CN102204077A - 相移型逆变电路、使用该电路的x射线高压装置、x射线ct装置和x射线摄影装置 - Google Patents

相移型逆变电路、使用该电路的x射线高压装置、x射线ct装置和x射线摄影装置 Download PDF

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Abstract

提供一种相移型逆变电路、使用该电路的X射线高压装置、X射线CT装置和X射线摄影装置。所述逆变电路利用单一驱动电路进行由负载变动所引起的谐振频率变动的跟随控制和功率控制，并能降低开关损耗。逆变驱动电路部求出针对与逆变电路的2个臂电路的中点连接的负载电路的输出电流与输出电压的相位差，对提供给各半导体开关的驱动信号的相位进行控制，以使其相位差成为零或规定值。由此，能使逆变电路部的工作频率跟随负载电路的谐振频率。另外，能使电流相位延迟于电压相位，并能实现ZCS。由于采用输出电流与输出电压的相位差，因此，无需使用辅助电路来在半导体开关附近测量电流值，能设置成简单便利的结构。

Description

相移型逆变电路、使用该电路的X射线高压装置、X射线CT装置和X射线摄影装置
技术领域
本发明涉及以跟随于因负载的变动而引起的谐振频率的频率进行驱动的相移型逆变电路以及使用该电路的X射线高电压装置。
背景技术
利用高频进行驱动的逆变电路的技术已应用于以下的装置中：即，利用高频磁场对金属制成的锅进行感应加热的感应加热烹调器、以金属的熔解或淬火等为目的的工业用感应加热装置、以及获取被检体的X射线透视图像或断层图像的用于医疗·工业上的X射线装置以及X射线CT(Computer Tomography)装置等。
在这种领域中的逆变电路的负载，通常是电感器或X射线管，随着电压以及电流设定条件或温度的不同，其阻抗也会大不相同或有很大改变。因此，负载电路的谐振频率变动，例如，在X射线管负载中，根据X射线输出的设定条件，等效电阻在数10kΩ～数10MΩ的范围发生很大变动。逆变电路随着负载变动来控制工作频率，另外，与此同时，需要根据电压或电流设定条件来控制输出。
以往，在这种控制中，对于负载的变动，使用PLL控制，另外，对于输出控制，通过控制设置在逆变电路的前级的变换器的电压，而同时实现了两种功能。但是，专利文献1公开了由于在该以往的装置中控制系统复杂、大型化，因此，利用单一的逆变电路来实现两种功能的技术。在专利文献1公开的技术中，为了使逆变工作频率与由负载的变动所引起的谐振频率的变动一致，而对在逆变电路中所包含的2个半导体开关或与半导体开关并联反向连接的二极管中流动的电流进行检测，变更逆变频率以使流过该电流的期间成为相等。另外，为了将输出功率控制为期望值，而控制逆变电路的各半导体开关进行工作的相移角。通过这种结构，可以利用单一逆变器实现针对由负载变动而引起的谐振频率变动的跟随控制和功率控制。
专利文献1：JP特开2005-94913号公报
在上述专利文献1中，为了检测流过包含在逆变电路中的2个半导体开关或与半导体开关并联反向连接的二极管的电流，在其周围配置了CT(Current Transformer：电流互感器)等的电流传感器。因此，在插入CT的布线处，需要下工夫使布线的长度与CT的插入量相等。但是，在逆变电路中，为了防止由浪涌电压所导致的半导体开关的破损或不稳定工作，必须进行使用铜条或汇流条、铜板的加工品等的安装设计，以便使布线的电感尽可能变小。因此，需要优选端子之间的距离短，并尽可能避免增加电流传感器。
另外，专利文献1的主要着眼点是：使逆变工作频率与负载电路的谐振频率一致，并没有考虑到开关损失。
图1(a)表示半导体开关的电压和电流波形。半导体开关在断开(Turn off)期间Toff从接通(ON)变化为断开(OFF)状态，产生Isw×Vsw的关断损耗Esw(off)。另外，相反，在接通期间Ton从断开变化为接通状态，产生Isw×Vsw的接通损耗Esw(on)。这些损耗被称为开关损耗，与工作频率的高频化成比例地增大。为了降低该开关损耗，优选采用软开关方式。
作为软开关方式，对各种电路或控制方式进行了研究·实用化，作为其中的关键技术之一可以举出：零电压开关(ZVS：Zero Voltage Switching)和零电流开关(ZCS：Zero Current Switching)。
图1(b)表示作为软开关使用ZVS以及ZCS的情况下的半导体开关的电压和电流波形。ZVS是通过抑制开关的接通或断开时的电压的时间变化dv/dt来降低电压×电流的损耗的技术。通常，是通过将半导体开关与无损缓冲电容器并联连接并降低dv/dt而实现的。
ZCS是在开关电流为零时通过将半导体开关接通/断开而使损耗为零的技术。在逆变电路的情况下，当电流流过与半导体开关并联反向连接的二极管的期间，如果接通半导体开关，则在半导体开关中流动的电流为零，因此，电压×电流的损耗成为零。另外，由于此时开关的两端的电压也是零，因此，可以说实现了ZVS。
部分谐振方式是ZCS的一个方式，该部分谐振方式使用电感器或还包括半导体开关等的辅助电路进行控制，以便在逆变电路的半导体开关为断开时，开关电流成为负。另外，还具有以下的方式，在该方式中，通过将逆变工作频率设定得比谐振频率稍高，从而使电流的相位相对于电压的相位延迟，在半导体开关为接通时，作为电流具有负极性(即，电流流向二极管，而不流向开关)的状态来实现ZCS。
前者的部分谐振方式已被应用于X射线CT装置等中。后者的将逆变工作频率设定成稍高于谐振频率的方式，由于在谐振频率一定的情况下只要控制频率即可，因此，具有不需要辅助电路而能使主电路结构简化的优点。
对将逆变工作频率控制为稍高于谐振频率的ZCS方式进一步说明。在负载电路的谐振频率为一定的情况下，如果使逆变的工作频率变化，则据此，负载侧从电容性负载变化为感应性负载。即，如果工作频率低于谐振频率，则相对于电压的相位，电流的相位表示先行的电容性负载，相反，如果工作频率高于谐振频率，则相对于电压的相位，电流的相位表示延迟的感应性负载。在感应性负载的情况下，如果着眼于一个半导体开关，则如图1(b)所示，在半导体开关为接通的时刻，由于电流具有负极性(即，流向二极管，而不流向开关)，因此，能实现ZCS。
但是，在负载变动，且谐振频率变化的情况下，需要跟随该变化并将逆变工作频率控制为稍高的频率，这是专利文献1中所记载的逆变电路所不能实现的。
发明内容
本发明的目的是提供一种利用单一驱动电路进行由负载变动所引起的谐振频率变动的跟随控制和功率控制的逆变电路，其能降低开关损耗。
为了达到上述目的，根据本发明的第1实施方式提供一种如下所述的相移型逆变电路。即，具有：逆变电路部，其并联连接了2个臂电路，该臂电路串联连接了2个半导体开关，该2个半导体开关分别并联且反向地连接了二极管；和逆变驱动电路部，其对逆变电路的各半导体开关提供驱动信号，逆变驱动电路部求出针对与2个臂电路的中点连接的负载电路的输出电流与输出电压的相位差，对提供给各半导体开关的驱动信号的相位进行控制，以使上述相位差成为零或规定值，由此，使逆变电路部的工作频率跟随负载电路的谐振频率。如这样使用输出电流与输出电压的相位差，能使逆变电路部的工作频率跟随负载电路的谐振频率，因此，无需在半导体开关附近插入检测器来测量电流值，能设置成简单方便的结构。
另外，逆变驱动电路部能控制各半导体开关的驱动信号的相位，以使输出电流成为比上述输出电压延迟了规定值的相位。由此，能实现ZCS，并能降低开关损耗。
根据本发明的第2实施方式提供一种如下所述的相移型逆变电路。具有：逆变电路部，其并联连接了2个臂电路，该臂电路串联连接有2个半导体开关，该2个半导体开关分别并联且反向地连接了二极管；和逆变驱动电路部，其对逆变电路的各半导体开关提供驱动信号，逆变驱动电路部是相移型逆变电路，其求出针对与2个臂电路的中点连接的负载电路的输出功率的工作频率，对针对各半导体开关的驱动信号的相位进行控制，以使该工作频率成为比负载电路的谐振频率高出规定值的频率。如上所述，通过进行控制以使工作频率成为比谐振频率高出规定值的频率，从而表示电流的相位相对于电压的相位延迟的感应性负载，因此能实现ZCS，并能降低开关损耗。
逆变驱动电路部可以通过调整发送给逆变电路部的4个半导体开关的预先确定的成对的半导体开关的驱动信号的相位差，对逆变电路部的输出功率进行控制。
逆变驱动电路部具有以与输出电压的正极性的脉冲宽度的中心具有相等的中心的脉冲宽度来生成规定的占空比的基波信号的电路，且能使用该电路来生成上述驱动信号。
另外，逆变驱动电路部具有生成在输出电压从零电压转变成正极性以及负极性脉冲的这一时刻反转的规定的占空比的基波信号的电路，且也能使用该电路来生成驱动信号。
逆变驱动电路部在求出输出电流与输出电压的相位差时，能采用在2个臂电路的中点与负载电路之间检测出的电流的相位作为输出电流，能采用驱动信号的相位作为输出电压的相位。
另外，在本发明的第3实施方式中提供一种X射线高电压装置。该X射线高电压装置具有：将直流电源输出变换成高频交流输出的相移型逆变电路；将逆变电路的高频交流输出变换成高电压输出的高电压变压器；对高电压变压器的输出进行整流并向X射线管提供直流功率的整流电路；和控制电路。在该X射线高电压装置中，控制电路包括：将上述X射线管的灯丝加热的灯丝加热电路；和对X射线管的阳极进行旋转驱动的阳极旋转驱动电路。逆变电路采用上述第1或第2实施方式的相移型逆变电路。
在本发明的第4实施方式中提供一种如下所述的X射线CT装置。该装置包括：具有插入被检体的开口的圆盘；在夹着圆盘的开口而相对置的位置上分别安装的X射线管以及X射线检测器；向X射线管提供直流功率的X射线高电压装置；承载被检体且插入于上述圆板的开口的诊床；和使上述圆盘旋转的旋转驱动部。作为该X射线高电压装置而采用上述第3实施方式的X射线高电压装置。
在本发明的第5实施方式中提供一种X射线拍摄装置。该装置具有：X射线管；对透过被检体的X射线进行检测的X射线显像部；和向X射线管提供直流功率的X射线高电压装置。作为该X射线高电压装置，采用上述第3实施方式的X射线高电压装置。
(发明的效果)
根据本发明，在半导体开关附近无需电流测量，能以单体同时控制功率和频率，能实现小型·轻量化、低价格化、以及很高的可靠性。而且能实现ZCS并能降低开关损耗。
附图说明
图1(a)是表示硬开关的情况下的半导体开关的电压波形和电流波形的图表；(b)是表示软开关的情况下的半导体开关的电压波形和电流波形的图表。
图2是表示第1实施方式中的相移型逆变电路的结构的框图。
图3是表示在第1实施方式中的相移型逆变电路中，(a)逆变电流延迟于逆变电压(逆变工作频率高于谐振频率)的情况下的各部分的工作波形的说明图；(b)是表示逆变电流先行于逆变电压(逆变工作频率低于谐振频率)的情况下的各部分的工作波形的说明图。
图4是表示第1实施方式中的逆变电压·电流相位差计算电路21和谐振频率跟随频率控制电路22的结构的框图。
图5是表示第1实施方式中的逆变电压的基波信号A生成电路210的结构的框图。
图6是表示第1实施方式中的逆变电压的基波信号A生成电路210的工作波形和逆变输出电压波形的说明图。
图7是表示第1实施方式的功率控制相位差生成电路23的具体结构的框图。
图8是表示图7的功率控制相位生成电路23内的信号波形的说明图。
图9是表示第2实施方式中的逆变电压·电流相位差计算电路21和谐振频率跟随频率控制电路22的结构的框图。
图10是表示第3实施方式中的逆变电压·电流相位差计算电路21和谐振频率跟随频率控制电路22的结构的框图。
图11是表示第4实施方式中的相移型逆变电路的结构的框图。
图12是表示第4实施方式中的逆变电压·电流相位差计算电路21的结构的框图。
图13是表示在第4实施方式中的相移型逆变电路中，(a)逆变电流延迟于逆变电压(逆变工作频率高于谐振频率)的情况下的各部分的工作波形的说明图；(b)是表示逆变电流先行于逆变电压(逆变工作频率低于谐振频率)的情况下的各部分的工作波形的说明图。
图14是表示第4实施方式中的逆变电压的基波信号A’生成电路218的结构的框图。
图15是表示第5实施方式中的相移型逆变电路的结构的框图。
图16是表示第5实施方式中的逆变电压的基波信号A’生成电路218的结构的框图。
图17是表示第6实施方式中的相移型逆变电路的结构的框图。
图18是表示第6实施方式中的逆变电压的基波信号A’生成电路218的结构的框图。
图19是表示第7实施方式中的X射线高电压装置的结构的框图。
图20是表示第8实施方式中的X射线CT装置的结构的框图。
图21是表示第9实施方式的X射线拍摄装置的结构的框图。
具体实施方式
(实施方式1)
图2表示第1实施方式的逆变电路的概略图；图3(a)和(b)表示其驱动信号等的波形。
第1实施方式的逆变电路包括逆变电路部1和逆变驱动电路部2。直流电源3与逆变电路部1连接。逆变电路部1的输出端子ab与包括负载的谐振电路4连接。
逆变电路部1具有将臂电路11、12并联连接的结构。臂电路11是将半导体开关(S1、S2)111a、112a串联连接的电路，在该半导体开关中，分别将二极管(D1、D2)111b、112b并联反向连接。臂电路12是将半导体开关(S3、S4)121a、122a串联连接的电路，在该半导体开关中，分别将二极管(D3、D4)121b、122b并联反向连接。输出端子a配置在臂电路11的中点(在半导体开关(S1)111a和半导体开关(S2)112a之间)，输出端子b配置在臂电路12的中点(在半导体开关(S3)121a和半导体开关(S4)112a之间)。提供如图3(a)所示的驱动信号(栅极电压信号)的逆变驱动电路部2与各半导体开关(S1～S4)111a、112a、121a、122a连接。
逆变驱动电路部2具有：逆变电压·电流相位计算电路21；谐振频率跟随频率控制电路22；功率控制相位差生成电路23；空载时间生成电路25a～25d；和逻辑非电路24a、24b。逆变电压·电流相位差计算电路21从检测逆变电路部1的输出电流linv的电流传感器5中获取该检测结果，计算出输出电流linv与逆变电路部1的输出电压(逆变电压)的相位差。谐振频率跟随频率控制电路22根据利用逆变电压·电流相位差计算电路21计算出的相位差来决定逆变电路部1的工作频率。为了控制功率，功率控制相位差生成电路23通过控制向半导体开关111a、112a、121a、122a提供的驱动信号的相位差PD，从而对输出功率进行控制。为了防止臂电路11、12内的2个半导体开关同时接通而使直流电压短路，空载时间生成电路25a～25d将驱动信号的上升延迟规定的时间(空载时间td)。为了实现逆变电路，逻辑非电路24使臂电路11、12的上下的半导体开关(开关(S1)111a和开关(S2)112a)、(开关(S3)121a和开关(S4)122a)进行反转工作。
逆变电路部1的工作原理中的电压信号的逆变工作的原理和输出功率的控制，与专利文献1中所记载的公知的逆变电路相同，因此，在此只进行简单说明。如图3(a)所示，逆变电路部1，(1)在向半导体开关(S1)111a和半导体开关(S4)122a同时输入了驱动信号的情况下，或者(2)在向半导体开关(S2)112a和半导体开关(S3)121a同时输入了驱动信号的情况下，对谐振电路4输出信号。在只向任意一个半导体开关输入了驱动信号的情况下，或者在通过上述(1)或(2)的组合以外的组合来输入了驱动信号的情况下，不输出电压信号。
输出功率的控制是通过功率控制相位差生成电路23，将发送给半导体开关(S1)111a的驱动信号与发送给半导体开关(S4)122a的驱动信号的相位差、发送给半导体开关(S2)112a的驱动信号与发送给半导体开关(S3)121a的驱动信号的相位差，分别设定成相位差PD而进行的。由此，相位差PD越大，向开关(S1)111a和半导体开关(S4)122a同时输入驱动信号的时间变得越短，同样，向开关(S2)112a和开关(S3)121a同时输入驱动信号的时间也变短。因此，逆变电压的有效值变小，输出功率减少。相位差PD使用例如PI补偿器等进行控制。如果相位差PD为零，则进行与以一般的PWM的50％占空比工作的逆变器相同的工作，相位差变得越大，输出越降低。由此，能控制逆变电路的输出功率。
接下来，对本实施方式的逆变电路的逆变工作频率的控制进行说明。本实施方式的特征为，根据逆变电路的输出电压与输出电流的相位差来控制逆变工作频率。即，将作为负载电路的包含负载的谐振电路4与逆变电路部1的输出端子ab连接，因此，作为整体能视为谐振电路。因此，在逆变电路的工作频率(输出信号的频率)与包含负载的谐振电路4的谐振频率一致的情况下，逆变电路的功率因数为1，即，逆变电路的输出电压与输出电流的相位差成为零。因此，通过检测出逆变电路的输出电压(逆变电压)与输出电流linv的相位差，并以使其一致的方式控制逆变电路部1，从而能使逆变电路的工作频率与包含负载的谐振电路4的谐振频率一致，并能在谐振频率变动的情况下跟随其变动。
另外，在进行控制以便输出电流linv的相位延迟于逆变电路的输出电压的相位的情况下，如果着眼于一个半导体开关，则如图1(b)所示，在接通半导体开关的时刻，由于电流具有负极性(即，向二极管流动，而不向开关流动)，因此能实现ZCS。在这种情况下，逆变电路的工作频率在比谐振电路4的谐振频率稍高的状态下跟随谐振电路4的谐振频率。
如上所述，在本发明中，通过检测出逆变电路的输出电压与输出电流linv的相位差，并控制该相位差使其成为零或规定值，从而能使逆变电路的工作频率与负载的谐振电路4的谐振频率一致，或以偏离规定值的频率进行跟随。
在第一实施方式中，对用于使逆变工作频率与谐振频率一致、并跟随谐振频率的变动的控制操作进行说明。
图4表示逆变电压·电流相位差计算电路21和谐振频率跟随频率控制电路22的内部结构。另外，图3(a)表示图4所示的输入信号和逆变电压、以及A、B、C点的各信号的波形的一个例子。在图3(a)中，用虚线表示的是逆变电路的输出电压(逆变电压)与输出电流(逆变电流)linv的相位差扩大的情况。
如图4所示，逆变电压·电流相位差计算电路21具有：逆变电压的基波信号A生成电路210；高通滤波器(High Pass Filter)211；比较器212；求得基波信号A生成电路210的输出与比较器212的输出的或非逻辑的逻辑或非运算器214；单稳态多谐振荡器213a、213b；逻辑与运算器215a、215b；和加法器216。
在逆变电压的基波信号A生成电路210中，以半导体开关(S1)111a和半导体开关(S3)121a的各驱动信号和从功率控制相位差生成电路23输出的功率控制相位差控制量为基础，生成逆变电压的基波信号A。关于逆变电压的基波信号A生成电路210的结构和工作，后面将阐述。另一方面，用电流传感器5检测出的逆变电流linv，通过高通滤波器211滤掉低频成分，并利用比较器212与零进行比较。由此，获得与电流linv的正负的极性相应的逆变电流的基波信号B。
逆变电压的基波信号A以及逆变电流的基波信号B被分别输入到单稳态多谐振荡器213a、213b，在各自的信号的上升以及下降时输出任意的脉冲宽度信号。该脉冲宽度为比逆变驱动周期的1/2小的脉冲宽度。另一方面，用逻辑或非运算器214来运算逆变电压的基波信号A和逆变电流的基波信号B，该运算结果与上述单稳态多谐振荡器213a、213b的输出分别采用逻辑与运算器215a、215b，且利用加法器216获得其差分，由此，提取表示逆变电压与逆变电流linv的相位差的信号C。该信号C表示脉冲宽度的相位差的大小，当脉冲为正时，表示电流延迟(逆变电流linv的相位延迟于逆变电压的相位的状态)，逆变工作频率变得高于谐振频率。另外，如图3(b)所示，当信号C的脉冲为负时，表示电流先行(逆变电流linv的相位先行于逆变电压的相位的状态)，逆变工作频率变得低于谐振频率。
另一方面，如图4所示，谐振频率跟随频率控制电路22具有放大器221、PI补偿器222、VCO(Voltage Controlled Oscillator：电压控制振荡器)223。逆变电压·电流相位差计算电路21的输出被放大器221放大，由PI补偿器222进行比例控制和积分处理，以便获得任意的响应，在VCO223中，以PI补偿器222的输出信号为基础来调整频率并输出。利用空载时间生成电路25a对VCO223的输出信号进行处理，以使上升延迟规定的空载时间td，并作为驱动信号提供给开关(S1)111a。另外，VCO223的输出信号，由逻辑非电路24a进行反转处理，并利用空载时间生成电路25b进行处理以便使上升延迟空载时间td，并作为驱动信号提供给开关(S2)112a。
为了将输出功率设为规定值，功率控制相位差生成电路23使VCO223的输出信号的相位延迟，以便开关(S1)的驱动信号与开关(S4)的驱动信号的相位差、开关(S2)的驱动信号与开关(S3)的驱动信号的相位差分别成为规定的相位差PD。该输出由空载时间生成电路25c延迟空载时间td，并作为驱动信号提供给开关(S3)121a。另外，在逻辑非电路24b中被进行反转处理，并用空载时间生成电路25b进行处理以使上升延迟空载时间td，并作为驱动信号提供给开关(S4)122a。
图5表示图4所示的逆变电压的基波信号A生成电路210的内部结构。另外，图6表示图5的几个点的波形的一个例子。用虚线表示的波形表示相位差进一步扩大的情况。逆变电压的基波信号A生成电路210以与逆变输出电压的正极性的脉冲宽度的中心具有相等的中心的脉冲宽度，生成占空比50％的波形。
逆变电压的基波信号A生成电路210的构成为：使用半导体开关(S1)111a的驱动信号和功率控制相位差生成电路23输出的控制量信号(以下称为功率控制相位差控制量信号)、半导体开关(S3)121a的驱动信号和在内部生成的锯齿波进行运算。具体而言，逆变电压的基波信号A生成电路210具有：锯齿波生成电路2101；单稳态多谐振荡器2102；采样保持电路2103；加法器2104a、2104b；放大器2105；比较器2106；和D触发器电路2107。
锯齿波生成电路2101在半导体开关(S1)111a的驱动信号的上升和下降的时刻被复位，生成峰值a[V](例如5V)的锯齿波。功率控制相位差控制量信号是表示半导体开关S1与S4的相位差PD的模拟量，在相位差PD为零时具有a[V]值，在为最大的π时具有0[V]的值。取在加法运算器2104a计算的锯齿波的峰值a[V]与控制量信号的差分，将其在放大器2105放大1/2倍，进一步以利用加法器2104b将该信号与功率控制相位差控制量相加后得到的值作为阈值，在与锯齿波的上升线交叉的时刻，比较器2106开始工作，以便生成基波信号A的上升/下降的定时。在D触发器电路2107中，在比较器2106的脉冲的时刻，生成与S1驱动信号具有相反极性的信号。
通过具有这种结构，生成在逆变电压处于OV的期间的中间点的时刻反复进行上升、下降的逆变电压的基波信号A。即，以与逆变输出电压的正极性的脉冲宽度的中心具有相等的中心的脉冲宽度，生成占空比50％的波形。
另外，在图5中，功率控制相位差控制量信号不向加法器2104a或2104b中直接输入，而是通过采样保持电路2103后进行输入。这是为了防止：因功率控制相位差控制量是具有抖动的信号，而会向加法运算器2104a和2104b输入很少的其他的值，从而会在计算结果中产生偏移。如图6所示，采样保持电路2103通过在功率控制相位差控制量和锯齿波的交叉点处进行采样，找出到锯齿波峰值的中点。单稳态多谐振荡器2102生成半导体开关(S3)121a的驱动信号的上升和下降的定时信号。采样保持电路2103利用该定时信号进行采样保持。不过，采样保持的时刻可以不局限于开关S3的驱动信号。另外，虽然在锯齿波生成电路2101生成的锯齿波的周期也与S1驱动信号的上升和下降同步，但不局限于此，只要是与逆变输出电压的正极性的脉冲宽度的中心相等，并且是达到生成占空比50％的波形这一功能的逆变电压的基波信号A生成电路210的结构即可。
在此，利用图7以及图8对功率控制相位差生成电路23的结构和工作进行具体说明。图7是表示功率控制相位差生成电路23的内部电路结构的图，图8是表示功率控制相位差生成电路23内的规定地点的信号波形的图。如图7所示，功率控制相位差生成电路23具有：目标电压波形保持部2301；逆变输出电压计算部2302；加法器2303；PI补偿器2304；限制器2305；比较器2306；和D触发器电路2307。在目标电压波形保持部2301中保持有作为事先决定的目标的逆变输出波形。逆变输出电压计算器2302获取提供给半导体开关(S1、S2、S3、S4)111a、112a、121a、122a的驱动信号，根据这些驱动信号来计算逆变电路部1的逆变输出电压波形。根据半导体开关(S1、S2、S3、S4)111a、112a、121a、122a的驱动信号来计算逆变输出电压波形的方法是众所周知的，所以只进行简单说明，例如，如果将从直流电源3提供给逆变电路部1的直流电压设为±Vdc，则在半导体开关S1和S4同时接通时，逆变输出电压为+2Vdc，其中任意一个断开时就为零。另外，在开关S2和S3同时接通时，逆变输出电压为-2Vdc，在其中任意一个断开时就为零。由此，逆变输出电压计算器2302计算出逆变输出电压波形。
加法运算器2303求出目标电压波形保持部2301的输出波形与逆变输出电压计算器2302计算出的逆变输出电压波形的差分，利用PI补偿器2304对该差分信号进行比例控制和积分处理，在限制器2305中进行限制以使最大值为a[V]。通过这些处理获得的信号是功率控制相位差控制量信号。功率控制相位差控制量信号是表示半导体开关S1与S4的相位差PD的模拟量，在相位差PD为零时取a[V]的值，在最大的π时取0[V]的值。比较器2306对从限制器2305输出的功率控制相位差控制量信号和从上述锯齿波生成电路2101获取的锯齿波信号进行比较，在替换两个信号的大小关系的时刻，输出切换了输出值的波形。功率控制相位差控制量信号和锯齿波的波形的一个例子如图8所示。
比较器2306的输出被输入到D触发器电路2307的C端子。在D端子中输入谐振频率跟随频率控制电路22进行输出的开关S1(或S2)的驱动信号。由此，在比较器2306的输出信号(C端子)的上升时刻，保持了开关S1(或S2)的驱动信号的值的波形被从Q端子输出。D触发器2307的Q端子的输出波形是开关S3(或S4)的驱动信号。开关S3的驱动信号在空载时间生成电路25c被延迟规定量，并提供给开关(S3)121a。另外，开关S3的驱动信号经逻辑非电路24b被反转，由此成为开关S4的驱动信号，经空载时间生成电路25d被延迟规定量，并被提供给开关(S4)122a。
通过这种功率控制相位差生成电路23内的处理，能控制开关S1与S4的驱动信号的相位差PD，并能控制逆变电路部1的输出功率。另外，从限制器2305输出的功率控制相位差控制量信号被交付给逆变电压·电流相位差计算电路21，并被输入到采样保持电路2103。
通过这种构成，能检测出逆变电路的输出电压与输出电流linv的相位差，并能控制为使该相位差为零，因此，能使逆变电路的工作频率以与负载的谐振电路4的谐振频率一致或以偏移规定值的频率进行跟随。由此，不需要如专利文献1那样将电流传感器插入逆变器的臂电路中，能提供一种防止浪涌电压、可靠性高、小型化的相移型逆变电路。
(实施方式2)
在第1实施方式中，对用于使逆变工作频率与谐振频率一致的电路结构进行了说明。在第2实施方式中，对用于以下目的的电路结构进行说明，即，通过控制以使输出电流linv的相位迟于逆变电路的输出电压的相位，从而如图1(b)所示，在接通半导体开关的时刻，使电流具有负极性(即，向二极管流动，而不向开关流动)，实现ZCS。在这种情况下，逆变电路的工作频率在比谐振电路4的谐振频率稍高的状态下跟随谐振电路4的谐振频率。
图9表示第2实施方式中的逆变电压·电流相位差计算电路21和谐振频率跟随频率控制电路22。第2实施方式和第1实施方式具有相同的基本结构，但是逆变电压·电流相位差计算电路21的内部结构不同。在第1实施方式中，如图4所示，逆变电压的基波信号A生成电路210的输出被直接输入到单稳态多谐振荡器213a以及逻辑或非运算器214，但是，在第2实施方式中，如图9所示，在逆变电压的基波信号A生成电路210的后级插入了延迟追加电路217。由此，逆变电压的基波信号A总是产生在延迟追加电路217设定的量的延迟。在延迟追加电路217中设定的延迟是比以例如逆变器的最大频率工作时的逆变电压的最小脉冲宽度还小的时间。另外，对于与第1实施方式相同的结构省略其说明。
通过具有这种结构，逆变电流linv以延迟于逆变电压的相位被控制，因此，在接通半导体开关的时刻，能使电流具有负极性(即流向二极管，而不流向开关)，并能实现ZCS。另外，逆变电路的工作频率以比包含负载的谐振电路4的谐振频率高出规定量的频率进行跟随，因此，能跟随谐振频率的变动并实现ZCS。
(实施方式3)
第3实施方式的逆变电路与第2实施方式相同，是进行控制以使输出电流linv的相位延迟于逆变电路的输出电压的相位，并实现ZCS的逆变电路，但是，并不像第2实施方式那样在逆变电压·电流相位计算电路21中配置延迟追加电路217，而是如图10所示，在谐振频率跟随频率控制电路22的内部配置差分运算器224。其他构成与第1实施方式相同，因此，省略对相同构成的说明。
图10表示第3实施方式中的逆变电压·电流相位差计算电路21和谐振频率跟随频率控制电路22。在放大器221的后级追加了差分运算器224这一点与第1以及第2实施方式不同。通过差分运算器224来计算放大器221的输出与目标值的差分，并输入到P1补偿器222。
通过具有这种结构，可经常控制为使逆变电压与逆变电流的相位差达到某一目标值，因此，逆变电流linv成为与逆变电压相比延迟规定值的相位，能实现ZCS。另外，逆变电路的工作频率以比包含负载的谐振电路4的谐振频率高出规定量的频率进行跟随，因此，能跟随谐振频率的变动。
该差分运算器224即使设置在放大器221的前级也具有同样效果。
(第4实施方式)
如图11所示，第4实施方式的逆变电路与第2实施方式相同，是进行控制以使输出电流linv的相位延迟于逆变电路的输出电压的相位，并实现ZCS的逆变电路，但是，逆变驱动电路部2的内部结构与第1以及第2实施方式不同。在第1实施方式中，在逆变电压·电流相位差计算电路21中将逆变电流检测信号、S1以及S3驱动信号、和功率控制相位差控制量作为输入，但在第4实施方式中，如图11所示，将逆变电流检测信号、S1～S4所有的驱动信号作为输入，而功率控制相位差控制量不输入到逆变电压·电流相位差计算电路21中。因此，逆变电压·电流相位差计算电路21以及逆变电压的基波信号A’生成电路218的内部结构与第1实施方式不同。
图12表示逆变电压·电流相位差计算电路21的结构。另外，图13(a)、(b)是图12所示的输入信号和逆变电压、以及A’、B、C’点的各信号的波形的一个例子。虚线所表示的是相位差进一步扩大的情况。图14表示逆变电压的基波信号A’生成电路218的结构。
如图12所示，半导体开关(S1～S4)所有的驱动信号被输入到逆变电压的基波信号A’生成电路218中，并生成逆变电压的基波信号A’。
如图12所示，在逆变电压的基波信号A’生成电路218中，以半导体开关(S1～S4)111a、112a、121a、122a的驱动信号为基础，求出S1驱动信号与S4驱动信号的逻辑与2181a的输出信号以及S2驱动信号与S3驱动信号的逻辑与2181b的输出信号。将这些信号输入到置位-复位(Set-Reset)触发器电路2182中，在空载时间生成电路2183产生等于空载时间的延迟，获得逆变电压的基波信号A’。
如图13(a)所示，本实施方式中的逆变电压的基波信号A’是逆变电压在从零电压生成正极性以及负极性脉冲的时刻进行反转的占空比50％的信号。如果以本逆变电压的基波信号A’和逆变电流的基波信号B为基础来实施后级的相位差控制，则总是能以延迟于逆变电压的相位来控制逆变电流，能实现ZCS。同时，逆变电路的工作频率能以比包含负载的谐振电路4的谐振频率高出规定量的频率跟随其变动。
由于具有这种结构，本实施方式的逆变电压的基波信号A’生成电路218能使元件数量少于第2～第3实施方式的逆变电压的基波信号A生成电路21。因此，通过元件数量少、简便、并小型化的逆变电路就能实现ZCS。
并且，根据本实施方式的电路结构，可以如图13(b)所示，使电流相对于逆变电压基波A’先行。
(实施方式5)
图15表示第5实施方式的逆变电路的框图。第5实施方式与第4实施方式的基本结构相同，但是逆变驱动电路部2的内部不同。在第4实施方式中，在逆变电压·电流相位差计算电路21中输入了所有的(S1～S4)111a、112a、121a、122a的驱动信号，但是在第5实施方式中，只将开关(S4)122a的驱动信号输入到逆变电压·电流相位差计算电路21。因此，逆变电压·相位差计算电路21的内部结构，即逆变电压的基波信号A’生成电路218与第4实施方式不同。
图16表示第5实施方式中的逆变电压的基波信号A’生成电路218的结构。如图16所示，逆变电压的基波信号A’生成电路218只具有在开关(S4)122a的驱动信号中生成规定时间断开时间的空载时间生成电路2183。即，在第5实施方式中，逆变电压的基波信号A’并不是从S1～S4的所有开关的驱动信号中生成的，而是只以S4的驱动信号为基础生成的。如果假设没有空载时间，并将使用布尔代数或卡诺图生成逆变电压的基波信号A’的逻辑式简单化，则成为与S4的驱动信号相等，因此将其用于本实施方式。由于实际中存在空载时间，因此，考虑到这一点，利用空载时间生成电路2183，使S4驱动信号的上升延迟规定时间，形成空载时间，由此生成逆变电压的基波信号A’。
如上所述，在第5实施方式中，与第4实施方式相比，能利用简单的电路结构生成逆变电压的基波信号A’。因此，与第4实施方式的逆变电路相比，能利用元件数量更少、更简单、更小型化的逆变电路来实现ZCS。同时，逆变电路的工作频率能以比包含负载的谐振电路4的谐振频率高出规定量的频率，跟随谐振频率的变动。
(实施方式6)
图17表示第6实施方式的逆变电路的框图。第6的实施方式的逆变电路与第5实施方式基本上以相同的方式工作，只以半导体开关(S4)122a的驱动信号为基础来生成逆变电压的基波信号A’。不过，在第5实施方式中，将S4驱动信号输入到逆变电压·电流相位差计算电路21，利用空载时间生成电路2183在S4驱动信号中形成空载时间，由此形成了基波信号A’，但是，在第6实施方式中，将通过空载时间生成电路25d之后的S4的驱动信号送入逆变电压·电流相位差计算电路21。
由此，由于能将已经追加了空载时间的S4驱动信号送入逆变电压·电流相位差计算电路21，因此，如图18所示，在逆变电压的基波信号A’生成电路218中无需配置空载时间生成电路。
通过这种结构，与第5实施方式相比，可以提供更减少了元件数量的逆变电路。因此，与第6实施方式的逆变电路相比，能以元件数量更少、更简单、更小型化的逆变电路来实现ZCS。同时，逆变电路的工作频率以比包含负载的谐振电路4的谐振频率高出规定量的频率，跟随谐振频率的变动。
并且，在本实施方式中，空载时间生成电路25d的输出也输入到逆变电压·电流相位差计算电路21。因此，空载时间生成电路25d和半导体开关122a之间的阻抗与半导体开关(S1～S3)111a、112a、121a和空载时间生成电路25a～25c之间的阻抗会不同。因此，优选采取对策以使空载时间生成电路25a、25b、25c、25d与半导体开关111a、112a、121a、122a的各自之间成为相同的阻抗。例如，可以考虑使逆变电压·电流相位计算电路21成为高阻抗输入的方法。由此，能防止由于逆变器中的半导体开关的驱动信号的不平衡而引起的误操作。
在以上的第1～第6实施方式中，以半导体开关(S1～S4)的驱动信号或功率控制相位差控制量为基础来生成逆变电压的基波信号A以及A’。但是，逆变电压的基波信号A以及A’的生成也可以考虑其他的各种各样的方法。关于逆变电压的基波信号A，只要是与逆变器输出电压的正极性的脉冲宽度的中心具有相等的中心的脉冲宽度，并且是占空比50％的波形即可，关于逆变电压的基波信号A’，只要是逆变电压在从零电压生成正极性以及负极性脉冲的时刻进行反转的占空比50％的信号，则不局限于上述实施方式中所示的构成。
另外，第5以及第6实施方式所示的逆变电压的基波信号A’被设置为是逆变电压在从零电压生成正极性以及负极性脉冲的时刻进行反转的占空比50％的信号。但是，考虑到周边的电路元件所具有的各自的延迟特性，如果设置为在比原来的工作波形稍延迟的时刻进行反转，则从实际设计上考虑能更可靠地工作。因此，也能在逆变电压的基波信号A’生成电路的内部的最后级或就在逆变电压的基波信号A’生成电路之后追加延迟电路。
通过具有以上的第2～第6实施方式所示的构成，可对逆变工作频率进行控制，以使其保持为比包含负载的谐振电路4的谐振频率高的频率，并实现ZCS和对谐振频率的跟随。另外，如果无损缓冲电容器与半导体开关并联连接，则也能实现ZVS，并大幅度降低开关损耗，提供可靠性高的逆变电路。
(实施方式7)
作为第7实施方式，通过图19对使用以上所述的第1～第6实施方式的X射线高电压装置进行说明。
如图19所示，本实施方式的X射线高电压装置7包括相移型的逆变电路部1、直流电源3、其控制电路73、电流检测器5、高电压变压器71和整流电路72。在整流电路72中连接有X射线管8。控制电路73具有：逆变驱动电路部2、灯丝加热电路731、和阳极驱动电路732。作为逆变电路部1以及逆变驱动电路部2，使用上述第1～第6的实施方式中的任意的逆变电路。
直流电源3与相移型的逆变电路部1连接，成为其输出的高频电压通过高电压变压器71被绝缘并被转换成高电压，接下来，通过整流电路72被整流并生成直流电压。从整流电路72输出的直流高电压被施加给X射线管8，成为X射线并照射到被检体。被施加给X射线管8的电压和电流分别作为检测值被输入到X射线高电压装置7内的控制电路73。在控制电路73的逆变驱动电路部2连接了检测相移型逆变电路部1的输出电流的电流传感器5，并驱动相移型逆变电路部1内部的半导体开关。关于相移型逆变电路部1以及逆变驱动电路部2的工作或构成，与第1～第6实施方式中所述的内容相同。
灯丝加热电路731对X射线管8的灯丝进行加热。由此，在X射线管8中，从被加热的灯丝中飞出热电子，与阳极冲撞而生成热和X射线。热电子所冲撞的阳极由于其热容量非常大，因此使阳极自身旋转，分散能量，从而能使用增大热容量的一般结构。X射线管8的阳极包含在真空容器内，通过从真空容器外施加旋转磁场来旋转驱动被隔离的阳极。阳极驱动电路732是提供用于产生旋转磁场的功率的电路。
如上所述构成的X射线高电压装置7，从操作者接受对提供给X射线管8的管电压和管电流的设定，对逆变电路部1进行控制以使控制电路73成为设定值。管电压和管电流的设定值如果置换成80kV、800mA或140kV、5mA这种简单的等效电阻，则具有100kΩ～28MΩ这一较宽的区域。另外，从变压器的特性来看，高电压变压器71具有电感成分，另外，为了具有高的绝缘性和高绕数比，而具有绕线的浮游电容、即电容成分，因此具有谐振点。整流电路72不仅是只由二极管构成的全波整流器，倍电压整流电路或全波多倍升压电路等也被实际应用。在这种电路结构的情况下，由于包括电容器，因此，谐振电路更加复杂。
作为逆变电路部1的负载，成为高电压变压器71、整流电路72、X射线管8的合成电路，其阻抗具有较宽的范围，并且根据所设定的X射线条件谐振频率会变得不同。逆变驱动电路部2如第1～第6的实施方式所述，生成逆变电压和逆变电流的基波信号，且逆变工作频率将跟随谐振频率。
另外，在使用第2～第6的任意一个实施方式的逆变驱动电路部2的情况下，逆变工作频率被保持·控制为高于谐振频率的频率，以使逆变电流相对于逆变电压成为延迟的相位，由此，在逆变电路部1中实现ZCS。另外，如果在半导体开关中连接无损缓冲电容器，则也能实现ZVS，并能大幅度降低开关损耗，能提供可靠性高的X射线高电压装置。
另外，通过使用本实施方式的X射线高电压装置可构成X射线CT装置或X光装置。由此，X射线高电压装置中的开关损耗少，并且能跟随负载变动，因此，能提供一种能量效率高、能稳定运行的X射线CT装置或X光装置。
(实施方式8)
作为第8实施方式，通过图20对使用上述第7实施方式的X射线高电压装置的X射线CT(Computer Tomography)装置进行说明。
图20是使用本发明的X射线CT装置301的整体构成图。该装置具有扫描仪机架部300和操作台320。
扫描机架部300具有：X射线管8、旋转圆盘302、准直仪303、X射线检测器306、数据收集装置307、诊床305、机架控制装置308、诊床控制装置309和X射线高电压装置7。X射线管8是设置于诊床305上的向被检体照射X射线的装置。准直仪303是控制从X射线管8照射的X射线的照射范围的装置。X射线检测器306是对透过与X射线管8对置配置的被检体的X射线进行检测的装置。旋转圆盘302具有置于诊床305上的使被检体进入的开口部304，并安装有X射线管8和X射线检测器306，还具有使被检体的周围旋转的驱动部。X射线检测器306是以将多个(例如1000个)检测元件配置在旋转圆盘302的旋转方向(也称为通道方向)上而构成的。多个检测元件也可以在将旋转方向的排列设为1列时，将该列在旋转圆盘302的旋转轴方向(也称为切片方向)上排列成多列(例如64列)。
X射线高电压装置7是向X射线管8提供管电压和管电流的装置，采用第7实施方式的X射线高电压装置7。数据收集装置307是将由X射线检测器306检测出的X射线转换成规定的电信号的装置。机架控制装置308是对旋转圆盘302的旋转进行控制的装置。诊床控制装置309是对诊床305的上下移动以及前后移动(旋转圆盘302的旋转轴方向上的移动)进行控制的装置。
操作台320具有：输入装置321、图像运算装置322、显示装置325、存储装置323和系统控制装置324。输入装置321是用于输入被检体姓名、检查日期时间、拍摄条件等的装置，具体为键盘或定点设备等。图像运算装置322是对从数据收集装置307发送的测量数据进行运算处理并进行CT图像重构的装置，具体是执行运算处理的CPU(Central Processing Unit)、或专用的运算电路。显示装置325是显示利用图像运算装置322制成的CT图像的装置，具体是CRT(Cathode Ray Tube)或液晶显示器等。存储装置323是存储利用数据收集装置307所收集的数据以及利用图像运算装置322制成的CT图像的图像数据的装置，具体是HD(Hard Disk)等。系统控制装置324是控制这些装置以及机架控制装置308、诊床控制装置309和X射线高电压装置7的装置。
X射线管8，向X射线管8提供通过X射线高电压装置7控制的管电流以及管电压，并照射X射线，以便成为从输入装置321输入的拍摄条件(管电压或管电流等)。X射线高电压装置7的结构，如在第7实施方式中所说明的那样，因此在此省略其说明。
透过由X射线管8照射的被检体的X射线，通过X射线检测器306中的X射线检测元件被检测出。在此期间，旋转圆盘302使X射线管8和X射线检测器306旋转，由此使被检体的从各个方向被X射线照射，进行检测。旋转圆盘302的旋转速度通过机架控制装置308进行控制，以便成为从输入装置321输入的拍摄条件(扫描速度等)。另外，在照射X射线进行检测的期间，诊床305通过诊床控制装置309的控制使被检体向体轴方向移动，以便成为从输入装置321输入的拍摄条件(螺旋间距等)。
X射线检测器306的输出信号通过数据收集装置307进行收集。通过数据收集装置307收集的投影数据被发送给图像运算装置322。图像运算装置322对投影数据进行重构运算而制成CT图像。重构的CT图像被显示在显示装置325上，另外，与拍摄条件一起作为图像数据存储在存储装置323中。
另外，通过在本实施方式的X射线CT装置中使用本发明的X射线高电压装置7，X射线高电压装置中的开关损耗减少，并且能跟随负载变动，因此，能提供一种能量效率高、可稳定运行的X射线CT装置。
(实施方式9)
作为第9实施方式，通过图21对使用上述第7实施方式的X射线高电压装置的X射线拍摄装置进行说明。
如图21所示，本实施方式的X射线拍摄装置405是以横跨X射线检查室的操作室401和拍摄室402的方式设置的。医院中的X射线检查室的操作室401和拍摄室402被针对X射线的防护墙403隔离。防护墙403上设有由铅玻璃制成的窗404。
拍摄室402中设置了X射线拍摄装置405的主要结构。具体而言，在各自规定的位置上设置有：X射线管8、X射线管支撑装置410、准直仪411、X射线显像装置412a、412b、X射线高电压装置7和控制装置413。X射线管8是生成向被检体照射的X射线的装置。X射线高电压装置7将所设定的管电压以及管电流提供给X射线管8。X射线高电压装置7是第7实施方式的装置，因此，在此省略对其详细结构的说明。
X射线管支撑装置410包括具有在图21的纸面的上下方向上可伸缩的结构的L型的伸缩部415。在伸缩部415的L型的端部上设有X射线管8。X射线管支撑装置410被设置在安装于天花板416的导轨417上。X射线管支撑装置410可沿着导轨417在图21的纸面的左右方向上移动。准直仪411决定X射线的照射视野。
X射线显像装置412a、412b是显像透过被检体的X射线的装置，在本实施方式中配置有2台。其中的一个X射线显像装置412a用于在被检体站立的状态下进行拍摄；另一个X射线显像装置412b用于在被检体躺下的状态下进行拍摄。用于站立拍摄的X射线显像装置412a具有：装有胶片或成像板的拍摄用盒式录像带419和支撑该拍摄用盒式录像带419的支撑台420。卧位用的X射线显像装置412b包括拍摄台422和在其内部配置的装入了胶片或成像板的拍摄用盒式录像带421。在使用立位用的X射线显像装置412a的情况下，如图21所示，将X射线管8和准直仪411面向立位用的X射线显像装置412a横向配置，在使用卧位用的X射线显像装置412b的情况下，使X射线管8和准直仪411朝下，以使X射线面向X射线显像装置412b照射。
并且，除了拍摄用盒式录像带419和421之外，还可以使用将图像增强器和电视摄像机组合而将X射线图像以动态图像进行输出的结构、或具有平板显示器(FPD)来输出X射线图像的结构。
在操作室401中设置有操作器406。该操作器406具有操作台407和支撑操作台407的支撑台408。操作台407具有从操作者接受X射线管8的管电压、管电流、拍摄时间等的拍摄条件的设定的操作部和显示部。在显示部显示所接受的设定条件或X射线显像装置412a、412b显像的图像。另外，在操作台407中设置有用于使X射线高电压装置7工作的开关和用于调节准直仪411的开关量的操作按键等。
控制装置413分别控制上述各装置，并进行X射线显像装置412a和412b显像的图像的显示控制。另外，在控制装置413中内置有存储装置，用于保存拍摄条件和拍摄图像。
另外，通过在本实施方式的X射线拍摄装置中使用本发明的X射线高电压装置，X射线高电压装置中的开关损耗减少，并且能跟随负载变动，因此，能提供一种能量效率高、可稳定运行的X射线拍摄装置。
附图标记的说明：
1…逆变电路部、
2…逆变驱动电路部、
3…直流电源、
4…包含负载的谐振电路、
5…电流传感器、
7…X射线高电压装置、
8…X射线管、
11、12…臂电路、
21…逆变电压·电流相位差计算电路、
22…谐振频率跟随频率控制电路、
23…功率控制相位差生成电路、
24a、25b…逻辑非电路、
25a、25b、25c、25d、2183…空载时间生成电路、
71…高电压变压器、
72…整流电路、
73…控制电路、
111a、112a、121a、122a…半导体开关、
111b、112b、121b、122b…二极管、
210…逆变电压的基波信号A生成电路、
211…高通滤波器(High Pass Filter)、
212、2106…比较器、
213a、213b、2102…单稳态多谐振荡器、
214…逻辑或非运算器、
215a、215b、2181a、2181b…逻辑与运算器、
216、224、2104a、2104b…加法器、
217…延迟追加电路、
218…逆变电压的基波信号A’生成电路、
221、2105…放大器、
222…PI补偿器、
223…VCO(Voltage Controlled Oscillator：电压控制振荡器)、
300…扫描仪机架部、
302…旋转圆盘、
303…准直仪、
305…诊床、
306…X射线检测器、
307…数据收集装置、
308…机架控制装置、
309…诊床控制装置、
320…操作台、
321…输入装置、
322…图像运算装置、
323…存储装置、
324…系统控制装置、
325…显示装置、
401…操作室、
402…拍摄室、
403…防护墙、
404…窗、
405…X射线拍摄装置、
406…操作器、
407…操作台、
408…支撑台、
410…X射线管支撑装置、
411…准直仪、
412a、412b…X射线显像装置、
413…控制装置、
415…伸缩部、
416…天花板、
417…导轨、
419…拍摄用盒式录像带、
420…支撑台、
421…拍摄用盒式录像带、
422…拍摄台、
731…灯丝加热电路、
732…阳极驱动电路、
2101…锯齿波生成电路、
2103…采样保持电路、
2107…D触发器电路、
2182…置位-复位(Set-Reset)触发器电路

Claims (10)

1.一种相移型逆变电路，其特征为，
具有：
逆变电路部，其并联连接了2个臂电路，该臂电路串联连接了2个半导体开关，该2个半导体开关分别并联且反向地连接了二极管；和
逆变驱动电路部，其对上述逆变电路的上述各半导体开关提供驱动信号，
上述逆变驱动电路部求出针对与上述2个臂电路的中点连接的负载电路的输出电流与输出电压的相位差，对提供给上述各半导体开关的驱动信号的相位进行控制，以使该相位差成为零或规定值，由此，使上述逆变电路部的工作频率跟随上述负载电路的谐振频率。
2.根据权利要求1所述的相移型逆变电路，其特征为，
上述逆变驱动电路部控制上述各半导体开关的驱动信号的相位，以使上述输出电流成为比上述输出电压延迟了规定值的相位。
3.一种相移型逆变电路，其特征为，
具有：
逆变电路部，其并联连接了2个臂电路，该臂电路串联连接了2个半导体开关，该2个半导体开关分别并联且反向地连接了二极管；和
逆变驱动电路部，其对上述逆变电路的各半导体开关提供驱动信号，
上述逆变驱动电路部求出针对与上述2个臂电路的中点连接的负载电路的输出功率的工作频率，对针对上述各半导体开关的驱动信号的相位进行控制，以使该工作频率成为比上述负载电路的谐振频率高出规定值的频率。
4.根据权利要求1或3所述的相移型逆变电路，其特征为，
上述逆变驱动电路部通过调整发送给上述逆变电路部的4个半导体开关的预先确定的成对的半导体开关的驱动信号的相位差，对上述逆变电路部的输出功率进行控制。
5.根据权利要求1或3所述的相移型逆变电路，其特征为，
上述逆变驱动电路部具有以与上述输出电压的正极性的脉冲宽度的中心具有相等的中心的脉冲宽度来生成规定的占空比的基波信号的电路，且使用该电路生成上述驱动信号。
6.根据权利要求1或3所述的相移型逆变电路，其特征为，
上述逆变驱动电路部具有生成在上述输出电压从零电压转变成正极性以及负极性脉冲的这一时刻反转的规定的占空比的基波信号的电路，且使用该电路生成上述驱动信号。
7.根据权利要求1所述的相移型逆变电路，其特征为，
上述逆变驱动电路部在求出上述输出电流与输出电压的相位差时，采用在上述2个臂电路的中点与负载电路之间检测出的电流的相位作为上述输出电流，采用上述驱动信号的相位作为上述输出电压的相位。
8.一种X射线高电压装置，其特征为，
具有：
将直流电源输出变换成高频交流输出的相移型逆变电路；
将该逆变电路的高频交流输出变换成高电压输出的高电压变压器；
对该高电压变压器的输出进行整流并向X射线管提供直流功率的整流电路；和
控制电路，
该控制电路包括：
将上述X射线管的灯丝加热的灯丝加热电路；和
对X射线管的阳极进行旋转驱动的阳极旋转驱动电路，
上述逆变电路是权利要求1至7中任意一项所述的相移型逆变电路。
9.一种X射线CT装置，其特征为，
包括：
具有插入被检体的开口的圆盘；
在夹着圆盘的上述开口而相对置的位置上分别安装的X射线管以及X射线检测器；
向上述X射线管提供直流功率的X射线高电压装置；
承载被检体且插入于上述圆板的开口的诊床；和
使上述圆盘旋转的旋转驱动部，
上述X射线高电压装置是权利要求8所述的X射线高电压装置。
10.一种X射线拍摄装置，其特征为，
具有：
X射线管；
对透过被检体的X射线进行检测的X射线显像部；和
向上述X射线管提供直流功率的X射线高电压装置，
上述X射线高电压装置是权利要求8所述的X射线高电压装置。
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