DE4040693C2

DE4040693C2 -

Info

Publication number: DE4040693C2
Application number: DE4040693A
Authority: DE
Inventors: Sayed-Amr Schenectady N.Y. Us El-Hamamsy; George Loudionville N.Y. Us Jernakoff
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1989-12-21
Filing date: 1990-12-19
Publication date: 1993-05-13
Also published as: NL9002583A; JPH0787311B2; JPH04159804A; US5023566A; DE4040693A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Treiber für einen D-Spannungsschalt- Leistungsverstärker gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Ein derartiger Treiber ist aus der Druckschrift Chudobiak, W., Page, D.: Frequency and Power Limitations of Class-D Transistor Amplifiers. In: IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-4, Nr. 1, Februar 1969, Seite 25 bis 37, bekannt.

In einem Leistungsverstärker der Klasse D werden zwei aktive Schaltvorrichtungen als einpoliger Umschalter zum Erzeugen eines Rechtecksignals benutzt. Eine Ausgangslastschaltung enthält einen Schwingkreis, der auf die Schaltfrequenz der Vorrichtungen abgestimmt ist, wodurch die Harmonischen des Rechtecksignals beseitigt werden und sich ein sinusförmiges Ausgangssignal ergibt. Es gibt zwei Typen von D-Leistungsverstärkern, und zwar einen Spannungsschalttyp und einen Stromschalttyp. Bei dem Spannungsschalttyp sind die Schaltvorrichtungen mit einer Stromversorgung in Reihe geschaltet, und die Versorgungsspannung wird abwechselnd zwischen den Eingängen derselben geschaltet. Bei dem Stromschalttyp, der ein dualer Spannungsschalttyp ist, werden die Vorrichtungen in Parallel- oder Gegentaktschaltung benutzt, und der Versorgungsstrom wird zwischen ihnen abwechselnd geschaltet. Da die Schaltvorrichtungen der D-Leistungsverstärker abwechselnd zwischen Abschaltung und Sättigung angesteuert werden, so daß eine leitend ist, während die andere abgeschaltet ist, und umgekehrt, werden D-Leistungsverstärker zweckmäßig durch Rechtecksignale an gesteuert. Ein Eingangstrenntransformator wird herkömmli cherweise benutzt, um die beiden phasenverschobenen Ansteu ersignale zu liefern.

Schaltleistungsverluste bei niedrigen Frequenzen sind bei D-Leistungsverstärkern im allgemeinen vernachlässigbar. Bei höheren Betriebsfrequenzen werden Schaltverluste jedoch be deutsam und verringern den Wirkungsgrad. Bei einem Span nungsschaltverstärker nimmt die Leistung, die durch jede Schaltvorrichtung beim Entladen der Ausgangskapazität der anderen Schaltvorrichtung verbraucht wird, mit zunehmender Betriebsfrequenz zu. Darüber hinaus müssen, wenn die Fre quenz zunimmt, die Trenntransformatoren, welche in der Lage sind, die höheren Harmonischen der Rechteckansteuersignale durchzulassen, komplexer sein. Es ist allgemein anerkannt, daß die vorgenannten Nachteile eine obere Grenze für den erzielbaren Wirkungsgrad bei D-Leistungsverstärkern festle gen, z. B. 80% bei einem Betrieb mit hoher Frequenz und niedriger Leistung und weniger als 70% bei einem Betrieb mit hoher Frequenz und hoher Leistung.

Es ist Aufgabe der Erfindung, einen neuen und verbesserten Treiber für einen D-Spannungsschaltleistungsverstärker zu schaffen, der Schaltverluste reduziert und dadurch den Wirkungsgrad erhöht.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Die mit der Erfindung erzielbaren Vorteile bestehen insbesondere darin, daß der Treiber ein sinusförmiges Eingangs leistungssignal liefert und die Übergangszeit zwischen dem Schalten der beiden aktiven Vorrichtungen der Halbbrücke steuert, so daß der Wirkungsgrad gegenüber herkömmlichen Treibern verbessert wird, und zwar sogar bei hohen Betriebsfrequenzen. Insbesondere ist der Treiber nach der Erfindung zum Ansteuern eines D-Spannungsschaltleistungsverstärkers geeignet, bei dem zwei Schaltvorrichtungen benutzt werden, die kapazitive Gates oder Steuerelektroden haben und in Halbbrückenschaltung angeordnet sind. Gemäß der Erfindung wird die Übergangszeit in Abhängigkeit von der Ausgangskapazität der Schaltvorrichtungen, der Schwellenspannung der Schaltvorrichtungen, der verlangten Ausgangsleistung und der Impedanz der Lastschaltung optimiert. Durch Steuern der Amplitude der Spannungssignale an den Eingängen der Schaltvorrichtungen, d. h. der Gate-Source-Spannungssignale, in Abhängigkeit von den vorgenannten Variablen kann die Übergangszeit für einen besonderen Fall optimiert werden, um Schaltverluste im wesentlichen auf null zu reduzie ren.

Die Erfindung wird nun anhand der Beschreibung und Zeichnung von Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Schaltbild eines D-Leistungsverstärkers und einer für diesen vorgesehenen Treiberschaltung gemäß einer ersten, bevorzugten Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 2 ein Schaltbild eines herkömmlichen D- Spannungsschaltleistungsverstärkers,

Fig. 3A-3C graphische Darstellungen von Spannungs- und Stromwellenformen, die beim Beschreiben der Arbeitsweise des D-Systems nach Fig. 1 nützlich sind,

Fig. 4 eine graphische Darstellung des Spitzenausgangsstroms über der Versorgungsgleichspannung für einen MOSFET des Typs IRF 140, der in einem D-Leistungsverstärker wie dem nach Fig. 1 benutzt wird,

Fig. 5 eine graphische Darstellung der Versorgungsgleichspannung über der optimalen Übergangszeit für einen MOSFET des Typs IRF 140, der in einem D-Leistungsverstärker wie dem nach Fig. 1 benutzt wird,

Fig. 6 eine graphische Darstellung des Spitzenausgangsstroms über der optimalen Übergangszeit für einen MOSFET des Typs IRF 140, der in einem D-Leistungsverstärker wie dem nach Fig. 1 benutzt wird, und

Fig. 7 ein Schaltbild eines D-Leistungsverstärkers und einer Treiberschaltung desselben gemäß einer zweiten bevorzugten Ausführungsform der Erfindung.

Fig. 2 zeigt einen herkömmlichen D-Spannungsschaltleitungsverstärker 10. Zwei Leistungsschaltvorrichtungen Q₁ und Q₂ sind in Reihenschaltung an eine Gleichstromversorgung V_DD1 in einer Halbbrückenschaltung angeschlossen. Die Schaltvorrichtungen Q₁ und Q₂ sind als MOSFETs dargestellt, andere Arten von Schaltvorrichtungen, die kapazitive Gates oder Steuerelektroden haben, können aber benutzt werden, wie z. B. Bipolartransistoren mit isolierter Steuerelektrode (IGBTs) oder MOS-gesteuerte Thyristoren (MCTs). Jede Schaltvorrichtung Q₁ und Q₂ hat eine parasitäre Ausgangskapazität C_oss1 bzw. C_oss2 (mit gestrichelten Linien dargestellt) und eine parasitäre Eingangskapazität C_iss1 bzw. C_iss2 (ebenfalls mit gestrichelten Linien dargestellt).

Eine Lastschaltung, die einen Reihenschwingkreis aufweist, der eine Spule L₀ und einen Kondensator C₀ und einen Lastwiderstand R_L enthält, ist an die Halbbrücke an der Verbindungsstelle zwischen den Vorrichtungen Q₁ und Q₂ angeschlossen. Eine übliche Treiberschaltung 12 erzeugt ein Rechteckeingangssignal und ist mit den Steuerelektroden der MOSFETs Q₁ und Q₂ durch einen Trenntransformator 14 verbunden. Der Trenntransformator bewirkt, daß die Vorrichtungen Q₁ und Q₂ durch Rechteckspannungssignale angesteuert werden, die um 180° phasenverschoben sind. Im Idealfall wird so ein Rechteckspannungssignal an den Reihenschwingkreis angelegt. In Wirklichkeit ist aufgrund einer endlichen Schaltübergangszeit dieses Spannungssignals insgesamt trapezförmig. Bei einem richtig abgestimmten Schwingkreis ist bei der Schaltfrequenz die Reaktanz null, und das Ausgangssignal an dem Lastwiderstand R_L ist sinusförmig.

Während der Einschaltung einer Schaltvorrichtung Q₁ oder Q₂ wird Energie in der Ausgangskapazität C_oss2 oder C_oss1 der anderen Schaltvorrichtung gespeichert. Wenn die Schaltvor richtung Q₁ oder Q₂ abgeschaltet wird, wird die in der Aus gangskapazität der anderen Schaltvorrichtung gespeicherte Energie verbraucht. Die Übergangszeit oder "Totzeit" t_d ist die Zeit zwischen dem Abschalten einer Vorrichtung und dem Einschalten der anderen Vorrichtung. Bei niedrigen Frequen zen ist die Energie, die während der Totzeit t_d aufgrund des Entladens der Ausgangskapazität verlorengeht, vernach lässigbar. Wenn die Frequenz zunimmt, wird dieser Energie verlust jedoch beträchtlich.

Gemäß der Erfindung wird ein D-Leistungsverstärker durch einen Sinustreiber angesteuert, und die Totzeit t_d wird op timiert, um eine Umschaltung bei der Spannung null zu be wirken, wodurch der Wirkungsgrad verbessert wird, selbst bei hohen Frequenzen. Der hier benutzte Begriff Umschaltung bei der Spannung null ist definiert als Einschalten/Abschalten bei der Spannung null an der Vorrichtung und dem Strom null in derselben, d. h. bei den Bedingungen für verlustloses Schalten.

Eine bevorzugte Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Treibers 16 hohen Wirkungsgrads umfaßt einen E-Leistungs verstärker hohen Wirkungsgrads, wie er in Fig. 1 darge stellt ist. In dem E-Leistungsverstärker 16 wird, wie dar gestellt, eine einzelne Treiberschaltvorrichtung Q₃ be nutzt, die mit einer Gleichstromversorgung V_DD2 in Reihe geschaltet ist. Wie die Schaltvorrichtungen Q₁ und Q₂ kann die Schaltvorrichtung Q₃ ein MOSFET sein. Ein Reihen schwingkreis, der an den Drainanschluß der Vorrichtung Q₃ angeschlossen ist, weist eine Induktivität L₁ und eine Ka pazität auf, die mit einer Last, d.h. dem D-Leistungsver stärker 10 verbunden sind. Vorzugsweise umfaßt die Indukti vität L₁ die Streuinduktivität eines Trenntransformators T₁, welche den Treiber 16 mit dem D-Leistungsverstärker 10 verbindet. Durch diese Ausnutzung der parasitären Indukti vität kann die Treibergröße verringert werden, während der Wirkungsgrad erhöht wird. Die Kapazität des Reihenschwing kreises umfaßt die Reihenschaltung aus einer Blockierkapa zität C_b1 und der Kapazität aufgrund der Kombination der parasitären Eingangskapazitäten C_iss1 und C_iss2, welche auf die Primärwicklung des Transformators T₁ zurückwirkt. Die Blockierkapazität C_b1 ist vorgesehen, um die Sättigung des Transformators T₁ durch Blockieren des Anlegens einer Gleichspannung an denselben zu verhindern. Da die Blockier kapazität C_b1 üblicherweise im Vergleich zu der Rückwir kungskapazität aufgrund der Kombination aus den Kapazitäten C_iss1 und C_iss2 groß ist, ist die Kapazität des Reihen schwingkreises effektiv gleich der Rückwirkungskapazität der Kombination aus den parasitären Kapazitäten C_iss1 und Ci_ss2. Die E-Treiberschaltung enthält weiter eine HF-Dros sel L_RFC, um zu gewährleisten, daß der Drainstrom der Vor richtung Q₃ im wesentlichen konstant bleibt. Eine Kapazität C_s, die vorzugsweise wenigstens einen Teil der parasitären Ausgangskapazität der Vorrichtung Q₃ umfaßt, wird benutzt, um die Schaltvorrichtung Q₃ in den Nebenschluß zu legen. Die Treiberschaltvorrichtung Q₃ wird durch einen Oszillator 18 angesteuert, der ein Sinusleistungssignal mit einer ho hen Frequenz erzeugt, z. B. 13,56 MHz, bei welcher es sich um eine geeignete Frequenz zum Ansteuern eines D-Vorschalt gerätes für eine elektrodenlose Entladungslampe hoher In tensität handelt. Bei einem ausreichend hohen Gütefaktor Q ist die Ausgangsspannung der E-Treiberschaltung sinusför mig.

Fig. 3A zeigt die um 180° phasenverschobenen sinusförmigen Gate-Source-Spannungswellenformen v_GS1 und v_GS2, die je weils eine Amplitude V_p haben und aus dem Ansteuern des D- Verstärkers mit der dargestellten E-Treiberschaltung über den Transformator T₁ gemäß der Darstellung in Fig. 2 resul tieren. Die Schaltvorrichtungen Q₁ und Q₂ sind nicht ideal und haben daher eine Schwellenspannung V_T, die erreicht werden muß, bevor diese Vorrichtungen einschalten können. Die Übergangszeit t_d, die zwischen dem Abschalten der Vorrichtung Q₁ und dem Einschalten der Vorrichtung Q₂ auf tritt, ist in Fig. 3A angegeben. Gemäß der Erfindung wird diese Übergangszeit optimiert, um eine Umschaltung bei der Spannung null zu erzielen, was im folgenden beschrieben wird.

In Fig. 3B ist die Drainspannungswellenform v(t) für die Vorrichtung Q₂ des D-Verstärkers nach Fig. 2 graphisch dar gestellt, d. h. die Spannung an der Verbindungsstelle zwi schen den beiden Schaltvorrichtungen Q₁ und Q₂. Diese Span nungswellenform ist insgesamt trapezförmig. Die Übergangs zeit t_d ist die Zeit, die die trapezförmige Spannung benö tigt, um von ihrem Maximalwert auf ihren Minimalwert über zugehen, und umgekehrt, wie dargestellt. Fig. 3B zeigt au ßerdem die entsprechende Grundanteilwellenform v_f(t) der Spannungswellenform v(t). Die Amplitude V_f der Grundanteil wellenform v_f(t) kann folgendermaßen ausgedrückt werden:

wobei der Lastimpedanzwinkel Φ, in Radian, folgendermaßen durch die Übergangszeit t_d ausgedrückt werden kann:

wobei T die Periode der Gate-Source-Spannungswellenform der betreffenden Schaltvorrichtung darstellt.

In Fig. 3C ist die Ausgangslaststromwellenform i(t) zusam men mit der Spannungswellenform v(t) unter Bedingungen gra phisch dargestellt, unter denen erreicht wird, daß der D- Verstärker nach Fig. 2 bei der Spannung null umschaltet. Gemäß der Erfindung wird die Übergangszeit t_d optimiert, so daß das Umschalten erfolgt, wenn die Spannungswellenform v(t) und die Stromwellenform i(t) einander bei null schnei den. Auf diese Weise wird die Ausgangskapazität jeder Schaltvorrichtung in dem Schaltzeitpunkt vollständig entla den, wodurch sich ein verlustloses Umschalten ergibt. Die folgende Gleichung beschreibt das Entladen der Ausgangska pazität C_oss einer Schaltvorrichtung eines D-Spannungs schaltleistungsverstärkers, ausgedrückt durch die Über gangszeit t_d, die Betriebsfrequenz ω, den Lastimpedanzwin kel Φ und den Spitzenausgangsstrom I₁:

Gemäß der Erfindung wird die Übergangszeit t_d optimiert, indem die Amplitude V_p der sinusförmigen Gate-Source-Span nungssignale v_GS1 und v_GS2 gesteuert wird in Abhängigkeit von: den Ausgangskapazitäten C_oss1 und C_oss2, der Schwel lenspannung V_T der Schaltvorrichtungen, der erforderlichen Ausgangsleistung und der Impedanz der Schwingkreis-Last schaltung. Die Ausgangsleistung P_o kann folgendermaßen aus gedrückt werden:

Weiter kann durch Integrieren der Gleichung (3) und durch Umformen der Glieder die Versorgungsgleichspannung V_DD1 folgendermaßen ausgedrückt werden:

Die Gleichungen (1), (4) und (5) können gelöst werden, um einen Ausdruck für den Spitzenausgangsstrom I₁ des D-Lei stungsverstärkers zu erzielen:

Fig. 4 ist ein Diagramm, das den Spitzenausgangsstrom I₁ über der Versorgungsgleichspannung V_DD1 für einen MOSFET des Typs IRF 140 zeigt, der von der International Rectifier Corporation hergestellt wird und benutzt werden kann, um die Schaltvorrichtungen Q₁ und Q₂ des D-Leistungsverstär kers 10 nach Fig. 2 zu realisieren. Unter Verwendung des Diagramms nach Fig. 4 kann ein Arbeitspunkt gewählt werden, der die Werte für die Versorgungsspannung V_DD1 und den Spitzenausgangsstrom I₁ beinhaltet. Sichere Arbeitspunkte für einen MOSFET des Typs IRF 140 finden sich innerhalb des begrenzten Gebietes 19. Die Fig. 5 und 6 zeigen Diagramme des Spitzenausgangsstrom I₁ bzw. der Versorgungsgleichspan nung V_DD1 über der optimalen Übergangszeit t_d für MOSFETs des Typs IRF 140. Die Diagramme nach den Fig. 4-6 wurden unter Verwendung der Gleichungen (1)-(6) erstellt.

Durch Interpolieren zwischen den beiden Übergangszeitkur ven, d.h. den Fig. 5 und 6, kann die optimale Übergangszeit t_d für einen ausgewählten Arbeitspunkt, d. h. können spe zielle Werte des Spitzenausgangsstroms I₁ und der Versorgungsgleichspannung V_DD1 approximiert werden. Wenn der Wert der optimalen Übergangszeit t_d bekannt ist, kann die Amplitude V_p der Gate-Source-Spannungssignale v_GS1 und v_GS2, die benötigt werden, damit sich diese optimale Über gangszeit t_d ergibt, gemäß folgender Gleichung bestimmt werden:

Schließlich die Auslegung des Oszillators 18 zum Erzeugen eines Eingangssignals, um Gate-Source-Spannungssignale v_GS1 und v_GS2 zu erzeugen, welche die Amplitude V_p bei der ver langten Betriebsfrequenz haben, ist eine bekannte Angele genheit.

Eine zweite bevorzugte Ausführungsform einer Treiberschal tung für einen Hochfrequenz-D-Leistungsverstärker enthält eine weitere D-Verstärkerstufe 20 gemäß der Darstellung in Fig. 7, bei der die Amplitude der sinusförmigen Gate- Source-Spannungssignale so gesteuert wird, daß die Über gangszeit t_d gemäß den Prinzipien der Erfindung optimiert wird. Eine solche D-Treiberschaltung enthält zwei Schalt vorrichtungen Q₄ und Q_5, die mit einer Gleichstromversor gung V_DD3 in einer Halbbrückenschaltung in Reihe geschaltet sind. Ein Reihenschwingkreis ist an die Halbbrücke an der Verbindungsstelle zwischen den Schaltvorrichtungen Q₄ und Q₅ angeschlossen. Der Reihenschwingkreis umfaßt eine Induk tivität L₁ und die Reihenschaltung aus einer Blockierkapa zität C_b2 und der Rückwirkungskapazität aufgrund der para sitären Eingangskapazitäten C_iss1 und C_iss2 der Schaltvor richtungen Q₁ und Q_2. Da die Blockierkapazität C_b2 übli cherweise groß ist im Vergleich zu der Rückwirkungskapazi tät aufgrund der Kombination der Kapazitäten C_iss1 und C_iss2, ist die Kapazität des Reihenschwingkreises effektiv gleich der Rückwirkungskapazität der Kombination der para sitären Kapazitäten C_iss1 und C_iss2. Die Induktivität L₁ umfaßt vorzugsweise die Streuinduktivität des Trenntrans formators T₁. Die D-Treiberschaltung wird über einen Trans formator 22 durch einen Oszillator 24 angesteuert.

Claims

1. Treiber für einen D-Spannungsschaltleistungsverstärker (10) hohen Wirkungsgrads, der eine erste und eine zweite Schaltvorrichtung (Q₁, Q₂) hat, die in einer Halbbrückenschaltung in Reihe geschaltet sind, und einen Ausgangsschwingkreis an der Verbindungsstelle zwischen der ersten und der zweiten Schaltvorrichtung aufweist, wobei der Ausgangsschwingkreis eine Kapazität (C₀) aufweist, die mit einer Induktivität (L₀) in Reihe geschaltet ist, und wobei die erste und die zweite Schaltvorrichtung (Q₁, Q₂) jeweils eine Eingangskapazität (C_iss1, C_iss2) und eine Ausgangskapazität (C_oss1, C_oss2) haben, gekennzeichnet durch eine Sinussignal-Erzeugungseinrichtung zum Anlegen eines Sinuswellen-Eingangssignals an die erste und die zweite Schaltvorrichtung (Q₁, Q₂) zur Erzeugung sinusförmiger Spannungssignale (V_GS1, V_GS2) vorbestimmter Amplitude (V_P) an den Eingängen der ersten und zweiten Schaltvorrichtungen (Q₁, Q₂) zur Steuerung der Übergangszeit (t_d) zwischen dem Ausschalten von einer der ersten und zweiten Schaltvorrichtungen und dem Einschalten der jeweils anderen Schaltvorrichtung derart, daß die Ausgangskapazität der anderen Schaltvorrichtung im wesentlichen entladen ist und das Einschalten der anderen Schaltvorrichtung im wesentlichen im spannungs- und stromlosen Zustand und somit im wesentlichen verlustlos erfolgt, und einen Oszillator (18) zum Ansteuern der Sinussignal- Erzeugungseinrichtung.

2. Treiber nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Sinussignal-Erzeugungseinrichtung einen Transformator (T₁), der eine Streuinduktivität (L₁) hat, einen E- Leistungsverstärker (16), der mit dem D-Leistungsverstärker (10) durch den Transformator (T₁) verbunden ist, wobei der E-Leistungsverstärker (16) eine dritte Schaltvorrichtung (Q₃) mit einer dazu parallelen Kapazität (C_s) aufweist, und eine HF-Drosseleinrichtung (L_RFC) enthält, wobei die Parallelschaltung mit der HF-Drosseleinrichtung (L_RFC) in Reihe geschaltet ist, und einen zweiten Schwingkreis, der mit der Verbindungsstelle zwischen der dritten Schaltvorrichtung (Q₃) und der HF-Drosseleinrichtung (L_FRC) verbunden ist und eine zweite Kapazität (C_b1) aufweist, die mit einer zweiten Induktivität (L₁) in Reihe geschaltet ist.

3. Treiber nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Induktivität die Streuinduktivität (L₁) umfaßt.

4. Treiber nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Kapazität (C_b1) eine Blockierkapazität in Reihe mit jeder der Eingangskapazitäten (C_iss1, C_iss2) der ersten und der zweiten Schaltvorrichtung (Q₁, Q₂) umfaßt, wobei die Blockierkapazität dazu dient, das Anlegen einer Gleichspannung an den Transformer (T₁) zu blockieren.

5. Treiber nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Sinussignal-Erzeugungseinrichtung einen zweiten D- Leistungsverstärker (20) aufweist, der an den D- Leistungsverstärker (10) hohen Wirkungsgrads über einen Transformer (T₁) angeschlossen ist, welcher eine Streuinduktivität (L₁) hat, wobei der zweite D- Leistungsverstärker eine dritte und eine vierte Schaltvorrichtung (Q₄, Q₅) aufweist, die in Halbbrückenschaltung in Reihe geschaltet sind, wobei der zweite D-Leistungsverstärker (20) einen zweiten Schwingkreis aufweist, der eine zusätzliche Kapazität (C_b2) enthält, die mit einer zusätzlichen Induktivität (L₁) in Reihe geschaltet ist.

6. Treiber nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die zusätzliche Induktivität die Streuinduktivität (L₁) umfaßt.

7. Treiber nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die zusätzliche Kapazität (C_b2) eine Blockierkapazität in Reihe mit jeder Eingangskapazität der ersten bzw. zweiten Schaltvorrichtung (Q₁, Q₂) umfaßt, wobei die Blockierkapazität dazu dient, das Anlegen einer Gleichspannung an den Transformator (T₁) zu blockieren.

8. Treiber nach einem der Ansprüche 1 bis 7, gekennzeichnet durch eine an die Sinussignalerzeugungseinrichtung angeschlossene Einrichtung, die aus dem Eingangssinusleistungssignal zwei Sinussignale erzeugt, welche im wesentlichen um 180° phasenverschoben sind, wobei die beiden Sinussignale an die erste bzw. zweite Schaltvorrichtung (Q₁, Q₂) angelegt werden.

9. Treiber nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Schaltvorrichtung (Q₁, Q₂) jeweils ein MOSFET sind.

10. Treiber nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Schaltvorrichtung (Q₁, Q₂) jeweils ein Bipolartransistor mit isolierter Steuerelektrode sind.