる電流に比例する。つまり、この電圧はＩＧＢＴ２００のコレクタ電流が大きくなるほど高電圧となる。

コンパレータ１４１は、センスエミッタ端子ＳＥを流れる電流に対応した電圧が、電圧源１４３の電圧を超えた場合、すなわち、コレクタ電流Ｉｃが所定の閾値（負荷３００の短絡を示す第１閾値）を超えた場合に、後述のフィルタ回路１３４を介して保護スイッチ１３２をオンし、オン側回路１１０をオフするように制御信号を出力する。

コンパレータ１４２についても、コンパレータ１４１と同様の構成である。すなわち、コンパレータ１４２の一方の入力端子Ａには電圧源１４４が接続されている。そして、他方の入力端子Ｂは、ＩＧＢＴ２００のセンスエミッタ端子ＳＥとＧＮＤとの間に接続された抵抗器１４０との中間点に接続されている。

そして、コンパレータ１４２は、センスエミッタ端子ＳＥを流れる電流に対応した電圧が、電圧源１４４の電圧に到達した場合、すなわち、コレクタ電流Ｉｃが所定の閾値（特許請求の範囲に記載の第２閾値に相当）に到達した場合に、フィルタ回路１３４を介して保護スイッチ１３２をオフするように制御信号を出力する。

上記したように、電圧源１４３はＩＧＢＴ２００にとって負荷３００が短絡状態にあると判断されるような電圧が設定され、第１閾値を規定している。また、電圧源１４４は第１閾値よりも高い電圧が設定され、第２閾値を規定している。

先出のフィルタ回路１３４は、信号が入力されてから、予め設定された所定のフィルタ時間後に、入力に対応した制御信号を出力する回路である。

例えば、本実施形態におけるフィルタ回路１３４は、ＩＧＢＴ２００のコレクタ電流Ｉｃが第１閾値を上回ると、予め設定された第１フィルタ時間後にオフ側回路１２０をオンするように制御信号を出力する。加えて、フィルタ回路１３４は、ＩＧＢＴ２００のコレクタ電流が第１閾値を上回ると、予め設定された第２フィルタ時間後に、保護スイッチ１３２をオンするとともに、オン側回路１１０をオフするように制御信号を出力する。

また、本実施形態におけるフィルタ回路１３４は、ＩＧＢＴ２００のコレクタ電流Ｉｃが第２閾値よりも高い状態から第２閾値に到達すると、予め設定された第３フィルタ時間後に保護スイッチ１３２をオフするように制御信号を出力する。なお、後述する、駆動装置１００の動作の説明において、この第３フィルタ時間は、便宜上ゼロに設定されている。すなわち、フィルタ回路１３４は、ＩＧＢＴ２００のコレクタ電流Ｉｃが第２閾値よりも高い状態から第２閾値に到達すると同時に、保護スイッチ１３２をオフするように制御信号を出力する。

なお、このフィルタ回路１３４は、ＩＧＢＴ２００のスイッチングノイズ等によって、保護回路１３０が誤って動作することを防止するために設けられている。

次に、図２〜図４を参照して、本実施形態に係る駆動装置１００の動作および作用効果について説明する。

まず、従来技術において、ＩＧＢＴ２００の保護動作が行われた場合の挙動について説明する。

特許文献１に記載の保護回路は、低下させた後のゲート電圧の値を抵抗分圧によって規定する方式を採用している。このため、図２に示すように、時刻ｔ２において保護回路が動作し、ゲート電圧の低下が開始されても、長い時定数のため、コレクタ電流Ｉｃの大きな状態が維持されてしまう。その結果、ＩＧＢＴ２００へのストレスが大きくなってしまう。また、ゲート電圧の値を抵抗分圧により一定値に規定する方式であるため、ＩＧＢＴ２００のゲート容量ばらつきに起因してゲート電流にばらつきが生じてしまう。

また、特許文献２に記載の電力変換装置は、ゲート電圧の値をツェナーダイオードにより規定する方式を採用している。このため、図３に示すように、時刻ｔ２において保護回路が動作するとゲート電圧が急激に減少して、ゲート電圧およびコレクタ電流Ｉｃにリンギングが発生してしまう。コレクタ電流Ｉｃにリンギングが発生すると、コレクタ電圧に大きなサージ電圧が印加されてしまう。

次いで、図４を参照して、本実施形態に係る駆動装置１００による保護動作が行われた場合の挙動について説明する。

図４において、時刻ｔ１以前はＩＧＢＴ２００がオフの状態である。すなわち、オフ側回路１２０がオン（有効）状態、かつ、オン側回路１１０がオフ（無効）状態であり、ＩＧＢＴ２００のゲートには電圧が印加されていない。

時刻ｔ１において、図示しない制御部によりＩＧＢＴ２００をオンする旨の制御信号を受けると、駆動装置１００におけるオン側回路１１０がオンされ、オフ側回路１２０がオフされる。これにより、ＩＧＢＴ２００のゲート電圧が上昇を始める。ゲート電圧がＩＧＢＴ２００に固有の閾値電圧（いわゆるＶｔｈ）を超えると、ＩＧＢＴ２００にコレクタ電流Ｉｃが流れ始める。

ここで、負荷３００が短絡していた場合、ＩＧＢＴ２００には過大なコレクタ電流Ｉｃが流れることになる。コレクタ電流Ｉｃが電圧源１４３により規定された第１閾値を超えると、フィルタ回路１３４が第１フィルタ時間のカウントを開始する。また、本実施形態では、第１フィルタ時間のカウントと同時に、第２フィルタ時間のカウントも開始される。

コレクタ電流Ｉｃが第１閾値を超えてから第２フィルタ時間後である時刻ｔ２において、保護スイッチ１３２がオンされると同時に、オン側回路１１０がオフされる。これにより、ＩＧＢＴ２００のゲートは主電源およびＧＮＤから切り離された状態となり、ゲート電荷は定電流回路１３１のみによって引き抜かれる。換言すれば、ゲートからの電荷の引き抜きが、定電流回路１３１によって一定の早さで行われる。これによれば、ゲート電圧を一定のスルーレートで低減することができる。したがって、ゲート電圧の波形のなまりや、ゲート電圧が急激に減少することによるリンギングを抑制することができる。

ＩＧＢＴ２００のゲートから電荷が引き抜かれることにより、ゲート電流が第２閾値よりも高い状態から下降して第２閾値に到達する（時刻ｔ３）と、保護スイッチ１３２がオフされる。これにより、ＩＧＢＴ２００のゲートは電気的にフローティングとなる。仮に、負荷３００の短絡が偽であった場合にはコレクタ電流Ｉｃは第１閾値を下回るため、オン側回路１１０がオンされ、ＩＧＢＴ２００は通常動作に戻る。負荷３００の短絡が真であった場合には、ゲート電圧は一定であり、コレクタ電流Ｉｃも一定値を維持する。

そして、コレクタ電流Ｉｃが第１閾値を超えてから第１フィルタ時間後である時刻ｔ４において、オフ側回路１２０がオン状態となり、ＩＧＢＴ２００は動作を停止する。これにより、ＩＧＢＴ２００は過大な電流から保護される。

このように、コレクタ電流検出部１３３がＩＧＢＴ２００のコレクタ電流Ｉｃをモニタし、その電流値が第２閾値に達した時点でゲートがフローティングとされるため、コレクタ電流ＩｃをＩＧＢＴ２００のゲート容量ばらつきに依存せず一定に維持することができる。つまり、保護スイッチ１３２をオフした後も、コレクタ電流Ｉｃのばらつきを抑制することができる。これにより、第２閾値を第１閾値にできるだけ近い値に設定することができる。第２閾値が第１閾値に対して大きい値の場合、コレクタ電流Ｉｃが高い状態で維持されて、ＩＧＢＴ２００へのストレスが大きくなってしまう。これに対して、本実施形態では、従来の構成に較べて第２閾値を第１閾値に近づけることができるため、ＩＧＢＴ２００へのストレスを小さくすることができる。

（変形例１）
上記した第１実施形態においては、コレクタ電流Ｉｃの閾値として、負荷３００の短絡を示す第１閾値と、第１閾値よりも高い値に設定された第２閾値を有する例について説明した。第１実施形態に較べてノイズ耐量を向上させるものとして、第２閾値よりも電流値の高い第３閾値を設定することもできる。

第１実施形態においては、コレクタ電流Ｉｃが第１閾値を超えた場合に、オフ側回路１２０をオンするための第１フィルタ時間、および、保護スイッチ１３２をオンするための第２フィルタ時間のカウントが開始されるように構成されていた。これに対して、本変形例では、図５に示すように、コレクタ電流Ｉｃが第１閾値を超えた場合には、第１フィルタ時間のみがカウントを開始される。そして、コレクタ電流Ｉｃが第３閾値を超えると、保護スイッチ１３２をオンするための第４フィルタ時間のカウントが開始される。

これによれば、ＩＧＢＴ２００を保護するための保護スイッチ１３２をオンする閾値が、第１閾値および第２閾値よりも高い第３閾値に設定されるから、コレクタ電流Ｉｃに、第１閾値を超えるようなパルスノイズが発生した場合でも、誤って保護スイッチ１３２がオンされることを回避することができる。したがって、第１実施形態に較べてノイズ耐量を向上させることができる。

（変形例２）
保護スイッチ１３２がオンされた時刻以降にオフ側回路１２０をオンする場合においては、保護スイッチ１３２がオンされなかった場合に較べて、オフ側回路１２０のドライブ能力を低下させるおくことが好ましい。つまり、例えば図４において、保護スイッチ１３２が動作した時刻ｔ２以降の時刻ｔ４において、オフ側回路１２０をオンする場合には、保護スイッチ１３２が動作しない、すなわち負荷３００の短絡が生じていない通常駆動の場合に較べて、オフ側回路１２０のドライブ能力を低下させておくと良い。

負荷３００が短絡した状態では、ＩＧＢＴ２００のコレクタ電流Ｉｃが定格を大きく超えている。このため、通常動作と同じドライブ能力を以ってオフ側回路１２０をオンすると、コレクタ電圧が急激に上昇して過大なサージ電圧が発生する虞があり、ＩＧＢＴ２００の故障の原因となる。上記したように、負荷３００に短絡が発生して保護スイッチ１３２が動作した場合には、負荷３００の短絡が生じていない通常駆動の場合に較べて、オフ側回路１２０のドライブ能力を低下させておくことによって、コレクタ電圧のサージを抑制することができる。

（変形例３）
また、ＩＧＢＴ２００のコレクタ電流Ｉｃの電流値が、第１閾値を上回ってから所定時間後（例えば、第１実施形態においては第２フィルタ時間後）に、オン側回路１１０をオフしてＩＧＢＴ２００を主電源から切り離す場合において、オン側回路１１０を完全にオフすることなく、主電源からＩＧＢＴ２００のゲートに、定電流回路１３１により供給される電流よりも小さい電流を注入するようにすることが好ましい。

具体的には、図４および図５における時刻ｔ２において、ＩＧＢＴ２００のゲート電荷を定電流回路１３１によって引き抜くと同時に、オン側回路１１０を構成するＭＯＳトランジスタのゲートに閾値電圧近傍の電圧を印加して、主電源からゲートに対して微小電流を供給する。これによれば、ゲート電流およびゲート電圧のスルーレートを小さくして、これら電流および電圧の低下に伴うアンダーシュートを抑制することができる。したがって、上記した第１実施形態およびその変形例に較べて、時刻ｔ３後のコレクタ電流Ｉｃのばらつきを抑制することができる。

（第２実施形態）
第１実施形態およびその各変形例では、保護回路１３０における定電流回路１３１がＩＧＢＴ２００のゲートに直接接続されることによってゲート電荷を引き抜く例について説明した。しかしながら、保護回路１３０は、コレクタ電流Ｉｃに基づいて、ＩＧＢＴ２００のゲート電流を制御可能に構成されていればよい。

例えば、図６に示すように、ＩＧＢＴ２００のゲート電流を、オフ側回路１２０を介して引き抜く構成としてもよい。以下、具体的に説明する。なお、コレクタ電流検出部１３３およびフィルタ回路１３４は第１実施形態と同様の構成であるため、その説明を割愛する。

この駆動装置１００は、オフ側回路１２０として、２つのＮＭＯＳトランジスタ（Ｔｒ１，Ｔｒ２）を有している。これらＮＭＯＳトランジスタは、出力トランジスタとしてのメインＭＯＳトランジスタＴｒ１と、メインＭＯＳトランジスタＴｒ１のドレイン電流を規定するセンスＭＯＳトランジスタＴｒ２とから構成されている。本実施形態では、メインＭＯＳトランジスタＴｒ１が、センスＭＯＳトランジスタＴｒ２に対してカレントミラーを構成するようになっている。具体的には、メインＭＯＳトランジスタＴｒ１のゲートはセンスＭＯＳトランジスタＴｒ２のゲートと共通とされ、ソースが共通してＧＮＤに接続されている。メインＭＯＳトランジスタＴｒ１のドレインはＩＧＢＴ２００のゲートに接続されている。

このような構成では、メインＭＯＳトランジスタＴｒ１には、センスＭＯＳトランジスタＴｒ２とのサイズ比と同一の電流比でドレイン電流が流れる。

また、オフ側回路１２０は、センスＭＯＳトランジスタＴｒ２のドレイン電流を制御するためのオペアンプ１２１と、該オペアンプ１２１の出力を規定するための基準抵抗１２２と、該オペアンプ１２１の一つの入力端子に参照電位Ｖｒｅｆを与える参照電源１２３と、を有している。オペアンプ１２１は、図示しない制御部などからＩＧＢＴ２００をオフさせることを示す制御信号が入力されると、センスＭＯＳトランジスタＴｒ２のゲートに電圧を印加することで、ＩＧＢＴ２００のゲートから一定の電流が引き抜かれるようになっている。

基準抵抗１２２は、シャント抵抗であり、センスＭＯＳトランジスタＴｒ２のドレイン電流の電流値を規定する。ひいては、ＩＧＢＴ２００のゲートから引き抜かれる電流の電流値を規定する。ＩＧＢＴ２００のゲートから引き抜かれる電流は、メインＭＯＳトランジスタＴｒ１に流れるドレイン電流である。そして、メインＭＯＳトランジスタＴｒ１はセンスＭＯＳトランジスタＴｒ２とともにカレントミラーを構成しているので、ＩＧＢＴ２００のゲートから引き抜かれる電流はセンスＭＯＳトランジスタＴｒ２のドレイン電流に依存する。

このような構成では、ＩＧＢＴ２００をオフさせることを示す制御信号が入力されると、オペアンプ１２１が駆動されてセンスＭＯＳトランジスタＴｒ２にゲート電圧が印加される。このときのドレイン電流は基準抵抗１２２の抵抗値Ｒにより規定される。そして、その電流値は、基準抵抗１２２とセンスＭＯＳトランジスタＴｒ２との間の接続点の電位が、参照電位Ｖｒｅｆに近づくように、オペアンプ１２１の出力が調整されることによりフィードバック制御される。これにより、センスＭＯＳトランジスタＴｒ２のドレイン電流が高精度に一定の値（＝（Ｖｃｃ−Ｖｒｅｆ）／Ｒ）に制御される。よって、ＩＧＢＴ２００のゲートから引き抜かれる電流も、高精度に一定電流とされる。

なお、オフ側回路１２０は、オペアンプ１２１によるメインＭＯＳトランジスタＴｒ１への電流供給をオンオフする制御スイッチ１２４を有している。この制御スイッチ１２４がオン状態であれば、オペアンプ１２１からセンスＭＯＳトランジスタＴｒ２にゲート電圧が印加されてオフ側回路１２０がオン状態となる。

また、この駆動装置１００は、第１実施形態と同様に、定電流回路１３１を有している。ただし、本実施形態における定電流回路１３１は、図６に示すように、オフ側回路１２０におけるメインＭＯＳトランジスタＴｒ１とカレントミラーを構成するＮＭＯＳトランジスタＴｒ３にドレイン電流を与えるように接続されている。メインＭＯＳトランジスタＴｒ１とＮＭＯＳトランジスタＴｒ３は、互いのゲートがスイッチを介して接続されている。このスイッチがオン状態であれば、メインＭＯＳトランジスタＴｒ１とＮＭＯＳトランジスタＴｒ３がカレントミラーを構成し、定電流回路１３１により規定される電流がＴｒ１のドレイン電流として流れ、ＩＧＢＴ２００のゲート電荷を引き抜くようになっている。すなわち、このスイッチが上記した第１実施形態およびその変形例における保護スイッチ１３２に相当する。

本実施形態のように構成すれば、保護回路１３０による保護のためのＩＧＢＴ２００からのゲート電流の引き抜きと、オフ側回路１２０によるオフ動作のためのＩＧＢＴ２００からのゲート電流の引き抜きについて、一つのＮＭＯＳトランジスタ、つまりメインＭＯＳトランジスタＴｒ１を共用することができる。

（その他の実施形態）
以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明は上記した実施形態になんら制限されることなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲において、種々変形して実施することが可能である。

第１閾値および第２閾値について、一定のゲート電圧のもとで予め測定されたパワースイッチング素子のコレクタ電流に対応した値に設定されることが好ましい。図示しないが、駆動装置１００にメモリ回路を設け、駆動装置１００の出荷前検査（製造後に行われる特性検査）において測定されたＩＧＢＴ２００の所定のコレクタ電流Ｉｃに対するセンスエミッタ端子ＳＥの電圧に対応した閾値をメモリに記憶するようにする。具体的には、センスエミッタ端子ＳＥの電圧が大きいほど第１閾値および第２閾値の値を大きく設定し、通常のスイッチング動作時のノイズで、誤って短絡保護動作する誤動作を防止できる。また、第２閾値を出来る限り第１閾値に近づけるように設定することができるため、ＩＧＢＴ２００のストレスを軽減することができる。

また、上記した各実施形態では、負荷３００が短絡した場合の保護動作について記載したが、これに加えて、負荷３００の短絡ほどではないにせよ、ＩＧＢＴ２００のコレクタの定格以上の過大な電流が流れる過電流の状態においても、本発明を適用することができる。この場合は、第１閾値、第２閾値および第３閾値を、短絡の場合に較べて小さな値に設定する。

上記した各実施形態では、パワースイッチング素子としてＩＧＢＴ２００を例示したが、この例に限定されない。例えば、パワースイッチング素子として、パワーＭＯＳトランジスタ等についても本発明を適用することができる。

１００・・・駆動装置
１１０・・・オン側回路
１２０・・・オフ側回路
１３０・・・保護回路
１３１・・・定電流回路
１３２・・・保護スイッチ
１３３・・・コレクタ電流検出部
２００・・・パワースイッチング素子（ＩＧＢＴ）

Claims

負荷（３００）を駆動するパワースイッチング素子（２００）のゲート電流を制御して、前記パワースイッチング素子をオンするオン側回路（１１０）と、主電源に対して前記オン側回路と直列に接続され、前記パワースイッチング素子をオフするオフ側回路（１２０）とを備え、前記パワースイッチング素子のゲートが前記オン側回路と前記オフ側回路との中間点に接続された駆動装置であって、
前記パワースイッチング素子のコレクタ電流の電流値に基づいて、前記パワースイッチング素子のゲート電流を制御する保護回路（１３０）を備え、
該保護回路は、
前記パワースイッチング素子のゲート電荷を引き抜くための定電流を規定する定電流回路（１３１）と、
前記定電流回路と前記パワースイッチング素子のゲートとの電気的な接続を制御する保護スイッチ（１３２）と、
前記パワースイッチング素子のコレクタ電流の電流値が、所定の閾値を上回ったことを検出するコレクタ電流検出部（１３３）と、を有し、
該コレクタ電流検出部は、前記パワースイッチング素子のコレクタ電流の電流値が、所定の閾値として前記負荷の短絡を示す第１閾値を上回ってから所定時間後に、前記オン側回路をオフして前記パワースイッチング素子を前記主電源から切り離すとともに、前記保護スイッチをオンするものであり、
前記パワースイッチング素子のコレクタ電流の閾値としての前記第１閾値に加えて、電流値が前記第１閾値よりも高い第２閾値が設定され、
前記コレクタ電流検出部は、前記パワースイッチング素子のコレクタ電流が、前記第２閾値より高い状態から遷移して前記第２閾値に達するまで、前記保護スイッチをオン状態とすることを特徴とする駆動装置。
前記第１閾値は、一定のコレクタ電流のもとで予め測定された前記パワースイッチング素子のセンスエミッタ端子の電圧（ＳＥ）に対応した値に設定されることを特徴とする請求項１に記載の駆動装置。
前記第２閾値は、一定のコレクタ電流のもとで予め測定された前記パワースイッチング素子のセンスエミッタ端子の電圧に対応した値に設定されることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の駆動装置。
前記パワースイッチング素子のコレクタ電流の閾値として、電流値が前記第１閾値および前記第２閾値よりも高い第３閾値が設定され、
前記コレクタ電流検出部は、前記パワースイッチング素子のコレクタ電流が前記第３閾値を上回ってから、予め設定されたフィルタ時間後に、前記保護スイッチをオンすることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の駆動装置。
前記保護スイッチがオンされた時刻以降に前記オフ側回路をオンする場合においては、前記保護スイッチがオンされなかった場合に較べて、前記オフ側回路のドライブ能力を低下させることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の駆動装置。
前記パワースイッチング素子のコレクタ電流の電流値が、前記第１閾値を上回ってから所定時間後に、前記オン側回路をオフして前記パワースイッチング素子を前記主電源から切り離す場合において、
前記オン側回路を完全にオフすることなく、前記主電源から前記パワースイッチング素子のゲートに、前記保護回路における前記定電流回路により供給される電流よりも小さい電流を注入することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の駆動装置。