DE4205599A1 - Halbbruecken-wechselrichter oder eine von einem vollbruecken-wechselrichter durch halbierungsberechnung abgeleitete schaltungsanordnung in form eines halbbruecken-wechselrichters sowie verfahren zu deren steuerung - Google Patents

Halbbruecken-wechselrichter oder eine von einem vollbruecken-wechselrichter durch halbierungsberechnung abgeleitete schaltungsanordnung in form eines halbbruecken-wechselrichters sowie verfahren zu deren steuerung

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Description

Die Erfindung betrifft einen Halbbrücken-Wechselrich­ ter oder eine von einem Vollbrücken-Wechselrichter durch Halbierungsberechnung abgeleitete Schaltungsanordnung in Form eines Halbbrücken-Wechselrichters, insbesondere einen Schweiß-Wechselrichter, nach dem Oberbegriff des Anspruches 1 oder 2.
Ferner betrifft die Erfindung ein Verfahren zur Steu­ erung eines derartigen Halbbrücken-Wechselrichters bzw. einer derartigen Schaltungsanordnung, insbesondere eines derartigen Schweiß-Wechselrichters.
In einem üblichen impulsdauermodulierten Wechselrichter haben die Mittelabgriffs-Kondensatoren Cn eine so hohe Kapa­ zität, daß bei der Betriebsfrequenz des Wechselrichters an dem Mittelpunkt A der Abgriffsschaltung nur eine unbedeutende Welligkeit der Spannung auftritt. Der Haupttransformator ist für eine maximale Induktivität Lp ausgelegt, so daß sein Magnetisierungsstrom schwach bleibt.
Dagegen sind bei dem üblichen Resonanz-Wechselrichter die Werte für C und Lp so gewählt, daß die Schaltung Re­ sonanzschwingungen mit großer Amplitude aufrechterhält, so daß die Spannung von Spitze zu Spitze am Mittelabgriff A höher ist als die Spannung der Gleichstrom-Speiseschaltung.
Schaltungen für Schweiß-Wechselrichter sind u. a. in fol­ genden Druckschriften beschrieben:
Die US-Patentschrift 45 33 986 betrifft eine Stromquelle für Signalverarbeitungszwecke. Die beschriebenen Stromquellen haben Reihenresonanz.
Die US-Patentschrift 46 79 129 betrifft einen Wechsel­ richter mit Reihenresonanz-Stromquellen.
Die SE-Patentschrift 3 86 330 beschreibt eine Wechsel­ stromquelle, insbesondere für die Induktionsheizung. Die Betriebsfrequenz des Generators wird durch einen externen Oszillator bestimmt. Die Kondensatoren C5 und C6 der Schal­ tung sind für eine Resonanz in der Nähe der Betriebsfrequenz ausgelegt, wobei die Spule 7 als Last wirkt. Zur Steuerung der Leistungsaufnahme der Spule 7 ist die Frequenz des Oszil­ lators 2 einstellbar. Das LC-Glied ist für eine Resonanz an­ nähernd bei der Betriebsfrequenz ausgelegt.
Ein schwerwiegender Nachteil der impulsdauermodulierten Schaltungen ist durch das Sperrverhalten der Schaltelemente bei hohen Stromstärken bedingt. Wenn als Schaltelement ein Transistor verwendet wird, ist diese Erscheinung bei niedrigen Stromstärken relativ unbedeutend. Beim Schweißen können jedoch Kurzschlußströme mit bis zum Doppelten der Nennstromstärke auftreten, was bei Wechselrichtern aller Arten während der Sperrphase zu Problemen führt.
Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die Nach­ teile der vorstehend beschriebenen Techniken zu vermeiden und einen neuartigen Schweiß-Wechselrichter und ein Verfahren zur Steuerung dieses Wechselrichters zu schaffen.
Die Erfindung beruht auf dem Gedanken, in einem Halb­ brücken-Wechselrichter die Gesamtkapazität ΣC, die durch einen einzigen Kondensator oder durch mehrere parallelge­ schaltete Kondensatoren C1, C2 . . . gebildet werden kann, so zu bemessen, daß bei über einem kritischen Leistungspegel Pk liegenden Leistungspegeln die Ladegleichung insbesondere bei Rechteckwellen folgende Bedingung erfüllt:
Ii × τ < ΣC × E
Dabei ist
Ii = die vom Lastpegel abhängige Spitzenstromstärke des durch die Primärwicklung Lp des Transformators fließenden Stroms (gewöhnlich eines Rechteckwellenstroms),
τ = die Durchlaßzeit in der Halbperiode (d. h. die Impuls­ dauer) des Stroms Ii,
E = die Gesamtspannung (Quellenspannung) an den Kondensatoren,
Pn = die Nenn-Ausgangsleistung des Wechselrichters E×In/2 und
Pk = die kritische Ausgangsleistung 0 < Pk < Pn, wobei Pk gewöhnlich etwa 15 bis 80% von Pn ist.
Ferner liegt die durch die Bauelemente Lp und ΣC be­ stimmte Resonanz-Winkelfrequenz der Wechselrichterschaltung gemäß der Erfindung beträchtlich unter der Betriebsfrequenz des Wechselrichters.
Die Auslegung eines Vollbrücken-Wechselrichters kann stets auf die eines Halbbrücken-Wechselrichters zurückgeführt werden. Dank dieser Möglichkeit der Berechnung umfaßt die Er­ findung auch Vollbrücken-Wechselrichter.
Zum besseren Verständnis der Funktion des Erfindungs­ gegenstandes werden folgende Variablen erläutert:
In = Nennstromstärke des Primärstroms des Wechselrichters,
ωt = Nennwert der Betriebs-Winkelfrequenz, wobei ωt = π/τmax ist,
τmax = der Nenn-Ausgangsleistung des Wechselrichters entsprechende Impulsdauer.
Insbesondere ist der Schweiß-Wechselrichter gemäß der Erfindung durch die Angaben im kennzeichnenden Teil des An­ spruchs 1 gekennzeichnet.
Das Verfahren gemäß der Erfindung ist durch die Angaben im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 6 gekennzeichnet.
Der Erfindungsgedanke führt zu einer entscheidenden Ver­ besserung des Stromsperrverhaltens bei hohen Schweißstrom­ stärken. Daher können die die Sperrung bewirkenden Schalt­ elemente für beträchtlich niedrigere Sperrströme ausgelegt werden, als es bei den üblichen Techniken möglich ist.
Nachstehend wird der Erfindungsgegenstand anhand von Ausführungsbeispielen näher erläutert, die in den beigefügten Zeichnungen dargestellt sind. Darin zeigt
Fig. 1 schematisch die Schaltungsanordnung eines Schweiß-Wechselrichters gemäß der Erfindung,
Fig. 2a in einem Graphen den Verlauf der in einem Schweiß-Wechselrichter gemäß der Erfindung bei niedrigen Schweißstromstärken an dem Mittelabgriffs-Kondensator C an­ liegenden Spannung,
Fig. 2b in einem Graphen den Verlauf der Primärstrom­ stärke in dem Transformator eines Schweiß-Wechselrichters gemäß der Erfindung bei niedrigen Schweißstromstärken,
Fig. 3a in einem Graphen den Verlauf der in einem Schweiß-Wechselrichter gemäß der Erfindung bei hohen Schweiß­ stromstärken an dem Mittelabgriffs-Kondensator C liegenden Spannung,
Fig. 3b in einem Graphen den Verlauf der Primärstrom­ stärke in dem Transformator eines Schweiß-Wechselrichters gemäß der Erfindung bei hohen Schweißstromstärken,
Fig. 4a schematisch die Schaltungsanordnung einer anderen Ausführungsform des Schweiß-Wechselrichters gemäß der Erfindung,
Fig. 4b schematisch die Schaltungsanordnung einer dritten Ausführungsform des Schweiß-Wechselrichters gemäß der Erfindung und
Fig. 5 schematisch die Schaltungsanordnung einer vierten Ausführungsform des Schweiß-Wechselrichters gemäß der Erfindung.
Fig. 6 erläutert in einem Graphen das Verfahren zur Steuerung des Schweiß-Wechselrichters gemäß der Erfindung.
Fig. 7 zeigt eine Schaltungsanordnung, die der in Fig. 1 gezeigten elektrisch und funktionell gleichwertig ist,
Fig. 8 die Vereinigung zweier Schaltungen gemäß der Erfindung zu einer Vollbrückenschaltung,
Fig. 9 eine Schaltungsanordnung, die der in Fig. 8 ge­ zeigten elektrisch und funktionell gleichwertig ist und
Fig. 10 in einem Graphen den Verlauf der Primärstrom­ stärke in dem Transformator eines Schweiß-Wechselrichters gemäß der Erfindung bei Teillastbetrieb.
Die Nenn-Ausgangsleistung Pn des Schweiß-Wechselrichters wird in Abhängigkeit von dem in der Praxis auftretenden Aus­ gangsleistungsbedarf bestimmt und entspricht daher annähernd dem maximalen Ausgangsleistungsvermögen. Wegen der Wärmeüber­ tragung kann der Wechselrichter im allgemeinen nicht seine volle Nenn-Ausgangsleistung abgeben, sondern liegt das Tast­ verhältnis (zulässige Impulsdauer geteilt durch die Dauer des Arbeitsspiels) im allgemeinen zwischen 30 und 60%.
Die Primärstromstärke Ii des Wechselrichters beträgt in Abhängigkeit von dem Istwert des Ausgangsleistungsbedarfs und dem verwendeten Tastverhältnis zwischen 2 und 150% der Nenn- Primärstromstärke In.
Der in Fig. 1 gezeigte Schweiß-Wechselrichter gemäß der Erfindung arbeitet mit einer Nenn-Winkelfrequenz ωt. Der Schweiß-Wechselrichter besitzt eine Gleichstromquelle E, an die eine Mittelabgriffsschaltung angeschlossen ist, die mindestens zwei Kondensatoren C1, C2 besitzt und daher einen Mittelabgriff A bestimmt, weil die auf beiden Seiten des Mittelabgriffs A angeordneten Kondensatoren C1, C2 ungefähr die gleiche Kapazität haben. An die Gleichstromquelle sind ferner zwei Schaltelemente T1, T2 angeschlossen, die in Reihe geschaltet sind und die Impulsdauer τ des Primärstroms und damit auch die Ausgangsleistung steuern. Dabei bestimmt τmax den Nennwert der Ausgangsleistung, die der Wechselrichter abgeben kann. Zwischen dem Mittelabgriff der Mittelabgriffs­ schaltung C1, C2 und dem Verbindungspunkt der Schaltelemente T1, T2 liegt die Primärwicklung Lp eines Transformators. Die Spitzenstromstärke des Primärstroms ist mit Ii bezeichnet. Gemäß der Erfindung erfüllt bei über der kritischen Ausgangs­ leistung Pk liegenden Leistungspegeln die Gesamtkapazität ΣC der den Mittelabgriff bestimmenden Bauelemente C1, C2 folgende Bedingung:
ΣC < (Ii × τ)/E
Da der Betrag der kritischen Ausgangsleistung Pk von dem jeweiligen Anwendungszweck abhängt, wird die kritische Aus­ gangsleistung jeweils für eine gegebene Gerätgröße festge­ legt. Wenn der Wechselrichter mit konstanter Frequenz arbei­ tet, ist die kritische Ausgangsleistung Pk nur wenig, um etwa 10 bis 20%, niedriger als die Nenn-Ausgangsleistung Pn. Beim Betrieb mit veränderlicher Frequenz wird der Auslegung ein beträchtlich niedrigerer Wert von Pk zugrundegelegt, der ge­ wöhnlich um etwa 40 bis 60% niedriger ist als die Nenn-Aus­ gangsleistung Pn.
Die Gesamtkapazität ΣC ist vorteilhafterweise um min­ destens 20% niedriger als das in der vorstehenden Gleichung angegebene Verhältnis. Ferner ist die durch die Gesamtin­ duktivität Lp der Primärwicklung des Transformators und die Gesamtkapazität ΣC der Mittelabgriffs-Schaltung C1, C2 bestimmte Resonanz-Winkelfrequenz ωr beträchtlich niedriger als die Betriebs-Winkelfrequenz ωt des Wechselrich­ ters und ist sie z. B. niedriger als 1/5 der Betriebswinkel­ frequenz ωt des Wechselrichters. Den Schaltelementen T1 und T2 sind die in Sperrichtung vorgespannten Dioden D1 und D2 parallelgeschaltet, die zwar für die Funktion der erfindungs­ gemäßen Schaltung nicht unbedingt notwendig sind, jedoch wegen des nichtidealen Verhaltens der Transistoren verwendet werden. Bei manchen Arten von Transistoren sind die Dioden in dem Transistorchip integriert. Strenggenommen ist die Gesamt­ kapazität ΣC die gesamte mit dem Punkt A verbundene Kapazi­ tät, so daß die Kondensatoren C1 und C2 parallelwirken. Die Sekundärwicklung des Transformators besitzt einen Mittelab­ griff, mit dem ein Anschluß der Last verbunden wird. Der andere Anschluß der Last wird in der in dem Schaltschema gezeigten Weise mit den äußeren Enden der Sekundärwicklung über Dioden D5 und D6 verbunden, so daß an die Last eine vollweggleichgerichtete Spannung angelegt wird, die durch eine Glättungsinduktivität Ls weiter gefiltert wird.
Die Wirkungsweise der Wechselrichterschaltung gemäß der Erfindung wird nachstehend anhand der Fig. 2 und 3 erläutert:
Bei niedrigen Leistungspegeln arbeitet die Schaltung in der üblichen Weise und schwankt die Spannung an dem Abgriff A im wesentlichen nicht. Bei zunehmender Stromstärke Ii beginnt gemäß der Fig. 2a die Spannung an den Kondensatoren Cn mit einer größeren Amplitude zu schwanken, so daß gemäß der Fig. 2b auch die Stromstärke Ii schwankt. Bei einem weiteren An­ stieg der Stromstärke Ii wird schließlich der in der Fig. 3b dargestellte Zustand erreicht, in dem die Spitzenwerte der Spannung Uc über der Spannung E der Stromquelle liegen (Fig. 3a). Wenn Uc in der in Fig. 3a angegebenen Weise über der Spannung E der Stromquelle liegt, beginnt die Stromstärke Ii knapp vor dem Sperrzeitpunkt tk in der in Fig. 3b darge­ stellten Weise abzufallen, so daß im Sperrzeitpunkt tk der durch den Transistor Tn fließende Strom beträchtlich schwächer ist als der Spitzenstrom.
Außerdem fällt der über die Streuinduktivität des Trans­ formators fließende Strom sehr schnell ab, weil im Sperrzeit­ punkt die an der Primärwicklung des Transformators liegende Spannung sogar umgepolt werden kann. Infolge des Resonanz­ prinzips ist der Sperrzustand der Schaltelemente nicht kritisch, so daß für die Schaltelemente keine Hilfsschal­ tungen zum Unterstützen des Sperrvorganges erforderlich sind. In der Praxis beginnt bei jeder Annäherung der Stromstärke Ii in dem in der Fig. 3b dargestellten Fall an den Nulldurch­ gang eine Totzeit, in der die Stromstärke Ii gleich null oder fast gleich null ist. In der Fig. 3b könnte man diese Tot­ zeit durch eine zu der t-Achse parallele Gerade im Bereich von tk als eine kurze Schwellenzeit darstellen, in der im wesentlichen kein Strom fließt. Bei einem vollständigen Arbeitsspiel dauert diese Totzeit etwa 0,5 bis 3 µs.
Nachstehend sind für ein Ausführungsbeispiel die Werte von Bauelementen und die Nennwerte von Auslegungsparametern angegeben.
Wenn in dem Graphen der Fig. 3 die Stromstärke Ii im Sperrzeitpunkt nur ein kleiner Bruchteil (z. B. 10 bis 30%) der Spitzenstromstärke während des Arbeitsspiels ist, beginnt die Ausgangsleistung der Schaltung bei zunehmender Last abzu­ fallen. Man kann diesen Nachteil vermeiden, indem man die Betriebsfrequenz erhöht, so daß die Ausgangsleistung bei zu­ nehmender Last zunimmt, die Sperrung aber trotzdem bei einer niedrigen Stromstärke erfolgt. Vorteilhafterweise wird die Betriebsfrequenz erhöht, wenn die Ausgangsleistung des Wechselrichters die kritische Ausgangsleistung Pk bereits ein wenig überschritten hat. In diesem Fall wird mit dem auf der Ladegleichung basierenden Auslegungskriterium eine Sperrung vorteilhafterweise über einen weiten großen Ausgangslei­ stungsbereich erzielt. Diese Anordnung führt zu einer An­ näherung an das Prinzip des resonanzbedingten Sperrens, und in manchen Fällen ist es sogar vorteilhaft, die rei resonanz­ bedingte Sperrung zu übergehen, bei der der Strom während der längsten Zeit durch die Dioden D1 und D2 fließt, wie dies bei einem üblichen Resonanz-Wechselrichter der Fall ist, so daß in dem Leistungsschaltelement keine Sperrverluste auftreten. Die Frequenzveränderung kann bei der Auslegung der Schaltung z. B. wie folgt ausgenutzt werden:
Es werden folgende Auslegungsregeln zugrundegelegt:
Ladegleichung: C×E = τ×Ii.
In der auf nichtidealen Bauelementen basierenden Aus­ legungspraxis hat es sich gezeigt, daß die Bemessungsregel für den Kondensator C wie folgt ausgedrückt werden kann:
wobei k = 0,7 bis 0,8 ist.
Mit dieser Bemessungsmethode wird erreicht, daß die Sperrverluste im Bereich der kritischen Ausgangsleistung Pk äußerst niedrig sind. Wenn eine hohe kritische Ausgangs­ leistung Pk nahe bei der Nenn-Ausgangsleistung Pn gewählt wird, kann ein vorteilhaftes Sperrverhalten nur bei hohen Werten von τ erzielt werden, d. h. bei hohen Lastspannungen bei Stromstärken in der Nähe der Nenn-Ausgangsstromstärke und darüber. Weil die Ausgangsspannung gemäß dem Tastverhältnis τ/T der relativen Pulsdauer proportional ist, ist das Sperr­ verhalten bei niedrigen Lastspannungen sehr ungünstig. Zum Vermindern dieses Nachteils kann man die Betriebsfrequenz wie folgt verändern: Auflösung der Gleichung für die Begrenzungskriterien nach der Stromstärke Ii führt zu der Gleichung
Man erkennt, daß man in der Auslegungspraxis vorteil­ hafterweise von einer Maximalstromstärke ausgeht, die von der Quellenspannung E, der Kapazität C und der Ist-Impulsdauer abhängt. Nach der Herstellung des Geräts ist es schwierig, die Auslegungsparameter C und E zu ändern, weil die an die Last angelegte Ausgangsspannung von dem Wert von E wie folgt abhängt:
Dabei ist n das Windungsverhältnis des Transformators.
Man kann natürlich die Nenn-Primärstromstärke der Strom­ quelle für den Wechselrichter durch Verkürzen der Impulsdauer erhöhen. Zum Konstanthalten der Ausgangsspannung muß dann die Betriebsfrequenz proportional erhöht werden.
Daher können für die Auslegungspraxis folgende Regeln angegeben werden:
Als niedrigste Betriebs-Winkelfrequenz der Vorrichtung wird eine Winkelfrequenz verwendet, die auch anderen Aus­ legungskriterien (z. B. für den Schallpegel und die Strom­ welligkeit) genügt. Als kritische Ausgangsleistung Pk wird die Hälfte der gewünschten Nenn-Ausgangsleistung angenommen. In diesem Fall wird ein äußerst vorteilhaftes Sperrverhalten erzielt, wenn die Vorrichtung mit ungefähr der Hälfte der Nenn-Ausgangsstromstärke belastet ist. Wenn die Ausgangs­ stromstärke der Vorrichtung höher sein soll als die Hälfte der Nennstromstärke, wird die Betriebsfrequenz entsprechend erhöht, so daß die gewünschte Ausgangsleistung abgegeben wird, das vorteilhafte Sperrverhalten aber beibehalten wird, weil die Schaltung mit einer höheren als der kritischen Aus­ gangsleistung Pk arbeitet.
In den Fig. 4a und 4b sind andere Schaltungsanord­ nungen gemäß der Erfindung dargestellt, die bis auf das Weglassen des zweiten Kondensators der Schaltung nach Fig. 1 gleichwertig sind. Bei einem Weglassen eines der Kondensa­ toren muß die Kapazität Cn des verbleibenden Kondensators gleich der Summe der Kapazitäten C1 und C2 sein.
Die in der Fig. 5 dargestellte Ausführungsform stellt eine Verbesserung der Schaltung nach Fig. 1 dar und besitzt sättigbare Induktivitäten Lk1 und Lk2, von denen die eine zwischen dem Eingang B der Primärwicklung Lp des Transforma­ tors und dem Mittelabgriff C liegt, der den gesteuert sperr­ baren Schaltelementen, insbesondere den Transistoren T1 und T2, und die andere zwischen dem Punkt B und dem den Dioden D3 und D4 benachbarten Mittelabgriff F, und die vorteilhafter­ weise so bemessen sind, daß die zwischen den Punkten B und C liegende Induktivität beträchtlich länger gesättigt ist, als die zwischen den Punkten B und F liegende sättigbare Induk­ tivität. Erforderlichenfalls wird jeder der Dioden D1, D2, D3, D4 zum Überspannungsschutz ein RC-Glied parallelge­ schaltet.
In der in Fig. 5 dargestellten Schaltungsanordnung führt das dort angewendete Resonanzprinzip bei hohen Leistungspegeln zu einem Zustand, in dem der durch die Frei­ laufdiode D1 fließende Strom dem Transistor T2 und daher der durch D2 fließende Strom dem Transistor T1 zugeführt werden muß.
Selbst bei einer schnell schaltenden Diode wird durch den durch die Diode tretenden Ausgleichs-Sperrstrom sowohl die Diode selbst als auch der im Sperrzustand den Diodenstrom übernehmende Transistor belastet, so daß der Transistor dann außerhalb der Grenzen eines sicheren Betriebes arbeiten muß. Dieser Nachteil wird in der Schaltung nach der Fig. 5 durch die Verwendung der sättigbaren Induktivitäten Lk1 und Lk2 vermieden. Wenn Lk1 beträchtlich länger gesättigt ist als Lk2, fließt während des resonanzbedingten Spannungsaus­ schlages kein nennenswerter Teil des Rückstroms durch den genannten Transistorzweig, sondern fließt dann der Rückstrom über Lk2 zu den Dioden D3 und D4. Wenn jetzt eine der Dioden durchgeschaltet wird, bevor die Stromstärke in dem Dioden­ zweig auf null gesunken ist, wirkt Lk1 als ein Hilfs-Kom­ mutierungskreis für den Schalttransistor und begrenzt Lk2 die Geschwindigkeit dI/dt der Veränderung bei der Kommutation des Diodenzweiges auf einen gefahrlosen Wert. Wenn der Dioden­ zweig zusätzlich mit einem die Spannung auf einen mäßigen Wert begrenzenden RC-Glied versehen ist, bleiben die Sperr­ verluste in dem Diodenzweig äußerst gering.
Wenn im Betrieb des in der Fig. 5 dargestellten Wechselrichters die Laststromstärken IL beträchtlich unter der Hälfte der Nenn-Laststromstärke des Wechselrichters blei­ ben und die Lastspannung irgendwo zwischen null und der Maximal-Ausgangsspannung des Wechselrichters liegt, arbeitet dieser auf der niedrigsten durch die Auslegung ermöglichten Betriebsfrequenz. Wenn die Laststromstärke etwa die Hälfte der Nenn-Ausgangsstromstärke erreicht und die Lastspannung auf ihrem Nennwert ist, beginnt ein Abfall des durch das Schaltelement fließenden Sperrstroms. Wenn in diesem Zustand die Last erhöht wird, würde bei konstantgehaltener Frequenz die Ausgangsspannung abnehmen. Daher wird bei konstantzu­ haltender Ausgangsspannung bei zunehmender Last die Betriebs­ frequenz erhöht. Wenn dagegen die lastbedingt geforderte Aus­ gangsspannung ohne eine Frequenzerhöhung erzielt werden kann, arbeitet die Treiberschaltung frequenzkonstant. Die Frequenzänderung erfolgt daher nur bedarfsabhängig.
Gemäß der Fig. 7 kann die in Fig. 1 dargestellte Schaltungsanordnung derart abgeändert werden, daß die Summen­ kapazität der Kondensatoren C1 und C2 zwischen der Primär­ wicklung Lp des Transformators und dem von der geteilten Stromquelle E/2 gebildeten Mittelabgriff liegt. Diese Schaltungsanordnung ist der in Fig. 1 dargestellten elek­ trisch und funktionell gleichwertig. Beide in den Fig. 1 und 7 dargestellten Schaltungsanordnungen sind in der Technik als Halbbrücken-Wechselrichter bekannt.
Gemäß der Fig. 8 entsteht durch Parallelschalten der beiden in Fig. 7 gezeigten Halbbrücken-Wechselrichter ein Vollbrücken-Wechselrichter. Derartige Schaltungsanordnungen werden nur selten verwendet, sind aber gut zur Erläuterung des Verfahrens zum Auslegen eines Vollbrücken-Wechselrichters aus Halbbrücken-Wechselrichtern geeignet.
In der Fig. 9 ist die Schaltung eines praktisch ausge­ führten Vollbrücken-Wechselrichters gezeigt, in dem die Bau­ elemente T3, T4, D6 und D7 in dem linken Zweig dieselben technischen Daten haben wie die entsprechenden Bauelemente des rechten Zweiges. Die Schaltungsanordnung nach der Fig. 8 ist hier dadurch vereinfacht worden, daß die Kondensatoren C zu einem einzigen Kondensator C/2 und die Stromquellen E/2 zu einer einzigen Stromquelle E vereinigt worden sind. Das Aus­ gangsleistungsvermögen eines derartigen Wechselrichters ist doppelt so groß wie das eines einzigen Halbbrücken-Wechsel­ richters, dessen Bauelemente dieselben technischen Daten haben und der für dieselben Spannungswerte ausgelegt ist. Zum Bestimmen der richtigen Form des erfindungsgemäßen Aus­ legungskriteriums muß daher der Vollbrücken-Wechselrichter entweder in zwei Halbbrücken-Wechselrichter geteilt werden, die jeweils für die Hälfte des gewünschten Ausgangsleistungs­ vermögens ausgelegt sind, oder es muß die Ladegleichung des Vollbrücken-Wechselrichters wie folgt geschrieben werden:
2×E×ΣC = I×τ.
Natürlich kann ein derartiger Vollbrücken-Wechselrichter jederzeit auf zwei Halbbrücken-Wechselrichterschaltungen zurückgeführt werden, wie sie in Fig. 1 oder 7 dargestellt sind, so daß dann das Auslegungskriterium gemäß der Erfindung leicht bestimmt werden kann.
Gemäß der Fig. 10 wird im Teillastbetrieb mit einem relativ niedrigen Tastverhältnis τ/T gearbeitet, so daß die Totzeit zwischen den Impulsen relativ lang ist.

Claims (7)

1. Halbbrücken-Wechselrichter oder von einem Voll­ brücken-Wechselrichter durch Halbierungsberechnung abgelei­ tete Schaltungsanordnung in Form eines Halbbrücken-Wechsel­ richters, wobei der Wechselrichter eine Nenn-Ausgangsleistung Pn und eine Nenn-Betriebswinkelfrequenz ωt hat, mit
  • - einer Gleichstromquelle (E),
  • - zwei an die Gleichstromquelle (E) angeschlossenen, in Reihe geschalteten Schaltelementen (T1, T2), die zur Steuerung der Impulsdauer τ des an die Schweißlast abge­ gebenen Stroms und daher der an die Schweißlast abge­ gebenen Leistung geeignet sind, wobei die Nenn-Ausgangs­ leistung des Inverters von τmax abhängig ist,
  • - einer Primärwicklung (Lp) eines Transformators, die an ihrem ersten Ende mit dem Mittelabgriff der Schaltele­ mente (T1, T2) verbunden ist, so daß der durch diese Primärwicklung fließende, geschaltete Strom eine Spitzen­ stromstärke Ii hat und seine Wellenform gewöhnlich einer Rechteckwelle entspricht,
  • - einer mindestens einen Kondensator (Cn) aufweisenden Kon­ densatorschaltung, die an ihrem ersten Ende mit dem nicht mit den Schaltelementen (T1, T2) verbundenen Ende der Primärwicklung (Lp) des Transformators und an ihrem zweiten Ende direkt mit einem Ende der Gleichstromquelle (E) verbunden ist, und
  • - in Sperrichtung vorgespannten Dioden (D1, D2), die den Schaltelementen (T1, T2) parallelgeschaltet sind, dadurch gekennzeichnet, daß
  • - der Wechselrichter für eine kritische Ausgangsleistung Pk ausgelegt ist, die niedriger ist als die Nenn-Ausgangs­ leistung Pn,
  • - bei über der kritischen Ausgangsleistung Pk liegenden Ausgangsleistungspegeln des Wechselrichters die Kondensatorschaltung (Cn) dem folgenden Auslegungs­ kriterium genügt:
  • - die Gesamtkapazität der Kondensatorschaltung (Cn) ist kleiner als das durch die Spannung E der Gleichstrom­ quelle geteilte Produkt der Stromstärke Ii und der Impulsdauer τ
    (ΣC < (Ii×τ)/E
    und
  • - die durch die Gesamtinduktivität Lp der Primärwicklung des Transformators und die Gesamtkapazität ΣC der Konden­ satorschaltung (Cn) bestimmte Resonanzwinkelfrequenz ΣC) beträchtlich niedriger ist als die Betriebs-Winkelfrequenz ωt des Wechselrichters.
2. Halbbrücken-Wechselrichter oder von einem Voll­ brücken-Wechselrichter durch Halbierungsberechnung abgelei­ tete Schaltungsanordnung in Form eines Halbbrücken-Wechsel­ richters, wobei der Wechselrichter eine Nenn-Ausgangsleistung Pn und eine Nennbetriebswinkelfrequenz ωt hat, mit
  • - einer Gleichstromquelle (E),
  • - einer mindestens einen Kondensator (Cn) aufweisenden Kondensatorschaltung, die an ihrem ersten Ende mit einem Ende der Gleichstromquelle (E) und an seinem anderen Ende mit einem Punkt A verbunden ist,
  • - zwei an die Gleichstromquelle (E) angeschlossenen, in Reihe geschalteten Schaltelementen (T1, T2), die zur Steuerung der Impulsdauer τ des an die Schweißlast abge­ gebenen Stroms und daher der an die Schweißlast abge­ gebenen Leistung geeignet sind, wobei die Nenn-Ausgangs­ leistung des Inverters von τmax abhängig ist,
  • - in Sperrichtung vorgespannten Dioden (D1, D2), die den Schaltelementen (T1, T2) parallelgeschaltet sind, und
  • - einer Primärwicklung (Lp) eines Transformators, die an ihrem ersten Ende mit dem genannten Punkt A und an ihrem zweiten Ende mit dem Verbindungspunkt der Schaltelemente (T1, T2) verbunden ist, so daß der durch diese Primär­ wicklung fließende, geschaltete Strom eine Spitzenstrom­ stärke Ii hat und seine Wellenform gewöhnlich einer Rechteckwelle entspricht, dadurch gekennzeichnet, daß die Kondensatorschaltung eine an die Gleichstromquelle (E) angeschlossene Mittelabgriffs-Schaltung mit mindestens zwei Kondensatoren (C1, C2) besitzt und der Mittelabgriff (A) in der Mittelabgriffsschaltung dadurch bestimmt ist, daß die Kapazitäten der auf beiden Seiten des Mittelabgriffs liegen­ den Bauelemente (C1, C2) der Mittelabgriffs-Schaltung unge­ fähr gleich sind.
3. Schweiß-Wechselrichter nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die kritische Ausgangsleistung Pk 15 bis 80%, vorteilhafterweise etwa 50%, der Nenn-Ausgangs­ leistung Pk beträgt.
4. Schweiß-Wechselrichter nach Anspruch 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die durch die Gesamtinduktivität Lp der Primärwicklung des Transformators und die Gesamtkapazität ΣC der Mittelabgriffsschaltung (C1, C2) bestimmte Resonanz- Winkelfrequenz ωr niedriger ist als 1/5 der Betriebs-Winkelfrequenz des Wechselrichters.
5. Schweiß-Wechselrichter nach Anspruch 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Wechselrichter Mittel besitzt, die dazu dienen, die Betriebs-Winkelfrequenz und damit auch die zur Verfügung stehende Ausgangsleistung zu erhöhen, wenn die an die Last abgegebene Leistung über einer kritischen Aus­ gangsleistung Pk liegt, so daß die Sperrung der Schaltele­ mente (T1, T2) bei einer niedrigen Stromstärke erfolgt.
6. Verfahren zur Steuerung eines Halbbrücken-Wechsel­ richters oder einer von einem Vollbrücken-Wechselrichter durch Halbierungsberechnung abgeleiteten Schaltungsanordnung in Form eines Halbbrücken-Wechselrichters, der die Nenn-Ausgangsleistung Pn und eine Nenn- Betriebswinkelfrequenz ωt hat und der eine Gleichstromquelle (E) und eine mindestens einen Kondensator (Cn) aufweisende Kondensatorschaltung besitzt, die an ihrem ersten Ende mit einem Ende der Gleichstromquelle (E) und an ihrem zweiten Ende mit einem Punkt A verbunden ist, ferner zwei an die Gleichstromquelle (E) angeschlossene, in Reihe geschaltete Schaltelemente (T1, T2), die zur Steuerung der Impulsdauer τ des der Schweißlast zugeführten Stroms und daher der an die Schweißlast abgegebenen Leistung geeignet sind, so daß die Nenn-Ausgangsleistung des Wechselrichters durch τmax bestimmt wird, sowie in Sperrichtung vorgespannte Dioden (D1, D2), die den Schaltelementen (T1, T2) parallelgeschaltet sind, und eine Primärwicklung (Lp) eines Transformators, die an ihrem ersten Ende mit dem Punkt A und an ihrem zweiten Ende mit dem Verbindungspunkt zwischen den Schaltelementen (T1, T2) ver­ bunden ist, so daß der durch die genannte Primärwicklung fließende, geschaltete Strom eine Spitzenstromstärke Ii hat, wobei in dem Verfahren zur Steuerung der Schweiß­ leistung die Impulsdauer τ und die Betriebs-Winkelfrequenz ·t verändert werden, dadurch gekennzeichnet, daß
  • - für den Wechselrichter eine kritische Ausgangsleistung Pk bestimmt wird, die niedriger ist als die Nenn-Ausgangs­ leistung Pn,
  • - für über der kritischen Ausgangsleistung Pk liegende Aus­ gangsleistungspegel des Wechselrichters die Kondensator­ schaltung (Cn) so ausgelegt ist, daß sie folgendem Kri­ terium genügt:
  • - die Gesamtkapazität der Kondensatorschaltung (Cn) ist kleiner als das durch die Spannung E der Gleich­ stromquelle geteilte Produkt der Stromstärke Ii und der Impulsdauer τ.
    (ΣC < (Ii×τ)/E)
    - die durch die Gesamtinduktivität Lp der Primärwicklung des Transformators und die Gesamtkapazität ΣC der Konden­ satorschaltung (Cn) bestimmte Resonanzwinkelfrequenz ωr beträchtlich niedriger ist als die Betriebs-Winkelfrequenz ωt des Wechselrichters, und
  • - bei über der kritischen Ausgangsleistung Pk liegenden Leistungspegeln zum Erhöhen der Ausgangsleistung des Wechselrichters die Betriebswinkelfrequenz ωt erhöht wird.
7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die kritische Ausgangsleistung Pk als die Hälfte der Nenn-Ausgangsleistung Pn des Wechselrichters bestimmt wird.
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