WO2018061932A1 - 電源装置 - Google Patents

電源装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2018061932A1
WO2018061932A1 PCT/JP2017/033905 JP2017033905W WO2018061932A1 WO 2018061932 A1 WO2018061932 A1 WO 2018061932A1 JP 2017033905 W JP2017033905 W JP 2017033905W WO 2018061932 A1 WO2018061932 A1 WO 2018061932A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
circuit
reactance
circuits
power supply
voltage
Prior art date
Application number
PCT/JP2017/033905
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
研也 中島
童吾 大橋
善識 宮野
真行 海田
Original Assignee
株式会社アルバック
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社アルバック filed Critical 株式会社アルバック
Priority to JP2017564940A priority Critical patent/JP6289794B1/ja
Priority to CN201780059634.6A priority patent/CN109792146B/zh
Priority to KR1020187037361A priority patent/KR101995684B1/ko
Publication of WO2018061932A1 publication Critical patent/WO2018061932A1/ja
Priority to US16/214,953 priority patent/US10461731B2/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/0812—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit
    • H03K17/08122—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01J—ELECTRIC DISCHARGE TUBES OR DISCHARGE LAMPS
    • H01J37/00—Discharge tubes with provision for introducing objects or material to be exposed to the discharge, e.g. for the purpose of examination or processing thereof
    • H01J37/32—Gas-filled discharge tubes
    • H01J37/32009—Arrangements for generation of plasma specially adapted for examination or treatment of objects, e.g. plasma sources
    • H01J37/32082—Radio frequency generated discharge
    • H01J37/32174—Circuits specially adapted for controlling the RF discharge
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/52—Circuit arrangements for protecting such amplifiers
    • H03F1/523—Circuit arrangements for protecting such amplifiers for amplifiers using field-effect devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/193—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H9/00—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection
    • H02H9/02—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection responsive to excess current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J7/34—Parallel operation in networks using both storage and other dc sources, e.g. providing buffering
    • H02J7/345—Parallel operation in networks using both storage and other dc sources, e.g. providing buffering using capacitors as storage or buffering devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/267—A capacitor based passive circuit, e.g. filter, being used in an amplifying circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/426—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier comprising circuitry for protection against overload
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/451—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a radio frequency amplifier

Definitions

  • the present invention relates to the technical field of power supply devices, and more particularly to protection of semiconductor switches of high-frequency amplifier circuits.
  • the plasma that becomes a load may cause sudden abnormal discharge or sudden change in plasma density due to the pulse output operation of the high frequency power supply.
  • the load impedance seen from the high frequency power supply may fluctuate momentarily and increase the output current / voltage of the high frequency amplifier circuit. It becomes a factor of electrical stress and destruction.
  • the high frequency output is stopped after several hundreds of seconds, and the high frequency power is turned on again after dissipating the plasma energy.
  • the plasma returns from a misfire state to a steady state in several ⁇ s to several tens of ⁇ s. If the re-ignition fails and the misfire condition continues and the plasma does not return to the steady state, the impedance between the high-frequency amplifier circuit and the load becomes mismatched and power loss occurs.
  • the response is slow and the output power decreases over several hundred ⁇ to several milliseconds. Therefore, until then, each element of the high frequency amplifier circuit is not protected by feedback control.
  • the high-frequency amplifier circuit If the impedance from the high-frequency amplifier circuit to the load side is much lower than usual, the high-frequency amplifier circuit outputs several times the normal energy. For this reason, the semiconductor switch of the high frequency amplifier circuit generates power loss and overvoltage / overcurrent accordingly.
  • a high-voltage performance circuit is designed by installing a semiconductor switch with a rating several times the normal rating. It had to be an obstacle to miniaturization and cost reduction of parts.
  • An object of the present invention is to provide a power supply that can limit a high-frequency output current against load fluctuations, and to provide a power supply device that can protect a semiconductor switch against load fluctuations.
  • the present invention provides a DC power supply that outputs a DC voltage, a high-frequency amplifier circuit that generates a high-frequency current by repeatedly turning on and off a semiconductor switch connected to the DC power supply, and the high-frequency circuit.
  • a high-frequency output circuit that supplies a current to the load, a predetermined reactance value, two electrical connection electrodes to other circuits, one of the connection electrodes to the high-frequency amplifier circuit, and the connection electrode
  • the protection circuit Includes a DC voltage source for supplying a predetermined reference voltage, a switch circuit having a switch circuit that is turned on when a conduction voltage larger than a threshold voltage related to the reference voltage is applied, and a predetermined voltage
  • a sub-reactance circuit having a reactance value, and the absolute value of the impedance of the parallel connection circuit of the protection circuit and the main reactance circuit when the switch circuit is conductive is the value when the switch circuit is non-conductive.
  • a power supply device configured to be larger than an absolute value of an impedance of a parallel connection circuit of a protection circuit and the main reactance circuit, and when the switch circuit is turned on, impedance of the impedance viewed from the high frequency amplifier circuit when viewed from the load side
  • the absolute value is a power supply device that operates to be larger than when the protection circuit is non-conductive and to limit the high-frequency current.
  • the present invention is a power supply apparatus in which a reactance value of the main reactance circuit is set to one of inductive reactance and capacitive reactance, and the sub reactance circuit is set to the other.
  • the switch circuit includes a reference capacitance element that is charged to the reference voltage, and a diode element that is reverse-biased by a charging voltage of the reference capacitance element, and the diode element is forward-biased.
  • the switch circuit is turned on.
  • an auxiliary power source is provided, and the reference capacitance element is charged by the auxiliary power source.
  • this invention is a power supply device with which the said reference capacitance element is charged with the said DC power supply.
  • the capacitance element includes a capacitive circuit formed by a plurality of capacitors.
  • the present invention When the present invention is described in a different expression from the above, the present invention generates a high-frequency output current by repeatedly turning on and off a DC power supply that outputs a DC power supply voltage and a semiconductor switch connected to the DC power supply.
  • the power supply apparatus is provided with a protection circuit connected in parallel to the main reactance circuit, and the protection circuit becomes conductive when a conduction voltage larger than a predetermined reference voltage is applied.
  • a switch circuit and a sub-reactance circuit having a predetermined reactance value, and when the switch circuit is turned on, the switch circuit is connected to the sub-reactance circuit; Power supply is a current flows flowing, can be described as.
  • an impedance value between the high-frequency amplifier circuit and the output terminal is larger than an impedance value when the protection circuit is turned off. , And can be described.
  • the impedance value of the parallel connection circuit of the protection circuit and the main reactance circuit when the switch circuit is conducted is the same as that of the protection circuit and the main reactance circuit when the switch circuit is cut off. It can be described as a power supply device configured to be larger than the impedance value of the parallel connection circuit.
  • the reactance value of the main reactance circuit is set to one of the inductive reactance value and the capacitive reactance value, and the reactance value of the sub reactance circuit is set to the other. , And can be described.
  • the switch circuit includes a reference capacitor that is charged to the reference voltage, and a diode element that is reverse-biased by the charging voltage of the reference capacitor, and the diode element is forward-biased to be conductive.
  • the voltage to be applied is applied to the switch circuit and the diode element is turned on, it can be described as a power supply device in which the switch circuit is turned on.
  • the present invention can be described as a power supply device in which an auxiliary power source is provided and the reference capacitor is charged by the auxiliary power source. Further, the present invention can be described as a power supply device in which the reference capacitor is charged by the DC power supply.
  • the high-frequency amplifier circuit includes an inductive output inductance circuit having one end electrically connected to the DC power source, and the semiconductor switch is electrically connected to the other end of the output inductance circuit.
  • the output current can be described as a power supply device that is generated by a current flowing through the output inductance circuit when the semiconductor switch repeats conduction and interruption.
  • the present invention also includes a transformer, wherein the output current generated by the high frequency amplifier circuit flows in a primary winding of the transformer, and the output voltage is applied to a secondary winding magnetically coupled to the primary winding. It can be described as an induced power supply.
  • a circuit in which a protection circuit and a main reactance circuit, which will be described later, are connected in parallel is called a high-frequency current limiting circuit, and the basic operation and operation waveforms of the power supply circuit of the present invention will be described.
  • the high-frequency current limiting circuit is inserted in series between the high-frequency amplifier circuit and the load. When the load impedance fluctuates and the output current of the high-frequency amplifier circuit increases, The output current can be reduced by increasing the series impedance.
  • the absolute value of the load impedance as viewed from the high frequency amplifier circuit is designed to be about 30 to 40 ⁇ , if the absolute value of the load impedance is reduced to 1 ⁇ , a current of 30 to 40 times is generated.
  • the state in which the current is not limited refers to a state in which the voltage applied to D1, D2, D3, and D4 is reverse bias, or a voltage that does not exceed the threshold voltage Vf of the diode element is applied even if forward bias is applied.
  • the protection circuit has the impedance of the combined capacitance of the parasitic capacitances D1 and D2 and C. Since the absolute value of the combined impedance of D1, D2 and C is set larger than that of L, it can be considered that most of the output current flows to L and the rest flows to C (FIG. 14 (a)). .
  • Period [A] Period in which D2 and D4 are conducted
  • Period [B] Period in which D1, D2, D3 and D4 are shut off
  • Period [C] Period in which D1 and D3 are conducted
  • D] D1, D2 and D3 , D4 shut off period
  • the output current mainly flows through L.
  • a current flows through the protection circuit via the parasitic capacitance of the diode element.
  • the protective diode circuit and the reference voltage source Vlimit have a short-circuit impedance in terms of high frequency.
  • the current can be limited (FIG. 14B).
  • the current limited state (FIG. 17B) is classified into the following periods A to D (FIG. 18).
  • the threshold voltage is not exceeded, so the output current mainly flows through C.
  • a current flows through the protection circuit via the parasitic capacitance of the diode element.
  • D1, D3 or D2, D4 are conductive, and therefore, when the conductive diode element and the reference voltage source Vlimit are short-circuited in terms of high frequency, the protection circuit Current flows based on the impedance of L. Since L and C have an impedance relationship that is a parallel resonance condition according to Equation 2, the current tends to flow so as to cancel the current flowing through C, and as a result, the effective value of the combined current of IL and IC becomes small. The current can be limited.
  • the rectifier circuit not only the full-wave rectifier circuit but also the current of either polarity flowing in the rectifier circuit, the impedance between the A pole and the B pole increases when the diode element is turned on compared to when the diode element is cut off. If it is designed to do so, other rectifier circuits can be used, and various rectifier circuits such as a half-wave voltage doubler rectifier circuit can be applied.
  • transformer-coupled rectifier circuit (FIG. 22) is also applicable (FIGS. 23 and 24).
  • the combined impedance adjustment of the impedance of the Cc, Tx, and L sub-reactance circuits and the impedance of C of the main reactance circuit is performed while the anodes and cathodes of D1 and D2 are short-circuited.
  • the impedance of each circuit at the oscillation frequency of each circuit in FIG. 13B is defined as shown in FIG. 29, and the contents are described below.
  • the impedance as seen from the high-frequency voltage source VRF will appear as ZLimit ON in series regardless of the load impedance, so the current limit function is realized stably. can do.
  • ZP ON R2 + RS ON + j (X2 + XS ON ) ⁇ -jX1 [ ⁇ ] ⁇ ⁇ ⁇ A5
  • Z1 R1 + jX1 ⁇ jX1 [ ⁇ ] ⁇ ⁇ ⁇ A6
  • ZP ON and Z1 are impedances that are complex conjugates of each other. Further, since they are connected in parallel to each other, it means that the current flowing in the protection circuit is opposite to the current flowing in the protection circuit in the same phase as the main reactance. Therefore, in a state where the high-frequency current limiting circuit exhibits a current limiting function, a current that cancels the current flowing through the main reactance circuit flows through the protection circuit when the switch circuit is turned on, so that the output current is limited.
  • the reactance value of the difference between the reactance value of the switch circuit when conducting and the reactance value of the switch circuit when shutting off is set to a value larger than the main reactance value.
  • the protection circuit Since the protection circuit has a switch circuit that combines multiple elements, the resistance component of the impedance tends to be larger than that of the main reactance circuit, so it is necessary to suppress power loss in a steady state. It is necessary to make the absolute value of the non-conducting impedance of the protection circuit larger than that of the main reactance circuit so that the output current generated by the high frequency amplifier circuit does not flow through the protection circuit as much as possible. Since the flowing current is determined by the absolute value of the impedance of each circuit, the absolute value of the impedance of the main reactance circuit and the absolute value of the impedance of the protection circuit are G times (G> 1) the absolute value of the main reactance circuit impedance. If set, relational expression B2
  • Equations A4 and B3 the condition that the absolute value of the impedance of the high-frequency current limiting circuit when the switch circuit is cut off is larger than the absolute value of the impedance of the high-frequency current limiting circuit when the switch circuit is conducting is , B4 formula.
  • the required impedance conditions of each circuit are as follows.
  • FIGS. 25, 27 and 28 An example when a class E amplifier circuit is applied to the high frequency amplifier circuit is shown (FIGS. 25, 27 and 28). This is an amplifier circuit that operates at an oscillation frequency of 13.56 MHz.
  • 300 ⁇ is the maximum value.
  • FIG. 11 shows the impedance change of the high-frequency current limiting circuit when the inductance of the secondary reactance circuit is adjusted. Since the main and secondary reactance circuits each have a resistance component, the absolute value of the impedance to be adjusted is the maximum condition. In, the absolute value of reactance is around 0 ⁇ and has a resistive impedance. The resistance element of the impedance of the high-frequency current limiting circuit is not affected by the reactance value of the load impedance when it is connected in series with the load, and can be seen from the high-frequency amplifier circuit as the impedance with the resistance element added as it is. Therefore, stable current limiting performance can be exhibited.
  • FIG. 12 shows the difference in impedance of the high-frequency current limiting circuit between when the diode element of the high-frequency current limiting circuit in the application example is conductive and when it is disconnected.
  • the reactance of the diode element can be regarded as 0 ⁇ , and the absolute value of the impedance of the high-frequency current limiting circuit has 300 ⁇ .
  • the diode element is a semiconductor element, when the reverse bias is applied and the diode element is cut off, the parasitic capacitance component of the diode element changes depending on the magnitude of the reverse bias voltage.
  • the absolute value of the impedance of the high-frequency current limiting circuit has a value around 10 ⁇ .
  • the impedance difference of the high-frequency current limiting circuit in the non-conducting state / conducting state is about 30 times. From this, it can be seen that the high-frequency current limiting circuit has a characteristic capable of operating as a circuit for switching impedance.
  • the high-frequency output circuit is optimized for impedance in harmonic filters and steady load conditions.
  • the high-frequency amplifier circuit is adjusted to 7 + j20 ⁇ (
  • 21 ⁇ ).
  • the present invention can limit the high-frequency output current generated by the high-frequency amplifier circuit at a high speed, and can improve the reliability of the power supply device and reduce the cost by reducing the rating of the semiconductor switch. .
  • the degree of freedom in layout is increased, the design difficulty is reduced, and the power efficiency is improved.
  • the current protection design of the high-frequency power supply system including the power supply device is facilitated.
  • the high frequency output current of the place which installed the current limiting element can be restrict
  • Circuit of the first example of the present invention Circuit of the second example of the present invention Detailed circuit diagram of the circuit of the first example of the present invention (1) Detailed circuit diagram of the circuit of the second example of the present invention (1) Detailed circuit diagram of the circuit of the first example of the present invention (2) Detailed circuit diagram of the circuit of the second example of the present invention (2) Detailed circuit diagram of the circuit of the first example of the present invention (3) Detailed circuit diagram of the circuit of the second example of the present invention (3) Detailed circuit diagram of the circuit of the first example of the present invention (4) Detailed circuit diagram of the circuit of the second example of the present invention (4) Graph for explaining the relationship between the inductance value of the sub-reactance circuit and the impedance value of the high-frequency current limiting circuit (a), (b): Simplified circuit drawings (a), (b): Drawings for explaining the relationship between current limitation and output current Drawing for explaining the direction
  • Reference numeral 10 in FIG. 1 is a first example power supply apparatus that supplies high-frequency power to the load 25
  • reference numeral 60 in FIG. 2 is a second example power supply apparatus that supplies high-frequency power to the load 75.
  • These power supply devices 10 and 60 include DC power supplies 11 and 61 that output a DC power supply voltage, high-frequency amplifier circuits 12 and 62 that switch the power supply voltage to generate a high-frequency output current, and a main reactance having a predetermined reactance value.
  • Reactance circuits 13 and 63 and filter circuits 15 and 65 for removing high frequencies are provided.
  • the “filter circuit” may also be referred to as a “high frequency output circuit”.
  • the high-frequency amplifier circuits 12 and 62 of the power supply devices 10 and 60 of the first and second examples are output inductance circuits 21 and 71 having inductive reactance values of a predetermined magnitude, and semiconductor switches 22 and 72 that conduct and shut off. And output capacitance elements 23 and 73 that are charged by a part of the current flowing through the output inductance circuits 21 and 71, and control circuits 24 and 74 that control conduction and interruption of the semiconductor switches 22 and 72, respectively. ing. Transistor elements can be used for the semiconductor switches 22 and 72.
  • One ends of the output inductance circuits 21 and 71 of the power supply devices 10 and 60 of the first and second examples are electrically connected to the DC power supplies 11 and 61, and the other ends are semiconductor output terminals 20 and 70 of the semiconductor switches 22 and 72. Are electrically connected to each other.
  • the DC power supplies 11 and 61 include DC voltage output devices 17 and 67 and power supply capacitance elements 27 and 77 for constant voltage output.
  • the DC voltage output devices 17 and 67 and the power supply capacitance elements 27 and 77 are connected in parallel.
  • One end of the DC voltage output devices 17 and 67 and one end of the power supply capacitance elements 27 and 77 are output inductance circuits 21 and 71.
  • the other ends of the DC voltage output devices 17 and 67 and the other ends of the power supply capacitance elements 27 and 77 are respectively electrically connected to the ground potential.
  • the output capacitance elements 23 and 73 are connected in parallel to the semiconductor switches 22 and 72, and the charged output capacitance elements 23 and 73 are discharged through the semiconductor switches 22 and 72, and the power sources of the first and second examples.
  • the voltages at the semiconductor output terminals 20 and 70 of the devices 10 and 60 are reduced.
  • One ends of the main reactance circuits 13 and 63 of the power supply devices 10 and 60 of the first and second examples are electrically connected to the semiconductor output terminals 20 and 70, and the other ends are connected to the output terminals 16 via the filter circuits 15 and 65. , 66 are electrically connected.
  • the high-frequency amplifier circuits 12 and 62 By the operation of the high-frequency amplifier circuits 12 and 62, a high-frequency voltage that has an amplitude within a positive voltage is generated at the semiconductor output terminals 20 and 70, and the high-frequency current output from the high-frequency amplifier circuits 12 and 62 is 20 and 70 are supplied to the main reactance circuits 13 and 63, flow through the main reactance circuits 13 and 63, and a high-frequency output voltage is applied to the output terminals 16 and 66.
  • the loads 25 and 75 are electrically connected to the output terminals 16 and 66, and the output voltage is supplied from the output terminals 16 and 66 to the loads 25 and 75.
  • the output current flows through the filter circuits 15 and 65 and is supplied from the output terminals 16 and 66 to the loads 25 and 75, respectively.
  • the power supply devices 10 and 60 of the first and second examples are high-frequency power supply devices for vacuum processing devices used for generating and maintaining plasma, and the loads 25 and 75 represent plasma impedance.
  • the impedance values of the loads 25 and 75 are Will change.
  • the power supply devices 10 and 60 of the first and second examples have protection circuits 14 and 64 connected in parallel to the main reactance circuits 13 and 63, respectively.
  • reference numerals Q 1 to Q 4 are connection poles of the main reactance circuits 13 and 63.
  • One of the connection poles Q 1 and Q 3 is connected to the high-frequency amplifier circuits 12 and 62, and the other connection is provided.
  • the poles Q 2 and Q 4 are connected to filter circuits 15 and 65 that are high-frequency output circuits.
  • FIG. 3 shows an example of an internal circuit of the protection circuit 14 of the power supply device 10 of the first example
  • FIG. 4 shows an example of an internal circuit of the protection circuit 64 of the power supply device 60 of the second example.
  • the protection circuits 14 and 64 include switch circuits 19 and 69 and auxiliary reactance circuits 30 and 80 having a predetermined reactance value.
  • the sub-reactance circuits 30 and 80 of the first and second power supply devices 10 and 60 have first sub-reactance elements 28 1 and 78 1 and second sub-reactance elements 28 2 and 78 2.
  • the first sub-reactance element 28 1, 78 1, a switch circuit 19,69, and the second sub-reactance element 28 2, 78 2 are connected in series, therefore, the first sub-reactance element 28 1 , 78 1 and be arranged switch circuit 19,69 between the second sub-reactance element 28 2, 78 2, are connected in series to the switch circuit 19,69 and auxiliary reactance circuit 30, 80
  • the protection circuits 14 and 64 are configured by the circuits connected in series, and the protection circuits 14 and 64 are connected in parallel to the main reactance circuits 13 and 63.
  • the switch circuits 19 and 69 are turned on when a conduction voltage larger than a predetermined reference voltage is applied, and cut off when a voltage lower than the predetermined reference voltage is applied.
  • the switch circuits 19 and 69 are in a conductive state and the cut-off state is in a non-conductive state, the switch circuits 19 and 69 are switched by the parasitic capacitance described later even when the switch circuits 19 and 69 are in a non-conductive state. 69, current flows through the high-frequency amplifier circuits 12 and 62. The output current generated by the high-frequency amplifier circuits 12 and 62 is the main when both the switch circuits 19 and 69 are in the conductive state and the non-conductive state. Both the reactance elements 13 and 63 and the protection circuits 14 and 64 flow.
  • the absolute values of the impedances of the protection circuits 14 and 64 when the switch circuits 19 and 69 are in the non-conductive state are larger than the absolute values of the impedances of the main reactance circuits 13 and 63, and when the switch circuits 19 and 69 are in the conductive state.
  • the absolute value of the impedance of the protection circuits 14 and 64 is made smaller than the absolute value of the impedance of the main reactance circuits 13 and 63. Therefore, when the switch circuits 19 and 69 are non-conductive, the current flowing through the protection circuits 14 and 64 is smaller than the current flowing through the main reactance circuits 13 and 63, and conversely when the switch circuits 19 and 69 are conductive.
  • the current flowing through the protection circuits 14 and 64 is larger than the current flowing through the main reactance circuits 13 and 63.
  • the reactance values of the main reactance circuits 13 and 63 are larger than 1 ⁇ , and the resistance values of the main reactance circuits 13 and 63 are smaller than the reactance values.
  • the reactance value of the difference between the reactance values of the protection circuits 14 and 64 when the switch circuits 19 and 69 are in the conductive state and the reactance value of the protection circuits 14 and 64 when the switch circuits 19 and 69 are in the non-conductive state is the main reactance.
  • the reactance values of the circuits 13 and 63 are set to be larger than the reactance values, and the resistance values of the switch circuits 19 and 69 are set to be smaller than the reactance values of the main reactance circuits 13 and 63.
  • the reactance values of the sub-reactance circuits 30 and 80 are the same as the impedance values of the parallel circuits of the protective circuits 14 and 64 in the conductive state and the main reactance circuits 13 and 63, and the protective circuits 14 and 64 and the main reactance circuit in the non-conductive state. 13 and 63 is set to a value larger than the absolute value of the impedance of the parallel circuit. When the protection circuits 14 and 64 change from the non-conductive state to the conductive state, the output current hardly flows. Further, the resistance values of the sub-reactance circuits 30 and 80 are set to a smaller value than the reactance value of the main reactance circuit.
  • the inside of the switch circuits 19 and 69 will be described.
  • the switch circuits 19 and 69 of the first and second power supply devices 10 and 60 include a plurality of diode elements and a reference capacitance charged to a reference voltage of a predetermined magnitude. Elements 18 and 68 are included.
  • the switch circuits 19 and 69 have first to fourth diode elements D 01 to D 04 or D 11 to D 14 , respectively, and anode terminals of the first diode elements D 01 and D 11 .
  • the second diode elements D 02 , D 14 are connected to the anode terminals of the third diode elements D 03 , D 13. Twelve cathode terminals are electrically connected.
  • the cathode terminals of the first diode elements D 01 and D 11 and the cathode terminals of the third diode elements D 03 and D 13 are electrically connected, and the anode terminals of the fourth diode elements D 04 and D 14 are connected to the anode terminals.
  • the anode terminals of the second diode elements D 02 and D 12 are electrically connected.
  • Parasitic capacitances CD 01 to CD 04 or CD 11 to CD 14 of the diode elements exist as parallel elements in the first to fourth diode elements D 01 to D 04 or D 11 to D 14 , respectively.
  • the first to fourth diode elements D 01 to D 04 or D 11 to D 14 to which the forward voltage is applied become conductive, and a current flows through the protection circuits 14 and 64. No current flows to the junction portion of the diode element body when a reverse voltage to the diode elements D 01 ⁇ D 04 or D 11 ⁇ D 14 is applied, the diode elements D 01 ⁇ D 04 or D 11 ⁇ D 14 However, current flows through the parasitic capacitances CD 01 to CD 04 or CD 11 to CD 14 of the diode element.
  • the main reactance circuits 13 and 63 are two-terminal circuits. Connection portions between the anode terminals of the first diode elements D 01 and D 11 and the cathode terminals of the fourth diode elements D 04 and D 14 are referred to as first connection points P 1 and P 11. When the connection points between the anode terminals of D 03 and D 13 and the cathode terminals of the second diode elements D 02 and D 12 are referred to as second connection points P 2 and P 12 , the first sub-reactance elements 28 1 , One end of 78 1 is electrically connected to the first connection points P 1 and P 11 , and the other end is electrically connected to one end of the main reactance circuits 13 and 63.
  • One end of the second sub-reactance elements 28 2 , 78 2 is electrically connected to the second connection points P 2 , P 12 , and the other end is connected to the other ends of the main reactance circuits 13, 63 and the filter circuit 15, 65 is electrically connected to one end.
  • the other ends of the filter circuits 15 and 65 are electrically connected to the output terminals 16 and 66.
  • a portion where the cathode terminals of the first diode elements D 01 and D 11 and the cathode terminals of the third diode elements D 03 and D 13 are electrically connected is referred to as a cathode point P K or P KK .
  • a portion where the anode terminals of the diode elements D 04 and D 14 and the anode terminals of the second diode elements D 02 and D 12 are electrically connected is referred to as an anode point P A or P AA .
  • One end of 68 is electrically connected to cathode points P K and P KK , and the other end is electrically connected to anode points P A and P AA, and first to fourth diode elements D 01 to D 04 or D 11 to D 14 and the reference capacitance elements 18 and 68 constitute an H bridge circuit.
  • Filter circuits can be used in the present invention, including the power supply device of the present invention described later, and the same filter circuits 15 and 65 are used here.
  • the filter circuits 15 and 65 include blocking capacitance elements 35 and 85, first filter circuits 36 and 86 in which an inductance element and a capacitance element are connected in parallel, and second filter circuits 37 and 87 each including an inductance element.
  • the third filter circuits 34 and 84 made of capacitance elements are included, and the blocking capacitance elements 35 and 85, the first filter circuits 36 and 86, and the second filter circuits 37 and 87 are connected in series.
  • the connected portions are electrically connected to the output terminals 16 and 66 and the portions where the main reactance circuits 13 and 63 and the protection circuits 14 and 64 are connected.
  • the terminals 16 and 66 are connected to the ground potential, and the output terminals 16 and 66 are connected between the high-frequency amplifier circuits 12 and 62 and the output terminals 16 and 66, respectively. The frequency of the current is so easily pass.
  • the power supply 10 of the first example is provided with an auxiliary power supply 26.
  • the auxiliary power supply 26 is provided with a positive voltage terminal 38 that outputs a DC positive voltage and a negative voltage terminal 39 that outputs a negative voltage with respect to the voltage of the positive voltage terminal 38.
  • the positive voltage terminal 38 is a cathode.
  • the reference capacitance element 18 is charged by the voltage output by the auxiliary power source 26.
  • the voltage with which the reference capacitance element 18 is charged is called a reference voltage
  • the voltage with respect to the negative voltage terminal 39 of the positive voltage terminal 38 of the auxiliary power supply 26 is a reference voltage
  • the first and fourth diode elements D in the bridge circuit are applied to the series circuit of 01 and D 04 and the series circuit of the second and third diode elements D 02 and D 03 with a reverse bias.
  • the four diode elements D 01 to D 04 are prevented from conducting.
  • a common choke coil 29 is inserted between the auxiliary power supply 26 and the reference capacitance element 18, and one of the two magnetically coupled windings 31 and 32 in the common choke coil 29 is inserted.
  • one end of the winding 31 is electrically connected to the anode point P a, the other end is electrically connected to the negative voltage terminal 39.
  • One end of the other winding 32 is electrically connected to the cathode point P K , and the other end is electrically connected to the positive voltage terminal 38.
  • the two windings 31 and 32 have the same polarity, and when the current flowing to the auxiliary power supply 26 flows in both of the two windings 31 and 32, or in both of the two windings 31 and 32 When a current flowing toward the protection circuit 14 flows, the two windings 31 and 32 function as inductance elements, and the current hardly flows. If a voltage having the same polarity and magnitude output from the high-frequency amplifier circuit 12 is applied to the anode point P A and the cathode point P K , the voltage is attenuated or cut off by the common choke coil 29, and the auxiliary power supply 26. The positive voltage terminal 38 and the negative voltage terminal 39 are difficult to be applied.
  • the power supply device 60 of the second example is also provided with a common choke coil 79, and one end of one of the windings 81 and 82 magnetically coupled in the common choke coil 79 is It is electrically connected to the anode point PAA and the other end is electrically connected to the ground potential.
  • One end of the other winding 82 is electrically connected to the cathode point PKK , and the other end is electrically connected to a portion where the DC power supply 61 and the output inductance circuit 71 are connected.
  • the reference capacitance element 68 Since the anode point P AA of the reference capacitance element 68 is DC-connected to the ground potential and the cathode point P KK is DC-connected to the DC power supply 61, the reference capacitance element 68 is charged by the DC voltage output from the DC power supply 61. Is done.
  • the reference capacitance elements 18 and 68 of the power supply devices 10 and 60 of the first and second examples are charged to the reference voltage.
  • the first diode elements D 01 , D 11 and the second diode elements D 02 , D 11 are larger than the reference voltage between the connection points P 1 , P 11 and the second connection points P 2 , P 12.
  • a voltage large enough to conduct the current 12 or a voltage large enough to conduct the third diode elements D 03 and D 13 and the fourth diode elements D 04 and D 14 is applied.
  • the switch circuits 19 and 69 have a size obtained by adding the reference voltage and the conduction voltage of the diode element between the first and second connection points P 1 , P 11 , P 2 and P 12. When the voltage of is applied, it becomes conductive.
  • the voltage output from the auxiliary power supply 26 is set to an appropriate value so that the switch circuit does not conduct when the plasma is in a steady state.
  • the absolute value of the impedance of the protection circuits 14 and 64 is set larger than the absolute value of the impedance of the main reactance circuits 13 and 63.
  • the amount of current flowing through the main reactance circuits 13 and 63 is larger than the amount of current flowing through the sub-reactance circuits 30 and 80.
  • a current flowing through the protection circuits 14 and 64 when the switch circuits 19 and 69 are in a non-conductive state is referred to as a non-conductive current
  • a current flowing through the protection circuits 14 and 64 when the switch circuits 19 and 69 are in a conductive state is referred to as a conductive current.
  • the voltage at the first connection points P 1 and P 11 is positive with respect to the voltage at the second connection points P 2 and P 12 .
  • the voltage at the second connection points P 2 and P 12 is positive with respect to the voltage at the first connection points P 1 and P 11 .
  • the current flowing through the switch circuits 19 and 69 corresponding to the non-conduction current is From the connection points P 2 and P 12 to the switch circuits 19 and 69, the parasitic capacitances CD 03 and CD 13 of the third diode elements D 03 and D 13 and the parasitic capacitances of the second diode elements D 02 and D 12 are obtained.
  • CD 02, and CD 12 the reference capacitance element 18, 68, and the parasitic capacitance CD 01, CD 11 of the first diode element D 01, D 11, the parasitic capacitance CD 04 of the fourth diode D 04, D 14 , Flows out from the first connection points P 1 and P 11 through the CD 14 .
  • the impedances of the protection circuits 14 and 64 when the switch circuits 19 and 69 are non-conductive are the sub-reactance circuits 30 and 80 and the parasitic capacitances CD 01 and CD 11 of the first diode elements D 01 and D 11.
  • Fourth diode elements D 04 , D 14 parasitic capacitances CD 04 , CD 14 , reference capacitance elements 18, 68, third diode elements D 03 , D 13 parasitic capacitances and CD 03 , CD 13 This is the value of the combined impedance of the circuit formed by the parasitic capacitances CD 02 and CD 12 of the second diode elements D 02 and D 12 .
  • the absolute values of the impedances of the protection circuits 14 and 64 when the switch circuits 19 and 69 are in the non-conductive state are set to be larger than the absolute values of the impedances of the main reactance circuits 13 and 63.
  • 14 and 64 and the main reactance circuits 13 and 63 are connected in parallel, so that the current flowing through the main reactance circuits 13 and 63 is larger than the current flowing through the protection circuits 14 and 64.
  • the impedances of the protection circuits 14 and 64 when the switch circuits 19 and 69 are in the conductive state are the sub-reactance circuits 30 and 80, the first diode elements D 01 and D 11 , the reference capacitance elements 18 and 68, The combined impedance or sub-reactance circuits 30 and 80 of the circuit formed by the second diode elements D 02 and D 12 , the third diode elements D 03 and D 13 , the reference capacitance elements 18 and 68, This is the combined impedance of the circuit formed by the four diode elements D 04 and D 14 .
  • the reactance values of the sub-reactance circuits 30 and 80 are the absolute impedances of the circuits in which the protection circuits 14 and 64 and the main reactance circuits 13 and 63 are connected in parallel.
  • the value is set to be larger than the absolute value of the impedance of the main reactance circuits 13 and 63 at the time of non-conduction, and the high-frequency amplifier circuits 12 and 62 are obtained when the switch circuits 19 and 69 are in the non-conduction state.
  • the high-frequency amplifier circuits 12 and 62 Since it is electrically connected to the loads 25 and 75 with an absolute value of a larger impedance than that in the conductive state, the high-frequency amplifier circuits 12 and 62 output or flow into the high-frequency amplifier circuits 12 and 62 at that time. Current is limited, and the semiconductor switches 22 and 72 are protected.
  • the main reactance circuits 13 and 63 are inductive reactances using inductance elements, and the secondary reactance circuits 30 and 80 are capacitive reactances using capacitance elements. As shown in FIGS. 5 and 6, the main reactance circuits 13 and 63 are made capacitive reactance using a capacitance element, and the sub-reactance circuits 30 and 80 are made inductive reactance using an inductance element. Also good.
  • the switch circuits 19 and 69 include reference capacitance elements 18 and 68, and a fifth diode element D 21 connected in series to the reference capacitance elements 18 and 68, D 31 and sixth capacitance elements D 22 and D 32 connected in parallel to a circuit in which the reference capacitance elements 18 and 68 and the fifth diode elements D 21 and D 31 are connected in series.
  • first auxiliary reactance elements 28 1 and 78 1 having inductive reactance and second auxiliary reactance elements 28 2 and 78 2 having inductive reactance are connected in series.
  • the reference capacitance elements 18 and 68 are charged by the auxiliary power supply 26 or the DC power supply 61 so that the potential difference between both ends becomes a predetermined reference voltage.
  • the fifth diode element D 21 connected in series to the reference capacitance elements 18 and 68 is charged so that the terminals on the high-frequency amplifier circuits 12 and 62 side are higher than the terminals on the loads 25 and 75 side.
  • D 31 is the cathode terminal is directed to the load 25, 75 side, an anode terminal is directed to a high frequency amplifier circuit 12, 62.
  • the first connection points P 1 and P 11 of the switch circuits 19 and 69 and the first The voltage between the two connection points P 2 and P 12 increases.
  • the high frequency amplifier circuits 12 and 62 are connected to the loads 25 and 75 by the impedance of a circuit in which the main reactance circuits 13 and 63 and the protection circuits 14 and 64 are connected in parallel.
  • the absolute value of the impedance of the circuit in which the main reactance circuits 13 and 63 and the protection circuits 14 and 64 are connected in parallel is larger than the absolute value of the impedance of the switch circuits 16 and 69 in the non-conductive state.
  • the absolute value of the impedance is set to be larger, the current output from the high frequency amplifier circuits 12 and 62 is limited, and the semiconductor switches 22 and 72 are protected.
  • inductance elements are used for the main reactance circuits 13 and 63
  • sub-reactance elements 28 1 , 28 2 , 78 1 and 78 2 are used for the sub-reactance circuits 30 and 80.
  • the main reactance circuits 13 and 63 are inductive reactance and the sub reactance circuits 30 and 80 are capacitive reactance
  • the main reactance circuit 13 and 63 are similar to the power supply devices 43 and 93 in FIGS.
  • a capacitance element is used for 63
  • an inductance element is used for the sub-reactance elements 28 and 78 of the sub-reactance circuits 30 and 80
  • a capacitive reactance is used for the main reactance circuits 13 and 63
  • an inductive reactance is used for the sub-reactance circuits 30 and 80. Also good.
  • a secondary secondary winding electrically connected to the secondary primary winding between the high frequency amplifier circuits 12 and 62 and the output terminals 16 and 66 for supplying current to the loads 25 and 75 and magnetically coupled to the secondary primary winding. Protection circuits 14 and 64 may be provided on the line.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Plasma & Fusion (AREA)
  • Chemical & Material Sciences (AREA)
  • Analytical Chemistry (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Abstract

負荷変動により変動する電流を制限し、半導体スイッチを保護する。所定の大きさの導通電圧が印加されたときに導通するスイッチ回路１９と、所定のリアクタンス値を有する副リアクタンス回路３０とが設けられた保護回路１４を、半導体スイッチによる高周波電流が流れる主リアクタンス回路１３に並列接続させる。スイッチ回路１９が導通すると、主リアクタンス回路１３と副リアクタンス回路３０とが並列接続され、その並列接続回路に高周波電流が流れる。並列接続回路のインピーダンス値は、主リアクタンス回路１３のインピーダンス値よりも大きくなるようにされており、スイッチ回路１９の導通によって、電流が制限されるようになり、半導体スイッチが保護される。

Description

電源装置
　本発明は、電源装置の技術分野に係り、特に、高周波増幅回路の半導体スイッチの保護に関する。
　プラズマ発生用高周波電源において、負荷となるプラズマには、突然の異常放電や、高周波電源のパルス出力動作によるプラズマ密度の突発的な変化を起こすことがある。これらが発生すると、高周波電源から見た負荷インピーダンスが瞬間的に変動して、高周波増幅回路の出力電流・電圧を増大させる場合があることから、頻発すると高周波増幅回路や高周波出力回路内部素子への電気的なストレス・破壊の要因となる。
  例えばプラズマプロセス中に発生する異常放電においては、発生した数百ｎ秒後に高周波出力を停止し、プラズマエネルギーを散逸させた後に、高周波電力を再投入することが行われている。この方法ではプラズマは失火状態から数μ秒～数十μ秒かけて定常状態に戻る。もし再着火に失敗し、失火状態が続きプラズマが定常状態に戻らない場合は、高周波増幅回路と負荷との間のインピーダンスが不整合となり、電力損失が発生する。
　高周波増幅回路の電力損失を抑制する為に、出力電力のフィードバック制御の中で、垂下制御を行うことが考えられるが、多くの場合応答が遅く数百μ～数ｍ秒間かけて出力電力が下がるので、それまでの間は高周波増幅回路の各素子はフィードバック制御での保護は働かない。
　仮に高周波増幅回路から負荷側へのインピーダンスが通常よりも非常に低いインピーダンスになっている場合は、高周波増幅回路は通常の数倍のエネルギーを出力してしまう。このことから、高周波増幅回路の半導体スイッチはそれに応じた電力損失や過電圧・過電流が発生してしまう。高周波電源の設計者はこれらの負荷インピーダンス変動に起因する過電圧と過電流を考慮した設計をしようとすると、通常の数倍の定格を持つような半導体スイッチを設け、耐圧性能が高い回路を設計しなければならず、小型化・部品コストの削減の障害になっていた。
ＵＳ　２９７９６７７号公開公報 ＵＳ　４０４７１２０号公開公報 ＵＳ　４７１９５５６号公開公報 ＵＳ　６０７２３６２号公開公報 特開２０１４－１８０５７７号公報 特許第５２５８８３６号 特許第４９７２４１１号 特許第２６２８６３４号 特許第５７９７３１３号
　本発明の課題は、負荷変動に対して高周波の出力電流を制限できる電源を提供することにあり、また、負荷変動に対して半導体スイッチを保護できる電源装置を提供することにある。
　上記課題を解決するために、本発明は、直流電圧を出力する直流電源と、前記直流電源に接続された半導体スイッチが導通と遮断を繰り返して高周波の電流を生成する高周波増幅回路と、前記高周波の電流を負荷に供給する高周波出力回路と、所定のリアクタンス値を有し、他回路への電気的な接続極を二極有し、前記接続極の片方を前記高周波増幅回路に、前記接続極の他方の極を前記高周波出力回路に直列接続される主リアクタンス回路と、を有する電源装置であって、前記主リアクタンス回路の二極に対して並列接続された保護回路を有し、前記保護回路には、所定の参照電圧を供給する直流電圧源と、前記参照電圧に関係づけられる閾値電圧よりも大きい導通電圧が印加されると導通するスイッチ回路を有するスイッチ回路と、所定のリアクタンス値を有する副リアクタンス回路と、が設けられ、前記スイッチ回路が導通したときの前記保護回路と前記主リアクタンス回路の並列接続回路のインピーダンスの絶対値は、前記スイッチ回路が非導通のときの前記保護回路と前記主リアクタンス回路の並列接続回路のインピーダンスの絶対値よりも大きくなるようにされた電源装置であって、前記スイッチ回路が導通すると、前記高周波増幅回路から前記負荷側を見たインピーダンスの絶対値は、前記保護回路が非導通のときよりも大きくなり、前記高周波の電流が制限されるように動作する電源装置である。
　また、本発明は、誘導性のリアクタンスと容量性のリアクタンスのうち、前記主リアクタンス回路のリアクタンス値はいずれか一方に設定され、前記副リアクタンス回路は他方に設定された電源装置である。
　また、本発明は、前記スイッチ回路は、前記参照電圧に充電される参照キャパシタンス素子と、前記参照キャパシタンス素子の充電電圧で逆バイアスされるダイオード素子と、を有し、前記ダイオード素子が順バイアスされる電圧が前記スイッチ回路に印加され、前記ダイオード素子が導通すると、前記スイッチ回路が導通する電源装置である。
　また、本発明は、補助電源が設けられ、前記参照キャパシタンス素子は、前記補助電源で充電される電源装置である。
　また、本発明は、前記参照キャパシタンス素子は前記直流電源で充電される電源装置である。
　なお、上記キャパシタンス素子には、複数のコンデンサで形成された容量性回路も含まれる。
＜本発明の別表現＞
　本発明を上記とは別の表現で記載すると、本発明は、直流の電源電圧を出力する直流電源と、前記直流電源に接続された半導体スイッチが導通と遮断を繰り返して高周波の出力電流を生成する高周波増幅回路と、所定のリアクタンス値を有し、前記出力電流が流れる主リアクタンス回路と、前記主リアクタンス回路に電気的に接続された出力端子と、を有し、前記出力端子から負荷に高周波の出力電圧が供給される電源装置であって、前記主リアクタンス回路に並列接続された保護回路を有し、前記保護回路には、所定の参照電圧よりも大きい導通電圧が印加されると導通するスイッチ回路と、所定のリアクタンス値を有する副リアクタンス回路と、が設けられ、前記スイッチ回路が導通すると、前記副リアクタンス回路に前記スイッチ回路を流れる電流が流れるようにされた電源装置、と記載することができる。
　また、本発明は、前記スイッチ回路が導通すると、前記高周波増幅回路と前記出力端子との間のインピーダンス値は、前記保護回路が非導通のときのインピーダンス値よりも大きくなるようにされた電源装置、と記載することができる。
　また、本発明は、前記スイッチ回路が導通したときの前記保護回路と前記主リアクタンス回路の並列接続回路のインピーダンス値は、前記スイッチ回路が遮断しているときの前記保護回路と前記主リアクタンス回路の並列接続回路のインピーダンス値よりも大きくなるようにされた電源装置、と記載することができる。
　また、本発明は、誘導性のリアクタンス値と容量性のリアクタンス値のうち、前記主リアクタンス回路のリアクタンス値はいずれか一方に設定され、前記副リアクタンス回路のリアクタンス値は他方に設定された電源装置、と記載することができる。
　また、本発明は、前記スイッチ回路は、前記参照電圧に充電される参照コンデンサと、前記参照コンデンサの充電電圧で逆バイアスされるダイオード素子と、を有し、前記ダイオード素子が順バイアスされて導通する電圧が前記スイッチ回路に印加され、前記ダイオード素子が導通すると、前記スイッチ回路が導通する電源装置、と記載することができる。
　また、本発明は、補助電源が設けられ、前記参照コンデンサは、前記補助電源で充電される電源装置、と記載することができる。
　また、本発明は、前記参照コンデンサは前記直流電源で充電される電源装置、と記載することができる。
　また、本発明は、前記高周波増幅回路は、一端が前記直流電源に電気的に接続された誘導性の出力インダクタンス回路を有し、前記出力インダクタンス回路の他端には、前記半導体スイッチが電気的に接続され、前記出力電流は、前記半導体スイッチが導通と遮断とを繰り返し、前記出力インダクタンス回路を流れる電流によって生成される電源装置、と記載することができる。
　また、本発明は、トランスを有し、前記トランスの一次巻線に前記高周波増幅回路が生成した前記出力電流が流れ、前記一次巻線と磁気結合された二次巻線に、前記出力電圧が誘起される電源装置、と記載することができる。
　＜高周波電流制限回路の基本的動作および動作波形について＞
　後述する保護回路と主リアクタンス回路とを並列接続した回路を高周波電流制限回路と呼んで、本発明の電源回路の基本的動作および動作波形について説明する。
　本発明では高周波電流制限回路は、高周波増幅回路と負荷との間に直列に挿入されており、負荷インピーダンスが変動して高周波増幅回路の出力電流が大きくなろうとしたときに、高周波電流制限回路の直列インピーダンスが増大する事で出力電流を小さくすることができるようにされている。
　高周波電流制限回路の電流制限する機能について説明する(図１３(ａ)、(ｂ))。
＜高周波電流制限回路がない場合（従来）＞
　高周波増幅回路を高周波電圧源「ＶＲＦ」と見なした時に、「Ｌｏａｄ」インピーダンスの絶対値に反比例した大きさの電流が出力される（下記式）。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　例えば、高周波増幅回路から見た負荷インピーダンスの絶対値が３０～４０Ω程度で設計されている場合、仮に負荷インピーダンスの絶対値が１Ωまで低下してしまうと、３０～４０倍電流が発生する。
＜高周波電流制限回路を入れた場合＞
　まず高周波電流制限回路として機能させる為に回路定数を適切な値に調整されている必要があり、ダイオード素子を“Ｄ”と略して記載すると、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４が導通しているときは遮断しているときよりも、A極・B極間のインピーダンスの絶対値が増大している状態にする。Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４のアノードカソード間を導通させた状態で、ＬとＣの値は並列共振条件で合成インピーダンスの絶対値が最も大きい値となる。ｆを発振周波数、πを円周率とすると、下記式の関係を目安にＬまたはＣのリアクタンス値の調整を行う。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
＜電流制限されない状態の振る舞い＞
　電流制限されない状態は、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４に印加される電圧は逆バイアスであり、又は順バイアスであってもダイオード素子の閾値電圧Ｖｆを越えない電圧が印加されている状態を言う。この状態では、保護回路はＤ１、Ｄ２の寄生容量とＣとの合成容量のインピーダンスを持つ。Ｄ１、Ｄ２とＣの合成インピーダンスの絶対値はＬのものより大きく設定されている為、出力電流の大部分はＬに流れ、残りがＣに流れるものと考えてよい(図１４(ａ))。
＜電流制限される状態の振る舞い＞
　電流制限される状態においては、大きく４つの状態に分類される(図１５)。
期間[Ａ]：Ｄ２，Ｄ４が導通した期間
期間[Ｂ]：Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４が遮断した期間
期間[Ｃ]：Ｄ１，Ｄ３が導通した期間
期間[Ｄ]：Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４が遮断した期間
　[Ｂ]および[Ｄ]期間においては、閾値電圧を超えない為、主にＬに出力電流が流れる。保護回路には、ダイオード素子の寄生容量を経由して電流が流れる。
　期間[Ａ]および期間[Ｃ]においては、Ｄ１、Ｄ３またはＤ２、Ｄ４が導通している為、導通しているダイオード素子、および参照電圧源Ｖｌｉｍｉｔが高周波的に短絡インピーダンスとした場合、保護回路にはＣのインピーダンスに基づいた電流が流れる。ＬとＣは数式２による並列共振条件となるインピーダンス関係になっている為、Ｌの電流を打ち消すように電流が流れようとし、結果的にＩＬとＩＣの合成電流の実効値は小さくなる為、電流を制限することができる(図１４(ｂ))。
　主リアクタンス回路が容量性で、副リアクタンス回路が誘導性の場合も同様の動作を確認する事ができる(図１６)。
＜電流制限されない状態の振る舞い＞
　電流制限されない状態においては、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４には逆バイアスが印加されており、又は、順方向電圧でもダイオード素子の閾値電圧Ｖｆを越えない為、Ｄ１、Ｄ２の寄生容量とＣとの合成容量のインピーダンスを持つ。Ｄ１、Ｄ２とＣの合成インピーダンスの絶対値はＬのものより大きく設定されている為、出力電流の大部分はＬに流れ、残りがＣに流れると考えてよい(図１７(ａ))。
＜電流制限される状態の振る舞い＞
　電流制限される状態(図１７(ｂ))においては、下記期間Ａ～Ｄに分類される(図１８)。
期間[Ａ]：Ｄ２，Ｄ４が導通した期間
期間[Ｂ]：Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４が遮断した期間
期間[Ｃ]：Ｄ１，Ｄ３が導通した期間
期間[Ｄ]：Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４が遮断した期間
　期間[Ｂ]/期間[Ｄ]においては、閾値電圧を超えない為、主にＣに出力電流が流れる。保護回路には、ダイオード素子の寄生容量を経由して電流が流れる。
　期間[Ａ]/期間[Ｃ]においては、Ｄ１、Ｄ３またはＤ２、Ｄ４が導通している為、導通しているダイオード素子、および参照電圧源Ｖｌｉｍｉｔが高周波的に短絡インピーダンスとした場合、保護回路にはＬのインピーダンスに基づいた電流が流れる。ＬとＣは数式２による並列共振条件となるインピーダンス関係になっている為、Ｃに流れる電流を打ち消すように電流が流れようとし、結果的にＩＬとＩＣの合成電流の実効値は小さくなる為、電流制限する事ができる。
　また、整流回路に関しては全波整流回路だけでなく、整流回路に流れるどちらの極性の電流に対しても、ダイオード素子が導通した時に、Ａ極・Ｂ極間のインピーダンスが遮断時に比べて、増大するように設計されていれば、その他の整流回路でも可能で、半波倍電圧整流回路など様々な整流回路を適用することが可能である。
　半波倍電圧整流回路の場合(図１９)、ＡＣ結合キャパシタＣｃを考慮する必要があり、Ｄ１／Ｄ２短絡状態において、Ｃｃ，Ｌ、ＣによるＡ極・Ｂ極の間の合成インピーダンスが最大となるように調整すればよい(図２０、２１)。
　直流電圧源ＶｌｉｍｉｔをＲＦの供給回路から絶縁したい場合、下記のような変圧器結合型の整流回路(図２２)も適用可能である(図２３，２４)。下記例の場合においてはＤ１、Ｄ２のアノードカソード間を短絡した状態でＣｃ、Ｔｘ、Ｌの副リアクタンス回路のインピーダンスと、主リアクタンス回路のＣのインピーダンスとの合成インピーダンス調整を行う。
[高周波電流制限回路が有効に機能する為に必要とされる特性]
　高周波電流制限回路のインピーダンスの観点から各回路に必要とされる特性について説明する。
　図１３(ｂ)の各回路の発振周波数での各回路のインピーダンスを図２９に示すように定義し、その内容を下記に記載する。
主リアクタンス回路インピーダンス：Z1=R1+jX1[Ω] 
副リアクタンス回路インピーダンス：Z2=R2+jX2[Ω] 
導通したスイッチ回路インピーダンス：ZSON=RSON+jXSON[Ω]
遮断したスイッチ回路インピーダンス：ZSOFF=RSOFF+jXSOFF[Ω] 
スイッチ回路導通時の保護回路インピーダンス：ZPON[Ω]
スイッチ回路遮断時の保護回路インピーダンス：ZPOFF[Ω]
スイッチ回路導通時の高周波電流制限回路インピーダンス：ZLimitON[Ω]
スイッチ回路遮断時の高周波電流制限回路インピーダンス：ZLimitOFF[Ω]
負荷インピーダンス：ZLoad[Ω]
高周波電流制限回路は保護回路と主リアクタンス回路との並列接続回路をなしており、その合成インピーダンスの絶対値は下式A1・A2となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　R1,R2,RSONは正の値を持つので、スイッチ回路が導通しているときの高周波電流制限回路のインピーダンスの絶対値が最大となる条件は、X1≠0[Ω]かつ、X2+XSON　≠0[Ω]かつ、X1+X2+XSON=0[Ω]となる。  
　本件明細書では、「≒」を左辺と右辺がほぼ等しいことを示す記号として使用しており、X1+X2+XSON≒0[Ω]に調整した場合においてはZLimitONは式A3となる
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　ここで高周波電流制限回路をプラズマ発生用高周波電源に適用させる場合、電力損失を抑えなければならないため、R1,R2,RSONおよびRSOFFはそれぞれ主リアクタンス回路のX1に対して非常に小さい値にしなければならない。従って、|X1|>1[Ω]の場合において、式A3の分子の抵抗成分の項が、X12の項に対して非常に小さい値になる為、0[Ω]に近似すると、ZLimitONは式A4のように、抵抗成分が大部分を占める状態となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　式A4が実現できる条件においては、高周波電圧源VRFからみた、インピーダンスは、負荷インピーダンスがどのような条件においても、直列接続のZLimitONが現れる事になるので、安定して電流制限を機能を実現することができる。
　高周波電流制限回路のスイッチ回路導通時の電流について説明する。
ここで回路条件として、X1+X2+XSON=0[Ω]かつ、R1,R2,RSON,RSOFFは|X1|に比べて非常に小さい抵抗として、それぞれ0[Ω]に近似した場合、
ZPON＝R2＋RSON＋j(X2＋XSON) ≒－jＸ1[Ω]　・・・A5
Z1＝R1＋jＸ1 ≒jＸ1[Ω]　・・・A6
　ZPONとZ1は互いに複素共役となるインピーダンスとなる。また、互いに並列接続されているから、主リアクタンス回路に流れる電流に対して、保護回路に流れる電流は主リアクタンスと同じ大きさの逆位相の電流が流れることを意味する。従って、高周波電流制限回路が電流制限機能を発揮する状態においては、スイッチ回路導通時は主リアクタンス回路に流れる電流を打ち消すような電流が保護回路に流れるから、出力電流が制限されるのである。
　次に、スイッチ回路が遮断しているときのインピーダンス条件について説明する。
　まず、導通しているときのスイッチ回路のリアクタンス値と、遮断しているときのスイッチ回路のリアクタンス値の差のリアクタンス値の大きさを主リアクタンス値よりも大きい値に設定する。
　｜XSON－XSOFF｜＞｜X1｜　・・・B1
　保護回路は複数の素子を組み合わせたスイッチ回路がある為、インピーダンスの抵抗成分が主リアクタンス回路に比べて大きくなりやすいことから、定常状態での電力損失を抑える必要がある。保護回路の非導通時インピーダンスの絶対値を主リアクタンス回路よりも大きくして、高周波増幅回路で生成される出力電流を保護回路にできる限り流さないようにする必要がある。流れる電流は各回路のインピーダンスの絶対値で決まるので、主リアクタンス回路のインピーダンスの絶対値と、保護回路のインピーダンスの絶対値が主リアクタンス回路インピーダンスの絶対値のG倍（G>1）になるよう設定した場合、関係式B2となる
　G×｜Z1｜＝｜ZPOFF｜[Ω]　・・・B2
式A2に対して、条件R1，R2，RSON，RSOFF≪X1＜｜XSON－XSOFF｜と
XSON ≒－（X1＋X2）[Ω]とを適用し、さらに関係式B2を適用すると、近似式B3となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　式A4・B3から、スイッチ回路が遮断しているときの高周波電流制限回路のインピーダンスの絶対値が、スイッチ回路が導通しているときの高周波電流制限回路のインピーダンスの絶対値よりも大きくなる条件は、B4式となる。
　｜XSON－XSOFF｜＞G×(R1＋R2＋RSON)　・・・B4
　従って、高周波電流制限回路が最良に機能する為に、求められる各回路のインピーダンス条件は、下記となる。
|X1|＞1[Ω]
X1＋X2＋XSON ≒0[Ω]
R1，R2，RSON，RSOFF≪｜X1｜[Ω]
｜XSON－XSOFF｜＞｜X1｜
G×｜Z1｜＝｜ZPOFF｜[Ω]ただし G＞1
｜XSON－XSOFF｜＞G×(R1＋R2＋RSON)
[高周波電源への適用]
　高周波増幅回路にＥ級増幅回路を適用したときの例を示す(図２５、２７，２８)。発振周波数13.56MHzで動作する増幅回路である。高周波電流制限回路はC4=C2=2000pFとし、L2はD1またはD2のアノードカソード間を導通させた時にA極・B極間のインピーダンスの絶対値が最大、即ち並列共振条件となる137nHを目安に微調整する。この例では|Z|＝300Ωが最大値となった。
　副リアクタンス回路のインダクタンスを調整した時の、高周波電流制限回路のインピーダンスの変化を図１１に示すと、主・副リアクタンス回路それぞれ抵抗成分を有することから、調整目標となるインピーダンスの絶対値が最大条件においてはリアクタンスの絶対値は0Ω付近で、抵抗性のインピーダンスを有する。高周波電流制限回路のインピーダンスの抵抗要素は、負荷に直列接続された時に、負荷インピーダンスのリアクタンス値に影響されず、そのまま抵抗要素が加算されたインピーダンスとして、高周波増幅回路から見える為、負荷インピーダンスによらず安定した電流制限性能を発揮することができる。
　さらに適用例における高周波電流制限回路のダイオード素子が導通しているときと遮断しているときとの高周波電流制限回路のインピーダンスの違いについて図１２に示す。ダイオード素子が導通しているときは、ダイオード素子のリアクタンスは0Ωとみなすことができ、高周波電流制限回路のインピーダンスの絶対値は300Ωを持つ。ダイオード素子が半導体素子である場合、逆バイアスが印加されてダイオード素子が遮断しているときは、逆バイアス電圧の大きさによりダイオード素子の寄生容量成分は変化する。この時のダイオード素子の寄生容量のリアクタンス値が-20～-50Ωの間を持つとすれば、高周波電流制限回路のインピーダンスの絶対値は10Ω前後の値を有するものとなる。非導通状態・導通状態での高周波電流制限回路のインピーダンス差は30倍程度である。このことから高周波電流制限回路はインピーダンスを切り替える回路として動作できる特性であることがわかる。
　各回路定数は参照電圧に対する制限電流に相関があるためシミュレーションや実験的に適切な値を求めている。高周波出力回路は高調波のフィルタや定常負荷状態においてインピーダンスの最適化を行われ負荷インピーダンスが50Ωの時に高周波増幅回路が7+j20Ω（|Z|=21Ω）に調整されている。
　負荷インピーダンスが50Ωから短絡させて、高周波増幅回路の出力部から負荷を見たインピーダンスが低い状態（｜Z｜＜5Ω）へ移行させた時の例を示す。保護回路：高周波電流制限回路がなし・ありの場合での比較を行ったところ、高周波電流制限回路がない場合、短絡後3μsの間に3.5倍の電流出力に増大しているのに対して、高周波電流制限回路がある場合は、高速な抑制動作を示し、出力電流も1.5倍以下の電流に抑えられている(図２６)。
　本発明は、高周波増幅回路が生成した高周波の出力電流を高速に制限することが可能であり、電源装置の信頼性向上、半導体スイッチの定格を下げられることによる低コスト化を達成することができる。
　また、レイアウトの自由度が高くなり、設計難易度が低くなり、電力効率も向上する。
　また、電源装置を含む高周波電源システムの電流保護の設計が容易になる。
　また、負荷インピーダンスによらず、設定した直流電圧に応じて、電流制限素子を設置した場所の高周波の出力電流を制限することができる。
本発明の第一例の回路 本発明の第二例の回路 本発明の第一例の回路の詳細な回路図(１) 本発明の第二例の回路の詳細な回路図(１) 本発明の第一例の回路の詳細な回路図(２) 本発明の第二例の回路の詳細な回路図(２) 本発明の第一例の回路の詳細な回路図(３) 本発明の第二例の回路の詳細な回路図(３) 本発明の第一例の回路の詳細な回路図(４) 本発明の第二例の回路の詳細な回路図(４) 副リアクタンス回路のインダクタンス値と高周波電流制限回路のインピーダンス値との関係を説明するためのグラフ 高周波電流制限回路のインピーダンス値の保護回路ダイオード素子のリアクタンス値に対する依存性を示すグラフ (ａ)、(ｂ)：単純化した回路の図面 (ａ)、(ｂ)：電流制限の有無と出力電流との関係を説明するための図面 期間Ａ～Ｄに流れる電流の方向を説明するための図面 主リアクタンス回路が容量性で、副リアクタンス回路が誘導性のときの例 (ａ)、(ｂ)：制限がある場合と無い場合の電流を示すグラフ 電流制限のときの期間Ａ～Ｄに流れる電流を説明するための図面 半波倍電圧整流回路の図面 (ａ)、(ｂ)：電流が流れる状態を説明するための図面 期間Ａ～Ｄに流れる電流の方向を説明するための図面 変圧器結合型の整流回路の図面 (ａ)、(ｂ)：その回路の電流の流れを説明するための図面 期間Ａ～Ｄに流れる電流の方向を説明するための図面 高周波増幅回路にＥ級増幅回路を適用したときの第一例の回路の図面 電流が流れる状態を説明するための図面 高周波増幅回路にＤ級増幅回路を適用したときの第二例の回路の図面 高周波増幅回路にＤ級増幅回路を適用したときの第三例の回路の図面 内部のインピーダンスを説明するための図面
　以下、ダイオード素子等の半導体素子には、寄生容量が並列接続しているが、本明細書添付の図面では、寄生容量の記載は省略する。
　図１の符号１０は、負荷２５に高周波電力を供給する第一例の電源装置であり、図２の符号６０は、負荷７５に高周波電力を供給する第二例の電源装置である。
　これら電源装置１０、６０は、直流の電源電圧を出力する直流電源１１、６１と、電源電圧をスイッチングして高周波の出力電流を生成する高周波増幅回路１２、６２と、所定のリアクタンス値を有する主リアクタンス回路１３、６３と、高周波を除去するためのフィルタ回路１５、６５とをそれぞれ有している。本発明の説明では「フィルタ回路」は「高周波出力回路」とも呼ぶこともある。
　第一、第二例の電源装置１０、６０の高周波増幅回路１２、６２は、所定の大きさの誘導性リアクタンス値を有する出力インダクタンス回路２１、７１と、導通と遮断を行う半導体スイッチ２２、７２と、出力インダクタンス回路２１、７１を流れた電流の一部によって充電される出力キャパシタンス素子２３、７３と、半導体スイッチ２２、７２の導通と遮断とを制御する制御回路２４、７４とをそれぞれ有している。半導体スイッチ２２，７２にはトランジスタ素子を用いることができる。
　第一、第二例の電源装置１０、６０の出力インダクタンス回路２１、７１の一端は、直流電源１１、６１に電気的に接続され、他端は半導体スイッチ２２、７２の半導体出力端子２０、７０にそれぞれ電気的に接続されている。
　直流電源１１、６１は、直流電圧出力装置１７、６７と、定電圧出力用の電源キャパシタンス素子２７、７７とを有している。
　直流電圧出力装置１７、６７と電源キャパシタンス素子２７、７７とは、互いに並列接続され、直流電圧出力装置１７、６７の一端と、電源キャパシタンス素子２７、７７の一端とは、出力インダクタンス回路２１、７１の一端にそれぞれ電気的に接続されており、直流電圧出力装置１７、６７の他端と、電源キャパシタンス素子２７、７７の他端とは、それぞれ接地電位に電気的に接続されている。
　制御回路２４、７４の制御によって、半導体スイッチ２２、７２が導通すると、第一、第二例の電源装置１０、６０の出力インダクタンス回路２１、７１にそれぞれ電流が流れる。出力インダクタンス回路２１、７１に流れた電流は、第一、第二例の電源装置１０、６０の半導体スイッチ２２、７２を通って接地電位にそれぞれ流出する。
　出力キャパシタンス素子２３、７３は、半導体スイッチ２２、７２に並列接続されており、充電された出力キャパシタンス素子２３、７３は、半導体スイッチ２２、７２を介して放電し、第一、第二例の電源装置１０、６０の半導体出力端子２０、７０の電圧はそれぞれ低下する。
　制御回路２４、７４の制御により、半導体スイッチ２２、７２が導通から遮断に転じると、出力インダクタンス回路２１、７１には、出力インダクタンス回路２１、７１に流れる電流を維持する極性の誘導起電力が発生し、出力キャパシタンス素子２３、７３を充電し、第一、第二例の電源装置１０、６０の半導体出力端子２０、７０の電圧をそれぞれ上昇させる。
　第一、第二例の電源装置１０、６０の主リアクタンス回路１３、６３の一端は、半導体出力端子２０、７０に電気的に接続され、他端はフィルタ回路１５、６５を介して出力端子１６，６６に電気的に接続されている。
　高周波増幅回路１２、６２の動作によって、半導体出力端子２０、７０には、正電圧内で振幅する高周波の電圧が生成されており、高周波増幅回路１２、６２が出力する高周波電流は、半導体出力端子２０、７０から主リアクタンス回路１３、６３に供給され、主リアクタンス回路１３、６３を流れ、出力端子１６，６６に、高周波の出力電圧が印加される。
　出力端子１６，６６には、負荷２５、７５が電気的に接続されており、出力電圧は、出力端子１６，６６から負荷２５，７５に供給される。第一、第二例の電源装置１０，６０では、出力電流はフィルタ回路１５、６５を流れ、出力端子１６，６６から負荷２５、７５にそれぞれ供給される。
　これら第一、第二例の電源装置１０、６０は、プラズマの生成と維持に用いられる真空処理装置用の高周波電源装置であり、負荷２５、７５はプラズマのインピーダンスを表している。
　プラズマが発生するとき、プラズマが不安定になったとき、又はプラズマが消滅したとき等の非定常状態では、プラズマのインピーダンスは変化するから、非定常状態では、負荷２５、７５のインピーダンスの値が変化することになる。
　第一、第二例の電源装置１０、６０は、主リアクタンス回路１３、６３に並列接続された保護回路１４、６４をそれぞれ有している。
　図１～図１０中の符号Ｑ1～Ｑ4は主リアクタンス回路１３、６３が有する接続極であり、一方の接続極Ｑ1、Ｑ3は高周波増幅回路１２，６２に接続され、他方の接続極Ｑ2、Ｑ4は高周波出力回路であるフィルタ回路１５，６５に接続されている。
　図３には、第一例の電源装置１０の保護回路１４の内部回路の一例が示されており、図４には、第二例の電源装置６０の保護回路６４の内部回路の一例が示されている。
　保護回路１４、６４は、スイッチ回路１９、６９と、所定のリアクタンス値を有する副リアクタンス回路３０，８０とを有している。
　第一、第二の電源装置１０、６０の副リアクタンス回路３０、８０は、第一の副リアクタンス素子２８1，７８1と、第二の副リアクタンス素子２８2、７８2とを有しており、第一の副リアクタンス素子２８1，７８1と、スイッチ回路１９、６９と、第二の副リアクタンス素子２８2、７８2とは直列接続されており、従って、第一の副リアクタンス素子２８1，７８1と第二の副リアクタンス素子２８2、７８2との間にスイッチ回路１９、６９が配置されていても、スイッチ回路１９、６９と副リアクタンス回路３０，８０とは直列接続されており、その直列接続された回路で保護回路１４，６４が構成されており、保護回路１４，６４は、主リアクタンス回路１３、６３に並列接続されている。
　スイッチ回路１９、６９は、所定の参照電圧よりも大きい導通電圧が印加されると導通し、所定の参照電圧を下回る電圧が印加されているときは遮断する。
　スイッチ回路１９，６９が導通している状態を導通状態とし、遮断している状態を非導通状態とすると、スイッチ回路１９，６９が非導通状態のときも後述する寄生容量等によってスイッチ回路１９，６９には電流が流れるようになっており、高周波増幅回路１２、６２で生成された出力電流は、スイッチ回路１９、６９が導通状態にあるときと非導通状態にあるときとの両方とも、主リアクタンス素子１３，６３と保護回路１４，６４の両方を流れることになる。
　スイッチ回路１９、６９が非導通状態のときの保護回路１４、６４のインピーダンスの絶対値は、主リアクタンス回路１３，６３のインピーダンスの絶対値よりも大きく、スイッチ回路１９、６９が導通状態のときの保護回路１４、６４のインピーダンスの絶対値は、主リアクタンス回路１３，６３のインピーダンスの絶対値よりも小さくなるようにされている。
　従って、スイッチ回路１９、６９が非導通状態のときには、保護回路１４，６４に流れる電流は主リアクタンス回路１３，６３に流れる電流よりも小さく、逆に、スイッチ回路１９，６９が導通状態にあるときには、保護回路１４，６４に流れる電流は主リアクタンス回路１３，６３に流れる電流よりも大きくなる。
　主リアクタンス回路１３，６３のリアクタンス値は１Ωを超える大きさであり、主リアクタンス回路１３，６３のレジスタンス値は、リアクタンス値よりも小さい値にされている。
　またスイッチ回路１９，６９が導通状態にあるときの保護回路１４，６４のリアクタンス値と、非導通状態にあるときのときの保護回路１４，６４のリアクタンス値との差のリアクタンス値は、主リアクタンス回路１３，６３のリアクタンス値のよりも大きくなるように設定されていて、スイッチ回路１９，６９のレジスタンス値は、主リアクタンス回路１３，６３のリアクタンス値の大きさよりも小さい値に設定されている。
　副リアクタンス回路３０、８０のリアクタンスの値は、導通状態の保護回路１４、６４と主リアクタンス回路１３，６３の並列回路のインピーダンスの絶対値が、非導通状態の保護回路１４、６４と主リアクタンス回路１３，６３の並列回路のインピーダンスの絶対値よりも大きくなる値に設定されており、保護回路１４，６４が非導通状態から導通状態に転じると出力電流が流れにくくなるようになっている。
　また、副リアクタンス回路３０、８０のレジスタンスの値は、主リアクタンス回路のリアクタンス値と比較すると小さい値に設定されている。
　スイッチ回路１９、６９の内部を説明すると、第一、第二の電源装置１０、６０のスイッチ回路１９、６９は、複数個のダイオード素子と、所定の大きさの参照電圧に充電される参照キャパシタンス素子１８、６８とを有している。
　ここでは、各スイッチ回路１９、６９は、第一～第四のダイオード素子Ｄ01～Ｄ04又はＤ11～Ｄ14をそれぞれ有しており、第一のダイオード素子Ｄ01、Ｄ11のアノード端子には、第四のダイオード素子Ｄ04、Ｄ14のカソード端子が電気的に接続され、また、第三のダイオード素子Ｄ03、Ｄ13のアノード端子には、第二のダイオード素子Ｄ02、Ｄ12のカソード端子が電気的に接続されている。
　第一のダイオード素子Ｄ01、Ｄ11のカソード端子と第三のダイオード素子Ｄ03、Ｄ13のカソード端子とは電気的に接続され、第四のダイオード素子Ｄ04、Ｄ14のアノード端子と第二のダイオード素子Ｄ02、Ｄ12のアノード端子とは電気的に接続されている。
　第一～第四のダイオード素子Ｄ01～Ｄ04又はＤ11～Ｄ14には、それぞれダイオード素子の寄生容量ＣＤ01～ＣＤ04又はＣＤ11～ＣＤ14が並列要素として存在している。
　順方向電圧が印加されている第一～第四のダイオード素子Ｄ01～Ｄ04又はＤ11～Ｄ14は導通し、保護回路１４、６４に電流が流れる。
　ダイオード素子Ｄ01～Ｄ04又はＤ11～Ｄ14に逆方向電圧が印加されているときはダイオード素子本体の接合部分には電流は流れず、ダイオード素子Ｄ01～Ｄ04又はＤ11～Ｄ14は遮断するが、ダイオード素子の寄生容量ＣＤ01～ＣＤ04又はＣＤ11～ＣＤ14には電流が流れる。
　主リアクタンス回路１３、６３は二端子の回路である。第一のダイオード素子Ｄ01、Ｄ11のアノード端子と第四のダイオード素子Ｄ04、Ｄ14のカソード端子との接続部分を第一の接続点Ｐ1、Ｐ11と呼び、第三のダイオード素子Ｄ03、Ｄ13のアノード端子と第二のダイオード素子Ｄ02、Ｄ12のカソード端子との接続点を第二の接続点Ｐ2、Ｐ12と呼ぶと、第一の副リアクタンス素子２８1、７８1の一端は、第一の接続点Ｐ1、Ｐ11に電気的に接続され、他端は、主リアクタンス回路１３、６３の一端に電気的に接続されている。
　第二の副リアクタンス素子２８2、７８2の一端は、第二の接続点Ｐ2、Ｐ12に電気的に接続され、他端は、主リアクタンス回路１３、６３の他端とフィルタ回路１５，６５の一端に電気的に接続されている。フィルタ回路１５，６５の他端は、出力端子１６，６６に電気的に接続されている。
　第一のダイオード素子Ｄ01、Ｄ11のカソード端子と第３のダイオード素子Ｄ03、Ｄ13のカソード端子とが電気的に接続された部分をカソード点ＰK又はＰKKと呼び、第４のダイオード素子Ｄ04、Ｄ14のアノード端子と第二のダイオード素子Ｄ02、Ｄ12のアノード端子とが電気的に接続された部分をアノード点ＰA又はＰAAと呼ぶと、参照キャパシタンス素子１８、６８の一端はカソード点ＰK、ＰKKに電気的に接続され、他端はアノード点ＰA、ＰAAに電気的に接続され、第一～第四のダイオード素子Ｄ01～Ｄ04又はＤ11～Ｄ14と参照キャパシタンス素子１８，６８とでＨブリッジ回路が構成されている。
　後述する本発明の電源装置を含め、本発明にはフィルタ回路を用いることができ、ここでは、同一のフィルタ回路１５、６５が用いられているものとする。
　そのフィルタ回路１５、６５は、ブロッキングキャパシタンス素子３５、８５と、インダクタンス素子とキャパシタンス素子とが並列接続された第一のフィルタ回路３６，８６と、インダクタンス素子から成る第二のフィルタ回路３７，８７と、キャパシタンス素子から成る第三のフィルタ回路３４，８４とを有しており、ブロッキングキャパシタンス素子３５、８５と、第一のフィルタ回路３６，８６と、第二のフィルタ回路３７、８７とは、直列接続されて、主リアクタンス回路１３、６３と保護回路１４、６４とが接続された部分と、出力端子１６，６６とを電気的に接続させており、第三のフィルタ回路３４，８４は、出力端子１６、６６を接地電位に接続させており、高周波増幅回路１２，６２と出力端子１６，６６との間を、出力電流の周波数が通過しやすいようにされている。
　次に、第一例の電源装置１０に特有な事項を説明する。
　第一例の電源装置１０には補助電源２６が設けられている。
　補助電源２６には、直流の正電圧を出力する正電圧端子３８と、正電圧端子３８の電圧に対して負電圧を出力する負電圧端子３９とが設けられており、正電圧端子３８はカソード点ＰKに電気的に接続され、負電圧端子３９はアノード点ＰAに電気的に接続されており、補助電源２６が正電圧端子３８から出力する正電圧はカソード点ＰKに印加され、負電圧端子３９が出力する負電圧はアノード点ＰAに印加され、参照キャパシタンス素子１８は補助電源２６が出力する電圧で充電される。
　参照キャパシタンス素子１８が充電された電圧を参照電圧と呼ぶと、補助電源２６の正電圧端子３８の負電圧端子３９に対する電圧は参照電圧であり、ブリッジ回路中の第一、第四のダイオード素子Ｄ01、Ｄ04の直列回路と、第二、第三のダイオード素子Ｄ02、Ｄ03の直列回路には、参照キャパシタンス素子１８の両端に現れる参照電圧が、逆バイアスで印加され、第一～第四のダイオード素子Ｄ01～Ｄ04は導通しないようにされている。
　なお、ここでは、補助電源２６と参照キャパシタンス素子１８の間には、コモンチョークコイル２９が挿入されており、コモンチョークコイル２９内の磁気結合した二個の巻線３１、３２のうち、一方の巻線３１の一端はアノード点ＰAに電気的に接続され、他端は負電圧端子３９に電気的に接続されている。他方の巻線３２の一端はカソード点ＰKに電気的に接続され、他端は正電圧端子３８に電気的に接続されている。
　二個の巻線３１、３２は同極性にされており、二個の巻線３１、３２の両方に補助電源２６に向かう電流が流れる場合、又は、二個の巻線３１、３２の両方に保護回路１４に向かう電流が流れる場合は、二個の巻線３１，３２がインダクタンス素子として機能し、電流が流れにくくなる。アノード点ＰAとカソード点ＰKには、高周波増幅回路１２が出力する同じ極性及び大きさの電圧が印加されるとすると、その電圧は、コモンチョークコイル２９によって減衰又は遮断され、補助電源２６の正電圧端子３８と負電圧端子３９の間に印加されにくいようになっている。
　次に、第二例の電源装置６０を説明する。
　第二例の電源装置６０にも、コモンチョークコイル７９が設けられており、コモンチョークコイル７９内で磁気結合された二個の巻線８１、８２のうち、一方の巻線８１の一端は、アノード点ＰAAに電気的に接続され、他端は接地電位に電気的に接続されている。
　他方の巻線８２の一端は、カソード点ＰKKに電気的に接続され、他端は直流電源６１と出力インダクタンス回路７１とが接続された部分に電気的に接続されている。
　参照キャパシタンス素子６８のアノード点ＰAAは、接地電位に直流接続され、カソード点ＰKKは直流電源６１に直流接続されているから、参照キャパシタンス素子６８は、直流電源６１が出力する直流電圧によって充電される。
　アノード点ＰAAとカソード点ＰKKには、高周波増幅回路６２が出力する同じ極性及び大きさの電圧が印加されるているものとすると、その電圧は、コモンチョークコイル７９によって減衰又は遮断され、直流電源６１には印加されにくいようになっている。
　以上説明したように、参照キャパシタンス素子６８の充電電圧を参照電圧とすると、第一、第二例の電源装置１０、６０の参照キャパシタンス素子１８、６８は参照電圧に充電されているが、第一の接続点Ｐ1、Ｐ11と第二の接続点Ｐ2、Ｐ12の間に、参照電圧よりも大きく、第一のダイオード素子Ｄ01、Ｄ11と、第二のダイオード素子Ｄ02、Ｄ12とを導通させる大きさの電圧、又は、第三のダイオード素子Ｄ03、Ｄ13と、第四のダイオード素子Ｄ04、Ｄ14とを導通させる大きさの電圧が印加されると、スイッチ回路１９、６９の内部は、第一のダイオード素子Ｄ01、Ｄ11と、参照キャパシタンス素子１８，６８と、第二のダイオード素子Ｄ02、Ｄ12とを通って電流が流れ、又は、第三のダイオード素子Ｄ3、Ｄ13と、参照キャパシタンス素子１８，６８と、第四のダイオード素子Ｄ04、Ｄ14とを通って電流が流れる。
　つまり、このスイッチ回路１９、６９は、第一、第二の接続点Ｐ1、Ｐ11、Ｐ2、Ｐ12の間に、参照電圧とダイオード素子の導通電圧の二個分を加算した大きさの電圧が印加されると導通する。
　なお、補助電源２６が出力する電圧は、プラズマが定常状態にあるときはスイッチ回路が導通しないように適切な値に設定される。
　スイッチ回路１９、６９が非導通状態のときは、保護回路１４、６４のインピーダンスの絶対値は主リアクタンス回路１３、６３のインピーダンスの絶対値よりも大きく設定されているので、高周波増幅回路１２、６２から負荷２５、７５に向かう高周波の出力電流は、主リアクタンス回路１３、６３に流れる電流量の方が、副リアクタンス回路３０，８０に流れる電流量よりも大きくなっている。
　スイッチ回路１９、６９が非導通状態のときに保護回路１４，６４に流れる電流を非導通電流と呼び、スイッチ回路１９、６９が導通状態のときに保護回路１４、６４に流れる電流を導通電流と呼ぶものとすると、保護回路１４，６４に非導通電流が流れるときは、第一の接続点Ｐ1、Ｐ11の電圧が第二の接続点Ｐ2、Ｐ12の電圧に対して正電圧のときと、第二の接続点Ｐ2、Ｐ12の電圧が第一の接続点Ｐ1、Ｐ11の電圧に対して正電圧のときとがある。
　第一の接続点Ｐ1、Ｐ11の電圧が第二の接続点Ｐ2、Ｐ12の電圧に対して正電圧の場合に、非導通電流に対応してスイッチ回路１９，６９に流れる電流は、第一の接続点Ｐ1、Ｐ11からスイッチ回路１９，６９に流入し、第一のダイオード素子Ｄ01、Ｄ11の寄生容量ＣＤ01、ＣＤ11と、第四のダイオード素子Ｄ04、Ｄ14の寄生容量ＣＤ04、ＣＤ14と、参照キャパシタンス素子１８、６８と、第三のダイオード素子Ｄ03、Ｄ13の寄生容量とＣＤ03、ＣＤ13、第二のダイオード素子Ｄ02、Ｄ12の寄生容量ＣＤ02、ＣＤ12を通って第二の接続点Ｐ2、Ｐ12からスイッチ回路１９、６９の外部に流出する。
　逆に、第二の接続点Ｐ2、Ｐ12が第一の接続点Ｐ1に対して正電圧の場合に、非導通電流に対応してスイッチ回路１９，６９に流れる電流は、第二の接続点Ｐ2，Ｐ12からスイッチ回路１９，６９に流入し、第三のダイオード素子Ｄ03、Ｄ13の寄生容量ＣＤ03、ＣＤ13と、第二のダイオード素子Ｄ02、Ｄ12の寄生容量ＣＤ02、ＣＤ12と、参照キャパシタンス素子１８、６８と、第一のダイオード素子Ｄ01、Ｄ11の寄生容量ＣＤ01、ＣＤ11と、第四のダイオード素子Ｄ04、Ｄ14の寄生容量ＣＤ04、ＣＤ14を通って第一の接続点Ｐ1、Ｐ11から外部に流出する。
　即ち、スイッチ回路１９、６９が非導通状態のときの保護回路１４、６４のインピーダンスは、副リアクタンス回路３０、８０と、第一のダイオード素子Ｄ01、Ｄ11の寄生容量ＣＤ01、ＣＤ11と、第四のダイオード素子Ｄ04、Ｄ14の寄生容量ＣＤ04、ＣＤ14と、参照キャパシタンス素子１８、６８と、第三のダイオード素子Ｄ03、Ｄ13の寄生容量とＣＤ03、ＣＤ13、第二のダイオード素子Ｄ02、Ｄ12の寄生容量ＣＤ02、ＣＤ12により形成される回路の合成インピーダンスの値となる。
　なお、スイッチ回路１９、６９が非導通状態のときの保護回路１４、６４のインピーダンスの絶対値は、主リアクタンス回路１３、６３のインピーダンスの絶対値よりも大きくなるように設定されており、保護回路１４、６４と、主リアクタンス回路１３、６３とは並列接続されているので、主リアクタンス回路１３、６３を流れる電流の方が、保護回路１４、６４を流れる電流よりも多くなる。
　スイッチ回路１９、６９が非導通状態のときに、第一の接続点Ｐ１、Ｐ１１と第二の接続点Ｐ２、Ｐ１２との間に、参照電圧よりも、ダイオード素子の順方向電圧の二個分大きい電圧が印加された場合には、その電圧が導通電圧となり、スイッチ回路１９、６９が導通して導通電流が流れる。
　ここで、導通電圧が第一の接続点Ｐ1、Ｐ11が第二の接続点Ｐ2、Ｐ12に対して正電圧の場合は、第一の接続点Ｐ1、Ｐ11から流出する電流は、第一のダイオード素子Ｄ01、Ｄ11と、参照キャパシタンス素子１８、６８と、第二のダイオード素子Ｄ02、Ｄ12と、を通って流れ、第二の接続点Ｐ2、Ｐ12に流入する。
　逆に、第二の接続点Ｐ2、Ｐ12が第一の接続点Ｐ1、Ｐ11に対して正電圧の場合は、第二の接続点Ｐ2，Ｐ12から流出する電流は、第三のダイオード素子Ｄ03、Ｄ13と、参照キャパシタンス素子１８、６８と、第四のダイオード素子Ｄ04、Ｄ14と、を通って第一の接続点Ｐ1、Ｐ11に流入する。
　即ち、スイッチ回路１９、６９が導通状態のときの保護回路１４、６４のインピーダンスは、副リアクタンス回路３０、８０と、第一のダイオード素子Ｄ01、Ｄ11と、参照キャパシタンス素子１８、６８と、第二のダイオード素子Ｄ02、Ｄ12とで形成される回路の合成インピーダンス、又は副リアクタンス回路３０、８０と、第三のダイオード素子Ｄ03、Ｄ13と、参照キャパシタンス素子１８、６８と、第四のダイオード素子Ｄ04、Ｄ14とで形成される回路の合成インピーダンスとなる。
　従って高周波増幅回路１２、６２と負荷２５、７５との間では、保護回路１４、６４と主リアクタンス回路１３、６３とが並列接続された回路のインピーダンス値に従って電流が流れるから、スイッチ回路１９、６９が導通状態のときは、非導通状態のときとは異なるインピーダンス値で高周波増幅回路１２、６２と負荷２５、７５とが接続されることになる。
　第一、第二例の電源回路１０、６０に於いて、副リアクタンス回路３０、８０のリアクタンス値は、保護回路１４、６４と主リアクタンス回路１３、６３とが並列接続された回路のインピーダンスの絶対値が、非導通時の主リアクタンス回路１３、６３のインピーダンスの絶対値よりも、大きくなるように設定されており、高周波増幅回路１２、６２は、スイッチ回路１９、６９が非導通状態のときの方が導通状態のときよりも大きなインピーダンスの絶対値で負荷２５、７５に電気的に接続されるので、そのとき、高周波増幅回路１２、６２が出力し、又は、高周波増幅回路１２，６２に流入する電流が制限され、半導体スイッチ２２、７２は保護される。
　なお、主リアクタンス回路１３、６３のリアクタンス値と、副リアクタンス回路３０、８０のリアクタンス値と、導通状態のスイッチ回路１９、６９のリアクタンス値との総和がゼロに近くなるように設定すると、スイッチ回路１９、６９が導通状態にあるときには、保護回路１４、６４と主リアクタンス回路１３、６３の並列回路のインピーダンスの絶対値を、総和がゼロに近くないときよりも大きくすることができる。
　図３、４の電源装置１０、６０では、主リアクタンス回路１３、６３にはインダクタンス素子を用いて誘導性リアクタンスにし、副リアクタンス回路３０、８０にはキャパシタンス素子を用いて容量性リアクタンスにしたが、図５、６の電源装置４１、９１のように、主リアクタンス回路１３、６３にはキャパシタンス素子を用いて容量性リアクタンスにし、副リアクタンス回路３０、８０にはインダクタンス素子を用いて誘導性リアクタンスにしてもよい。
　次に、図７、図８の電源装置４２、９２では、スイッチ回路１９、６９は、参照キャパシタンス素子１８、６８と、参照キャパシタンス素子１８、６８に直列接続された第五のダイオード素子Ｄ21、Ｄ31と、参照キャパシタンス素子１８、６８と第五のダイオード素子Ｄ21、Ｄ31とが直列接続された回路に並列接続された第六のダイオード素子Ｄ22、Ｄ32とを有している。
　このスイッチ回路１９、６９は、誘導性リアクタンスを有する第一の副リアクタンス素子２８1、７８1と、誘導性リアクタンスを有する第二の副リアクタンス素子２８2，７８2とが直列接続されている。参照キャパシタンス素子１８、６８は、補助電源２６又は直流電源６１によって、両端の電位差が所定の参照電圧になるように、充電されている。
　ここでは、高周波増幅回路１２、６２側の端子が、負荷２５、７５側の端子よりも高くなるように充電されており、参照キャパシタンス素子１８、６８に直列接続された第五のダイオード素子Ｄ21、Ｄ31は、カソード端子が負荷２５、７５側に向けられ、アノード端子が高周波増幅回路１２、６２に向けられている。
　スイッチ回路１９、６９が非導通状態のときは、スイッチ回路１９、６９の両端には、参照電圧以上の大きさの電圧は印加されず、スイッチ回路１６、６９は導通しない。
　負荷２５、７５のインピーダンスが急変することで、主リアクタンス回路１３、６３に流れる電流、及び電圧が増大すると、同じように、スイッチ回路１９、６９の第一の接続点Ｐ1、Ｐ11と第二の接続点Ｐ2、Ｐ12との間の電圧が増大する。ここで、参照電圧に第五のダイオード素子Ｄ21、Ｄ31の順方向導通電圧を加えた電圧以上大きくなると、第五のダイオード素子Ｄ21、Ｄ31は順バイアスされ、参照キャパシタンス素子１８、６８と第五のダイオード素子Ｄ21、Ｄ31とが導通し、保護回路１４、６４に導通電流が流れる。
　このとき、高周波増幅回路１２、６２は、主リアクタンス回路１３、６３と保護回路１４、６４とが並列接続された回路のインピーダンスによって負荷２５，７５に接続される。
　主リアクタンス回路１３、６３と保護回路１４、６４とが並列接続された回路のインピーダンスの絶対値は、スイッチ回路１６、６９非導通状態のインピーダンスの絶対値よりも、スイッチ回路１６、６９導通状態のインピーダンスの絶対値の方が大きくなるように設定されており、高周波増幅回路１２、６２から出力される電流が制限され、半導体スイッチ２２、７２が保護される。
　図７、図８の電源装置４２、９２は、主リアクタンス回路１３、６３にはインダクタンス素子が用いられ、副リアクタンス回路３０、８０には副リアクタンス素子２８1、２８2、７８1、７８2が用いられ、主リアクタンス回路１３，６３が誘導性リアクタンス、副リアクタンス回路３０，８０が容量性リアクタンスにされていたが、図９、図１０の電源装置４３、９３のように、主リアクタンス回路１３、６３にキャパシタンス素子を用い、副リアクタンス回路３０、８０の副リアクタンス素子２８、７８にインダクタンス素子を用い、主リアクタンス回路１３、６３を容量性リアクタンス、副リアクタンス回路３０、８０に誘導性リアクタンスを用いてもよい。
　また、高周波増幅回路１２、６２と負荷２５、７５に電流を供給する出力端子１６、６６との間に副一次巻線を電気的に接続させ、副一次巻線と磁気結合した副二次巻線に、保護回路１４、６４を設けても良い。
１０、４１～４５、６０、９１～９５……電源装置
１１，６１……直流電源
１２，６２……高周波増幅回路
１３，６３……主リアクタンス回路
１４，６４……保護回路
１６，６６……出力端子
１８、６８……参照キャパシタンス素子
１９，６９……スイッチ回路
２１，７１……出力インダクタンス回路
２５，７５……負荷
３０、８０……副リアクタンス回路
Ｄ01～Ｄ04、Ｄ11～Ｄ14、Ｄ21，Ｄ31……ダイオード素子
ＣＤ01～ＣＤ04又はＣＤ11～ＣＤ14、ＣＤ21、ＣＤ31……ダイオード素子の寄生容量
 

Claims (5)

  1. 　直流電圧を出力する直流電源と、
    　前記直流電源に接続された半導体スイッチが導通と遮断を繰り返して高周波の電流を生成する高周波増幅回路と、
    　前記高周波の電流を負荷に供給する高周波出力回路と、
    　所定のリアクタンス値を有し、他回路への電気的な接続極を二極有し、前記接続極の片方を前記高周波増幅回路に、前記接続極の他方の極を前記高周波出力回路に直列接続される主リアクタンス回路と、
    　を有する電源装置であって、
    　前記主リアクタンス回路の二極に対して並列接続された保護回路を有し、前記保護回路には、
    　所定の参照電圧を供給する直流電圧源と、
    　前記参照電圧に関係づけられる閾値電圧よりも大きい導通電圧が印加されると導通するスイッチ回路と、
    　所定のリアクタンス値を有する副リアクタンス回路と、
    が設けられ、
    　前記スイッチ回路が導通したときの前記保護回路と前記主リアクタンス回路の並列接続回路のインピーダンスの絶対値は、前記スイッチ回路が非導通のときの前記保護回路と前記主リアクタンス回路の並列接続回路のインピーダンスの絶対値よりも大きくなるようにされた電源装置であって、
    　前記スイッチ回路が導通すると、前記高周波増幅回路から前記負荷側を見たインピーダンスの絶対値は、前記保護回路が非導通のときよりも大きくなり、前記高周波の電流が制限されるように動作する電源装置。
  2. 　誘導性のリアクタンスと容量性のリアクタンスのうち、前記主リアクタンス回路のリアクタンス値はいずれか一方に設定され、前記副リアクタンス回路は他方に設定された請求項１記載の電源装置。
  3. 　前記スイッチ回路は、
    　前記参照電圧に充電される参照キャパシタンス素子と、
    　前記参照キャパシタンス素子の充電電圧で逆バイアスされるダイオード素子と、を有し、
    　前記ダイオード素子が順バイアスされる電圧が前記スイッチ回路に印加され、前記ダイオード素子が導通すると、前記スイッチ回路が導通する請求項１又は請求項２のいずれか１項記載の電源装置。
  4. 　補助電源が設けられ、
    　前記参照キャパシタンス素子は、前記補助電源で充電される請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の電源装置。
  5. 　前記参照キャパシタンス素子は前記直流電源で充電される請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の電源装置。
PCT/JP2017/033905 2016-09-30 2017-09-20 電源装置 WO2018061932A1 (ja)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2017564940A JP6289794B1 (ja) 2016-09-30 2017-09-20 電源装置
CN201780059634.6A CN109792146B (zh) 2016-09-30 2017-09-20 电源装置
KR1020187037361A KR101995684B1 (ko) 2016-09-30 2017-09-20 전원 장치
US16/214,953 US10461731B2 (en) 2016-09-30 2018-12-10 Power supply device

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2016-193785 2016-09-30
JP2016193785 2016-09-30

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US16/214,953 Continuation US10461731B2 (en) 2016-09-30 2018-12-10 Power supply device

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2018061932A1 true WO2018061932A1 (ja) 2018-04-05

Family

ID=61759715

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2017/033905 WO2018061932A1 (ja) 2016-09-30 2017-09-20 電源装置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US10461731B2 (ja)
KR (1) KR101995684B1 (ja)
CN (1) CN109792146B (ja)
TW (1) TWI662776B (ja)
WO (1) WO2018061932A1 (ja)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111122957B (zh) * 2019-12-26 2022-08-09 上海三菱电机·上菱空调机电器有限公司 过电压检测电路、过电压检测方法、逆变器及空气调节器
JP6953566B2 (ja) * 2020-02-14 2021-10-27 株式会社京三製作所 高周波電源装置及びその出力制御方法

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5866832U (ja) * 1981-10-27 1983-05-07 日新電機株式会社 限流装置
JPS6059745U (ja) * 1983-09-26 1985-04-25 日新電機株式会社 計器用変圧装置
JP2001509357A (ja) * 1996-12-17 2001-07-10 アセア、ブラウン、ボベリ、アクチエボラーグ 対象を過電流から保護するための、過電流低減および電流制限を有する装置及び方法
JP2004350337A (ja) * 2003-05-20 2004-12-09 National Institute Of Advanced Industrial & Technology 限流機能付き潮流制御装置
JP2014183692A (ja) * 2013-03-21 2014-09-29 Yokogawa Electric Corp 過電圧保護回路

Family Cites Families (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US2979677A (en) 1957-03-14 1961-04-11 Jean H Clark Quarter wave limiter circuit
JPS5218288B2 (ja) 1972-11-18 1977-05-20
JPS5258836A (en) 1975-11-10 1977-05-14 Toshiba Corp Enclosed type distribution baord having switching surge suppressor
US4047120A (en) 1976-07-15 1977-09-06 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Transient suppression circuit for push-pull switching amplifiers
JPS5797313A (en) 1980-12-10 1982-06-17 Dainichi Nippon Cables Ltd Method of winding aerial insulated wire
GB2177273A (en) 1985-06-26 1987-01-14 Philips Electronic Associated R f power amplifier
US4719556A (en) 1986-08-07 1988-01-12 Armstrong World Industries, Inc. Current and voltage limited inverter
US5651865A (en) * 1994-06-17 1997-07-29 Eni Preferential sputtering of insulators from conductive targets
DE69841671D1 (de) * 1997-02-20 2010-07-01 Shibaura Mechatronics Corp Stromversorgungseinheit für sputtervorrichtung
US6072362A (en) 1998-07-10 2000-06-06 Ameritherm, Inc. System for enabling a full-bridge switch-mode amplifier to recover all reactive energy
EP1272014B1 (en) 1999-07-22 2009-09-09 MKS Instruments, Inc. Plasma power supply having a protection circuit
US7180758B2 (en) 1999-07-22 2007-02-20 Mks Instruments, Inc. Class E amplifier with inductive clamp
US6808607B2 (en) * 2002-09-25 2004-10-26 Advanced Energy Industries, Inc. High peak power plasma pulsed supply with arc handling
EP2075823B1 (en) * 2007-12-24 2012-02-29 Huettinger Electronic Sp. z o. o Current change limiting device
CN201336630Y (zh) * 2009-01-04 2009-10-28 青岛海信电器股份有限公司 一种电源电路及具有所述电源电路的电器设备
CA2798891C (en) * 2010-05-11 2016-04-12 Transtector Systems, Inc. Dc pass rf protector having a surge suppression module
CN103222344B (zh) * 2010-09-22 2015-12-16 株式会社岛津制作所 高频电源装置
JP5866832B2 (ja) * 2011-07-11 2016-02-24 セイコーエプソン株式会社 検出装置及び検出方法
US10842563B2 (en) 2013-03-15 2020-11-24 Covidien Lp System and method for power control of electrosurgical resonant inverters
JP5797313B1 (ja) 2014-08-25 2015-10-21 株式会社京三製作所 回生サーキュレータ、高周波電源装置、及び高周波電力の回生方法

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5866832U (ja) * 1981-10-27 1983-05-07 日新電機株式会社 限流装置
JPS6059745U (ja) * 1983-09-26 1985-04-25 日新電機株式会社 計器用変圧装置
JP2001509357A (ja) * 1996-12-17 2001-07-10 アセア、ブラウン、ボベリ、アクチエボラーグ 対象を過電流から保護するための、過電流低減および電流制限を有する装置及び方法
JP2004350337A (ja) * 2003-05-20 2004-12-09 National Institute Of Advanced Industrial & Technology 限流機能付き潮流制御装置
JP2014183692A (ja) * 2013-03-21 2014-09-29 Yokogawa Electric Corp 過電圧保護回路

Also Published As

Publication number Publication date
US10461731B2 (en) 2019-10-29
KR101995684B1 (ko) 2019-07-02
CN109792146A (zh) 2019-05-21
CN109792146B (zh) 2019-11-26
US20190123733A1 (en) 2019-04-25
KR20190007065A (ko) 2019-01-21
TWI662776B (zh) 2019-06-11
TW201830840A (zh) 2018-08-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5590268B2 (ja) 電界結合型ワイヤレス電力伝送システム及びそれに用いる受電装置
TWI327741B (en) Arc suppression arrangement and alternating voltage gas discharge excitation arrangement
JP5811292B2 (ja) 電力伝送システム
US8471484B2 (en) Reversed-polarity pulse generating circuit for direct current plasma and direct current plasma power supply unit
US9013840B2 (en) Adaptive line filter
WO2018061932A1 (ja) 電源装置
KR20230147756A (ko) 무선 전력 전송을 위한 페일세이프 안전 회로들
US9590524B1 (en) Apparatus and method for a power converter and system having foldback current limit
CN108539968B (zh) 开关电源及其控制方法
JP6289794B1 (ja) 電源装置
JP2007336682A (ja) 過電圧保護回路並びに過電圧保護およびノイズ抑制回路
CN111900874A (zh) 一种plc电源前端emc保护电路及plc电源
US20160121418A1 (en) Welder Powered Arc Starter
KR102548055B1 (ko) Dc 필터 장치
JP5172135B2 (ja) 真空装置
US9440300B2 (en) Electric discharge machining apparatus
JP2012095446A (ja) 電源装置およびその耐電圧試験方法
CN215378445U (zh) 一种用于机箱电源的保护电路
JP3401413B2 (ja) ノイズ抑制装置
JP6869854B2 (ja) 電源装置
US20220416650A1 (en) Lossless Active Snubber
JP4627696B2 (ja) 真空装置
CN115995948A (zh) 一种用于准谐振反激电源的纹波抑制电路及其抑制方法
US9550249B2 (en) High power factor rectifier/filter for three phase input welder or plasma cutter
CN110867841A (zh) 一种浪涌防护电路、器件、充电装置和电子设备

Legal Events

Date Code Title Description
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2017564940

Country of ref document: JP

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 17855887

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 20187037361

Country of ref document: KR

Kind code of ref document: A

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 17855887

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1