CN109792146A - 电源装置 - Google Patents

电源装置 Download PDF

Info

Publication number
CN109792146A
CN109792146A CN201780059634.6A CN201780059634A CN109792146A CN 109792146 A CN109792146 A CN 109792146A CN 201780059634 A CN201780059634 A CN 201780059634A CN 109792146 A CN109792146 A CN 109792146A
Authority
CN
China
Prior art keywords
circuit
reactance
power supply
voltage
impedance
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201780059634.6A
Other languages
English (en)
Other versions
CN109792146B (zh
Inventor
中岛研也
大桥童吾
宫野善识
海田真行
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Ulvac Inc
Original Assignee
Ulvac Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Ulvac Inc filed Critical Ulvac Inc
Publication of CN109792146A publication Critical patent/CN109792146A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN109792146B publication Critical patent/CN109792146B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/0812—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit
    • H03K17/08122—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01J—ELECTRIC DISCHARGE TUBES OR DISCHARGE LAMPS
    • H01J37/00—Discharge tubes with provision for introducing objects or material to be exposed to the discharge, e.g. for the purpose of examination or processing thereof
    • H01J37/32—Gas-filled discharge tubes
    • H01J37/32009—Arrangements for generation of plasma specially adapted for examination or treatment of objects, e.g. plasma sources
    • H01J37/32082—Radio frequency generated discharge
    • H01J37/32174—Circuits specially adapted for controlling the RF discharge
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/52—Circuit arrangements for protecting such amplifiers
    • H03F1/523—Circuit arrangements for protecting such amplifiers for amplifiers using field-effect devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/193—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H9/00—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection
    • H02H9/02—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection responsive to excess current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J7/34—Parallel operation in networks using both storage and other dc sources, e.g. providing buffering
    • H02J7/345—Parallel operation in networks using both storage and other dc sources, e.g. providing buffering using capacitors as storage or buffering devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/267—A capacitor based passive circuit, e.g. filter, being used in an amplifying circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/426—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier comprising circuitry for protection against overload
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/451—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a radio frequency amplifier

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Plasma & Fusion (AREA)
  • Chemical & Material Sciences (AREA)
  • Analytical Chemistry (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Abstract

限制由于负载变动而变动的电流来保护半导体开关。将设置有被施加规定的大小的导通电压时导通的开关电路19和具有规定的电抗值的副电抗电路30的保护电路14并联连接到由于半导体开关而流动有高频电流的主电抗电路13。当开关电路19导通时，主电抗电路13和副电抗电路30并联连接，在该并联连接电路中流动有高频电流。使得并联连接电路的阻抗值比主电抗电路13的阻抗值大，利用开关电路19的导通来限制电流，从而保护半导体开关。

Description

电源装置
技术领域
本发明涉及电源装置的技术领域，特别地涉及高频放大电路的半导体开关的保护。
背景技术
在等离子体发生用高频电源中，在成为负载的等离子体中，有时引起突然的异常放电、高频电源的脉冲输出工作所致的等离子体密度的突发的变化。当发生这些时，从高频电源所见的负载阻抗瞬间地变动，存在使高频放大电路的输出电流/电压增大的情况，因此，当频发时，成为向高频放大电路、高频输出电路内部元件的电气压力/破坏的主要原因。
例如在等离子体处理中发生的异常放电中，进行在发生的数百n秒后停止高频输出并且在使等离子体能量散逸后再接通高频电力。在该方法中，等离子体从熄火状态花费数μ秒～数十μ秒回到稳定状态。若是在再点火失败、熄火状态继续并且等离子体不回到稳定状态的情况下，则高频放大电路和负载之间的阻抗变得不匹配，发生电力损失。
为了抑制高频放大电路的电力损失，考虑在输出电力的反馈控制之中进行下降控制，但是，在许多情况下，响应很慢而花费数百μ秒～数m秒时间使输出电力下降，因此，在这期间高频放大电路的各元件在反馈控制下的保护并不起效。
假设在从高频放大电路向负载侧的阻抗变为与通常相比非常低的阻抗的情况下，高频放大电路会输出通常的数倍的能量。由此，高频放大电路的半导体开关会发生与其对应的电力损失、过电压/过电流。当高频电源的设计者想要进行考虑了起因于这些负载阻抗变动的过电压和过电流的设计时，必须设置具有通常的数倍的额定那样的半导体开关并且设计耐压性能高的电路，成为小型化/部件成本的削减的障碍。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：US2979677号公开公报
专利文献2：US4047120号公开公报
专利文献3：US4719556号公开公报
专利文献4：US6072362号公开公报
专利文献5：特开2014-180577号公报
专利文献6：特许第5258836号
专利文献7：特许第4972411号
专利文献8：特许第2628634号
专利文献9：特许第5797313号。
发明内容
发明要解决的课题
本发明的课题在于，提供能够针对负载变动限制高频的输出电流的电源，还在于提供能够针对负载变动保护半导体开关的电源装置。
用于解决课题的方案
为了解决上述课题，本发明是一种电源装置，具有：直流电源，输出直流电压；高频放大电路，使连接到所述直流电源的半导体开关重复导通和断开而生成高频的电流；高频输出电路，将所述高频的电流供给到负载；以及主电抗电路，具有规定的电抗值，具有两个至其它电路的电气连接极，所述连接极中的一个串联连接于所述高频放大电路，所述连接极中的另一个串联连接于所述高频输出电路，其中，使得所述电源装置为如下，具有相对于所述主电抗电路的两个极并联连接的保护电路，在所述保护电路设置有：直流电压源，供给规定的参照电压；具有开关电路的开关电路，当被施加比与所述参照电压相关联的阈值电压大的导通电压时导通；以及副电抗电路，具有规定的电抗值，所述开关电路导通时的所述保护电路和所述主电抗电路的并联连接电路的阻抗的绝对值比所述开关电路非导通时的所述保护电路和所述主电抗电路的并联连接电路的阻抗的绝对值大，在所述电源装置中，当所述开关电路导通时从所述高频放大电路看所述负载侧时的阻抗的绝对值比所述保护电路非导通时大并且以使所述高频的电流被限制的方式工作。
此外，本发明是电源装置，其中，所述主电抗电路的电抗值被设定为电感性的电抗和电容性的电抗之中的任一个，所述副电抗电路被设定为另一个。
此外，本发明是电源装置，其中，所述开关电路具有：参照电容元件，被充电为所述参照电压；以及二极管元件，被以所述参照电容元件的充电电压反偏置，当把对所述二极管元件正偏置的电压施加到所述开关电路而所述二极管元件导通时，所述开关电路导通。
此外，本发明是电源装置，其中，设置有辅助电源，所述参照电容元件由所述辅助电源充电。
此外，本发明是电源装置，其中，所述参照电容元件由所述直流电源充电。
再有，在上述电容元件还包括由多个电容器形成的电容性电路。
＜本发明的其它表现＞
当以与上述不同的表现记载本发明时，本发明能够记载为一种电源装置，具有：直流电源，输出直流的电源电压；高频放大电路，使连接到所述直流电源的半导体开关重复导通和断开而生成高频的输出电流；主电抗电路，具有规定的电抗值，流动有所述输出电流；以及输出端子，电气连接到所述主电抗电路，从所述输出端子向负载供给高频的输出电压，所述电源装置具有并联连接到所述主电抗电路的保护电路，在所述保护电路设置有：开关电路，当被施加比规定的参照电压大的导通电压时导通；以及副电抗电路，具有规定的电抗值，当所述开关电路导通时，使流动于所述开关电路的电流流动到所述副电抗电路。
此外，本发明能够记载为如下的电源装置，当所述开关电路导通时，所述高频放大电路和所述输出端子之间的阻抗值比所述保护电路非导通时的阻抗值大。
此外，本发明能够记载为如下的电源装置，所述开关电路导通时的所述保护电路和所述主电抗电路的并联连接电路的阻抗值比所述开关电路断开时的所述保护电路和所述主电抗电路的并联连接电路的阻抗值大。
此外，本发明能够记载为如下的电源装置，所述主电抗电路的电抗值被设定为电感性的电抗值和电容性的电抗值之中的任一个，所述副电抗电路的电抗值被设定为另一个。
此外，本发明能够记载为如下的电源装置，所述开关电路具有被充电为所述参照电压的参照电容器、以及被以所述参照电容器的充电电压反偏置的二极管元件，把使所述二极管元件正偏置而导通的电压施加到所述开关电路，当所述二极管元件导通时所述开关电路导通。
此外，本发明能够记载为如下的电源装置，设置有辅助电源，所述参照电容器是利用所述辅助电源充电的。
此外，本发明能够记载为如下的电源装置，所述参照电容器是利用所述直流电源充电的。
此外，本发明能够记载为如下的电源装置，所述高频放大电路具有电感性的输出电感电路，其一端电气连接到所述直流电源，所述输出电感电路的另一端电气连接到所述半导体开关，所述输出电流是使所述半导体开关重复导通和断开而由流动于所述输出电感电路的电流生成的。
此外，本发明能够记载为如下的电源装置，具有变压器，所述高频放大电路所生成的所述输出电流流动到所述变压器的初级线圈，在与所述初级线圈磁耦合的次级线圈感应出所述输出电压。
＜关于高频电流限制电路的基本的工作和工作波形＞
将并联连接了后述的保护电路和主电抗电路的电路称为高频电流限制电路，对本发明的电源电路的基本的工作和工作波形进行说明。
在本发明中，高频电流限制电路串联插入到高频放大电路和负载之间，在负载阻抗变动而高频放大电路的输出电流要变大时，使得能够通过增大高频电流限制电路的串联阻抗增大从而使输出电流减小。
对高频电流限制电路的电流限制的功能进行说明(图13(a)、(b))。
＜没有高频电流限制电路的情况（以往）＞
在将高频放大电路视为高频电压源“VRF”时，输出与“Load”阻抗的绝对值成反比例的大小的电流（下述式）。
[数式1]
例如，在以从高频放大电路所见的负载阻抗的绝对值为30～40Ω左右来进行设计的情况下，当假设负载阻抗的绝对值降低到1Ω时，发生30～40倍的电流。
＜加入了高频电流限制电路的情况＞
首先，为了作为高频电流限制电路起作用，需要将电路常数调整为适当的值，当将二极管元件省略地记载为“D”时，使得为当D1、D2、D3、D4导通时与断开时相比A极/B极间的阻抗的绝对值增大的状态。在使D1、D2、D3、D4的阳极阴极间导通的状态下，L和C的值成为如下的值：其使在并联共振条件下的合成阻抗的绝对值为最大。当使f为振荡频率、π为圆周率时，以下述式的关系为基准进行L或C的电抗值的调整。
[数式2]
。
＜未进行电流限制的状态下的动作＞
未进行电流限制的状态是指施加到D1、D2、D3、D4的电压为反偏置或者即使为正偏置也施加不超过二极管元件的阈值电压Vf的电压的状态。在该状态下，保护电路具有D1、D2的寄生电容和C的合成电容的阻抗。D1、D2和C的合成阻抗的绝对值被设定得比L的阻抗大，因此，可以考虑为输出电流的大部分流动到L，其余的流动到C(图14(a))。
＜在进行电流限制的状态下的动作＞
在进行电流限制的状态下，粗略地分类为4个状态(图15)。
期间[A]：D2、D4导通的期间
期间[B]：D1、D2、D3、D4断开的期间
期间[C]：D1、D3导通的期间
期间[D]：D1、D2、D3、D4断开的期间。
在[B]和[D]期间内，由于不超过阈值电压，所以输出电流主要流动到L。在保护电路中，电流经由二极管元件的寄生电容而流动。
在期间[A]和期间[C]内，由于D1、D3或D2、D4导通，因此在导通的二极管元件和参照电压源Vlimit在高频上成为短路阻抗的情况下，在保护电路流动有基于C的阻抗的电流。L和C为成为依照数式2的并联共振条件的阻抗关系，因此，想要以抵消L的电流的方式使电流流动，其结果，IL和IC的合成电流的有效值减小，因此，能够限制电流(图14(b))。
在主电抗电路为电容性、副电抗电路为电感性的情况下，也能够确认同样的工作(图16)。
＜在未进行电流限制的状态下的动作＞
在未进行电流限制的状态下，向D1、D2、D3、D4施加反偏置或者即使为正方向电压也不超过二极管元件的阈值电压Vf，因此，具有D1、D2的寄生电容和C的合成电容的阻抗。D1、D2和C的合成阻抗的绝对值被设定为比L的阻抗大，因此，可以考虑输出电流的大部分流动到L，其余的流动到C(图17(a))。
＜在进行电流限制的状态下的动作＞
在进行电流限制的状态(图17(b))下，分类为下述期间A～D(图18)。
期间[A]：D2、D4导通的期间
期间[B]：D1、D2、D3、D4断开的期间
期间[C]：D1、D3导通的期间
期间[D]：D1、D2、D3、D4断开的期间。
在期间[B]/期间[D]内，由于不超过阈值电压，所以输出电流主要流动到C。在保护电路中，电流经由二极管元件的寄生电容而流动。
在期间[A]/期间[C]内，由于D1、D3或D2、D4导通，因此在导通的二极管元件和参照电压源Vlimit在高频上成为短路阻抗的情况下，在保护电路流动有基于L的阻抗的电流。L和C成为变成依照数式2的并联共振条件的阻抗关系，因此，想要以抵消流动于C的电流的方式使电流流动，其结果，IL和IC的合成电流的有效值减小，因此，能够进行电流限制。
此外，关于整流电路，不仅是全波整流电路，只要是无论对于在整流电路流动的任何极性的电流均以在二极管元件导通时使A极/B极间的阻抗与断开时比增大的方式设计，则其它的整流电路也是可能的，能够应用半波倍电压整流电路等各种整流电路。
在半波倍电压整流电路的情况下(图19)，需要考虑AC耦合电容器Cc，只要以在D1/D2短路状态下由Cc、L、C所产生的A极/B极之间的合成阻抗成为最大的方式进行调整即可(图20、21)。
在想要使直流电压源Vlimit与RF的供给电路绝缘的情况下，还能够应用下述那样的变压器耦合型的整流电路(图22)(图23、24)。在下述例子的情况下，在使D1、D2的阳极阴极间短路的状态下，进行Cc、Tx、L的副电抗电路的阻抗和主电抗电路的C的阻抗的合成阻抗调整。
[为了使高频电流限制电路有效起作用而需要的特性]
从高频电流限制电路的阻抗的观点出发，对各电路所需的特性进行说明。
如图29所示那样定义了图13(b)的各电路的振荡频率处的各电路的阻抗，在下述记载了其内容。
主电抗电路阻抗：
副电抗电路阻抗：
导通的开关电路阻抗：
断开的开关电路阻抗：
开关电路导通时的保护电路阻抗：
开关电路断开时的保护电路阻抗：
开关电路导通时的高频电流限制电路阻抗：
开关电路断开时的高频电流限制电路阻抗：
负载阻抗：
高频电流限制电路形成保护电路和主电抗电路的并联连接电路，其合成阻抗的绝对值为下式A1/A2。
[数式3]
[数式4]
R1、R2、RSON具有正值，因此，开关电路导通时的高频电流限制电路的阻抗的绝对值成为最大的条件为且且。
在本案件说明书中，将“≒”作为示出左边和右边大致相等的记号来使用，在调整为的情况下，ZLimitON成为式A3。
[数式5]
在此，在将高频电流限制电路应用于等离子体发生用高频电源的情况下，必须抑制电力损失，因此，必须使R1、R2、RSON和RSOFF分别为相对于主电抗电路的X1非常小的值。因此，在|X1|>1[Ω]的情况下，式A3的分子的电阻分量的项变为相对于X12的项非常小的值，因此，当近似于0[Ω]时，ZLimitON如式A4那样成为电阻分量占据大部分的状态。
[数式6]
在能够实现式A4的条件下，从高频电压源VRF所见的阻抗，无论负载阻抗在怎样的条件下，都成为出现串联连接的ZLimitON，因此，能够稳定地实现电流限制的功能。
对高频电流限制电路的开关电路导通时的电流进行说明。
在此，在作为电路条件并且R1、R2、RSON、RSOFF设为与|X1|相比非常小的电阻而分别近似于0[Ω]的情况下，
ZPON和Z1成为相互成为复数共轭的阻抗。此外，由于彼此并联连接，所以意味着相对于在主电抗电路流动的电流，在保护电路流动的电流流动为与主电抗相同的大小的反相位的电流。因此，在高频电流限制电路发挥电流限制功能的状态下，在开关电路导通时，在保护电路流动有抵消流动于主电抗电路的电流那样的电流，因此，限制输出电流。
接着，对开关电路断开时的阻抗条件进行说明。
首先，将导通时的开关电路的电抗值与断开时的开关电路的电抗值的差的电抗值的大小设定为比主电抗值大的值。
保护电路为对多个元件进行组合的开关电路，因此，阻抗的电阻分量容易比主电抗电路大，因此，需要抑制稳定状态下的电力损失。需要使保护电路的非导通时阻抗的绝对值与主电抗电路相比更大、在高频放大电路生成的输出电流尽可能不流动到保护电路。流动的电流由各电路的阻抗的绝对值决定，因此，主电抗电路的阻抗的绝对值以及在保护电路的阻抗的绝对值设定为主电抗电路阻抗的绝对值的G（G>1）倍的情况下，成为关系式B2。
当对式A2应用条件和进而应用关系式B2时，成为近似式B3。
[数式7]
根据式A4/B3，开关电路断开时的高频电流限制电路的阻抗的绝对值比开关电路导通时的高频电流限制电路的阻抗的绝对值大的条件成为B4。
因此，为了使高频电流限制电路最好地起作用，所求取的各电路的阻抗条件成为下述。
[向高频电源的应用]
示出了向高频放大电路应用E级放大电路时的例子(图25、27、28)。是以振荡频率13.56MHz工作的放大电路。在高频电流限制电路中，设为C4=C2=2000pF，以L2为使D1或D2的阳极阴极间导通时的A极/B极间的阻抗的绝对值为最大、即成为并联共振条件的137nH为基准的方式进行微调整。在该例子中，|Z|=300Ω为最大值。
当在图11中示出调整了副电抗电路的电感时的、高频电流限制电路的阻抗的变化时，主/副电抗电路分别具有电阻分量，因此，在成为调整目标的阻抗的绝对值为最大的条件下，电抗的绝对值在0Ω附近、具有电阻性的阻抗。高频电流限制电路的阻抗的电阻要素在与负载串联连接时并不会被负载阻抗的电抗值影响，而能从高频放大电路看来直接作为加上了电阻要素的阻抗，因此能够不取决于负载阻抗而稳定发挥电流限制性能。
进而，在图12中示出了应用例中的高频电流限制电路的二极管元件导通时和断开时的高频电流限制电路的阻抗的不同。在二极管元件导通时，二极管元件的电抗能够视为0Ω，高频电流限制电路的阻抗的绝对值具有300Ω。在二极管元件为半导体元件的情况下，在施加反偏置而二极管元件断开时，二极管元件的寄生电容分量根据反偏置电压的大小而变化。如果假设此时的二极管元件的寄生电容的电抗值在-20～-50Ω之间，则高频电流限制电路的阻抗的绝对值成为具有10Ω左右值的值。非导通状态/导通状态下的高频电流限制电路的阻抗差为30倍左右。由此可知，高频电流限制电路为能够作为切换阻抗的电路来工作的特性。
各电路常数由于与相对参照电压的限制电流存在关联，因此以仿真、实验的方式求取适当的值。高频输出电路是在高频滤波器、稳定负载状态下进行阻抗最优化的，在负载阻抗为50Ω时高频放大电路被调整为7+j20Ω（|Z|=21Ω）。
示出了负载阻抗被从50Ω短路而转变成在从高频放大电路的输出部来看负载时阻抗为低的状态（|Z|＜5Ω）时的例子。保护电路：在进行没有/有高频电流限制电路的情况下的比较时，在没有高频电流限制电路的情况下，在短路后3μs期间内增大到3.5倍的电流输出，与此相对，在有高频电流限制电路的情况下，示出高速的抑制动作，输出电流也被抑制为1.5倍以下的电流(图26)。
发明效果
本发明能够高速地限制高频放大电路所生成的高频的输出电流，能够达成电源装置的可靠性提高、由于降低了半导体开关的额定所致的低成本化。
此外，布局的自由度变高，设计难易度变低，电力效率也提高。
此外，包括电源装置的高频电源系统的电流保护的设计变得容易。
此外，能够不取决于负载阻抗而根据所设定的直流电压来限制设置有电流限制元件的场所的高频的输出电流。
附图说明
图1是本发明的第一例的电路
图2是本发明的第二例的电路
图3是本发明的第一例的电路的详细的电路图(1)
图4是本发明的第二例的电路的详细的电路图(1)
图5是本发明的第一例的电路的详细的电路图(2)
图6是本发明的第二例的电路的详细的电路图(2)
图7是本发明的第一例的电路的详细的电路图(3)
图8是本发明的第二例的电路的详细的电路图(3)
图9是本发明的第一例的电路的详细的电路图(4)
图10是本发明的第二例的电路的详细的电路图(4)
图11是用于说明副电抗电路的电感值和高频电流限制电路的阻抗值的关系的图形
图12是示出高频电流限制电路的阻抗值相对于保护电路二极管元件的电抗值的依存性的图形
图13的(a)、(b)：单纯化的电路的附图
图14的(a)、(b)：用于说明电流限制的有无和输出电流的关系的附图
图15是用于说明在期间A～D流动的电流的方向的附图
图16是主电抗电路为电容性、副电抗电路为电感性时的例子
图17的(a)、(b)：示出有限制的情况和没有限制的情况下的电流的图形
图18是用于说明电流限制时的在期间A～D流动的电流的附图
图19是半波倍电压整流电路的附图
图20的(a)、(b)：用于说明电流流动的状态的附图
图21是用于说明在期间A～D流动的电流的方向的附图
图22是变压器耦合型的整流电路的附图
图23的(a)、(b)：用于说明其电路的电流的流动的附图
图24是用于说明在期间A～D流动的电流的方向的附图
图25是向高频放大电路应用E级放大电路时的第一例的电路的附图
图26是用于说明电流流动的状态的附图
图27是向高频放大电路应用D级放大电路时的第二例的电路的附图
图28是向高频放大电路应用D级放大电路时的第三例的电路的附图
图29是用于说明内部的阻抗的附图。
具体实施方式
以下，虽然寄生电容并联连接到二极管元件等的半导体元件，但是在本说明书所附的附图中，省略了寄生电容的记载。
图1的符号10是向负载25供给高频电力的第一例的电源装置，图2的符号60是向负载75供给高频电力的第二例的电源装置。
这些电源装置10、60分别具有：输出直流的电源电压的直流电源11、61；切换电源电压来生成高频的输出电流的高频放大电路12、62；具有规定的电抗值的主电抗电路13、63；以及用于除去高频的滤波器电路15、65。在本发明的说明中“滤波器电路”有时也称为“高频输出电路”。
第一、第二例的电源装置10、60的高频放大电路12、62分别具有：具有规定的大小的电感性电抗值的输出电感电路21、71；进行导通和断开的半导体开关22、72；利用流过输出电感电路21、71的电流的一部分进行充电的输出电容元件23、73；以及控制半导体开关22、72的导通和断开的控制电路24、74。能够在半导体开关22、72中使用晶体管元件。
第一、第二例的电源装置10、60的输出电感电路21、71的一端电气连接到直流电源11、61，另一端分别电气连接到半导体开关22、72的半导体输出端子20、70。
直流电源11、61具有直流电压输出装置17、67、以及恒定电压输出用的电源电容元件27、77。
直流电压输出装置17、67和电源电容元件27、77彼此并联连接，直流电压输出装置17、67的一端和电源电容元件27、77的一端分别电气连接到输出电感电路21、71的一端，直流电压输出装置17、67的另一端和电源电容元件27、77的另一端分别电气连接到接地电位。
当半导体开关22、72通过控制电路24、74的控制而导通时，在第一、第二例的电源装置10、60的输出电感电路21、71分别流动有电流。流动于输出电感电路21、71的电流分别通过第一、第二例的电源装置10、60的半导体开关22、72流出到接地电位。
输出电容元件23、73并联连接到半导体开关22、72，经充电的输出电容元件23、73经由半导体开关22、72放电，第一、第二例的电源装置10、60的半导体输出端子20、70的电压分别降低。
当半导体开关22、72通过控制电路24、74的控制而从导通转到断开时，在输出电感电路21、71中发生了维持在输出电感电路21、71中流动的电流的极性的感应电动势，对输出电容元件23、73进行充电，使第一、第二例的电源装置10、60的半导体输出端子20、70的电压分别上升。
第一、第二例的电源装置10、60的主电抗电路13、63的一端电气连接到半导体输出端子20、70，另一端经由滤波器电路15、65电气连接到输出端子16、66。
利用高频放大电路12、62的工作，在半导体输出端子20、70生成振幅在正电压内的高频的电压，高频放大电路12、62输出的高频电流从半导体输出端子20、70供给到主电抗电路13、63，经主电抗电路13、63流动，在输出端子16、66施加有高频的输出电压。
负载25、75电气连接到输出端子16、66，输出电压从输出端子16、66供给到负载25、75。在第一、第二例的电源装置10、60中，输出电流经滤波器电路15、65流动，分别从输出端子16、66供给到负载25、75。
这些第一、第二例的电源装置10、60是用于等离子体的生成和维持的真空处理装置用的高频电源装置，负载25、75表示等离子体的阻抗。
在发生等离子体时、在等离子体变得不稳定时、或在等离子体消灭时等非稳定状态下，等离子体的阻抗变化，因此在非稳定状态下，负载25、75的阻抗的值变化。
第一、第二例的电源装置10、60分别具有并联连接到主电抗电路13、63的保护电路14、64。
图1～图10中的符号Q1～Q4是主电抗电路13、63具有的连接极，一个连接极Q1、Q3连接到高频放大电路12、62，另一个连接极Q2、Q4连接到作为高频输出电路的滤波器电路15、65。
在图3中示出了第一例的电源装置10的保护电路14的内部电路的一例，在图4中示出了第二例的电源装置60的保护电路64的内部电路的一例。
保护电路14、64具有开关电路19、69、以及具有规定的电抗值的副电抗电路30、80。
第一、第二电源装置10、60的副电抗电路30、80具有第一副电抗元件281、781、以及第二副电抗元件282、782，第一副电抗元件281、781、开关电路19、69、以及第二副电抗元件282、782串联连接，因此，即使开关电路19、69配置在第一副电抗元件281、781和第二副电抗元件282、782之间，开关电路19、69和副电抗电路30、80也串联连接，由该串联连接的电路构成保护电路14、64，保护电路14、64并联连接到主电抗电路13、63。
开关电路19、69当被施加比规定的参照电压大的导通电压时导通，在被施加小于规定的参照电压的电压时断开。
当将开关电路19、69导通的状态作为导通状态、将断开的状态作为非导通状态时，在开关电路19、69为非导通状态时，也成为由于后述的寄生电容等而在开关电路19、69中流动电流，由高频放大电路12、62生成的输出电流在开关电路19、69处于导通状态时和处于非导通状态时这两者都经主电抗元件13、63和保护电路14、64这两者流动。
开关电路19、69为非导通状态时的保护电路14、64的阻抗的绝对值比主电抗电路13、63的阻抗的绝对值大，开关电路19、69为导通状态时的保护电路14、64的阻抗的绝对值比主电抗电路13、63的阻抗的绝对值小。
因此，在开关电路19、69为非导通状态时，在保护电路14、64中流动的电流比在主电抗电路13、63中流动的电流小，相反，在开关电路19、69处于导通状态时，在保护电路14、64中流动的电流比在主电抗电路13、63中流动的电流大。
主电抗电路13、63的电抗值为超过1Ω的大小，主电抗电路13、63的电阻值被设为比电抗值小的值。
此外，开关电路19、69处于导通状态时的保护电路14、64的电抗值和处于非导通状态时的保护电路14、64的电抗值的差的电抗值被设定为比主电抗电路13、63的电抗值大，开关电路19、69的电阻值被设定为与主电抗电路13、63的电抗值的大小相比更小的值。
副电抗电路30、80的电抗的值被设定为使得导通状态的保护电路14、64和主电抗电路13、63的并联电路的阻抗的绝对值比非导通状态的保护电路14、64和主电抗电路13、63的并联电路的阻抗的绝对值大的值，当保护电路14、64从非导通状态转到导通状态时成为难以流动输出电流。
此外，副电抗电路30、80的电阻的值被设定为当与主电抗电路的电抗值相比较时更小的值。
当说明开关电路19、69的内部时，第一、第二电源装置10、60的开关电路19、69具有多个二极管元件、以及被充电为规定的大小的参照电压的参照电容元件18、68。
在此，各开关电路19、69分别具有第一～第四二极管元件D01～D04或D11～D14，第四二极管元件D04、D14的阴极端子电气连接到第一二极管元件D01、D11的阳极端子，此外，第二二极管元件D02、D12的阴极端子电气连接到第三二极管元件D03、D13的阳极端子。
第一二极管元件D01、D11的阴极端子与第三二极管元件D03、D13的阴极端子电气连接，第四二极管元件D04、D14的阳极端子与第二二极管元件D02、D12的阳极端子电气连接。
在第一～第四二极管元件D01～D04或D11～D14分别作为并联要素而存在有二极管元件的寄生电容CD01～CD04或CD11～CD14。
被施加正方向电压的第一～第四二极管元件D01～D04或D11～D14导通，在保护电路14、64流动有电流。
在向二极管元件D01～D04或D11～D14施加反方向电压时，在二极管元件本体的接合部分没有电流流动，二极管元件D01～D04或D11～D14断开，但是在二极管元件的寄生电容CD01～CD04或CD11～CD14流动有电流。
主电抗电路13、63为二端子的电路。当将第一二极管元件D01、D11的阳极端子与第四二极管元件D04、D14的阴极端子的连接部分称为第一连接点P1、P11并将第三二极管元件D03、D13的阳极端子与第二二极管元件D02、D12的阴极端子的连接点称为第二连接点P2、P12时，第一副电抗元件281、781的一端电气连接到第一连接点P1、P11，另一端电气连接到主电抗电路13、63的一端。
第二副电抗元件282、782的一端电气连接到第二连接点P2、P12，另一端电气连接到主电抗电路13、63的另一端和滤波器电路15、65的一端。滤波器电路15、65的另一端电气连接到输出端子16、66。
当将第一二极管元件D01、D11的阴极端子与第3二极管元件D03、D13的阴极端子电气连接的部分称为阴极点PK或PKK并将第4二极管元件D04、D14的阳极端子与第二二极管元件D02、D12的阳极端子电气连接的部分称为阳极点PA或PAA时，参照电容元件18、68的一端电气连接到阴极点PK、PKK，另一端电气连接到阳极点PA、PAA，由第一～第四二极管元件D01～D04或D11～D14和参照电容元件18、68构成H桥电路。
包括后述的本发明的电源装置，在本发明中能够使用滤波器电路，在此，设为使用同样的滤波器电路15、65。
该滤波器电路15、65具有：隔直电容元件35、85；电感元件与电容元件并联连接的第一滤波器电路36、86；由电感元件构成的第二滤波器电路37、87；以及由电容元件构成的第三滤波器电路34、84，隔直电容元件35、85、第一滤波器电路36、86和第二滤波器电路37、87串联连接，将主电抗电路13、63与保护电路14、64连接的部分与输出端子16、66电气连接，第三滤波器电路34、84将输出端子16、66连接到接地电位，使得输出电流的频率容易在高频放大电路12、62和输出端子16、66之间通过。
接着，说明第一例的电源装置10所特有的事项。
在第一例的电源装置10设置有辅助电源26。
在辅助电源26设置有输出直流的正电压的正电压端子38、以及相对于正电压端子38的电压输出负电压的负电压端子39，正电压端子38电气连接到阴极点PK，负电压端子39电气连接到阳极点PA，辅助电源26从正电压端子38输出的正电压被施加到阴极点PK，负电压端子39输出的负电压被施加到阳极点PA，参照电容元件18被由辅助电源26输出的电压充电。
当将参照电容元件18所被充电的电压称为参照电压时，辅助电源26的正电压端子38相对于负电压端子39的电压为参照电压，在桥接电路中的第一、第四二极管元件D01、D04的串联电路和第二、第三二极管元件D02、D03的串联电路处，于参照电容元件18的两端出现的参照电压被以反偏置施加，使得第一～第四二极管元件D01～D04不导通。
再有，在此，在辅助电源26和参照电容元件18之间插入有共模扼流线圈29，共模扼流线圈29内的磁耦合的两个线圈31、32之中的一个线圈31的一端电气连接到阳极点PA，另一端电气连接到负电压端子39。另一个线圈32的一端电气连接到阴极点PK，另一端电气连接到正电压端子38。
两个线圈31、32被设为相同极性，在两个线圈31、32的两方中流动有朝向辅助电源26的电流的情况下，或者在两个线圈31、32的两方中流动有朝向保护电路14的电流的情况下，两个线圈31、32作为电感元件起作用，电流变得难以流动。设为在阳极点PA和阴极点PK处施加有高频放大电路12输出的相同极性和大小的电压时，该电压被共模扼流线圈29衰减或断开，成为难以施加到辅助电源26的正电压端子38和负电压端子39之间。
接着，说明第二例的电源装置60。
在第二例的电源装置60中也设置共模扼流线圈79，在共模扼流线圈79内磁耦合的两个线圈81、82之中的一个线圈81的一端电气连接到阳极点PAA，另一端电气连接到接地电位。
另一个线圈82的一端电气连接到阴极点PKK，另一端电气连接到直流电源61与输出电感电路71连接的部分。
参照电容元件68的阳极点PAA直流连接到接地电位，阴极点PKK直流连接到直流电源61，因此，参照电容元件68被由直流电源61输出的直流电压进行充电。
当在阳极点PAA和阴极点PKK处施加有高频放大电路62输出的相同极性和大小的电压时，该电压被共模扼流线圈79衰减或断开，难以施加到直流电源61。
如以上说明的那样，当将参照电容元件68的充电电压作为参照电压时，第一、第二例的电源装置10、60的参照电容元件18、68被充电为参照电压，但是，当在第一连接点P1、P11和第二连接点P2、P12之间施加有比参照电压大并且使第一二极管元件D01、D11和第二二极管元件D02、D12导通的大小的电压或使第三二极管元件D03、D13和第四二极管元件D04、D14导通的大小的电压时，在开关电路19、69的内部，电流通过第一二极管元件D01、D11、参照电容元件18、68、以及第二二极管元件D02、D12流动，或者电流通过第三二极管元件D3、D13、参照电容元件18、68、以及第四二极管元件D04、D14流动。
也就是说，该开关电路19、69当在向第一、第二连接点P1、P11、P2、P12之间施加有将参照电压和二极管元件的导通电压的两个量相加后的大小的电压时导通。
再有，辅助电源26输出的电压被以在等离子体处于稳定状态时不使开关电路导通的方式设定为适当的值。
在开关电路19、69为非导通状态时，保护电路14、64的阻抗的绝对值被设定得比主电抗电路13、63的阻抗的绝对值大，因此，关于从高频放大电路12、62朝向负载25、75的高频的输出电流，在主电抗电路13、63中流动的电流量比在副电抗电路30、80中流动的电流量更大。
当将在开关电路19、69为非导通状态时在保护电路14、64中流动的电流称为非导通电流并且将在开关电路19、69为导通状态时在保护电路14、64中流动的电流称为导通电流时，在保护电路14、64中流动非导通电流时，存在第一连接点P1、P11的电压相对于第二连接点P2、P12的电压为正电压的情况和第二连接点P2、P12的电压相对于第一连接点P1、P11的电压为正电压的情况。
在第一连接点P1、P11的电压相对于第二连接点P2、P12的电压为正电压的情况下，与非导通电流对应地在开关电路19、69中流动的电流从第一连接点P1、P11流入到开关电路19、69，通过第一二极管元件D01、D11的寄生电容CD01、CD11、第四二极管元件D04、D14的寄生电容CD04、CD14、参照电容元件18、68、第三二极管元件D03、D13的寄生电容CD03、CD13、以及第二二极管元件D02、D12的寄生电容CD02、CD12而从第二连接点P2、P12流出到开关电路19、69的外部。
相反，在第二连接点P2、P12相对于第一连接点P1为正电压的情况下，与非导通电流对应地在开关电路19、69中流动的电流从第二连接点P2、P12流入到开关电路19、69，通过第三二极管元件D03、D13的寄生电容CD03、CD13、第二二极管元件D02、D12的寄生电容CD02、CD12、参照电容元件18、68、第一二极管元件D01、D11的寄生电容CD01、CD11、以及第四二极管元件D04、D14的寄生电容CD04、CD14而从第一连接点P1、P11流出到外部。
即，开关电路19、69为非导通状态时的保护电路14、64的阻抗为由副电抗电路30、80、第一二极管元件D01、D11的寄生电容CD01、CD11、第四二极管元件D04、D14的寄生电容CD04、CD14、参照电容元件18、68、第三二极管元件D03、D13的寄生电容CD03、CD13、以及第二二极管元件D02、D12的寄生电容CD02、CD12形成的电路的合成阻抗的值。
再有，开关电路19、69为非导通状态时的保护电路14、64的阻抗的绝对值被设定为比主电抗电路13、63的阻抗的绝对值大，保护电路14、64与主电抗电路13、63并联连接，因此，在主电抗电路13、63中流动的电流比在保护电路14、64中流动的电流更多。
在开关电路19、69为非导通状态时在第一连接点P1、P11和第二连接点P2、P12之间施加有比参照电压大出二极管元件的正方向电压的两倍量的电压的情况下，该电压成为导通电压，开关电路19、69导通而流动有导通电流。
在此，关于导通电压，在第一连接点P1、P11相对于第二连接点P2、P12为正电压的情况下，从第一连接点P1、P11流出的电流流动通过第一二极管元件D01、D11、参照电容元件18、68、以及第二二极管元件D02、D12，流入到第二连接点P2、P12。
相反，在第二连接点P2、P12相对于第一连接点P1、P11为正电压的情况下，从第二连接点P2、P12流出的电流通过第三二极管元件D03、D13、参照电容元件18、68、以及第四二极管元件D04、D14流入到第一连接点P1、P11。
即，开关电路19、69为导通状态时的保护电路14、64的阻抗为由副电抗电路30、80、第一二极管元件D01、D11、参照电容元件18、68、以及第二二极管元件D02、D12形成的电路的合成阻抗，或者为由副电抗电路30、80、第三二极管元件D03、D13、参照电容元件18、68、以及第四二极管元件D04、D14形成的电路的合成阻抗。
因此，在高频放大电路12、62和负载25、75之间，电流依照保护电路14、64与主电抗电路13、63并联连接的电路的阻抗值而流动，因此，在开关电路19、69为导通状态时，以与非导通状态时不同的阻抗值连接高频放大电路12、62和负载25、75。
在第一、第二例的电源电路10、60中，副电抗电路30、80的电抗值被设定为使得保护电路14、64与主电抗电路13、63并联连接的电路的阻抗的绝对值比非导通时的主电抗电路13、63的阻抗的绝对值大，高频放大电路12、62以开关电路19、69在非导通状态时的情况与导通状态时相比有更大的阻抗的绝对值的方式电气连接到负载25、75，因此，此时，高频放大电路12、62输出的或流入到高频放大电路12、62的电流被限制，从而保护半导体开关22、72。
再有，当以主电抗电路13、63的电抗值、副电抗电路30、80的电抗值、以及导通状态的开关电路19、69的电抗值的总和接近零的方式进行设定时，在开关电路19、69处于导通状态时，能够使保护电路14、64与主电抗电路13、63的并联电路的阻抗的绝对值比总和不接近零时大。
在图3、图4的电源装置10、60中，在主电抗电路13、63中使用电感元件设为电感性电抗，在副电抗电路30、80中使用电容元件设为电容性电抗，但是，也可以如图5、图6的电源装置41、91那样，在主电抗电路13、63中使用电容元件设为电容性电抗，在副电抗电路30、80中使用电感元件设为电感性电抗。
接着，在图7、图8的电源装置42、92中，开关电路19、69具有参照电容元件18、68、串联连接到参照电容元件18、68的第五二极管元件D21、D31、以及并联连接到参照电容元件18、68与第五二极管元件D21、D31串联连接电路的第六二极管元件D22、D32。
在该开关电路19、69中，具有电感性电抗的第一副电抗元件281、781与具有电感性电抗的第二副电抗元件282、782串联连接。参照电容元件18、68由辅助电源26或直流电源61充电以使得两端的电位差变为规定的参照电压。
在此，高频放大电路12、62侧的端子被充电为比负载25、75侧的端子高，在串联连接到参照电容元件18、68的第五二极管元件D21、D31中，阴极端子朝向负载25、75侧，阳极端子朝向高频放大电路12、62。
在开关电路19、69为非导通状态时，在开关电路19、69的两端未施加有参照电压以上的大小的电压，开关电路16、69不导通。
当负载25、75的阻抗骤变由此在主电抗电路13、63中流动的电流和电压增大时，同样，开关电路19、69的第一连接点P1、P11和第二连接点P2、P12之间的电压增大。在此，当成为大于参照电压加上第五二极管元件D21、D31的正方向导通电压的电压以上时，第五二极管元件D21、D31正偏置，参照电容元件18、68和第五二极管元件D21、D31导通，在保护电路14、64中流动导通电流。
此时，高频放大电路12、62通过主电抗电路13、63与保护电路14、64并联连接的电路的阻抗而连接到负载25、75。
主电抗电路13、63与保护电路14、64并联连接的电路的阻抗的绝对值被设定为使得开关电路16、69导通状态的阻抗的绝对值比开关电路16、69非导通状态的阻抗的绝对值更大，从高频放大电路12、62输出的电流被限制，从而保护半导体开关22、72。
在图7、图8的电源装置42、92中，在主电抗电路13、63中使用电感元件，在副电抗电路30、80中使用副电抗元件281、282、781、782，主电抗电路13、63设为电感性电抗，副电抗电路30、80设为电容性电抗，但是，也可以如图9、图10的电源装置43、93那样，在主电抗电路13、63中使用电容元件，在副电抗电路30、80的副电抗元件28、78中使用电感元件，在主电抗电路13、63中使用电容性电抗，在副电抗电路30、80中使用电感性电抗。
此外，也可以使副初级线圈电气连接在高频放大电路12、62和向负载25、75供给电流的输出端子16、66之间，在与副初级线圈磁耦合的副次级线圈中设置保护电路14、64。
附图标记的说明
10、41～45、60、91～95……电源装置
11、61……直流电源
12、62……高频放大电路
13、63……主电抗电路
14、64……保护电路
16、66……输出端子
18、68……参照电容元件
19、69……开关电路
21、71……输出电感电路
25、75……负载
30、80……副电抗电路
D01～D04、D11～D14、D21、D31……二极管元件
CD01～CD04或CD11～CD14、CD21、CD31……二极管元件的寄生电容。

Claims (5)

1.一种电源装置，具有：
直流电源，输出直流电压；
高频放大电路，使连接到所述直流电源的半导体开关重复导通和断开而生成高频的电流；
高频输出电路，将所述高频的电流供给到负载；以及
主电抗电路，具有规定的电抗值，具有两个至其它电路的电气连接极，所述连接极中的一个串联连接于所述高频放大电路，所述连接极中的另一个串联连接于所述高频输出电路，
其中，使得所述电源装置为如下，
具有相对于所述主电抗电路的两个极并联连接的保护电路，在所述保护电路设置有：
直流电压源，供给规定的参照电压；
开关电路，当被施加比与所述参照电压相关联的阈值电压大的导通电压时导通；以及
副电抗电路，具有规定的电抗值，
所述开关电路导通时的所述保护电路和所述主电抗电路的并联连接电路的阻抗的绝对值比所述开关电路非导通时的所述保护电路和所述主电抗电路的并联连接电路的阻抗的绝对值大，
在所述电源装置中，当所述开关电路导通时从所述高频放大电路看所述负载侧时的阻抗的绝对值比所述保护电路非导通时大并且以使所述高频的电流被限制的方式工作。
2.根据权利要求1所述的电源装置，其中，所述主电抗电路的电抗值被设定为电感性的电抗和电容性的电抗之中的任一个，所述副电抗电路被设定为另一个。
3.根据权利要求1或权利要求2中的任何一项所述的电源装置，其中，所述开关电路具有：
参照电容元件，被充电为所述参照电压；以及
二极管元件，被以所述参照电容元件的充电电压反偏置，
当把对所述二极管元件正偏置的电压施加到所述开关电路而所述二极管元件导通时，所述开关电路导通。
4.根据权利要求1至权利要求3中的任何一项所述的电源装置，其中，设置有辅助电源，
所述参照电容元件由所述辅助电源充电。
5.根据权利要求1至权利要求3中的任何一项所述的电源装置，其中，所述参照电容元件由所述直流电源充电。
CN201780059634.6A 2016-09-30 2017-09-20 电源装置 Active CN109792146B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2016193785 2016-09-30
JP2016-193785 2016-09-30
PCT/JP2017/033905 WO2018061932A1 (ja) 2016-09-30 2017-09-20 電源装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN109792146A true CN109792146A (zh) 2019-05-21
CN109792146B CN109792146B (zh) 2019-11-26

Family

ID=61759715

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201780059634.6A Active CN109792146B (zh) 2016-09-30 2017-09-20 电源装置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US10461731B2 (zh)
KR (1) KR101995684B1 (zh)
CN (1) CN109792146B (zh)
TW (1) TWI662776B (zh)
WO (1) WO2018061932A1 (zh)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111122957B (zh) * 2019-12-26 2022-08-09 上海三菱电机·上菱空调机电器有限公司 过电压检测电路、过电压检测方法、逆变器及空气调节器
JP6953566B2 (ja) * 2020-02-14 2021-10-27 株式会社京三製作所 高周波電源装置及びその出力制御方法

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001509357A (ja) * 1996-12-17 2001-07-10 アセア、ブラウン、ボベリ、アクチエボラーグ 対象を過電流から保護するための、過電流低減および電流制限を有する装置及び方法
JP2004350337A (ja) * 2003-05-20 2004-12-09 National Institute Of Advanced Industrial & Technology 限流機能付き潮流制御装置
CN201336630Y (zh) * 2009-01-04 2009-10-28 青岛海信电器股份有限公司 一种电源电路及具有所述电源电路的电器设备
CN103222344A (zh) * 2010-09-22 2013-07-24 株式会社岛津制作所 高频电源
JP2014183692A (ja) * 2013-03-21 2014-09-29 Yokogawa Electric Corp 過電圧保護回路
JP5866832B2 (ja) * 2011-07-11 2016-02-24 セイコーエプソン株式会社 検出装置及び検出方法

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US2979677A (en) 1957-03-14 1961-04-11 Jean H Clark Quarter wave limiter circuit
JPS5218288B2 (zh) 1972-11-18 1977-05-20
JPS5258836A (en) 1975-11-10 1977-05-14 Toshiba Corp Enclosed type distribution baord having switching surge suppressor
US4047120A (en) 1976-07-15 1977-09-06 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Transient suppression circuit for push-pull switching amplifiers
JPS5797313A (en) 1980-12-10 1982-06-17 Dainichi Nippon Cables Ltd Method of winding aerial insulated wire
JPS5866832U (ja) * 1981-10-27 1983-05-07 日新電機株式会社 限流装置
JPS6059745U (ja) * 1983-09-26 1985-04-25 日新電機株式会社 計器用変圧装置
GB2177273A (en) 1985-06-26 1987-01-14 Philips Electronic Associated R f power amplifier
US4719556A (en) 1986-08-07 1988-01-12 Armstrong World Industries, Inc. Current and voltage limited inverter
US5651865A (en) * 1994-06-17 1997-07-29 Eni Preferential sputtering of insulators from conductive targets
EP1013792B1 (en) * 1997-02-20 2010-05-19 Shibaura Mechatronics Corporation Power supply unit for sputtering device
US6072362A (en) 1998-07-10 2000-06-06 Ameritherm, Inc. System for enabling a full-bridge switch-mode amplifier to recover all reactive energy
CN1342340B (zh) 1999-07-22 2011-02-09 Mks仪器公司 具有保护电路的电源
US7180758B2 (en) 1999-07-22 2007-02-20 Mks Instruments, Inc. Class E amplifier with inductive clamp
US6808607B2 (en) * 2002-09-25 2004-10-26 Advanced Energy Industries, Inc. High peak power plasma pulsed supply with arc handling
EP2075823B1 (en) * 2007-12-24 2012-02-29 Huettinger Electronic Sp. z o. o Current change limiting device
WO2011143320A2 (en) * 2010-05-11 2011-11-17 Transtector Systems, Inc. Dc pass rf protector having a surge suppression module
US10842563B2 (en) 2013-03-15 2020-11-24 Covidien Lp System and method for power control of electrosurgical resonant inverters
JP5797313B1 (ja) 2014-08-25 2015-10-21 株式会社京三製作所 回生サーキュレータ、高周波電源装置、及び高周波電力の回生方法

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001509357A (ja) * 1996-12-17 2001-07-10 アセア、ブラウン、ボベリ、アクチエボラーグ 対象を過電流から保護するための、過電流低減および電流制限を有する装置及び方法
JP2004350337A (ja) * 2003-05-20 2004-12-09 National Institute Of Advanced Industrial & Technology 限流機能付き潮流制御装置
CN201336630Y (zh) * 2009-01-04 2009-10-28 青岛海信电器股份有限公司 一种电源电路及具有所述电源电路的电器设备
CN103222344A (zh) * 2010-09-22 2013-07-24 株式会社岛津制作所 高频电源
JP5866832B2 (ja) * 2011-07-11 2016-02-24 セイコーエプソン株式会社 検出装置及び検出方法
JP2014183692A (ja) * 2013-03-21 2014-09-29 Yokogawa Electric Corp 過電圧保護回路

Also Published As

Publication number Publication date
KR20190007065A (ko) 2019-01-21
WO2018061932A1 (ja) 2018-04-05
TW201830840A (zh) 2018-08-16
KR101995684B1 (ko) 2019-07-02
TWI662776B (zh) 2019-06-11
CN109792146B (zh) 2019-11-26
US10461731B2 (en) 2019-10-29
US20190123733A1 (en) 2019-04-25

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US8222885B2 (en) Isolating a control signal source in a high frequency power supply
JP5923658B2 (ja) 工業用誘電体バリア放電発生器用途向けの多目的ゼロ電圧スイッチ共振インバータ
CN107276401B (zh) 本质上安全的功率调节电路
TW201121217A (en) Inrush current control
EP3484035A1 (en) Hysteresis power supply circuit
Sepahvand et al. High power transfer density and high efficiency 100 MHz capacitive wireless power transfer system
CN108377666A (zh) 电力转换装置
CN109792146B (zh) 电源装置
KR20230002268A (ko) 무선 전력 전송을 위한 안전 회로들
WO2024031927A1 (zh) 一种三重四极杆质谱仪的供电装置
EP1721376B1 (en) Switching arrangement for interconnecting electrolytic capacitors
CN103236679A (zh) 交流断路器电子式后备保护装置
JPH11266530A (ja) 電気機器の漏洩電流軽減装置
JP2007336682A (ja) 過電圧保護回路並びに過電圧保護およびノイズ抑制回路
CN108899876A (zh) 开关电源中电流检测端的短路保护系统
Zhang et al. Touch current suppression for semiconductor-based galvanic isolation
JP2017022835A (ja) 電力変換装置
CN103944147B (zh) 一种开关电源保护电路及其控制方法
JP6289794B1 (ja) 電源装置
KR101376784B1 (ko) 공진형 컨버터
CN104617790A (zh) 一种隔离稳压电路及其控制方法
CN104467388A (zh) 基于pfc的传导型谐波抑制的电源
US20240072652A1 (en) Common mode emi filter
CN207638568U (zh) 双介质阻挡放电的高压电源
US20220320850A1 (en) Electronic Protection System and Control

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant