TWI662776B - 電源裝置 - Google Patents

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日商愛發科股份有限公司
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Abstract

對起因於負載之變動而變動的電流作限制，而保護半導體開關。將被設置有當被施加有特定之大小之導通電壓時則會導通的開關電路(19)和具有特定之電抗值之副電抗電路(30)的保護電路(14)，與由半導體開關所致之高頻電流所流動的主電抗電路(13)作並聯連接。若是開關電路(19)導通，則主電抗電路(13)和副電抗電路(30)係被作並聯連接，高頻電流係在該並聯連接電路中流動。並聯連接電路之阻抗值，係被設為會成為較主電抗電路(13)之阻抗值而更大，藉由開關電路(19)之導通，電流係成為被作限制，半導體開關係被保護。

Description

電源裝置
本發明，係有關於電源裝置之技術領域，特別是有關於高頻放大電路之半導體開關的保護。
在電漿產生用高頻電源中，於成為負載之電漿處，係會有發生突然的異常放電或者是起因於高頻電源之脈衝輸出動作所導致的電漿密度之突發性之變化的情形。若是發生此些情形，則由於對於高頻電源而言之負載阻抗係瞬間性地變動，而會有使高頻放大電路之輸出電流、電壓增大的情況，因此，若是頻繁發生，則會成為對於高頻放大電路或高頻輸出電路內部元件之電性的應力施加、破壞的重要因素。
例如，於在電漿製程中所發生的異常放電中，係進行有：在異常放電發生後的數百n秒之後，將高頻輸出停止，而使電漿能量逸散，之後，再度投入高頻電力。在此方法中，電漿係從熄火狀態起耗費數μ秒~數十μ 秒而回復至定常狀態。當再點火失敗並持續成為熄火狀態而電漿無法回復至定常狀態的情況時，高頻放大電路與負載之間的阻抗會成為非整合，並產生電力損失。
為了對於高頻放大電路之電力損失作抑制，係可考慮在輸出電力之反饋控制中進行下降控制，但是，由於在多數的情況中，回應係為慢，而耗費數百μ~數m秒的期間來使輸出電力下降，因此，在此期間中，高頻放大電路之各元件係並不會受到在反饋控制下的保護。
假設當從高頻放大電路而至負載側之阻抗成為相較於通常情形而為非常低之阻抗的情況時，高頻放大電路係會輸出通常情形之數倍的能量。起因於此，高頻放大電路之半導體開關係會產生與此相對應之電力損失或過電壓、過電流。若是高頻電源之設計者對於此些之起因於負載阻抗變動所導致的過電壓與過電流有所考慮地而進行設計，則係必須要設置具有通常情形之數倍之額定規格的半導體開關並設計耐壓性能為高的電路，而對於小型化、零件成本之削減造成阻礙。
[先前技術文獻] [專利文獻]
[專利文獻1] US 2979677號公開公報
[專利文獻2] US 4047120號公開公報
[專利文獻3] US 4719556號公開公報
[專利文獻4] US 6072362號公開公報
[專利文獻5] 日本特開2014-180577號公報
[專利文獻6] 日本專利第5258836號
[專利文獻7] 日本專利第4972411號
[專利文獻8] 日本專利第2628634號
[專利文獻9] 日本專利第5797313號
本發明之課題，係在於提供一種能夠相對於負載變動而對於高頻之輸出電流作限制的電源，並且，係在於提供一種能夠相對於負載變動而對於半導體開關作保護的電源裝置。
為了解決上述課題，本發明，係為一種電源裝置，係具備有：直流電源，係輸出直流電壓；和高頻放大電路，係使被與前述直流電源作了連接的半導體開關反覆進行導通與遮斷而產生高頻之電流；和高頻輸出電路，係將前述高頻之電流供給至負載處；和主電抗電路，係具有特定之電抗值，並具有二極之對於其他電路之電性連接極，將前述連接極之其中一方與前述高頻放大電路作串聯連接，並將前述連接極之另外一方之極與前述高頻輸出電路作串聯連接，該電源裝置，其特徵為：係具備有對於前 述主電抗電路之二極而被作了並聯連接之保護電路，在前述保護電路處，係被設置有：直流電壓源，係供給特定之參照電壓；和開關電路，係若是被施加有較被與前述參照電壓附加有關係性的臨限值電壓而更大之導通電壓，則會導通；和副電抗電路，係具有特定之電抗值，當前述開關電路作了導通時的前述保護電路與前述主電抗電路之並聯連接電路之阻抗的絕對值，係構成為會成為較當前述開關電路為非導通時的前述保護電路與前述主電抗電路之並聯連接電路之阻抗的絕對值而更大，若是前述開關電路導通，則從前述高頻放大電路而對前述負載側作了觀察時的阻抗之絕對值，係成為較前述保護電路為非導通時而更大，並以使前述高頻電流被限制的方式而動作，前述開關電路，係具備有：被充電為前述參照電壓之參照電容元件；和藉由前述參照電容元件之充電電壓而被作逆偏壓之二極體元件，前述二極體元件被作順偏壓之電壓，係被施加於前述開關電路處，若是前述二極體元件導通，則前述開關電路係導通。
又，本發明，係為一種電源裝置，其中，前述主電抗電路之電抗值，係被設定為感應性之電抗與電容性之電抗中的其中一方，前述副電抗電路，係被設定為另外一方。
又，本發明，係為一種電源裝置，其中，前述開關電路，係具備有：被充電為前述參照電壓之參照電容元件；和藉由前述參照電容元件之充電電壓而被作逆偏壓之二極體元件，前述二極體元件被作順偏壓之電壓，係被施加於 前述開關電路處，若是前述二極體元件導通，則前述開關電路係導通。
又，本發明，係為一種電源裝置，其中，係被設置有輔助電源，前述參照電容元件，係藉由前述輔助電源而被充電。
又，本發明，係為一種電源裝置，其中，前述參照電容元件，係藉由前述直流電源而被充電。
另外，在上述電容元件中，係亦包含有藉由複數之電容器所形成的電容性電路。
<本發明之其他表現>
若是以與上述表現相異之表現來對於本發明作記載，則本發明係可記載為：一種電源裝置，係具備有：直流電源，係輸出直流之電源電壓；和高頻放大電路，係使被與前述直流電源作了連接的半導體開關反覆作導通和遮斷並產生高頻之輸出電流；和主電抗電路，係具有特定之電抗值，並流動有前述輸出電流；和輸出端子，係被與前述主電抗電路作了電性連接，從前述輸出端子，來對於負載供給高頻之輸出電壓，該電源裝置，係具備有被與前述主電抗電路作了並聯連接之保護電路，在前述保護電路處，係被設置有：開關電路，係若是被施加有較特定之參照電壓而更大之導通電壓，則會導通；和副電抗電路，係具有特定之電抗值，若是前述開關電路導通，則在前述副電抗電路處係成為流動有在前述開關電路中所流動之電流。
又，本發明係可記載為：一種電源裝置，其中，若是前述開關電路導通，則前述高頻放大電路與前述輸出端子之間之阻抗值，係構成為會成為較前述保護電路為非導通時之阻抗值而更大。
又，本發明係可記載為：一種電源裝置，其中，當前述開關電路作了導通時的前述保護電路與前述主電抗電路之並聯連接電路之阻抗值，係構成為會成為較前述開關電路為遮斷時之前述保護電路與前述主電抗電路之並聯連接電路之阻抗值而更大。
又，本發明係可記載為：一種電源裝置，其中，前述主電抗電路之電抗值，係被設定為感應性之電抗值與電容性之電抗值中的其中一方，前述副電抗電路之電抗值，係被設定為另外一方。
又，本發明係可記載為：一種電源裝置，其中，前述開關電路，係具備有：被充電為前述參照電壓之參照電容器；和藉由前述參照電容器之充電電壓而被作逆偏壓之二極體元件，前述二極體元件被作順偏壓而導通之電壓，係被施加於前述開關電路處，若是前述二極體元件導通，則前述開關電路係導通。
又，本發明係可記載為：一種電源裝置，其中，係被設置有輔助電源，前述參照電容器，係藉由前述輔助電源而被充電。
又，本發明係可記載為：一種電源裝置，其中，前述參照電容器，係藉由前述直流電源而被充電。
又，本發明係可記載為：一種電源裝置，其中，前述高頻放大電路，係具備有使其中一端被與前述直流電源作了電性連接的感應性之輸出電感電路，在前述輸出電感電路之另外一端處，係被電性連接有前述半導體開關，前述輸出電流，係為使前述半導體開關反覆作導通與遮斷而藉由在前述輸出電感電路中所流動之電流而產生者。
又，本發明係可記載為：一種電源裝置，其中，係具備有變壓器，在前述變壓器之一次卷線處，係流動有前述高頻放大電路所產生的前述輸出電流，在被與前述一次卷線作了磁性耦合的二次卷線處，係被激勵有前述輸出電壓。
<關於高頻電流限制電路之基本性的動作以及動作波形>
將使後述之保護電路以及主電抗電路作了並聯連接的電路，稱作高頻電流限制電路，並針對本發明之電源電路之基本性的動作以及動作波形作說明。
在本發明中，高頻電流限制電路，係被串聯地插入至高頻放大電路與負載之間，而構成為當負載阻抗有所變動而高頻放大電路之輸出電流想要變大時，能夠藉由使高頻電流限制電路之串聯阻抗增大，來將輸出電流縮小。
針對高頻電流限制電路之電流限制功能作說明(圖13(a)、(b))。
<當不存在有高頻電流限制電路的情況(先前技術)>
在將高頻放大電路視為高頻電壓源「VRF」時，係被輸出有與「Load」阻抗之絕對值成反比的大小之電流(下式)。
例如，當從高頻放大電路而觀察到的負載阻抗之絕對值被設計為30~40Ω之程度的情況時，假設若是負載阻抗之絕對值一直降低至1Ω，則會流動30~40倍之電流。
<當加入有高頻電流限制電路的情況>
首先，為了作為高頻電流限制電路而起作用，係有必要將電路常數調整為適當之值，若是將二極體元件簡略記載為“D”，則當D1、D2、D3、D4為導通時，係成為相較於遮斷時而使A極、B極間之阻抗的絕對值有所增大的狀態。在使D1、D2、D3、D4之陽極陰極間作了導通的狀態下，L(線圈)和C(電容)之值係在並聯共振條件下而合成阻抗之絕對值成為最大之值。若是將f設為振盪頻率，並將π設為圓周率，則係以下式之關係作為參考來進行L或C之電抗值的調整。
<在並未被進行電流限制的狀態下之行為>
所謂並未被進行電流限制的狀態，係指被施加於D1、D2、D3、D4處之電壓係為逆偏壓、或者是被施加有就算是順偏壓也並未超過二極體元件之臨限值電壓Vf的電壓之狀態。在此狀態下，保護電路係具有D1、D2之寄生電容與C之間的合成電容之阻抗。由於D1、D2與C之合成阻抗的絕對值係被設定為較L之阻抗而更大，因此，可以視為輸出電流之大部分係流動至L處，而剩餘之電流係流動至C處(圖14(a))。
<在被進行有電流限制的狀態下之行為>
在被進行有電流限制的狀態下，係可大略分類為4個的狀態(圖15)。
期間[A]：D2、D4作了導通的期間
期間[B]：D1、D2、D3、D4作了遮斷的期間
期間[C]：D1、D3作了導通的期間
期間[D]：D1、D2、D3、D4作了遮斷的期間
在[B]以及[D]的期間中，由於係並未超過臨限值電壓，因此輸出電流主要係流動至L處。在保護電路中，係經由二極體元件之寄生電容而流動有電流。
在期間[A]以及期間[C]中，由於D1、D3或者是D2、D4係導通，因此，在將正成為導通之二極體元件以及參照電壓源Vlimit高頻性地設為短路阻抗的情況時，在保護電路處係流動有基於C之阻抗所致之電流。由於L和C係成為會成為由數式2所致之並聯共振條件的阻抗關係，因此，係成為以想要將L之電流抵消的方式來流動電流，其結果，IL(在線圈處流動之電流)與IC(在電容處流動之電流)之合成電流之實效值係變小，故而，係能夠對於電流作限制(圖14(b))。
當主電抗電路係為電容性而副電抗電路係為感應性的情況時，亦能夠確認到同樣的動作(圖16)。
<在並未被進行電流限制的狀態下之行為>
在並未被進行電流限制的狀態下，由於在D1、D2、D3、D4處係被施加有逆偏壓、或者是就算被是順方向電壓也並未超過二極體元件之臨限值電壓Vf，因此，係具有D1、D2、D3、D4之寄生電容與C之間的合成電容之阻抗。由於D1、D2與C之合成阻抗的絕對值係被設定為較L之阻抗而更大，因此，可以視為輸出電流之大部分係流動至L處，而剩餘之電流係流動至C處(圖17(a))。
<在被進行有電流限制的狀態下之行為>
在被進行有電流限制的狀態(圖17(b))下，係分類為下述之期間A~D(圖18)。
期間[A]：D2、D4作了導通的期間
期間[B]：D1、D2、D3、D4作了遮斷的期間
期間[C]：D1、D3作了導通的期間
期間[D]：D1、D2、D3、D4作了遮斷的期間
在期間[B]/期間[D]中，由於係並未超過臨限值電壓，因此輸出電流主要係流動至C處。在保護電路中，係經由二極體元件之寄生電容而流動有電流。
在期間[A]/期間[C]中，由於D1、D3或者是D2、D4係導通，因此，在將正成為導通之二極體元件以及參照電壓源Vlimit相對於高頻而設為短路阻抗的情況時，在保護電路處係流動有基於L之阻抗所致之電流。由於L和C係成為會成為由數式2所致之並聯共振條件的阻抗關係，因此，係成為以想要將在C中所流動之電流抵消的方式來流動電流，其結果，IL與IC之合成電流之實效值係變小，故而，係能夠對於電流作限制。
又，關於整流電路，並不僅是全波整流電路，若是以不論是對於在整流電路中所流動之何者之極性的電流均以當二極體元件作了導通時使A極、B極之間之阻抗相較於遮斷時而增大的方式來作設計，則就算是其他之整流電路，亦可作適用，而能夠適用半波倍電壓整流電路等之各種的整流電路。
在半波倍電壓整流電路的情況時(圖19)，係有必要對於AC耦合電容Cc作考慮，只要以在D1/D2短路狀態下，由Cc、L、C所致之A極、B極之間之合成阻抗會成為 最大的方式，來進行調整即可(圖20、21)。
在想要將直流電壓源Vlimit從RF之供給電路而絕緣的情況時，係亦可適用下述一般之變壓器耦合型之整流電路(圖22)(圖23、24)。在下述之例的情況中，係在將D1、D2之陽極陰極間作了短路的狀態下，進行Cc、Tx、L之副電抗電路之阻抗與主電抗電路之C之阻抗之間的合成阻抗調整。
[為了使高頻電流限制電路有效地起作用所需要的特性]
基於高頻電流限制電路之阻抗的觀點，來對於在各電路中所需要的特性作說明。
在將圖13(b)之各電路的振盪頻率下之各電路的阻抗如同圖29中所示一般地而作定義，並將其內容記載於下。
主電抗電路阻抗：Z1=R1+jX1[Ω]
副電抗電路阻抗：Z2=R2+jX2[Ω]
導通後的開關電路阻抗：ZSON=RSON+jXSON[Ω]
遮斷後的開關電路阻抗：ZSOFF=RSOFF+jXSOFF[Ω]
開關電路導通時的保護電路阻抗：ZPON[Ω]
開關電路遮斷時的保護電路阻抗：ZPOFF[Ω]
開關電路導通時的高頻電流限制電路阻抗：ZLimitON[Ω]
開關電路遮斷時的高頻電流限制電路阻抗：ZLimitOFF[Ω]
負載阻抗：ZLoad[Ω]
高頻電流限制電路，係視為保護電路和主電抗電路之間的並聯連接電路，其之合成阻抗的絕對值，係成為下式之A1‧A2。
由於R1、R2、RSON係具有正的值，因此，當開關電路為導通時之高頻電流限制電路的阻抗之絕對值會成為最大的條件，係成為X1≠0[Ω]並且X2+XSON≠0[Ω]並且X1+X2+XSON=0[Ω]。
在本案之說明書中，係將「≒」使用為代表左邊與右邊為略相等的符號，在調整為X1+X2+XSON≒0[Ω]的情況中，ZLimitON係成為式A3：
於此，在將高頻電流限制電路適用於電漿產生用高頻電源中的情況時，由於係必須要對於雷力損失作 抑制，因此，R1、R2、RSON以及RSOFF，係分別需要相對於主電抗電路之X1而設為非常小之值。故而，在|X1|>1[Ω]的情況中，式A3之分子的電阻成分之項，由於係相對於X12之項而成為非常小之值，因此，若是近似於0[Ω]，則ZLimitON係如同式A4一般地，成為大部分為電阻成分的狀態。
在能夠實現式A4的條件下，從高頻電壓源VRF所觀察的阻抗，由於不論負載阻抗是在何種條件下，均成為會出現有串聯連接之ZLimitON，因此，係能夠安定地實現電流限制之功能。
針對高頻電流限制電路之開關電路導通時的電流作說明。
於此，作為電路條件，當X1+X2+XSON=0[Ω]，並且R1、R2、RSON、RSOFF係作為相較於|X1|而為非常小的阻抗，而分別近似於0[Ω]的情況時，係成為ZPON=R2+RSON+j(X2+XSON)≒-jX1[Ω]．．．A5
Z1=R1+jX1≒jX1[Ω]．．．A6
ZPON和Z1，係成為相互成為複數共軛之阻抗。又，由於係相互被作並聯連接，因此，係代表相對於 在主電抗電路中所流動之電流，在保護電路中所流動之電流係為流動與主電抗相同大小之逆相位的電流。故而，在高頻電流限制電路發揮有電流限制功能的狀態下，於開關電路導通時，由於在保護電路中係流動如同將在主電抗電路中所流動之電流抵消一般的電流，因此輸出電流係被作限制。
接著，針對開關電路遮斷時的阻抗條件作說明。
首先，將導通時之開關電路的電抗值和遮斷時之開關電路的電抗值之間之差的電抗值之大小，設定為較主電抗值而更大之值。
| XSON-XSOFF |>| X1 |．．．B1
由於保護電路係具備有將複數之元件作了組合的開關電路，因此，阻抗之電阻成分相較於主電抗電路係容易變大，故而，係有必要對於在定常狀態下之電力損失作抑制。係有必要將保護電路之非導通時阻抗的絕對值設為較主電抗電路而更大，以成為使在高頻放大電路處所產生的輸出電流盡可能地不會流動至保護電路處。由於所流動之電流係基於各電路之阻抗的絕對值而被決定，因此，主電抗電路之阻抗的絕對值和以使開關電路遮斷時之保護電路阻抗ZPOFF的絕對值會成為主電抗電路阻抗Z1之絕對值之G倍(G>1)的方式來作了設定的情況時，係成為關係式B2： G×| Z1 |=| ZPOFF |[Ω]．．．B2
若是對於式A2，而適用條件R1，R2，RSON，RSOFF≪X1<| XSON-XSOFF |和XSON≒-(X1+X2)[Ω]，並進而適用關係式B2，則係成為近似式B3。
根據式A4‧B3，在將開關電路遮斷時的高頻電流限制電路之阻抗的絕對值會成為較在將開關電路導通時的高頻電流限制電路之阻抗的絕對值而更大的條件，係成為式B4。
| XSON-XSOFF |>G×(R1+R2+RSON)．．．B4
故而，為了使高頻電流限制電路最為良好地發揮作用所求取出來的各電路之阻抗條件，係成為如同下述一般。
|X1|>1[Ω]
X1+X2+XSON≒0[Ω]
R1,R2,RSON,RSOFF≪| X1 |[Ω]
| XSON-XSOFF |>| X1 |
G×| Z1 |=| ZPOFF |[Ω]但是，G>1
| XSON-XSOFF |>G×(R1+R2+RSON)
[對於高頻電源之適用]
對於在高頻放大電路中而適用了E級放大電路時之例作展示(圖25、27、28)。係為以震盪頻率13.56MHz而動作的放大電路。高頻電流限制電路係設為C4=C2=2000pF，L2係以在使D1或D2之陽極陰極間作了導通時A極‧B極間之阻抗的絕對值會成為最大、亦即是會成為並聯共振條件之137nH作為基準，來進行微調。在此例中，|Z|=300Ω係成為最大值。
若是將在對於副電抗電路之電感作了調整時的高頻電流限制電路之阻抗的變化於圖11中作展示，則由於主、副電抗電路係分別具備有電阻成分，因此，在成為調整目標之阻抗的絕對值為最大的條件下，電抗的絕對值係在0Ω附近具備有電阻性之阻抗。高頻電流限制電路之阻抗的電阻要素，在被與負載作了串聯連接時，係並不會被負載阻抗之電抗值所影響，而能夠對於高頻放大電路而言直接視為被加算上了電阻要素之阻抗，因此，係能夠並不依存於負載阻抗地而發揮安定之電流限制性能。
進而針對在適用例中之高頻電流限制電路的 二極體元件為導通時與被遮斷時的高頻電流限制電路之阻抗的差異，在圖12中作展示。在二極體元件為導通時，二極體元件之電抗係可視為0Ω，高頻電流限制電路之阻抗的絕對值係具有300Ω。當二極體元件係身為半導體元件的情況時，當被施加有逆偏壓而二極體元件被遮斷時，依存於逆偏壓電壓之大小，二極體元件之寄生電容成分係會改變。若是假設此時之二極體元件之寄生電容的電抗值係具有-20~-50Ω之間之值，則高頻電流限制電路之阻抗的絕對值係成為具備有10Ω前後之值者。在非導通狀態、導通狀態下之高頻電流限制電路的阻抗差，係為30倍的程度。根據此，可以得知，高頻電流限制電路係身為能夠作為對阻抗進行切換之電路而動作的特性。
各電路常數，由於係與相對於參照電壓之限制電流間存在有相關，因此，係模擬性地或實驗性地求取出適當之值。高頻輸出電路，係在高頻波之過濾器或定常負載狀態下而被進行阻抗之最適化，當負載阻抗為50Ω時，高頻放大電路係被調整為7+j20Ω(|Z|=21Ω)。
對於使負載阻抗從50Ω起而被短路並變遷至在從高頻放大電路之輸出部來對於負載作觀察時的阻抗為低之狀態(|Z|<5Ω)時的例子作展示。保護電路：在對於並不存在高頻電流限制電路以及存在有高頻電流限制電路的情況作了比較之後，其結果，在並不存在有高頻電流限制電路的情況時，於短路後，在3μs之期間中，電流輸出係作了3.5倍的增大，相對於此，在存在有高頻電流限制電 路的情況時，係展現有高速之抑制動作，並且輸出電流亦被抑制在1.5倍以下的電流(圖26)。
本發明，係能夠對於高頻放大電路所產生了的高頻之輸出電流高速地作限制，而能夠達成電源裝置之信賴性的提升以及起因於半導體開關之額定特性被降低一事所導致的低成本化。
又，佈局之自由度係變高，設計的難易度係變低，並且電力效率亦係提昇。
又，包含有電源裝置之高頻電源系統的電流保護之設計亦變得容易。
又，係能夠並不依存於負載阻抗地，來因應於所設定了的直流電壓而對於設置了電流限制元件之場所的高頻之輸出電流作限制。
10、41~45、60、91~95‧‧‧電源裝置
11、61‧‧‧直流電源
12、62‧‧‧高頻放大電路
13、63‧‧‧主電抗電路
14、64‧‧‧保護電路
16、66‧‧‧輸出端子
18、68‧‧‧參照電容元件
19、69‧‧‧開關電路
21、27‧‧‧輸出電感電路
25、75‧‧‧負載
30、80‧‧‧副電抗電路
D01~D04、D11~D14、D21，D31‧‧‧二極體元件
CD01~CD04或者是CD11~CD14、CD21、CD31‧‧‧二極體元件之寄生電容
L‧‧‧線圈
C‧‧‧電容
[圖1]係為本發明之第1例之電路。
[圖2]係為本發明之第2例之電路。
[圖3]係為本發明之第1例之電路的詳細之電路圖(1)。
[圖4]係為本發明之第2例之電路的詳細之電路圖(1)。
[圖5]係為本發明之第1例之電路的詳細之電路圖(2)。
[圖6]係為本發明之第2例之電路的詳細之電路圖(2)。
[圖7]係為本發明之第1例之電路的詳細之電路圖(3)。
[圖8]係為本發明之第2例之電路的詳細之電路圖(3)。
[圖9]係為本發明之第1例之電路的詳細之電路圖(4)。
[圖10]係為本發明之第2例之電路的詳細之電路圖(4)。
[圖11]係為用以對於副電抗電路之電感值與高頻電流限制電路之阻抗值之間的關係作說明之圖表。
[圖12]係為對於高頻電流限制電路之阻抗值的相對於保護電路二極體元件之電抗值之依存性作展示之圖表。
[圖13](a)、(b)：係為作了單純化的電路之圖面。
[圖14](a)、(b)：係為用以對於電流限制之有無與輸出電流之間之關係作說明之圖面。
[圖15]係為用以對於在期間A~D中所流動的電流之方向作說明之圖面。
[圖16]係為當主電抗電路係為電容性而副電抗電路係為感應性的情況時之例。
[圖17](a)、(b)：係為對於當存在有限制的情況時以 及並不存在有限制的情況時之電流作展示之圖表。
[圖18]係為用以對於在電流限制時的於期間A~D中所流動的電流作說明之圖面。
[圖19]係為半波倍壓整流電路之圖面。
[圖20](a)、(b)：係為用以對於電流流動的狀態作說明之圖面。
[圖21]係為用以對於在期間A~D中所流動的電流之方向作說明之圖面。
[圖22]係為變壓器耦合型之整流電路之圖面。
[圖23](a)、(b)：係為用以對於該電路之電流的流動作說明之圖面。
[圖24]係為用以對於在期間A~D中所流動的電流之方向作說明之圖面。
[圖25]係為當在高頻放大電路中而適用了E級放大電路時的第1例之電路之圖面。
[圖26]係為用以對於電流流動的狀態作說明之圖面。
[圖27]係為當在高頻放大電路中而適用了D級放大電路時的第2例之電路之圖面。
[圖28]係為當在高頻放大電路中而適用了D級放大電路時的第3例之電路之圖面。
[圖29]係為用以對於內部之阻抗作說明之圖面。
以下，在二極體元件等之半導體元件處，係並聯連接有寄生電容，但是，在本說明書所添附之圖面中，係將寄生電容之記載作省略。
圖1之元件符號10，係為對於負載25而供給高頻電力之第1例之電源裝置，圖2之元件符號60，係為對於負載75而供給高頻電力之第2例之電源裝置。
此些之電源裝置10、60，係分別具備有：輸出直流之電源電壓之直流電源11、61；和將電源電壓作切換而產生高頻之輸出電流之高頻放大電路12、62；和具有特定之電抗值之主電抗電路13、63；以及用以將高頻除去之濾波電路15、65。在本發明之說明中，係亦會有將「濾波電路」稱作「高頻輸出電路」的情形。
第1、第2例之電源裝置10、60的高頻放大電路12、62，係分別具備有：具有特定之大小的感應性電抗值之輸出電感電路21、71；和進行導通與遮斷之半導體開關22、72；和藉由在輸出電感電路21、71中所流動之電流的一部分而被作充電之輸出電容元件23、73；以及對於半導體開關22、72之導通與遮斷作控制之控制電路24、74。在半導體開關22、72處，係可使用電晶體元件。
第1、第2例之電源裝置10、60的輸出電感電路21、71之其中一端，係被與直流電源11、61作電性連接，另外一端，係分別被與半導體開關22、72之半導體輸出端子20、70作電性連接。
直流電源11、61，係具備有直流電壓輸出裝 置17、67；和定電壓輸出用之電源電容元件27、77。
直流電壓輸出裝置17、67和電源電容元件27、77，係相互被作並聯連接，直流電壓輸出裝置17、67之其中一端和電源電容元件27、77之其中一端，係分別被與輸出電感電路21、71之其中一端作電性連接，直流電壓輸出裝置17、67之另外一端和電源電容元件27、77之另外一端，係分別被與接地電位作電性連接。
藉由控制電路24、74之控制，若是半導體開關22、72被導通，則在第1、第2例之電源裝置10、60的輸出電感電路21、71中係分別流動電流。在輸出電感電路21、71中所流動之電流，係通過第1、第2例之電源裝置10、60的半導體開關22、72而分別流出至接地電位處。
輸出電源元件23、73，係被與半導體開關22、72作並聯連接，被作了充電的輸出電容元件23、73，係透過半導體開關22、72而放電，第1、第2例之電源裝置10、60的半導體輸出端子20、70之電壓係分別降低。
藉由控制電路24、74之控制，若是半導體開關22、72從導通而轉變為遮斷，則在輸出電感電路21、71處，係產生維持在輸出電感電路21、71中所流動之電流的極性之感應激發電力，並充電輸出電容元件23、73，而使第1、第2例之電源裝置10、60的半導體輸出端子20、70之電壓分別上升。
第1、第2例之電源裝置10、60的主電抗電路13、63之其中一端，係被與半導體輸出端子20、70作電性 連接，另外一端，係經由濾波電路15、65而被與輸出端子16、66作電性連接。
藉由高頻放大電路12、62之動作，在半導體輸出端子20、70處，係產生有在正電壓內而震盪之高頻的電壓，高頻放大電路12、62所輸出之高頻電流，係從半導體輸出端子20、70而被供給至主電抗電路13、63處，並在主電抗電路13、63中流動，在輸出端子16、66處，係被施加有高頻之輸出電壓。
在輸出端子16、66處，係被電性連接有負載25、75，輸出電壓，係從輸出端子16、66而被供給至負載25、75處。在第1、第2例之電源裝置10、60中，輸出電流係在濾波電路15、65中流動，並從輸出端子16、66而分別被供給至負載25、75處。
此些之第1、第2例之電源裝置10、60，係身為在電漿之產生與維持中所被使用的真空處理裝置用之高頻電源裝置，負載25、75係代表電漿之阻抗。
在電漿產生時、電漿成為不安定時或者是電漿消滅時等的非定常狀態下，由於電漿之阻抗係會改變，因此，在非定常狀態下，負載25、75之阻抗之值係成為會改變。
第1、第2例之電源裝置10、60，係分別具備有被與主電抗電路13、63作了並聯連接的保護電路14、64。
圖1~圖10中之元件符號Q1~Q4，係為主電抗電路 13、63所具備的連接電極，其中一方之連接電極Q1、Q3，係被與高頻放大電路12、62作連接，另外一方之連接電極Q2、Q4，係被與身為高頻輸出電路之濾波電路15、65作連接。
在圖3中，係對於第1例之電源裝置10的保護電路14之內部電路的其中一例作展示，在圖4中，係對於第2例之電源裝置60的保護電路64之內部電路的其中一例作展示。
保護電路14、64，係具備有開關電路19、69；和具有特定之電抗值的副電抗電路30、80。
第1、第2電源裝置10、60之副電抗電路30、80，係具備有第1副電抗元件281、781；和第2副電抗元件282、782，第1副電抗元件281、781和開關電路19、69以及第2副電抗元件282、782係被作串聯連接，故而，就算是在第1副電抗元件281、781和第2副電抗元件282、782之間配置有開關電路19、69，開關電路19、69和副電抗電路30，80亦係被作串聯連接，並藉由該被作了串聯連接之電路來構成保護電路14、64，保護電路14、64，係被與主電抗電路13、63作並聯連接。
開關電路19、69，若是被施加較特定之參照電壓而更大的導通電壓，則會被導通，若是被施加較特定之參照電壓而更低的電壓，則會被遮斷。
若是將開關電路19、69正為導通之狀態設為導通狀態，並將正為遮斷之狀態設為非導通狀態，則就算 是在開關電路19、69為非導通狀態時，起因於後述之寄生電容等，在開關電路19、69中亦係成為流動有電流，藉由高頻放大電路12、62所產生了的輸出電流，在開關電路19、69係身為導通狀態時和身為非導通狀態時的雙方中，均係成為在主電抗元件13、63和保護電路14、64之雙方中而流動。
開關電路19、69身為非導通狀態時之保護電路14、64之阻抗的絕對值，係被設為較主電抗電路13、63之阻抗的絕對值而更大，開關電路19、69身為導通狀態時之保護電路14、64之阻抗的絕對值，係被設為較主電抗電路13、63之阻抗的絕對值而更小。
故而，當開關電路19、69為非導通狀態時，在保護電路14、64中所流動之電流，係成為較在主電抗電路13、63中所流動之電流而更小，相反的，當開關電路19、69為導通狀態時，在保護電路14、64中所流動之電流，係成為較在主電抗電路13、63中所流動之電流而更大。
主電抗電路13，63之電抗值，係為超過1Ω之大小，主電抗電路13、63之電阻值，係被設為較電抗值而更小之值。
又，身為當開關電路19、69為導通狀態時之保護電路14、64的電抗值和當為非導通狀態時之保護電路14、64之電抗值之間之差的電抗值，係被設定為會成為較主電抗電路13、63之電抗值而更大，開關電路19、69之電阻值，係被設定為較主電抗電路13、63之電抗值的大小而 更小之值。
副電抗電路30、80之電抗之值，係被設為會使導通狀態之保護電路14、64和主電抗電路13、63之並聯電路之阻抗的絕對值成為較非導通狀態之保護電路14、64和主電抗電路13、63之並聯電路之阻抗的絕對值而更大之值，並成為若是保護電路14、64從非導通狀態而轉變為導通狀態則輸出電流會變得難以流動。
又，副電抗電路30、80之電阻之值，係相較於主電抗電路13、63之電抗值而被設定為較小之值。
若是對於開關電路19、69之內容作說明，則第1、第2電源裝置10、60之開關電路19、69，係具備有複數個的二極體元件、和被充電為特定之大小之參照電壓的參照電容元件18、68。
於此，各開關電路19、69，係分別具備有第1~第4二極體元件D01~D04或者是D11~D14，在第1二極體元件D01、D11之陽極端子處，係被電性連接有第4二極體元件D04、D14之陰極端子，又，在第3二極體元件D03、D13之陽極端子處，係被電性連接有第2二極體元件D02、D12之陰極端子。
第1二極體元件D01、D11之陰極端子和第3二極體元件D03、D13之陰極端子係被作電性連接，第4二極體元件D04、D14之陽極端子和第2二極體元件D02、D12之陽極端子係被作電性連接。
在第1~第4二極體元件D01~D04或者是D11~ D14處，係分別作為並聯要素而存在有二極體元件之寄生電容CD01~CD04或者是CD11~CD14。
被施加有順方向電壓之第1~第4二極體元件D01~D04或者是D11~D14係導通，在保護電路14、64中係流動電流。
當在二極體元件D01~D04或者是D11~D14處被施加有逆方向電壓時，於二極體元件本體之接合部分處係並不會流動電流，二極體元件D01~D04或者是D11~D14係被遮斷，但是，在二極體元件之寄生電容CD01~CD04或者是CD11~CD14處係會流動電流。
主電抗電路13、63係為二端子之電路。若是將第1二極體元件D01、D11之陽極端子和第4二極體元件D04、D14之陰極端子之間的連接部分稱作第1連接點P1、P11，並將第3二極體元件D03、D13之陽極端子和第2二極體元件D02、D12之陰極端子之間的連接點稱作第2連接點P2、P12，則第1副電抗元件281、781之其中一端，係被與第1連接點P1、P11作電性連接，另外一端，係被與主電抗電路13、63之其中一端作電性連接。
第2副電抗元件282、782之其中一端，係被與第2連接點P2、P12作電性連接，另外一端，係被與主電抗電路13、63之另外一端和濾波電路15、65之其中一端作電性連接。濾波電路15、65之另外一端，係被與輸出端子16、66作電性連接。
若是將第1二極體元件D01、D11之陰極端子和 第3二極體元件D03、D13之陰極端子被作電性連接的部份稱作陰極點PK或者是PKK，並將第4二極體元件D04、D14之陽極端子和第2二極體元件D02、D12之陽極端子被作電性連接的部份稱作陽極點PA或者是PAA，則參照電容元件18、68之其中一端係被與陰極點PK、PKK作電性連接，另外一端係被與陽極點PA、PAA作電性連接，並藉由第1~第4二極體元件D01~D04或者是D11~D14和參照電容元件18、68而構成H橋接電路。
亦包含後述之本發明之電源裝置，在本發明中，係能夠使用濾波電路，於此，係設為使用有相同之濾波電路15、65者。
該濾波電路15、65，係具備有隔流電容元件35、85；和使電感元件與電容元件作了並聯連接的第1濾波電路36、86；和由電感元件所成之第2濾波電路37、87；和由電容元件所成之第3濾波電路34、84，隔流電容元件35、85和第1濾波電路36、86以及第2濾波電路37、87，係被作串聯連接，主電抗電路13、63與保護電路14、64之被作連接之部分和輸出端子16、66，係被作電性連接，第3濾波電路34、84，係將輸出端子16、66與接地電位作連接，而設為使具有頻率之輸出電流容易通過高頻放大電路12、62和輸出端子16、66之間。
接著，參考圖3，針對第1例之電源裝置10所特有的事項作說明。
在第1例之電源裝置10處，係被設置有輔助電源26。
在輔助電源26處，係被設置有輸出直流之正電壓的正電壓端子38、和相對於正電壓端子38之電壓而輸出負電壓之負電壓端子39，正電壓端子38係被與陰極點PK作電性連接，負電壓端子39係被與陽極點PA作電性連接，輔助電源26之從正電壓端子38所輸出的正電壓，係被施加於陰極點PK處，負電壓端子39所輸出的負電壓係被施加於陽極點PA處，參照電容元件18係藉由輔助電源26所輸出之電壓而被作充電。
若是將參照電容元件18所被充電的電壓稱作參照電壓，則輔助電源26之正電壓端子38的相對於負電壓端子39之電壓，係身為參照電壓，在橋接電路中之第1、第4二極體元件D01、D04的串聯電路和第2、第3二極體元件D02、D03的串聯電路處，於參照電容元件18之兩端處所出現的參照電壓係作為逆偏壓而被作施加，第1~第4二極體元件D01~D04係被設為不會導通。
另外，於此，在輔助電源26與參照電容元件18之間，係被插入有共模扼流線圈29，共模扼流線圈29內之作了磁性耦合之二個的卷線31、32中之其中一方之卷線31的其中一端，係被與陽極點PA作電性連接，另外一端係被與負電壓端子39作電性連接。另外一方之卷線32的其中一端係被與陰極點PK作電性連接，另外一端係被與正電壓端子38作電性連接。
2個的卷線31、32係被設為相同極性，當在2個的卷線31、32之雙方處流動有朝向輔助電源26之電流的情 況時、或者是當在2個的卷線31、32之雙方處流動有朝向保護電路14之電流的情況時，2個的卷線31、32係作為電感元件而起作用，電流係變得難以流動。在陽極點PA和陰極點PK處，若是被施加有高頻放大電路12所輸出之相同極性以及大小的電壓，則該電壓，係藉由共模扼流線圈29而被作衰減或者是遮斷，並成為難以被施加於輔助電源26之正電壓端子38與負電壓端子39之間。
接著，參考圖4，針對第2例之電源裝置60作說明。
在第2例之電源裝置60中，亦係被設置有共模扼流線圈79，共模扼流線圈79內之作了磁性耦合之二個的卷線81、82中之其中一方之卷線81的其中一端，係被與陽極點PAA作電性連接，另外一端係被與接地電位作電性連接。
另外一方之卷線82的其中一端係被與陰極點PKK作電性連接，另外一端係被與直流電源61和輸出電感電路71之被作連接的部份作電性連接。
參照電容元件68之陽極點PAA，係被與接地電位作直流連接，陰極點PKK係被與直流電源61作直流連接，因此，參照電容元件68，係藉由直流電源61所輸出之直流電壓而被作充電。
在陽極點PAA和陰極點PKK處，若是被施加有高頻放大電路62所輸出之相同極性以及大小的電壓，則該電壓，係藉由共模扼流線圈79而被作衰減或者是遮斷，並成為難以被施加於直流電源61處。
如同以上所作了說明一般，若是將參照電容元件68之充電電壓作為參照電壓，則第1、第2例之電源裝置10、60的參照電容元件18、68係被充電為參照電壓，但是，在第1連接點P1、P11和第2連接點P2、P12之間，若是被施加有較參照電壓而更大並使第1二極體元件D01、D11和第2二極體元件D02、D12作導通之大小的電壓或者是使第3二極體元件D03、D13和第4二極體元件D04、D14作導通之大小的電壓，則開關電路19、69之內部，係通過第1二極體元件D01、D11和參照電容元件18、68和第2二極體元件D02、D12而流動電流，或者是，係通過第3二極體元件D3、D13和參照電容元件18、68和第4二極體元件D04、D14而流動電流。
亦即是，此開關電路19、69，若是在第1、第2連接點P1、P11、P2、P12之間而被施加有將參照電壓和二極體元件之導通電壓之2個的量作了加算後之大小的電壓，則會導通。
另外，輔助電源26所輸出之電壓，係以當電漿乃身為定常狀態時開關電路不會被導通的方式，而被設定為適當之值。
當開關電路19、69身為非導通狀態時，保護電路14、64之阻抗的絕對值，由於係被設為較主電抗電路13、63之阻抗的絕對值而更大，因此，從高頻放大電路12、62而朝向負載25、75之高頻之輸出電流，在主電抗電路13、63中所流動之電流量係會成為較在副電抗電路30、 80中所流動之電流量而更大。
若是將當開關電路19、69身為非導通狀態時而在保護電路14、64中所流動之電流稱作非導通電流，並將當開關電路19、69身為導通狀態時而在保護電路14、64中所流動之電流稱作導通電流，則當在保護電路14、64中流動非導通電流時，係存在有第1連接點P1、P11之電壓相對於第2連接點P2、P12之電壓而身為正電壓的情況和第2連接點P2、P12之電壓相對於第1連接點P1、P11之電壓而身為正電壓的情況。
當第1連接點P1、P11之電壓相對於第2連接點P2、P12之電壓而身為正電壓的情況時，對應於非導通電流而在開關電路19、69中所流動之電流，係從第1連接點P1、P11而流入至開關電路19、69中，並通過第1二極體元件D01、D11之寄生電容CD01、CD11和第4二極體元件D04、D14之寄生電容CD04、CD14和參照電容元件18、68和第3二極體元件D03、D13之寄生電容CD03、CD13和第2二極體元件D02、D12之寄生電容CD02、CD12，而從第2連接點P2、P12來流出至開關電路19、69之外部。
相反的，當第2連接點P2、P12之電壓相對於第1連接點P1、P11之電壓而身為正電壓的情況時，對應於非導通電流而在開關電路19、69中所流動之電流，係從第2連接點P2、P12而流入至開關電路19、69中，並通過第3二極體元件D03、D13之寄生電容CD03、CD13和第2二極體元件D02、D12之寄生電容CD02、CD12和參照電容元件18、68 和第1二極體元件D01、D11之寄生電容CD01、CD11和第4二極體元件D04、D14之寄生電容CD04、CD14，而從第1連接點P1、P11來流出至外部。
亦即是，當開關電路19、69為非導通狀態時之保護電路14、64之阻抗，係成為藉由副電抗電路30、80和第1二極體元件D01、D11之寄生電容CD01、CD11和第4二極體元件D04、D14之寄生電容CD04、CD14和參照電容元件18、68和第3二極體元件D03、D13之寄生電容CD03、CD13和第2二極體元件D02、D12之寄生電容CD02、CD12所形成的電路之合成阻抗之值。
另外，由於當開關電路19、69為非導通狀態時之保護電路14、64之阻抗的絕對值，係被設為較主電抗電路13、63之阻抗的絕對值而更大，而保護電路14、64和主電抗電路13、63係被作並聯連接，因此，在主電抗電路13、63中所流動之電流係會成為較在保護電路14、64中所流動之電流而更多。
當開關電路19、69身為非導通狀態時，當在第1連接點P1、P11和第2連接點P2、P12之間被施加有較參照電壓而更增大了二極體元件之順方向電壓之2個的量之電壓的情況時，該電壓係成為導通電壓，開關電路19、69係導通，導通電流係流動。
於此，當導通電壓為第1連接點P1、P11相對於第2連接點P2、P12而身為正電壓的情況時，從第1連接點P1、P11所流出之電流，係通過第1二極體元件D01、D11和 參照電容元件18、68和第2二極體元件D02、D12而流動，並流入至第2連接點P2、P12處。
相反的，當導通電壓為第2連接點P2、P12相對於第1連接點P1、P11而身為正電壓的情況時，從第2連接點P2、P12所流出之電流，係通過第3二極體元件D03、D13和參照電容元件18、68和第4二極體元件D04、D14而流入至第1連接點P1、P11處。
亦即是，當開關電路19、69為導通狀態時之保護電路14、64之阻抗，係成為藉由副電抗電路30、80和第1二極體元件D01、D11和參照電容元件18、68和第2二極體元件D02、D12所形成的電路之合成阻抗，或者是成為藉由副電抗電路30、80和第3二極體元件D03、D13和參照電容元件18、68和第4二極體元件D04、D14所形成的電路之合成阻抗。
故而，在高頻放大電路12、62和負載25、75之間，由於係依循於使保護電路14、64和主電抗電路13、63作了並聯連接之電路的阻抗值而流動電流，因此，當開關電路19、69身為導通狀態時，係成為以與非導通狀態時相異之阻抗值來將高頻放大電路12、62和負載25、75作連接。
在第1、第2例之電源電路10、60中，由於副電抗電路30、80之電抗值，係以會使將保護電路14、64和主電抗電路13、63作了並聯連接的電路之阻抗的絕對值成為較非導通時之主電抗電路13、63之阻抗的絕對值而更大 的方式而被作設定，而高頻放大電路12、62係以相較於開關電路19、69為非導通狀態的情況而在導通狀態時會變得更大之阻抗的絕對值來與負載25、75作電性連接，因此，此時，高頻放大電路12、62所輸出之電流或者是流入至高頻放大電路12、62中之電流係被作限制，半導體開關22、72係被保護。
另外，若是以使主電抗電路13、63之電抗值和副電抗電路30、80之電抗值以及導通狀態之開關電路19、69之電抗值的總和會成為接近於零的方式來作設定，則當開關電路19、69身為導通狀態時，係能夠使保護電路14、64和主電抗電路13、63之並聯電路之阻抗的絕對值，相較於總和並非為接近於零的情況而更加增大。
在圖3、4之電源裝置10、60中，在主電抗電路13、63處，係使用電感元件而設為感應性電抗，在副電抗電路30、80處，係使用電容元件而設為電容性電抗，但是，係亦可如同圖5、6之電源裝置41、91一般地，在主電抗電路13、63處使用電容元件而設為電容性電抗，並在副電抗電路30、80處使用電感元件而設為感應性電抗。
接著，在圖7、圖8之電源裝置42、92中，開關電路19、69，係具備有參照電容元件18、68、和被與參照電容元件18、68作了串聯連接的第5二極體元件D21、D31、和被與「將參照電容元件18、68和第5二極體元件D21、D31作了串聯連接的電路」作並聯連接之第6二極體元件D22、D32。
此開關電路19、69，係使具有感應性電抗之第1副電抗元件281、781和具有感應性電抗之第2副電抗元件282，782被作串聯連接。參照電容元件18、68，係藉由輔助電源26或者是直流電源61，而以使兩端之電位差會成為特定之參照電壓的方式被作充電。
於此，係以會使高頻放大電路12、62側之端子成為較負載25、75側之端子而更高的方式，而被作充電，被與參照電容元件18、68作了串聯連接的第5二極體元件D21、D31，係使陰極端子朝向負載25、75側，並使陽極端子朝向高頻放大電路12、62。
當開關電路19、69身為非導通狀態時，在開關電路19、69的兩端處，係並未被施加有參照電壓以上之大小的電壓，開關電路19、69係並不會導通。
若是起因於負載25、75之阻抗的急遽變化而導致在主電抗電路13、63中所流動之電流以及電壓增大，則同樣的，開關電路19、69之第1連接點P1、P11和第2連接點P2、P12之間的電壓係增大。於此，若是增大為在參照電壓上更進而加上了第5二極體元件D21、D31之順方向導通電壓之後的電壓以上，則第5二極體元件D21、D31係被作順偏壓，參照電容元件18、68和第5二極體元件D21、D31係導通，在保護電路14、64中係流動導通電流。
此時，高頻放大電路12、62，係經由使主電抗電路13、63和保護電路14、64作了並聯連接之電路的阻抗，而被與負載25、75作連接。
將主電抗電路13、63和保護電路14、64作了並聯連接的電路之阻抗的絕對值，係以會使開關電路16、69之導通狀態時之阻抗的之絕對值成為較開關電路19、69為非導通狀態時之阻抗的絕對值而更大的方式，而被作設定，從高頻放大電路12、62所輸出之電流係被作限制，半導體開關22、72係被保護。
圖7、圖8之電源裝置42、92，在主電抗電路13、63處係使用有電感元件，在副電抗電路30、80處係使用有副電抗元件281、282、781、782，主電抗電路13、63係被設為感應性電抗，副電抗電路30、80係被設為電容性電抗，但是，亦可如同圖9、圖10之電源裝置43、93一般地，在主電抗電路13、63處使用電容元件，並在副電抗電路30、80之副電抗元件28、78處使用電感元件，而在主電抗電路13、63處使用電容性電抗，並在副電抗電路30、80處使用感應性電抗。
又，係亦可在高頻放大電路12、62和對於負載25、75供給電流之輸出端子16、66之間，將副一次卷線作電性連接，並在與副一次卷線作了磁性耦合的副二次卷線處，設置保護電路14、64。

Claims (4)

  1. 一種電源裝置，係具備有：直流電源，係輸出直流電壓；和高頻放大電路，係使被與前述直流電源作了連接的半導體開關反覆進行導通與遮斷而產生高頻之電流；和高頻輸出電路，係將前述高頻之電流供給至負載處；和主電抗電路，係具有特定之電抗值，並具有二極之對於其他電路之電性連接極，將前述連接極之其中一方與前述高頻放大電路作串聯連接，並將前述連接極之另外一方之極與前述高頻輸出電路作串聯連接，該電源裝置，其特徵為：係具備有對於前述主電抗電路之二極而被作了並聯連接之保護電路，在前述保護電路處，係被設置有：直流電壓源，係供給特定之參照電壓；和開關電路，係若是被施加有較被與前述參照電壓附加有關係性的臨限值電壓而更大之導通電壓，則會導通；和副電抗電路，係具有特定之電抗值，當前述開關電路作了導通時的前述保護電路與前述主電抗電路之並聯連接電路之阻抗的絕對值，係構成為會成為較當前述開關電路為非導通時的前述保護電路與前述主電抗電路之並聯連接電路之阻抗的絕對值而更大，若是前述開關電路導通，則從前述高頻放大電路而對前述負載側作了觀察時的阻抗之絕對值，係成為較前述保護電路為非導通時而更大，並以使前述高頻電流被限制的方式而動作，前述開關電路，係具備有：被充電為前述參照電壓之參照電容元件；和藉由前述參照電容元件之充電電壓而被作逆偏壓之二極體元件，前述二極體元件被作順偏壓之電壓，係被施加於前述開關電路處，若是前述二極體元件導通，則前述開關電路係導通。
  2. 如申請專利範圍第1項所記載之電源裝置，其中，前述主電抗電路之電抗值，係被設定為感應性之電抗與電容性之電抗中的其中一方，前述副電抗電路，係被設定為另外一方。
  3. 如申請專利範圍第1項或第2項所記載之電源裝置，其中，係被設置有輔助電源，前述參照電容元件，係藉由前述輔助電源而被充電。
  4. 如申請專利範圍第1項或第2項所記載之電源裝置，其中，前述參照電容元件，係藉由前述直流電源而被充電。
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