JP2017212583A - 半導体素子の保護回路 - Google Patents
半導体素子の保護回路 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2017212583A JP2017212583A JP2016104315A JP2016104315A JP2017212583A JP 2017212583 A JP2017212583 A JP 2017212583A JP 2016104315 A JP2016104315 A JP 2016104315A JP 2016104315 A JP2016104315 A JP 2016104315A JP 2017212583 A JP2017212583 A JP 2017212583A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- diode
- circuit
- comparator
- input terminal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Power Conversion In General (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
Abstract
【課題】帰還容量が比較的小さい半導体素子についてもフルショート,ハーフショートの何れにも対応して確実に保護動作を行う。
【解決手段】電圧検出回路11に、電圧源Vref1とコンパレータ4の非反転入力端子との間に接続されるダイオードD2,及び前記入力端子とFET1のドレインとの間に接続されるダイオードD1を含んでなる分圧回路を備え、電圧検出回路11は、FET1がターンオンした際に、そのドレイン電圧がソース電圧と同等に変化しなければ、コンパレータ4の非反転入力端子に閾値電圧を上回る電圧をダイオードD1を介して印加する。また電流検出回路12に、ダイオードD2がオフの状態でFET1を介して流れる電流を分流した電流が流れるFET5と、FET5を介して流れる電流が通電される抵抗R3,当該抵抗R3の端子電圧をコンパレータ4の非反転入力端子に印加するダイオードD3を備える。
【選択図】図1
【解決手段】電圧検出回路11に、電圧源Vref1とコンパレータ4の非反転入力端子との間に接続されるダイオードD2,及び前記入力端子とFET1のドレインとの間に接続されるダイオードD1を含んでなる分圧回路を備え、電圧検出回路11は、FET1がターンオンした際に、そのドレイン電圧がソース電圧と同等に変化しなければ、コンパレータ4の非反転入力端子に閾値電圧を上回る電圧をダイオードD1を介して印加する。また電流検出回路12に、ダイオードD2がオフの状態でFET1を介して流れる電流を分流した電流が流れるFET5と、FET5を介して流れる電流が通電される抵抗R3,当該抵抗R3の端子電圧をコンパレータ4の非反転入力端子に印加するダイオードD3を備える。
【選択図】図1
Description
本発明は、電圧駆動型の半導体素子に駆動信号を出力する駆動回路に接続され、前記半導体素子の保護動作を行う回路に関する。
例えばインバータ回路のような駆動回路を介してモータ等を駆動制御する際には、インバータ回路を構成する半導体素子が短絡故障することで過電流が流れたことを検出して、保護動作を行う必要がある。ここで、半導体素子の短絡故障に基づき過電流が流れる状態を「フルショート」と称すると、例えば通電経路に何らかの異常が発生することで、フルショートには及ばないレベルの過電流が流れるケースもある。これを「ハーフショート」と称する。このように過電流に対する保護動作を行うものとして、例えば特許文献1,2に開示されている構成がある。
特許文献1に開示されている構成では、フルショートに対応した保護動作は可能であるがハーフショートには対応していない。また、特許文献2に開示されている構成では、フルショート,ハーフショートの何れにも対応しているが、以下のような問題がある。
IGBTに短絡異常が発生した場合に、コレクタ電圧が一瞬落ち込んだ後に、電源電圧付近まで復帰するように変動する。この時、コレクタ電圧の時間変化とIGBTのコレクタ−ゲート間の帰還容量とに応じた電流がゲートに流入することで、ゲート電圧が電源電圧以上に持ち上がる。特許文献2では、ゲート電圧のこのような変化を捉えてフルショートに対応した保護動作を行っている。
特許文献2のようにフルショートを検出するには、IGBTのコレクタにおけるインダクタンス,及び前記帰還容量にある程度の大きさがあることに伴い、大きなオーバーシュート電圧が発生することが前提となっている。これに対して、上記のインダクタンス及び帰還容量が比較的小さい、例えばGaN等の半導体素子の場合には、短絡故障時に発生するオーバーシュート電圧が小さくなり、故障検出ができなくなるおそれがある。
加えて、帰還容量が比較的小さい半導体素子は高速なスイッチング動作が可能であるため、その際のゲート電圧にはサージが重畳し易い。したがって、ゲートに発生するオーバーシュート電圧に基づいて故障検出を行うと、誤検出が発生する可能性が高くなることも想定される。
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、帰還容量が比較的小さい半導体素子についても、フルショート,ハーフショートの何れにも対応して確実に保護動作を行うことができる半導体素子の保護回路を提供することにある。
請求項1記載の半導体素子の保護回路によれば、電圧検出回路に、電圧源とコンパレータの入力端子との間に接続される第1ダイオード,及び前記入力端子と保護対象素子の高電位側導通端子との間に接続される第2ダイオードを含んでなる分圧回路を備える。そして、電圧検出回路は、保護対象素子がターンオンした際に、高電位側導通端子の電圧が同素子の低電位側導通端子の電圧と同等に変化しなければ、コンパレータの入力端子に閾値電圧を上回る電圧を、第1ダイオードを介して印加する。
また、電流検出回路を、第1ダイオードがオフの状態で保護対象素子を介して流れる電流を分流した電流が流れる電流検出素子と、当該素子を介して流れる電流が通電される検出用抵抗素子と、当該素子の端子電圧をコンパレータの入力端子に印加する第3ダイオードとを備えて構成する。
したがって、保護対象素子に例えば短絡故障が発生して過電流が流れた際には、前記電圧源から第1及び第2ダイオードを介して電流が流れるので、電圧検出回路がコンパレータの入力端子の電位を上昇させて異常検出信号を出力させることができる。
したがって、保護対象素子に例えば短絡故障が発生して過電流が流れた際には、前記電圧源から第1及び第2ダイオードを介して電流が流れるので、電圧検出回路がコンパレータの入力端子の電位を上昇させて異常検出信号を出力させることができる。
一方、保護対象素子に短絡故障が発生せずとも、前記過電流に準じたレベルの大きな電流が流れると、第1ダイオードはオフ状態を維持する。このとき前記電流は、電流検出素子,検出用抵抗素子及び第3ダイオードを介してコンパレータの入力端子に流入する。したがって、電流検出回路がコンパレータの入力端子の電位を上昇させて異常検出信号を出力させることができる。
このように構成すれば、1つのコンパレータにより短絡故障レベルの過電流状態と、それに準じたレベルの過電流状態とを検出することができる。そして、帰還容量が比較的小さい半導体素子を保護対象とする際に、ノイズの影響を受け難くして保護動作を確実に行うことができる。
請求項2記載の半導体素子の保護回路によれば、コンパレータの出力信号を所定の時間だけ遅延させて出力する遅延回路を備える。これにより、保護対象素子の導通制御端子の電位がターンオンする方向に変化を開始した時点から、実際にターンオンするまでにある程度の時間を要する際にも、遅延回路により付与する遅延時間に応じて異常検出信号を出力させるタイミングが適切となるように調整できる。
(第1実施形態)
図1に示すように、本実施形態が保護対象とする半導体素子は、例えばインバータ回路を構成する、負側に接続されるGaN_MOSFET1である。このFET1に対しては、図示しない制御回路よりゲート信号Vsigが与えられてスイッチング制御される。ゲート信号Vsigは例えばPWM(Pulse Width Modulation)信号であり、ANDゲート2,ゲートドライバ3及びゲート抵抗Rgを介してFET1のゲートに与えられる。ANDゲート2は保護動作部に相当し、ゲートドライバ3は駆動回路に相当する。
図1に示すように、本実施形態が保護対象とする半導体素子は、例えばインバータ回路を構成する、負側に接続されるGaN_MOSFET1である。このFET1に対しては、図示しない制御回路よりゲート信号Vsigが与えられてスイッチング制御される。ゲート信号Vsigは例えばPWM(Pulse Width Modulation)信号であり、ANDゲート2,ゲートドライバ3及びゲート抵抗Rgを介してFET1のゲートに与えられる。ANDゲート2は保護動作部に相当し、ゲートドライバ3は駆動回路に相当する。
電圧源Vref1の正側端子は、抵抗R2,順方向のダイオードD2,抵抗R1,順方向のダイオードD1の直列回路を介してFET1のドレインに接続されている。ダイオードD2のカソードは、コンパレータ4の非反転入力端子に接続されている。ここで、電圧源Vref1の電圧は、インバータ回路に供給される駆動電源電圧よりも低いレベルに設定されている。
FET1のドレインとグランドとの間には、NチャネルMOSFET5及び抵抗R3の直列回路が接続されており、FET5のゲートはFET1のゲートに接続されている。抵抗R3は検出用抵抗素子に相当する。FET5には、FET1がオンした際に流れるドレイン電流が所定の分流比で流れる。FET5は電流検出用の半導体素子であるが、このFET5には、FET1に付随して形成される電流検出用のFETを用いても良い。
FET5のソースは、抵抗R4及び順方向のダイオードD3の直列回路を介してコンパレータ4の非反転入力端子に接続されている。前記ドレイン,ソースは、それぞれ高電位側,低電位側導通端子に相当し、ゲートは導通制御端子に相当する。また、ダイオードD3のアノードは、コンデンサC1を介してグランドに接続されており、コンデンサC1は抵抗R4と共にローパスフィルタ6を構成している。
コンパレータ4の反転入力端子には電圧源Vref2が接続されており、その電圧は故障検出用の閾値である。コンパレータ4の出力端子は、マスク時間設定IC7を介してANDゲート2の負論理の入力端子に接続されている。図2に示すように、マスク時間設定IC7は、例えば2個のANDゲート8及び9と、1個以上,例えばn個のバッファ10(1〜n)とで構成されている。ゲート信号Vsigは、ANDゲート8の入力端子の一方に与えられていると共に、n個のバッファ10(1〜n)の直列回路を介して同入力端子の他方に与えられている。ANDゲート8の出力端子は、ANDゲート9の入力端子の一方に接続されており、同入力端子の他方には、コンパレータ4の出力端子が接続されている。マスク時間設定IC7は遅延回路に相当する。
図3に示すように、マスク時間設定IC7は、コンパレータ4の出力信号がハイレベルを示す期間にゲート信号Vsigを信号Vmskとして出力するが、信号Vmskの立ち上がりは、ゲート信号Vsigの立ち上がりに対して、n個のバッファ10(1〜n)により付与される遅延時間すなわち、マスク時間分だけ遅れたものとなる。
以上において、ダイオードD2,D1,D3はそれぞれ第1,第2,第3ダイオードに相当する。また、電圧源Vref1,抵抗R2,ダイオードD2,抵抗R1及びダイオードD1は電圧検出回路11を構成している。また、FET5,抵抗R3,ローパスフィルタ6及びダイオードD3は電流検出回路12を構成している。そして、上記構成よりゲートドライバ3を除いたものが、保護回路13を構成している。
次に、本実施形態の作用について説明する。
<正常時>
図4に示すように、(1)ゲート信号Vsigがハイレベルに立ち上がるFET1のターンオン開始時において、FET1のドレインには、インバータ回路の正側に配置されているFETを介して高い電圧が印加されている。したがって、ダイオードD1はオフであり、コンパレータ4の非反転入力端子には、電圧源Vref1の電圧が抵抗R2及びダイオードD2を介して印加されている。この時の非反転入力端子電位Vcompiは、電圧源Vref2の電圧よりも高くなるように設定されており、コンパレータ4の出力信号Vcmpoはハイレベルとなっている。
<正常時>
図4に示すように、(1)ゲート信号Vsigがハイレベルに立ち上がるFET1のターンオン開始時において、FET1のドレインには、インバータ回路の正側に配置されているFETを介して高い電圧が印加されている。したがって、ダイオードD1はオフであり、コンパレータ4の非反転入力端子には、電圧源Vref1の電圧が抵抗R2及びダイオードD2を介して印加されている。この時の非反転入力端子電位Vcompiは、電圧源Vref2の電圧よりも高くなるように設定されており、コンパレータ4の出力信号Vcmpoはハイレベルとなっている。
マスク時間設定IC7の出力信号Vmskは、ゲート信号Vsigの立ち上がりからマスク時間が経過するまではローレベルであるから、ゲート信号Vsigは、ANDゲート2を介してゲートドライバ3に入力され、駆動信号Vdrvは時点(2)で立上る。すると、時点(3)でFET1の入力容量が充電され始め、ゲート電圧Vgsが上昇を開始し、時点(4)で閾値電圧に達すると、ドレイン電流Idが流れ始める。
FET1が正常であれば時点(5)からミラー期間が始まり、ゲート電圧Vgsがミラー電圧に到達するとドレイン−ソース間電圧Vdsが減少し始める。時点(6)でミラー期間が終了し、駆動信号Vdrvの電圧までゲート電圧Vgsが上昇する。時点(7)でゲート電圧Vdsがオン電圧に達して、FET1のターンオンが完了する。すると、ダイオードD1がオンするので、コンパレータ4の入力電圧Vcmpiは、概ね電圧Vref1を抵抗R1及びR2で分圧したレベルに低下する。また、マスク時間設定IC7の出力信号Vmskは、ゲート信号Vsigの立ち上がりからマスク時間が経過した時点(7)以降に立上る。
<フルショート故障時>
フルショート故障時は、電圧検出回路11により故障検出を行う。FET1に短絡故障が発生すると、ゲート電圧Vgsは、時点(5)からミラー期間が開始されないまま、駆動信号Vdrvまで上昇する。そして、時点(7)でマスク時間が終了しても、ドレイン−ソース間電圧Vdsが高い状態となるから、コンパレータ4の入力電圧Vcmpiは、破線で示すように高いレベルのままとなる。出力信号Vcmpoもハイレベルとなり、信号Vmskもハイレベルとなるから、ゲート信号Vsigの出力がANDゲート2により阻止され、時点(8)駆動信号Vdrvがローレベルとなる。これにより、時点(9)でゲート電圧Vgsが下がり始め、ドレイン電流Idも減少し始める。時点(10)でドレイン電流Id がゼロとなり短絡保護動作が完了する。
フルショート故障時は、電圧検出回路11により故障検出を行う。FET1に短絡故障が発生すると、ゲート電圧Vgsは、時点(5)からミラー期間が開始されないまま、駆動信号Vdrvまで上昇する。そして、時点(7)でマスク時間が終了しても、ドレイン−ソース間電圧Vdsが高い状態となるから、コンパレータ4の入力電圧Vcmpiは、破線で示すように高いレベルのままとなる。出力信号Vcmpoもハイレベルとなり、信号Vmskもハイレベルとなるから、ゲート信号Vsigの出力がANDゲート2により阻止され、時点(8)駆動信号Vdrvがローレベルとなる。これにより、時点(9)でゲート電圧Vgsが下がり始め、ドレイン電流Idも減少し始める。時点(10)でドレイン電流Id がゼロとなり短絡保護動作が完了する。
<ハーフショート故障時>
ハーフショート故障時は、電流検出回路12により故障検出を行う。図5に示すように、時点(7)においてFET1のターンオンが完了した後に、FET1以外の素子,例えば、インバータ回路の対向側,正側アームのFETが半短絡した時や、地絡又は負荷短絡が発生した時には、FET1のドレイン電流Idは通常時よりも多く流れる。したがって、時点(7)以降にドレイン電流Idは増加し続け、この電流に比例して電圧Vcm及びVcmfは上昇し続ける。
ハーフショート故障時は、電流検出回路12により故障検出を行う。図5に示すように、時点(7)においてFET1のターンオンが完了した後に、FET1以外の素子,例えば、インバータ回路の対向側,正側アームのFETが半短絡した時や、地絡又は負荷短絡が発生した時には、FET1のドレイン電流Idは通常時よりも多く流れる。したがって、時点(7)以降にドレイン電流Idは増加し続け、この電流に比例して電圧Vcm及びVcmfは上昇し続ける。
時点(8)で電圧Vcmfが電圧{R2/(R1+R2)×Vref1}より高くなるとダイオードD3がオンするので、以降に電圧Vcmpiは、電圧Vcmfの上昇に比例して上昇する。時点(10)で電圧Vcmpiが電圧Vref2より高くなると、信号Vcmpoがハイレベルとなって短絡状態と判定される。そして、時点(11)で駆動信号Vdrvがローレベルになり、時点(12)でゲート電圧Vgsが下がり始めて短絡保護が開始される。
以上のように本実施形態によれば、電圧検出回路11に、電圧源Vref1とコンパレータ4の非反転入力端子との間に接続されるダイオードD2,及び前記入力端子とFET1のドレインとの間に接続されるダイオードD1を含んでなる分圧回路を備える。そして、電圧検出回路11は、FET1がターンオンした際に、そのドレイン電圧がソース電圧と同等に変化しなければ、コンパレータ4の非反転入力端子に閾値電圧を上回る電圧を、ダイオードD1を介して印加する。
また、電流検出回路12を、ダイオードD2がオフの状態でFET1を介して流れる電流を分流した電流が流れるFET5と、FET5を介して流れる電流が通電される抵抗R3と、当該抵抗R3の端子電圧をコンパレータ4の非反転入力端子に印加するダイオードD3とを備えて構成する。
したがって、FET1に短絡故障が発生して過電流が流れた際には、電圧源Vref1からダイオードD2及びD1を介して電流が流れるので、電圧検出回路11がコンパレータ4の非反転入力端子の電位を上昇させて異常検出信号を出力させることができる。一方、FET1に短絡故障が発生せずとも、前記過電流に準じたレベルの大きな電流が流れるとダイオードD1はオフ状態を維持し、前記電流は、FET5,抵抗素子R4及びダイオードD3を介してコンパレータ4の非反転入力端子に流入する。したがって、電流検出回路12がコンパレータ4の入力端子の電位を上昇させて異常検出信号を出力させることができる。
このように構成すれば、1つのコンパレータ4により短絡故障レベルの過電流状態と、それに準じたレベルの過電流状態とを検出することができる。そして、帰還容量が比較的小さいFET1を保護対象とする際に、ノイズの影響を受け難くして保護動作を確実に行うことができる。
また、マスク時間設定IC7は、コンパレータ4の出力信号を所定の時間だけ遅延させて出力するので、FET1のゲート電圧Vdsが上昇を開始した時点から、実際にターンオンするまでにある程度の時間を要する際にも、マスク時間設定IC7により付与する遅延時間に応じて異常検出信号を出力させるタイミングが適切となるように調整できる。
そして、電流検出回路12、抵抗R3とダイオードD3との間に接続される抵抗R4及びコンデンサC1からなるローパスフィルタ6を備える。これにより、ノイズの影響をより確実に低減できる。加えて、FET5にFET1に付随して形成される電流検出用のFETを用いれば、保護回路13をより小型に構成できる。
(第2実施形態)
以下、第1実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明する。図6に示すように、第2実施形態の保護回路21は、電流検出回路12に替わる電流検出回路22を備えている。電流検出回路22では、抵抗素子R4及びコンデンサC1は削除されており、これらに替えて、以下の回路によりローパスフィルタが等価的に構成されている。
以下、第1実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明する。図6に示すように、第2実施形態の保護回路21は、電流検出回路12に替わる電流検出回路22を備えている。電流検出回路22では、抵抗素子R4及びコンデンサC1は削除されており、これらに替えて、以下の回路によりローパスフィルタが等価的に構成されている。
電源Vref3とグランドとの間には、抵抗素子R4’及びR5の直列回路と、抵抗素子R6,NPNトランジスタTr1及び抵抗素子R7の直列回路と、抵抗素子R8,PNPトランジスタTr2及び抵抗素子R9の直列回路とが並列に接続されている。トランジスタTr1,Tr2を含む直列回路は、それぞれエミッタ接地回路23,24を構成している。そして、抵抗素子R4’及びR5の共通接続点はFET5のソースに接続されていると共に、トランジスタTr1のベースに接続されている。トランジスタTr1のコレクタは、トランジスタTr2のベースに接続されている。ダイオードD3のアノードは、トランジスタTr2のコレクタに接続されている。
図7に示すように、トランジスタTr1及びTr2のコレクタ抵抗をRc,エミッタ抵抗をReとすると、交流増幅率Aは(Rc/Re)となる。また、ベース・エミッタ間容量をCbe,ベース・コレクタ間容量をCbc,コレクタ・エミッタ間容量をCce,ベース端子の直列等価抵抗をRbiとする。トランジスタTr1及びTr2はエミッタ接地によりミラー効果が発生し、ベースからはベース・コレクタ間容量(帰還容量)が(1+A)Cbcと見える。そのため、下記の回路でのFパラメータは図中に示したものとなり、トランジスタTr1とTr2の伝達関数Gは、1つのトランジスタで以下のようになる。
G=A/[1+sRbi{Cbc(1+A)+Cbe+Cce}]
そして、この伝達関数Gは、ローパスフィルタ特性を示している。
以上のように第2実施形態によれば、ローパスフィルタを複数段のエミッタ接地回路23及び24により等価的に構成するので、保護回路21を更に小型に構成できる。
G=A/[1+sRbi{Cbc(1+A)+Cbe+Cce}]
そして、この伝達関数Gは、ローパスフィルタ特性を示している。
以上のように第2実施形態によれば、ローパスフィルタを複数段のエミッタ接地回路23及び24により等価的に構成するので、保護回路21を更に小型に構成できる。
(第3実施形態)
図8に示すように、第3実施形態の保護回路31では、電圧検出回路11におけるダイオードD1に替えて、NチャネルMOSFET32を接続している。そして、FET32の寄生ダイオードD1’を、ダイオードD1の代わりに使用している。FET32のゲートは、電源Vref1の正側端子に接続されている。寄生ダイオードD1’は電圧検出回路33を構成しており、FET32の寄生ダイオードD1’を除く本体部分は、電流検出回路34を構成している。
図8に示すように、第3実施形態の保護回路31では、電圧検出回路11におけるダイオードD1に替えて、NチャネルMOSFET32を接続している。そして、FET32の寄生ダイオードD1’を、ダイオードD1の代わりに使用している。FET32のゲートは、電源Vref1の正側端子に接続されている。寄生ダイオードD1’は電圧検出回路33を構成しており、FET32の寄生ダイオードD1’を除く本体部分は、電流検出回路34を構成している。
次に、第3実施形態の作用について説明する。ダイオードD1’は、第1及び第2実施形態と同様に動作するので、フルショート故障時の保護動作はこれらと同様になる。そして、ハーフショート故障時の保護動作は以下のようになる。
図9に示すように、FET1がオフしており、そのドレインに高い電圧が印加されているとダイオードD1’に電流が流れない。この時、電源Vref1からコンパレータ4の非反転入力端子へは電流が流れているが、コンパレータ4の入力インピーダンスをZcp_inとし、(Zcp_in≫R2)であれば抵抗素子R2での電圧降下は無視できる。したがって、FET32のゲートにはダイオードD2の順方向電圧が印加されている。ここで、FET32として、閾値電圧が前記順方向電圧よりも大きいものを選択すれば、FET32はオフ状態を維持する。
図9に示すように、時点(1)〜(7)においてFET1のターンオンが行われる際に、時点(5)においてゲート−ソース電圧Vgsがミラー電圧に達すると、ドレイン−ソース間電圧Vdsが低下し始める。それと同時に、FET32のゲート−ソース電圧Vgs_Q2が上昇し始める。時点(6)の直前で、電圧Vgs_Q2が閾値電圧を上回ると、FET32がターンオンする。
時点(8)で対向アームに半短絡故障が発生すると、電圧Vdsが低い状態のまま過電流が流れ始める。そのため、FET32には通常時より大きい電流が流れ、その電流は抵抗素子R4及びR3の共通接続点に流入する。これにより、第1及び第2実施形態と同様にハーフショート故障を検出して保護動作を行うことができる。
以上のように第3実施形態によれば、FET32を、コンパレータ4の非反転入力端子とFET1のドレインとの間に直列に、且つ前記FET1が正常にターンオンすることに伴いターンオンするように接続する。そして、ダイオードD1に替えてFET32の寄生ダイオードD1’を用いるので、保護回路31をより少ない素子数で構成できる。
(第4実施形態)
図10に示すように、第4実施形態の保護回路41では、電圧検出回路11におけるダイオードD1に替えて、PチャネルMOSFET42を接続している。そして、FET42の寄生ダイオードD1”をダイオードD1の代わりに使用している。FET1のドレインとグランドとの間には、抵抗素子R5及びR6の直列回路が接続されており、FET42のゲートはそれらの共通接続点に接続されている。寄生ダイオードD1”は電圧検出回路43を構成しており、FET42の寄生ダイオードD1”を除く本体部分は、電流検出回路44を構成している。
図10に示すように、第4実施形態の保護回路41では、電圧検出回路11におけるダイオードD1に替えて、PチャネルMOSFET42を接続している。そして、FET42の寄生ダイオードD1”をダイオードD1の代わりに使用している。FET1のドレインとグランドとの間には、抵抗素子R5及びR6の直列回路が接続されており、FET42のゲートはそれらの共通接続点に接続されている。寄生ダイオードD1”は電圧検出回路43を構成しており、FET42の寄生ダイオードD1”を除く本体部分は、電流検出回路44を構成している。
次に、第4実施形態の作用について説明する。図11に示すように、FET1がオフしており、そのドレインに高い電圧が印加されているとダイオードD1”に電流は流れず、FET42はオフ状態を維持する。時点(1)〜(7)にかけてFET1がターンオンするが、時点(6)で電圧Vdsが略0Vになると、FET42がオンする。
時点(8)で対向アームに半短絡故障が発生すると、電圧Vdsが低い状態のまま過電流が流れ始める。そのため、FET42には通常時より大きい電流が流れ、その電流は抵抗素子R4及びR3の共通接続点に流入し、電圧Vcmが上昇する。これにより、電流検出素子にPチャネルMOSFET42を用いた場合も、第3実施形態と同様にハーフショート故障を検出して保護動作を行うことができる。
本発明は上記した、又は図面に記載した実施形態にのみ限定されるものではなく、以下のような変形又は拡張が可能である。
マスク時間設定IC7については、必要に応じて設ければ良い。
保護対象とする半導体素子は、GaN_MOSFETに限ることはない。
マスク時間設定IC7については、必要に応じて設ければ良い。
保護対象とする半導体素子は、GaN_MOSFETに限ることはない。
1 GaN_MOSFET、2 ANDゲート、3 ゲートドライバ、4 コンパレータ、5 NチャネルMOSFET、6 ローパスフィルタ、7 マスク時間設定IC、11 電圧検出回路、12 電流検出回路、13 保護回路。
Claims (9)
- 電圧駆動型の半導体素子(1)に駆動信号を出力する駆動回路(3)に接続されるもので、前記半導体素子を保護対象素子とし、
入力端子に印加される電圧が閾値電圧を上回ると、異常検出信号を出力するコンパレータ(4)と、
電圧源と前記コンパレータの入力端子との間に接続される第1ダイオード(D2),及び前記入力端子と前記保護対象素子の高電位側導通端子との間に接続される第2ダイオード(D1)を含んでなる分圧回路を有し、前記保護対象素子がターンオンした際に、前記高電位側導通端子の電圧が同素子の低電位側導通端子の電圧と同等に変化しなければ、前記コンパレータの入力端子に前記閾値電圧を上回る電圧を、前記第1ダイオードを介して印加する電圧検出回路(11,32,43)と、
前記第1ダイオードがオフしている状態で、前記保護対象素子を介して流れる電流を分流した電流が流れる電流検出素子(5)と、この電流検出素子を介して流れる電流が通電される検出用抵抗素子(R3)と、この検出用抵抗素子の端子電圧を前記コンパレータの入力端子に印加する第3ダイオード(D3)とを有してなる電流検出回路(12,22,34,44)と、
前記コンパレータが異常検出信号を出力すると、前記駆動信号の出力を阻止する保護動作部(2)とを備える半導体素子の保護回路。 - 前記コンパレータの出力信号を所定の時間だけ遅延させて出力する遅延回路(7)を備える請求項1記載の半導体素子の保護回路。
- 前記電流検出回路は、前記検出用抵抗素子と、前記第3ダイオードとの間に接続されるローパスフィルタ(6,23,24)を備える請求項1又は2記載の半導体素子の保護回路。
- 前記ローパスフィルタは、複数段のエミッタ接地回路(23,24)により等価的に構成されている請求項3記載の半導体素子の保護回路。
- 前記電流検出素子を、NチャネルMOSFET(5,32)
とする請求項1から4の何れか一項に記載の半導体素子の保護回路。 - 前記電流検出素子(5)は、前記保護対象素子に付随して形成されている電流センス用の半導体素子である請求項5記載の半導体素子の保護回路。
- 前記電流検出素子を、PチャネルMOSFET(42)とする請求項1から4の何れか一項に記載の半導体素子の保護回路。
- 前記電流検出素子は、電圧駆動型の半導体素子であり、
前記第2ダイオードに、前記電流検出素子が備える寄生ダイオード(D1’,D1”)を用いる請求項1から7の何れか一項に記載の半導体素子の保護回路。 - 前記電流検出素子を、前記コンパレータの入力端子と前記保護対象素子の高電位側導通端子との間に直列に、且つ前記保護対象素子が正常にターンオンすることに伴いターンオンするように接続する請求項8記載の半導体素子の保護回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2016104315A JP2017212583A (ja) | 2016-05-25 | 2016-05-25 | 半導体素子の保護回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2016104315A JP2017212583A (ja) | 2016-05-25 | 2016-05-25 | 半導体素子の保護回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2017212583A true JP2017212583A (ja) | 2017-11-30 |
Family
ID=60475696
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2016104315A Pending JP2017212583A (ja) | 2016-05-25 | 2016-05-25 | 半導体素子の保護回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2017212583A (ja) |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2019165347A (ja) * | 2018-03-20 | 2019-09-26 | 三菱電機株式会社 | 駆動装置及びパワーモジュール |
CN111999551A (zh) * | 2019-05-27 | 2020-11-27 | 株式会社东芝 | 电流检测电路 |
CN112821886A (zh) * | 2020-12-23 | 2021-05-18 | 重庆两江卫星移动通信有限公司 | 一种基于mosfet的过流检测保护电路 |
WO2021124644A1 (ja) * | 2019-12-20 | 2021-06-24 | 株式会社タムラ製作所 | ゲート駆動回路 |
DE102022126557A1 (de) | 2022-10-12 | 2024-04-18 | Semikron Elektronik Gmbh & Co. Kg | Überwachungsschaltung für einen Leistungshalbleiterschalter und Verfahren zur Überwachung eines Leistungshalbleiterschalters |
-
2016
- 2016-05-25 JP JP2016104315A patent/JP2017212583A/ja active Pending
Cited By (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2019165347A (ja) * | 2018-03-20 | 2019-09-26 | 三菱電機株式会社 | 駆動装置及びパワーモジュール |
JP7305303B2 (ja) | 2018-03-20 | 2023-07-10 | 三菱電機株式会社 | 駆動装置及びパワーモジュール |
CN111999551A (zh) * | 2019-05-27 | 2020-11-27 | 株式会社东芝 | 电流检测电路 |
CN111999551B (zh) * | 2019-05-27 | 2023-06-02 | 株式会社东芝 | 电流检测电路 |
WO2021124644A1 (ja) * | 2019-12-20 | 2021-06-24 | 株式会社タムラ製作所 | ゲート駆動回路 |
JP2021100331A (ja) * | 2019-12-20 | 2021-07-01 | 株式会社タムラ製作所 | ゲート駆動回路 |
JP7037538B2 (ja) | 2019-12-20 | 2022-03-16 | 株式会社タムラ製作所 | ゲート駆動回路 |
CN112821886A (zh) * | 2020-12-23 | 2021-05-18 | 重庆两江卫星移动通信有限公司 | 一种基于mosfet的过流检测保护电路 |
DE102022126557A1 (de) | 2022-10-12 | 2024-04-18 | Semikron Elektronik Gmbh & Co. Kg | Überwachungsschaltung für einen Leistungshalbleiterschalter und Verfahren zur Überwachung eines Leistungshalbleiterschalters |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP6132640B2 (ja) | 電力用半導体素子の駆動回路 | |
JP6197685B2 (ja) | ゲート駆動回路 | |
JP5315026B2 (ja) | 半導体装置 | |
JP2017212583A (ja) | 半導体素子の保護回路 | |
JP7087373B2 (ja) | 半導体素子の電流検出回路及び電流検出方法 | |
US10109995B2 (en) | Switch drive circuit | |
JP6349855B2 (ja) | 駆動装置 | |
US8217686B2 (en) | Driver chip for driving an inductive load and module having a driver chip | |
JP2006229454A (ja) | ゲート駆動回路 | |
JP6271461B2 (ja) | 半導体装置 | |
US20180026517A1 (en) | Driver circuit, circuit arrangement comprising a driver circuit, and inverter comprising a circuit arrangement | |
JP2016001822A (ja) | 負荷駆動回路 | |
JP6350214B2 (ja) | 駆動装置 | |
JP2015192491A (ja) | 駆動装置 | |
JP2010130557A (ja) | ゲート駆動装置 | |
JP6048164B2 (ja) | 過電流保護回路 | |
US9831665B2 (en) | Overcurrent protection circuit | |
JP5034919B2 (ja) | 温度センサ回路 | |
US11496125B2 (en) | Switch circuit capable of overcurrent protection with small and simple circuit, and with simple operation, without affecting normal operation | |
JP4821394B2 (ja) | 半導体素子駆動回路 | |
JP2007088599A (ja) | 絶縁ゲート型半導体素子のゲート回路 | |
JP6439653B2 (ja) | 定電圧電源回路 | |
JP2015162732A (ja) | 増幅回路の保護回路 | |
JP2016131465A (ja) | ゲート駆動回路 | |
US11658652B2 (en) | Semiconductor device |