JPH04159804A - 高効率d級電圧スイッチング電力増幅器用駆動装置 - Google Patents
高効率d級電圧スイッチング電力増幅器用駆動装置Info
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- JPH04159804A JPH04159804A JP2413091A JP41309190A JPH04159804A JP H04159804 A JPH04159804 A JP H04159804A JP 2413091 A JP2413091 A JP 2413091A JP 41309190 A JP41309190 A JP 41309190A JP H04159804 A JPH04159804 A JP H04159804A
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- 230000007704 transition Effects 0.000 claims abstract description 24
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 claims description 8
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 8
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 abstract 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 7
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 102100036285 25-hydroxyvitamin D-1 alpha hydroxylase, mitochondrial Human genes 0.000 description 1
- 101000875403 Homo sapiens 25-hydroxyvitamin D-1 alpha hydroxylase, mitochondrial Proteins 0.000 description 1
- 208000035795 Hypocalcemic vitamin D-dependent rickets Diseases 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 230000005855 radiation Effects 0.000 description 1
- 208000033584 type 1 vitamin D-dependent rickets Diseases 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
[0001]
本出願は、本出願と同時に出願した、コールマンその他
による装置及び回路が収納された“ハーフブリッジ装置
パッケージ゛’ (1989年12月21日こ出願さ
れた米国特許願第077454,550号)と、エル−
)zマムシ−その他による“ランプバラス)” (1
989年12月21日に出願された米国特許願第07/
454,549号)に関連するものである。 [0002]
による装置及び回路が収納された“ハーフブリッジ装置
パッケージ゛’ (1989年12月21日こ出願さ
れた米国特許願第077454,550号)と、エル−
)zマムシ−その他による“ランプバラス)” (1
989年12月21日に出願された米国特許願第07/
454,549号)に関連するものである。 [0002]
本発明は、一般に高効率電力増幅器に関し、特に、高効
率、高周波り級電圧スイッチング電力増幅器に関する。 [0003]
率、高周波り級電圧スイッチング電力増幅器に関する。 [0003]
D級電力増幅器は、方形波信号を形成する単極双投スイ
ッチのような2つのアクティブスイッチング装置を使用
する。出力負荷ネットワークは、その装置のスイッチン
グ周波数に変換される共振回路を含んでおり、従って、
方形波信号の調波を移動させ、正弦波信号として出力す
る。D級電力増幅器には、電圧スイッチングタイプと電
流スイッチングタイプの2つのタイプがある。電圧スイ
ッチングタイプにおいては、スイッチング装置は電源と
直列に接続され、供給電圧は個々の入力間で交互に切り
換えられる。電流スイッチングタイプにおいては、スイ
ッチング装置を並列若しくはプッシュプル配置で使用し
、供給電流はそれらの間で交互に切り換えられる。両タ
イプとも、D級電力増幅器のスイッチング装置が、他方
がターンオフしている間に一方が伝導するように、カッ
トオフと飽和の間で交互に駆動された後は、逆にD級電
力増幅器が方形波信号によって丁度良く駆動される。入
力分離変圧器は、周知のように2つの位相外れ駆動信号
を供給するために使用される。 [0004] 低周波におけるスイッチング電力ロスは、一般にD級電
力増幅器にとっては無視できる。しかしながら、高周波
動作状態においては、スイッチングロスは重大であり、
これにより性能が低下する。特に、電圧スイッチング増
幅器にとっては、他のスイッチング装置の出力容量を放
電する各スイッチング装置によって消費される電力は、
動作周波数の増加に伴って増加する。更に、周波数が増
加すると方形波駆動信号の高調波に移行し易い分離変圧
器は、もつと複雑化する必要がある。前記不都合がD級
電力増幅器の到達可能な性能の上限(例えば、低電力適
用の場合に高周波の80%、高電力適用の場合に高周波
の70%以下)を画してしまうと一般に解釈されている
。 [0005]
ッチのような2つのアクティブスイッチング装置を使用
する。出力負荷ネットワークは、その装置のスイッチン
グ周波数に変換される共振回路を含んでおり、従って、
方形波信号の調波を移動させ、正弦波信号として出力す
る。D級電力増幅器には、電圧スイッチングタイプと電
流スイッチングタイプの2つのタイプがある。電圧スイ
ッチングタイプにおいては、スイッチング装置は電源と
直列に接続され、供給電圧は個々の入力間で交互に切り
換えられる。電流スイッチングタイプにおいては、スイ
ッチング装置を並列若しくはプッシュプル配置で使用し
、供給電流はそれらの間で交互に切り換えられる。両タ
イプとも、D級電力増幅器のスイッチング装置が、他方
がターンオフしている間に一方が伝導するように、カッ
トオフと飽和の間で交互に駆動された後は、逆にD級電
力増幅器が方形波信号によって丁度良く駆動される。入
力分離変圧器は、周知のように2つの位相外れ駆動信号
を供給するために使用される。 [0004] 低周波におけるスイッチング電力ロスは、一般にD級電
力増幅器にとっては無視できる。しかしながら、高周波
動作状態においては、スイッチングロスは重大であり、
これにより性能が低下する。特に、電圧スイッチング増
幅器にとっては、他のスイッチング装置の出力容量を放
電する各スイッチング装置によって消費される電力は、
動作周波数の増加に伴って増加する。更に、周波数が増
加すると方形波駆動信号の高調波に移行し易い分離変圧
器は、もつと複雑化する必要がある。前記不都合がD級
電力増幅器の到達可能な性能の上限(例えば、低電力適
用の場合に高周波の80%、高電力適用の場合に高周波
の70%以下)を画してしまうと一般に解釈されている
。 [0005]
従って、本発明の目的は、装置のスイッチングロスを減
少させ、これによって性能が向上する新規且つ高性能の
電圧スイッチシフ9級電力増幅器の駆動装置を提供する
ことにある。 [00061 本発明の他の目的は、正弦波入力信号を供給し、且つ効
率アップのために、−方のスイッチング装置のターンオ
フと他方のスイッチング装置のターンオン間の移行時間
を有効に活用できるD級電力増幅器の駆動装置を提供す
ることにある。 [0007] 本発明の更に他の目的は、スイッチング移行時間を制御
することにより、何れの動作周波数においても効率アッ
プが図れるD級電力増幅器の駆動装置を提供することに
ある。 [0008]
少させ、これによって性能が向上する新規且つ高性能の
電圧スイッチシフ9級電力増幅器の駆動装置を提供する
ことにある。 [00061 本発明の他の目的は、正弦波入力信号を供給し、且つ効
率アップのために、−方のスイッチング装置のターンオ
フと他方のスイッチング装置のターンオン間の移行時間
を有効に活用できるD級電力増幅器の駆動装置を提供す
ることにある。 [0007] 本発明の更に他の目的は、スイッチング移行時間を制御
することにより、何れの動作周波数においても効率アッ
プが図れるD級電力増幅器の駆動装置を提供することに
ある。 [0008]
【課題を解決するための手段及び作用】すなわち、本発
明の上述した目的とその他の目的は、入力正弦波電力信
号を供給し、高い動作周波数と共に、従来の装置より効
率アップを図るためにハーフブリッジの2つのアクティ
ブ装置をスイッチングする間の移行時間をコントロール
する電圧スイッチシフ9級電力増幅器の新規な駆動装置
内において達成される。 特に、本発明の駆動装置は、容量性ゲートを有し/”s
−ツブリッジ配列内に接続された2つのスイッチング装
置を使用する電圧スイッチングD級電力増幅器を駆動す
るのに有用である。本発明によれば、スイッチング装置
の出力容量、スイッチング装置の閾電圧、電力出力要求
及び負荷ネ・ノドワークのインピーダンスG二応じて移
行時間が有効に活用される。特に、上述した変数に応じ
、スイッチング装置の入力における電圧信号、すなわち
、ゲート−ソース間電圧信号の振幅を制御することによ
り、移行時間を特定の用途に最適化でき、スイッチング
ロスを実質的にゼロに減少させる。 [0009]
明の上述した目的とその他の目的は、入力正弦波電力信
号を供給し、高い動作周波数と共に、従来の装置より効
率アップを図るためにハーフブリッジの2つのアクティ
ブ装置をスイッチングする間の移行時間をコントロール
する電圧スイッチシフ9級電力増幅器の新規な駆動装置
内において達成される。 特に、本発明の駆動装置は、容量性ゲートを有し/”s
−ツブリッジ配列内に接続された2つのスイッチング装
置を使用する電圧スイッチングD級電力増幅器を駆動す
るのに有用である。本発明によれば、スイッチング装置
の出力容量、スイッチング装置の閾電圧、電力出力要求
及び負荷ネ・ノドワークのインピーダンスG二応じて移
行時間が有効に活用される。特に、上述した変数に応じ
、スイッチング装置の入力における電圧信号、すなわち
、ゲート−ソース間電圧信号の振幅を制御することによ
り、移行時間を特定の用途に最適化でき、スイッチング
ロスを実質的にゼロに減少させる。 [0009]
本発明の特徴及び利点は、以下に図面とともに説明され
た実施例により明らかになる。 [0010] 図1は、従来の電圧スイッチングD級電力増幅器10を
示す。2つの電力スイッチング装置Ql、Q2は、ハー
フブリッジ配列内において直流電源VDD1に直列に接
続されている。スイッチング装置Ql、Q2は、MOS
−FETのように示されている力板絶縁ゲートバイポー
ラトランジスタ(IGBT)や、MO3制御サイリスタ
(MCT)のような容量性ゲートを有する他のタイプの
スイッチング装置を使用しても良い。スイッチング装置
Ql、Q2は何れも出力寄生容量C03SI” 03S
2 (破線によって示されている)と、入力寄生容量C
,C,(IssI’ l5S2 破線によって示されている)をそれぞれ備えている。イ
ンダクターLoとコンデンサCを有する直列共振回路と
、負荷抵抗R0とを含んだ負荷ネットワークはスイッチ
ング装置Ql、Q2の接点においてハーフブリッジに接
続されてl、)る。極一般的な駆動回路12は、方形波
入力信号を生成し、且つ分離変圧器14によってMOS
−FETのQl、Q2のゲートと結合される。分離変圧
器14は、180°位相外れの方形波電圧信号によって
スイッチング装置Ql、Q2を駆動する。理想的には、
方形波電圧信号が直列共振回路に供給されることが望ま
しい。実際には、有限のスイッチング移行時間のせいで
、この電圧信号は一般に台形になる。適当に同調された
共振回路においては、スイッチング周波数においてすア
クタンスがゼロとなり、負荷抵抗R0を通過する出力信
号は正弦波となる。 [0011] スイッチング装置Q1若しくはQ2の個々のターンオン
の間、各々のエネルギーは他の他方のスイッチング装置
の出力容量C又はCo552にそれぞれ蓄積さSSL れる。スイッチング装置Ql、Q2がオフになると、他
方のスイッチング装置の出力容量に蓄積されていたエネ
ルギーが放出される。移行時間(デッドタイム)tdは
、一方の装置をオフしてから他方の装置をオンするまで
の時間である。低周波数においては、出力容量の放電に
依存するデッドタイムta間のエネルギー損失は無視し
得る。しかしながら、周波数が増加するにしたがって、
このエネルギー損失が重大になる。 [0012] 本発明によれば、D級電力増幅器は正弦波駆動装置によ
って駆動され、デッドタイムtdはゼロ電圧スイッチン
グを供給するために有効に活用され、これによって高周
波数帯においてもエネルギー効率が向上する。この中に
使用されているように、ゼロ電圧スイッチングという言
葉は、装置に印加される電圧がゼロ、そこを流れる電流
がゼロの状態でのオン−オフ切り換え、すなわちロスの
ないスイッチング状態と定義される。 [0013] 図2に示されているように、本発明の高効率駆動装置1
6の実施例は、高効率E級電力増幅器より成る。図のよ
うに、E級電力増幅器16は、直流電源V9,2と直接
に接続された単駆動スイッチング装置Q3を使用してい
る。スイッチング装置Q3は、スイッチング装置Ql、
Q2のように、MOSFETであっても良い。スイッチ
ング装置Q3のドレーンに接続された直列共振回路は、
インダクタンスL1と負荷に接続された容量、すなわち
D級電力増幅器10とを含んでいる。好ましくは、イン
ダクタンスL1は、駆動装置16とE級電力増幅器10
とをつなぐ分離変圧器T1の漏れインダクタンスを含む
。寄生インダクタンスを使用することにより、駆動装置
のサイズをコンパクトにでき、効率アップが図れる。 直列共振回路の容量は、阻止容量Cと、変圧器T1の一
次コイルに反射されるブロッキング)容量Cb1は、そ
こへの直流電圧の印加を阻止することにより、変量は、
実際上は寄生容量C,C,の結合による反射容量と一致
する。E級1SS1° tss2 電力増幅器は、スイッチング装置Q3のドレーン電流を
十分に一定に維持することを保証するために、更にRF
チョークを備えている。少なくともスイッチング装置Q
3の出力寄生容量部分を含む容量C8は、スイッチング
装置Q3を分岐するために使用される。駆動スイッチン
グ装置Q3は、例えば13.56MH7程度の高周波数
(無電極高輝度放電ランプ用の0級バラストを駆動する
に適当な周波数)において、正弦波パワー信号を生成す
る発振器18によって駆動される。 十分な高品質要素Qにより、E級駆動回路からの出力電
圧は正弦波となる。 [0014] 図3Aには、変圧器T1を介して図示されたE級駆動回
路とともに、D級増幅器を駆動する結果得られる180
°位相外れ正弦波ゲートソース電圧波形VGS、■
(それぞれ振幅vP)が示されている(図2参照)。ス
イッチング装置Ql、Q2は理想的なものではなく、こ
のなめ、これらの装置がオンできる前に達しなければな
らない閾電圧vTを有している。スイッチング装置Q1
のオフと02のオンの間に発生する移行時間taが、図
3に示されている。本発明によれば、この後説明するよ
うに、ゼロ電圧スイッチングを達成するために、この移
行時間tdを有効に活用している。 [0015] 図3Bには、図2のD級増幅器のスイッチング装置Q2
のドレーン電圧波形V(t)、すなわち、2つのスイッ
チング装置Ql、Q2の間の接点における電圧を表すグ
ラフが示されている。この電圧波形は通常は台形である
。移行時間tdは、図示されているように、台形電圧の
最高値から最低値までの移行と又はその逆の移行に必要
な時間である。図4には、また電圧波形V (t)に対
応する基本成分波形V、(t)が示されている。基本成
分波形V、、(t)の振幅V、は以下のような式によっ
て求められる。 [0016]
た実施例により明らかになる。 [0010] 図1は、従来の電圧スイッチングD級電力増幅器10を
示す。2つの電力スイッチング装置Ql、Q2は、ハー
フブリッジ配列内において直流電源VDD1に直列に接
続されている。スイッチング装置Ql、Q2は、MOS
−FETのように示されている力板絶縁ゲートバイポー
ラトランジスタ(IGBT)や、MO3制御サイリスタ
(MCT)のような容量性ゲートを有する他のタイプの
スイッチング装置を使用しても良い。スイッチング装置
Ql、Q2は何れも出力寄生容量C03SI” 03S
2 (破線によって示されている)と、入力寄生容量C
,C,(IssI’ l5S2 破線によって示されている)をそれぞれ備えている。イ
ンダクターLoとコンデンサCを有する直列共振回路と
、負荷抵抗R0とを含んだ負荷ネットワークはスイッチ
ング装置Ql、Q2の接点においてハーフブリッジに接
続されてl、)る。極一般的な駆動回路12は、方形波
入力信号を生成し、且つ分離変圧器14によってMOS
−FETのQl、Q2のゲートと結合される。分離変圧
器14は、180°位相外れの方形波電圧信号によって
スイッチング装置Ql、Q2を駆動する。理想的には、
方形波電圧信号が直列共振回路に供給されることが望ま
しい。実際には、有限のスイッチング移行時間のせいで
、この電圧信号は一般に台形になる。適当に同調された
共振回路においては、スイッチング周波数においてすア
クタンスがゼロとなり、負荷抵抗R0を通過する出力信
号は正弦波となる。 [0011] スイッチング装置Q1若しくはQ2の個々のターンオン
の間、各々のエネルギーは他の他方のスイッチング装置
の出力容量C又はCo552にそれぞれ蓄積さSSL れる。スイッチング装置Ql、Q2がオフになると、他
方のスイッチング装置の出力容量に蓄積されていたエネ
ルギーが放出される。移行時間(デッドタイム)tdは
、一方の装置をオフしてから他方の装置をオンするまで
の時間である。低周波数においては、出力容量の放電に
依存するデッドタイムta間のエネルギー損失は無視し
得る。しかしながら、周波数が増加するにしたがって、
このエネルギー損失が重大になる。 [0012] 本発明によれば、D級電力増幅器は正弦波駆動装置によ
って駆動され、デッドタイムtdはゼロ電圧スイッチン
グを供給するために有効に活用され、これによって高周
波数帯においてもエネルギー効率が向上する。この中に
使用されているように、ゼロ電圧スイッチングという言
葉は、装置に印加される電圧がゼロ、そこを流れる電流
がゼロの状態でのオン−オフ切り換え、すなわちロスの
ないスイッチング状態と定義される。 [0013] 図2に示されているように、本発明の高効率駆動装置1
6の実施例は、高効率E級電力増幅器より成る。図のよ
うに、E級電力増幅器16は、直流電源V9,2と直接
に接続された単駆動スイッチング装置Q3を使用してい
る。スイッチング装置Q3は、スイッチング装置Ql、
Q2のように、MOSFETであっても良い。スイッチ
ング装置Q3のドレーンに接続された直列共振回路は、
インダクタンスL1と負荷に接続された容量、すなわち
D級電力増幅器10とを含んでいる。好ましくは、イン
ダクタンスL1は、駆動装置16とE級電力増幅器10
とをつなぐ分離変圧器T1の漏れインダクタンスを含む
。寄生インダクタンスを使用することにより、駆動装置
のサイズをコンパクトにでき、効率アップが図れる。 直列共振回路の容量は、阻止容量Cと、変圧器T1の一
次コイルに反射されるブロッキング)容量Cb1は、そ
こへの直流電圧の印加を阻止することにより、変量は、
実際上は寄生容量C,C,の結合による反射容量と一致
する。E級1SS1° tss2 電力増幅器は、スイッチング装置Q3のドレーン電流を
十分に一定に維持することを保証するために、更にRF
チョークを備えている。少なくともスイッチング装置Q
3の出力寄生容量部分を含む容量C8は、スイッチング
装置Q3を分岐するために使用される。駆動スイッチン
グ装置Q3は、例えば13.56MH7程度の高周波数
(無電極高輝度放電ランプ用の0級バラストを駆動する
に適当な周波数)において、正弦波パワー信号を生成す
る発振器18によって駆動される。 十分な高品質要素Qにより、E級駆動回路からの出力電
圧は正弦波となる。 [0014] 図3Aには、変圧器T1を介して図示されたE級駆動回
路とともに、D級増幅器を駆動する結果得られる180
°位相外れ正弦波ゲートソース電圧波形VGS、■
(それぞれ振幅vP)が示されている(図2参照)。ス
イッチング装置Ql、Q2は理想的なものではなく、こ
のなめ、これらの装置がオンできる前に達しなければな
らない閾電圧vTを有している。スイッチング装置Q1
のオフと02のオンの間に発生する移行時間taが、図
3に示されている。本発明によれば、この後説明するよ
うに、ゼロ電圧スイッチングを達成するために、この移
行時間tdを有効に活用している。 [0015] 図3Bには、図2のD級増幅器のスイッチング装置Q2
のドレーン電圧波形V(t)、すなわち、2つのスイッ
チング装置Ql、Q2の間の接点における電圧を表すグ
ラフが示されている。この電圧波形は通常は台形である
。移行時間tdは、図示されているように、台形電圧の
最高値から最低値までの移行と又はその逆の移行に必要
な時間である。図4には、また電圧波形V (t)に対
応する基本成分波形V、(t)が示されている。基本成
分波形V、、(t)の振幅V、は以下のような式によっ
て求められる。 [0016]
【数1】
ロードインピーダンス角Φ
して求められる。
[0017]
【数2】
(ラジアン)
は、
以下のように移行時間tdO項と
[0018]
図30は、図2のD級増幅器のゼロ電圧スイッチングを
達成するための状態における、出力ロード電流波形i
(t)が電圧波形V (t)を示したグラフである。 特に、本発明によれば、電圧波形V (t)と電流波形
i (t)がゼロ点で交差した時にスイッチングが行
われるように、移行時間tdが有効に活用される。この
ようにして、それぞれのスイッチング装置の出力容量が
スイッチングの瞬間に確実に放電され、これにより無損
失のスイッチングが行われる。以下に示す数式流■1と
した場合の、電圧スイッチング式り級電力増幅器のスイ
ッチング装置の出力容量Co55の放電を示している。 [0019] 、特開平4−159804 (10) r数3】 本発明においては、出力容量C、Cスイッチング装置の
閾電圧VTO8S10SS2゛ 電力出力要求及び共振負荷ネットワークのインピーダン
スに応じて、ゲート−有効に活用する。特に、 出力電力Poは以下のように求められる。 [00203
達成するための状態における、出力ロード電流波形i
(t)が電圧波形V (t)を示したグラフである。 特に、本発明によれば、電圧波形V (t)と電流波形
i (t)がゼロ点で交差した時にスイッチングが行
われるように、移行時間tdが有効に活用される。この
ようにして、それぞれのスイッチング装置の出力容量が
スイッチングの瞬間に確実に放電され、これにより無損
失のスイッチングが行われる。以下に示す数式流■1と
した場合の、電圧スイッチング式り級電力増幅器のスイ
ッチング装置の出力容量Co55の放電を示している。 [0019] 、特開平4−159804 (10) r数3】 本発明においては、出力容量C、Cスイッチング装置の
閾電圧VTO8S10SS2゛ 電力出力要求及び共振負荷ネットワークのインピーダン
スに応じて、ゲート−有効に活用する。特に、 出力電力Poは以下のように求められる。 [00203
【数4]
更に、
上記積分式(数3)
と項の整理によって、
直流電源電圧■DDは以下のよ
うに求められる。
[0021]
【数5】
式(数1)、(数4) (数5)は、以下のようなり
級電力増幅器のピーク出力電流工、を求める式を算出す
るために解かれる。 [0022]
級電力増幅器のピーク出力電流工、を求める式を算出す
るために解かれる。 [0022]
【数6】
図4には、図2のD級電力増幅器10のスイッチング装
置Ql、Q2用のインターナショナル−レフティファイ
ヤー社製のI RF 140−M2S−FETタイプの
直流電源電圧V に対するピーク出力電流■1の値を
示すグラフが示されDDI ている。図4のグラフから、供給電圧VDDIとピーク
出力電流の値を含んだ動作点が導かれる。特に、IRF
140−MOS−FETタイプの安全動作点は、限定領
域19内に見出される。図5と図6は、それぞれI R
F 140−M2S−FETタイプの最適な移行時間t
に対するピーク出力電流11と直流供給電圧■DDI
の関係を示すグラフである。図4〜図6は、式(数1)
〜(数6)を用いて作成される。 [0023] 2つの移行時間曲線、すなわち図5及び図6の間に挿入
することにより、最適移行時間t が選択された動作点
、すなわちピーク出力電流11と直流供給電圧間t の
提供が要求されたゲートソース電圧信号v 、■
の振幅■、を以d
GSI GS2下の式に
基づいて設定できる。 [0024]
置Ql、Q2用のインターナショナル−レフティファイ
ヤー社製のI RF 140−M2S−FETタイプの
直流電源電圧V に対するピーク出力電流■1の値を
示すグラフが示されDDI ている。図4のグラフから、供給電圧VDDIとピーク
出力電流の値を含んだ動作点が導かれる。特に、IRF
140−MOS−FETタイプの安全動作点は、限定領
域19内に見出される。図5と図6は、それぞれI R
F 140−M2S−FETタイプの最適な移行時間t
に対するピーク出力電流11と直流供給電圧■DDI
の関係を示すグラフである。図4〜図6は、式(数1)
〜(数6)を用いて作成される。 [0023] 2つの移行時間曲線、すなわち図5及び図6の間に挿入
することにより、最適移行時間t が選択された動作点
、すなわちピーク出力電流11と直流供給電圧間t の
提供が要求されたゲートソース電圧信号v 、■
の振幅■、を以d
GSI GS2下の式に
基づいて設定できる。 [0024]
【数7】
最後に、要求動作周波数で振幅V を有するゲートソー
ス電圧信号v、■P
G5lG52を形成するための入力信号を生成する発
振器18の設計については周知である。 [0025] 高周波数り級電力増幅器の第2の実施例は、図7に示さ
れているように、他のD級増幅器20を備えており、こ
のD級増幅器20においては、正弦波ゲートソース電圧
信号の振幅が、移行時間tdが本発明の本質により有効
に活用されるように制御される。このようなり級駆動回
路は、ハーフブリッジ配列内で直流電源vDD3と直列
に接続された2つのスイッチング装置Q4.Q5を備え
ている。直列共振回路は、スイッチング装置Q4.Q5
の間の接合点に接続においてハーフブリッジと接続され
ている。直列共振回路は、スイッチング装置Q4.Q5
の入力寄生容量C,C,のために、インダクタンスL
と、阻止容量Cb2と反1SS1’ 1ss2
1射容量の直列結合とを
備えている。阻止容量Cは容量C,C,の結合のb2
1SS1° ISSま ために一般に反射容量に比べて太きいため、直列共振回
路の容量は結果的に寄生容量C,C,の総反射容量に等
しくなる。インダクタンスL1は、好ましl5S1’
1ss2 くは分離変圧器T1の漏れインダクタンスを備える。D
級駆動回路は発振器24により変圧器22を介して駆動
される。 [0026] 以上のように本発明の一実施例を説明したが、本発明は
このような実施例に何ら限定されるものではなく、本発
明の範囲を逸脱しない範囲で種々の設計変更が可能であ
る。従って、本発明は特許請求の範囲によってのみ限定
される。
ス電圧信号v、■P
G5lG52を形成するための入力信号を生成する発
振器18の設計については周知である。 [0025] 高周波数り級電力増幅器の第2の実施例は、図7に示さ
れているように、他のD級増幅器20を備えており、こ
のD級増幅器20においては、正弦波ゲートソース電圧
信号の振幅が、移行時間tdが本発明の本質により有効
に活用されるように制御される。このようなり級駆動回
路は、ハーフブリッジ配列内で直流電源vDD3と直列
に接続された2つのスイッチング装置Q4.Q5を備え
ている。直列共振回路は、スイッチング装置Q4.Q5
の間の接合点に接続においてハーフブリッジと接続され
ている。直列共振回路は、スイッチング装置Q4.Q5
の入力寄生容量C,C,のために、インダクタンスL
と、阻止容量Cb2と反1SS1’ 1ss2
1射容量の直列結合とを
備えている。阻止容量Cは容量C,C,の結合のb2
1SS1° ISSま ために一般に反射容量に比べて太きいため、直列共振回
路の容量は結果的に寄生容量C,C,の総反射容量に等
しくなる。インダクタンスL1は、好ましl5S1’
1ss2 くは分離変圧器T1の漏れインダクタンスを備える。D
級駆動回路は発振器24により変圧器22を介して駆動
される。 [0026] 以上のように本発明の一実施例を説明したが、本発明は
このような実施例に何ら限定されるものではなく、本発
明の範囲を逸脱しない範囲で種々の設計変更が可能であ
る。従って、本発明は特許請求の範囲によってのみ限定
される。
【図1】
従来の電圧スイッチングD級電力増幅器の概略図である
。
。
【図2】
本発明の第1実施例に係るD級電力増幅器及びその駆動
回路を示す概略図である。
回路を示す概略図である。
【図3A]
図2のD級電力増幅器の動作を説明するのに有用な電圧
。 フである。 【図3B] 図2のD級電力増幅器の動作を説明するのに有用な電圧
。 電流波形を示すグラ 電流波形を示すグラ フである。 【図3C] 図2のD級電力増幅器の動作を説明するのに有用な電圧
、電流波形を示すグラフである。 【図4】 図2に示されたようなり級電力増幅器に使用されるI
RF 140−M2S−FETタイプ用の直流電力供給
電圧に対する出力電流ピークを示すグラフである。
。 フである。 【図3B] 図2のD級電力増幅器の動作を説明するのに有用な電圧
。 電流波形を示すグラ 電流波形を示すグラ フである。 【図3C] 図2のD級電力増幅器の動作を説明するのに有用な電圧
、電流波形を示すグラフである。 【図4】 図2に示されたようなり級電力増幅器に使用されるI
RF 140−M2S−FETタイプ用の直流電力供給
電圧に対する出力電流ピークを示すグラフである。
【図5】
図2に示されたようなり級電力増幅器に使用されるI
RF 140−M2S−FETタイプ用の最適移行時間
に対する直流電力供給電圧を示すグラフである。
RF 140−M2S−FETタイプ用の最適移行時間
に対する直流電力供給電圧を示すグラフである。
【図6】
図2に示されたようなり級電力増幅器に使用されるI
RF 140−M2S−FETタイプ用の最適移行時間
に対する出力電流ピークを示すグラフである。
RF 140−M2S−FETタイプ用の最適移行時間
に対する出力電流ピークを示すグラフである。
【図7】
本発明の第2実施例に係るD級電力増幅器及びその駆動
回路を示す概略図である。
回路を示す概略図である。
【符号の説明】
電力増幅器
高効率駆動装置
発振器
電力増幅器
変圧器
発振器
【図1】
図面
【図2】
【図3A]
ン
【図3B]
【図3C]
【図4】
○
【図5】
寸
【図6】
【図7】
Claims (11)
- 【請求項1】ハーフブリッジ配列内で直列接続された第
1及び第2のスイッチング装置を有し、前記第1及び第
2のスイッチング装置の接合点に接続された出力共振回
路を含むタイプであり、前記出力共振回路はインダクタ
ンスと直列に接続された容量を含み、前記第1及び第2
のスイッチング装置はそれぞれ入力容量を有する、高効
率D級電圧スイッチング電力増幅器用駆動装置において
、前記第1及び第2のスイッチング装置に入力正弦波電
力信号を供給するための正弦波信号発生手段と、 実質的に無損失のスイッチングを行うために、前記第1
及び第2のスイッチング装置の一方のターンオフと前記
第1及び第2のスイッチング装置の他方のターンオンの
間の移行時間を制御するための前記正弦波信号発生手段
に関連した手段とを備えたことを特徴とする高効率D級
電圧スイッチング電力増幅器用駆動装置。 - 【請求項2】前記正弦波信号形成手段が、漏れインダク
タンスを有する変圧器と、それらと並列結合状態で接続
された分岐容量を有する第3のスイッチング装置を含み
、前記変圧器によって前記D級電力増幅器と結合される
E級電力増幅器と、前記並列結合と直列に接続されるR
Fチョーク手段と、前記第3のスイッチング装置と前記
RFチョーク手段との接合点に接続され、第2のインダ
クタンスと直列に接続された第2の容量を含む第2の共
振回路とを備え、前記移行時間制御手段が、前記第1及
び第2のスイッチング装置の入力における電圧信号の振
幅をそれぞれ変化させる手段を備えていることを特徴と
する請求項1記載の高効率D級電圧スイッチング電力増
幅器用駆動装置。 - 【請求項3】前記第2のインダクタンスが、前記漏れイ
ンダクタンスを含んでいることを特徴とする請求項2記
載の高効率D級電圧スイッチング電力増幅器用駆動装置
。 - 【請求項4】前記第2の容量が、前記第1及び第2のス
イッチング装置の入力容量とそれぞれ直列であり、前記
変圧器に対して直流電圧の供給を阻止する機能を有する
阻止(ブロッキング)容量を備えていることを特徴とす
る請求項2記載の高効率D級電圧スイッチング電力増幅
器用駆動装置。 - 【請求項5】前記正弦波信号形成手段が、漏れインダク
タンスを有する変圧器によって前記高効率D級電力増幅
器と結合される第2のD級電力増幅器を備え、当該第2
のD級電力増幅器はハーフブリッジ配列内において直列
に接続された第3及び第4のスイッチング装置と、付加
インダクタンスと直列に接続された付加容量を含む第2
の共振回路とを備え、前記移行時間制御手段が、前記第
1及び第2のスイッチング装置の入力における電圧信号
の振幅をそれぞれ変化させる手段を備えていることを特
徴とする請求項1記載の高効率D級電圧スイッチング電
力増幅器用駆動装置。 - 【請求項6】前記付加インダクタンスが、前記漏れイン
ダクタンスを備えていることを特徴とする請求項5記載
の高効率D級電圧スイッチング電力増幅器用駆動装置。 - 【請求項7】前記付加容量が、前記第1及び第2のスイ
ッチング装置の入力容量とそれぞれ直列であり、前記変
圧器に対して直流電圧の供給を阻止する機能を有する阻
止容量を備えていることを特徴とする請求項5記載の高
効率D級電圧スイッチング電力増幅器用駆動装置。 - 【請求項8】前記正弦波形成手段と結合され、前記入力
正弦波電力信号から180゜の位相外れをもった2つの
正弦波信号を形成する手段を備え、これら2つの正弦波
信号が各々前記第1及び第2のスイッチング装置に供給
されることを特徴とする請求項1記載の高効率D級電圧
スイッチング電力増幅器用駆動装置。 - 【請求項9】前記第1及び第2のスイッチング装置が、
各々MOS−FETを備えていることを特徴とする請求
項1記載の高効率D級電圧スイッチング電力増幅器用駆
動装置。 - 【請求項10】前記第1及び第2のスイッチング装置が
、各々絶縁ゲートバイポーラトランジスタを備えている
ことを特徴とする請求項1記載の高効率D級電圧スイッ
チング電力増幅器用駆動装置。 - 【請求項11】前記第1及び第2のスイッチング装置が
、各々MOS制御サイリスタを備えていることを特徴と
する請求項1記載の高効率D級電圧スイッチング電力増
幅器用駆動装置。
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US454614 | 1989-12-21 | ||
US07/454,614 US5023566A (en) | 1989-12-21 | 1989-12-21 | Driver for a high efficiency, high frequency Class-D power amplifier |
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JPH0787311B2 JPH0787311B2 (ja) | 1995-09-20 |
Family
ID=23805362
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Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5023566A (ja) |
JP (1) | JPH0787311B2 (ja) |
DE (1) | DE4040693A1 (ja) |
NL (1) | NL9002583A (ja) |
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Publication number | Publication date |
---|---|
DE4040693C2 (ja) | 1993-05-13 |
US5023566A (en) | 1991-06-11 |
JPH0787311B2 (ja) | 1995-09-20 |
NL9002583A (nl) | 1991-07-16 |
DE4040693A1 (de) | 1991-07-04 |
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