JPH04159804A - 高効率ｄ級電圧スイッチング電力増幅器用駆動装置 - Google Patents
高効率ｄ級電圧スイッチング電力増幅器用駆動装置Info
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- JPH04159804A JPH04159804A JP2413091A JP41309190A JPH04159804A JP H04159804 A JPH04159804 A JP H04159804A JP 2413091 A JP2413091 A JP 2413091A JP 41309190 A JP41309190 A JP 41309190A JP H04159804 A JPH04159804 A JP H04159804A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
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- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
［０００１］
本出願は、本出願と同時に出願した、コールマンその他
による装置及び回路が収納された“ハーフブリッジ装置
パッケージ゛’ （１９８９年１２月２１日こ出願さ
れた米国特許願第０７７４５４，５５０号）と、エル−
）ｚマムシ−その他による“ランプバラス）” （１
９８９年１２月２１日に出願された米国特許願第０７／
４５４，５４９号）に関連するものである。 ［０００２］
による装置及び回路が収納された“ハーフブリッジ装置
パッケージ゛’ （１９８９年１２月２１日こ出願さ
れた米国特許願第０７７４５４，５５０号）と、エル−
）ｚマムシ−その他による“ランプバラス）” （１
９８９年１２月２１日に出願された米国特許願第０７／
４５４，５４９号）に関連するものである。 ［０００２］
本発明は、一般に高効率電力増幅器に関し、特に、高効
率、高周波り級電圧スイッチング電力増幅器に関する。 ［０００３］
率、高周波り級電圧スイッチング電力増幅器に関する。 ［０００３］
Ｄ級電力増幅器は、方形波信号を形成する単極双投スイ
ッチのような２つのアクティブスイッチング装置を使用
する。出力負荷ネットワークは、その装置のスイッチン
グ周波数に変換される共振回路を含んでおり、従って、
方形波信号の調波を移動させ、正弦波信号として出力す
る。Ｄ級電力増幅器には、電圧スイッチングタイプと電
流スイッチングタイプの２つのタイプがある。電圧スイ
ッチングタイプにおいては、スイッチング装置は電源と
直列に接続され、供給電圧は個々の入力間で交互に切り
換えられる。電流スイッチングタイプにおいては、スイ
ッチング装置を並列若しくはプッシュプル配置で使用し
、供給電流はそれらの間で交互に切り換えられる。両タ
イプとも、Ｄ級電力増幅器のスイッチング装置が、他方
がターンオフしている間に一方が伝導するように、カッ
トオフと飽和の間で交互に駆動された後は、逆にＤ級電
力増幅器が方形波信号によって丁度良く駆動される。入
力分離変圧器は、周知のように２つの位相外れ駆動信号
を供給するために使用される。 ［０００４］ 低周波におけるスイッチング電力ロスは、一般にＤ級電
力増幅器にとっては無視できる。しかしながら、高周波
動作状態においては、スイッチングロスは重大であり、
これにより性能が低下する。特に、電圧スイッチング増
幅器にとっては、他のスイッチング装置の出力容量を放
電する各スイッチング装置によって消費される電力は、
動作周波数の増加に伴って増加する。更に、周波数が増
加すると方形波駆動信号の高調波に移行し易い分離変圧
器は、もつと複雑化する必要がある。前記不都合がＤ級
電力増幅器の到達可能な性能の上限（例えば、低電力適
用の場合に高周波の８０％、高電力適用の場合に高周波
の７０％以下）を画してしまうと一般に解釈されている
。 ［０００５］
ッチのような２つのアクティブスイッチング装置を使用
する。出力負荷ネットワークは、その装置のスイッチン
グ周波数に変換される共振回路を含んでおり、従って、
方形波信号の調波を移動させ、正弦波信号として出力す
る。Ｄ級電力増幅器には、電圧スイッチングタイプと電
流スイッチングタイプの２つのタイプがある。電圧スイ
ッチングタイプにおいては、スイッチング装置は電源と
直列に接続され、供給電圧は個々の入力間で交互に切り
換えられる。電流スイッチングタイプにおいては、スイ
ッチング装置を並列若しくはプッシュプル配置で使用し
、供給電流はそれらの間で交互に切り換えられる。両タ
イプとも、Ｄ級電力増幅器のスイッチング装置が、他方
がターンオフしている間に一方が伝導するように、カッ
トオフと飽和の間で交互に駆動された後は、逆にＤ級電
力増幅器が方形波信号によって丁度良く駆動される。入
力分離変圧器は、周知のように２つの位相外れ駆動信号
を供給するために使用される。 ［０００４］ 低周波におけるスイッチング電力ロスは、一般にＤ級電
力増幅器にとっては無視できる。しかしながら、高周波
動作状態においては、スイッチングロスは重大であり、
これにより性能が低下する。特に、電圧スイッチング増
幅器にとっては、他のスイッチング装置の出力容量を放
電する各スイッチング装置によって消費される電力は、
動作周波数の増加に伴って増加する。更に、周波数が増
加すると方形波駆動信号の高調波に移行し易い分離変圧
器は、もつと複雑化する必要がある。前記不都合がＤ級
電力増幅器の到達可能な性能の上限（例えば、低電力適
用の場合に高周波の８０％、高電力適用の場合に高周波
の７０％以下）を画してしまうと一般に解釈されている
。 ［０００５］
従って、本発明の目的は、装置のスイッチングロスを減
少させ、これによって性能が向上する新規且つ高性能の
電圧スイッチシフ９級電力増幅器の駆動装置を提供する
ことにある。 ［０００６１ 本発明の他の目的は、正弦波入力信号を供給し、且つ効
率アップのために、−方のスイッチング装置のターンオ
フと他方のスイッチング装置のターンオン間の移行時間
を有効に活用できるＤ級電力増幅器の駆動装置を提供す
ることにある。 ［０００７］ 本発明の更に他の目的は、スイッチング移行時間を制御
することにより、何れの動作周波数においても効率アッ
プが図れるＤ級電力増幅器の駆動装置を提供することに
ある。 ［０００８］
少させ、これによって性能が向上する新規且つ高性能の
電圧スイッチシフ９級電力増幅器の駆動装置を提供する
ことにある。 ［０００６１ 本発明の他の目的は、正弦波入力信号を供給し、且つ効
率アップのために、−方のスイッチング装置のターンオ
フと他方のスイッチング装置のターンオン間の移行時間
を有効に活用できるＤ級電力増幅器の駆動装置を提供す
ることにある。 ［０００７］ 本発明の更に他の目的は、スイッチング移行時間を制御
することにより、何れの動作周波数においても効率アッ
プが図れるＤ級電力増幅器の駆動装置を提供することに
ある。 ［０００８］
【課題を解決するための手段及び作用】すなわち、本発
明の上述した目的とその他の目的は、入力正弦波電力信
号を供給し、高い動作周波数と共に、従来の装置より効
率アップを図るためにハーフブリッジの２つのアクティ
ブ装置をスイッチングする間の移行時間をコントロール
する電圧スイッチシフ９級電力増幅器の新規な駆動装置
内において達成される。 特に、本発明の駆動装置は、容量性ゲートを有し／”ｓ
−ツブリッジ配列内に接続された２つのスイッチング装
置を使用する電圧スイッチングＤ級電力増幅器を駆動す
るのに有用である。本発明によれば、スイッチング装置
の出力容量、スイッチング装置の閾電圧、電力出力要求
及び負荷ネ・ノドワークのインピーダンスＧ二応じて移
行時間が有効に活用される。特に、上述した変数に応じ
、スイッチング装置の入力における電圧信号、すなわち
、ゲート−ソース間電圧信号の振幅を制御することによ
り、移行時間を特定の用途に最適化でき、スイッチング
ロスを実質的にゼロに減少させる。 ［０００９］
明の上述した目的とその他の目的は、入力正弦波電力信
号を供給し、高い動作周波数と共に、従来の装置より効
率アップを図るためにハーフブリッジの２つのアクティ
ブ装置をスイッチングする間の移行時間をコントロール
する電圧スイッチシフ９級電力増幅器の新規な駆動装置
内において達成される。 特に、本発明の駆動装置は、容量性ゲートを有し／”ｓ
−ツブリッジ配列内に接続された２つのスイッチング装
置を使用する電圧スイッチングＤ級電力増幅器を駆動す
るのに有用である。本発明によれば、スイッチング装置
の出力容量、スイッチング装置の閾電圧、電力出力要求
及び負荷ネ・ノドワークのインピーダンスＧ二応じて移
行時間が有効に活用される。特に、上述した変数に応じ
、スイッチング装置の入力における電圧信号、すなわち
、ゲート−ソース間電圧信号の振幅を制御することによ
り、移行時間を特定の用途に最適化でき、スイッチング
ロスを実質的にゼロに減少させる。 ［０００９］
本発明の特徴及び利点は、以下に図面とともに説明され
た実施例により明らかになる。 ［００１０］ 図１は、従来の電圧スイッチングＤ級電力増幅器１０を
示す。２つの電力スイッチング装置Ｑｌ、Ｑ２は、ハー
フブリッジ配列内において直流電源ＶＤＤ１に直列に接
続されている。スイッチング装置Ｑｌ、Ｑ２は、ＭＯＳ
−ＦＥＴのように示されている力板絶縁ゲートバイポー
ラトランジスタ（ＩＧＢＴ）や、ＭＯ３制御サイリスタ
（ＭＣＴ）のような容量性ゲートを有する他のタイプの
スイッチング装置を使用しても良い。スイッチング装置
Ｑｌ、Ｑ２は何れも出力寄生容量Ｃ０３ＳＩ” ０３Ｓ
２ （破線によって示されている）と、入力寄生容量Ｃ
，Ｃ，（ＩｓｓＩ’ ｌ５Ｓ２ 破線によって示されている）をそれぞれ備えている。イ
ンダクターＬｏとコンデンサＣを有する直列共振回路と
、負荷抵抗Ｒ０とを含んだ負荷ネットワークはスイッチ
ング装置Ｑｌ、Ｑ２の接点においてハーフブリッジに接
続されてｌ、）る。極一般的な駆動回路１２は、方形波
入力信号を生成し、且つ分離変圧器１４によってＭＯＳ
−ＦＥＴのＱｌ、Ｑ２のゲートと結合される。分離変圧
器１４は、１８０°位相外れの方形波電圧信号によって
スイッチング装置Ｑｌ、Ｑ２を駆動する。理想的には、
方形波電圧信号が直列共振回路に供給されることが望ま
しい。実際には、有限のスイッチング移行時間のせいで
、この電圧信号は一般に台形になる。適当に同調された
共振回路においては、スイッチング周波数においてすア
クタンスがゼロとなり、負荷抵抗Ｒ０を通過する出力信
号は正弦波となる。 ［００１１］ スイッチング装置Ｑ１若しくはＱ２の個々のターンオン
の間、各々のエネルギーは他の他方のスイッチング装置
の出力容量Ｃ又はＣｏ５５２にそれぞれ蓄積さＳＳＬ れる。スイッチング装置Ｑｌ、Ｑ２がオフになると、他
方のスイッチング装置の出力容量に蓄積されていたエネ
ルギーが放出される。移行時間（デッドタイム）ｔｄは
、一方の装置をオフしてから他方の装置をオンするまで
の時間である。低周波数においては、出力容量の放電に
依存するデッドタイムｔａ間のエネルギー損失は無視し
得る。しかしながら、周波数が増加するにしたがって、
このエネルギー損失が重大になる。 ［００１２］ 本発明によれば、Ｄ級電力増幅器は正弦波駆動装置によ
って駆動され、デッドタイムｔｄはゼロ電圧スイッチン
グを供給するために有効に活用され、これによって高周
波数帯においてもエネルギー効率が向上する。この中に
使用されているように、ゼロ電圧スイッチングという言
葉は、装置に印加される電圧がゼロ、そこを流れる電流
がゼロの状態でのオン−オフ切り換え、すなわちロスの
ないスイッチング状態と定義される。 ［００１３］ 図２に示されているように、本発明の高効率駆動装置１
６の実施例は、高効率Ｅ級電力増幅器より成る。図のよ
うに、Ｅ級電力増幅器１６は、直流電源Ｖ９，２と直接
に接続された単駆動スイッチング装置Ｑ３を使用してい
る。スイッチング装置Ｑ３は、スイッチング装置Ｑｌ、
Ｑ２のように、ＭＯＳＦＥＴであっても良い。スイッチ
ング装置Ｑ３のドレーンに接続された直列共振回路は、
インダクタンスＬ１と負荷に接続された容量、すなわち
Ｄ級電力増幅器１０とを含んでいる。好ましくは、イン
ダクタンスＬ１は、駆動装置１６とＥ級電力増幅器１０
とをつなぐ分離変圧器Ｔ１の漏れインダクタンスを含む
。寄生インダクタンスを使用することにより、駆動装置
のサイズをコンパクトにでき、効率アップが図れる。 直列共振回路の容量は、阻止容量Ｃと、変圧器Ｔ１の一
次コイルに反射されるブロッキング）容量Ｃｂ１は、そ
こへの直流電圧の印加を阻止することにより、変量は、
実際上は寄生容量Ｃ，Ｃ，の結合による反射容量と一致
する。Ｅ級１ＳＳ１° ｔｓｓ２ 電力増幅器は、スイッチング装置Ｑ３のドレーン電流を
十分に一定に維持することを保証するために、更にＲＦ
チョークを備えている。少なくともスイッチング装置Ｑ
３の出力寄生容量部分を含む容量Ｃ８は、スイッチング
装置Ｑ３を分岐するために使用される。駆動スイッチン
グ装置Ｑ３は、例えば１３．５６ＭＨ７程度の高周波数
（無電極高輝度放電ランプ用の０級バラストを駆動する
に適当な周波数）において、正弦波パワー信号を生成す
る発振器１８によって駆動される。 十分な高品質要素Ｑにより、Ｅ級駆動回路からの出力電
圧は正弦波となる。 ［００１４］ 図３Ａには、変圧器Ｔ１を介して図示されたＥ級駆動回
路とともに、Ｄ級増幅器を駆動する結果得られる１８０
°位相外れ正弦波ゲートソース電圧波形ＶＧＳ、■
（それぞれ振幅ｖＰ）が示されている（図２参照）。ス
イッチング装置Ｑｌ、Ｑ２は理想的なものではなく、こ
のなめ、これらの装置がオンできる前に達しなければな
らない閾電圧ｖＴを有している。スイッチング装置Ｑ１
のオフと０２のオンの間に発生する移行時間ｔａが、図
３に示されている。本発明によれば、この後説明するよ
うに、ゼロ電圧スイッチングを達成するために、この移
行時間ｔｄを有効に活用している。 ［００１５］ 図３Ｂには、図２のＤ級増幅器のスイッチング装置Ｑ２
のドレーン電圧波形Ｖ（ｔ）、すなわち、２つのスイッ
チング装置Ｑｌ、Ｑ２の間の接点における電圧を表すグ
ラフが示されている。この電圧波形は通常は台形である
。移行時間ｔｄは、図示されているように、台形電圧の
最高値から最低値までの移行と又はその逆の移行に必要
な時間である。図４には、また電圧波形Ｖ （ｔ）に対
応する基本成分波形Ｖ、（ｔ）が示されている。基本成
分波形Ｖ、、（ｔ）の振幅Ｖ、は以下のような式によっ
て求められる。 ［００１６］
た実施例により明らかになる。 ［００１０］ 図１は、従来の電圧スイッチングＤ級電力増幅器１０を
示す。２つの電力スイッチング装置Ｑｌ、Ｑ２は、ハー
フブリッジ配列内において直流電源ＶＤＤ１に直列に接
続されている。スイッチング装置Ｑｌ、Ｑ２は、ＭＯＳ
−ＦＥＴのように示されている力板絶縁ゲートバイポー
ラトランジスタ（ＩＧＢＴ）や、ＭＯ３制御サイリスタ
（ＭＣＴ）のような容量性ゲートを有する他のタイプの
スイッチング装置を使用しても良い。スイッチング装置
Ｑｌ、Ｑ２は何れも出力寄生容量Ｃ０３ＳＩ” ０３Ｓ
２ （破線によって示されている）と、入力寄生容量Ｃ
，Ｃ，（ＩｓｓＩ’ ｌ５Ｓ２ 破線によって示されている）をそれぞれ備えている。イ
ンダクターＬｏとコンデンサＣを有する直列共振回路と
、負荷抵抗Ｒ０とを含んだ負荷ネットワークはスイッチ
ング装置Ｑｌ、Ｑ２の接点においてハーフブリッジに接
続されてｌ、）る。極一般的な駆動回路１２は、方形波
入力信号を生成し、且つ分離変圧器１４によってＭＯＳ
−ＦＥＴのＱｌ、Ｑ２のゲートと結合される。分離変圧
器１４は、１８０°位相外れの方形波電圧信号によって
スイッチング装置Ｑｌ、Ｑ２を駆動する。理想的には、
方形波電圧信号が直列共振回路に供給されることが望ま
しい。実際には、有限のスイッチング移行時間のせいで
、この電圧信号は一般に台形になる。適当に同調された
共振回路においては、スイッチング周波数においてすア
クタンスがゼロとなり、負荷抵抗Ｒ０を通過する出力信
号は正弦波となる。 ［００１１］ スイッチング装置Ｑ１若しくはＱ２の個々のターンオン
の間、各々のエネルギーは他の他方のスイッチング装置
の出力容量Ｃ又はＣｏ５５２にそれぞれ蓄積さＳＳＬ れる。スイッチング装置Ｑｌ、Ｑ２がオフになると、他
方のスイッチング装置の出力容量に蓄積されていたエネ
ルギーが放出される。移行時間（デッドタイム）ｔｄは
、一方の装置をオフしてから他方の装置をオンするまで
の時間である。低周波数においては、出力容量の放電に
依存するデッドタイムｔａ間のエネルギー損失は無視し
得る。しかしながら、周波数が増加するにしたがって、
このエネルギー損失が重大になる。 ［００１２］ 本発明によれば、Ｄ級電力増幅器は正弦波駆動装置によ
って駆動され、デッドタイムｔｄはゼロ電圧スイッチン
グを供給するために有効に活用され、これによって高周
波数帯においてもエネルギー効率が向上する。この中に
使用されているように、ゼロ電圧スイッチングという言
葉は、装置に印加される電圧がゼロ、そこを流れる電流
がゼロの状態でのオン−オフ切り換え、すなわちロスの
ないスイッチング状態と定義される。 ［００１３］ 図２に示されているように、本発明の高効率駆動装置１
６の実施例は、高効率Ｅ級電力増幅器より成る。図のよ
うに、Ｅ級電力増幅器１６は、直流電源Ｖ９，２と直接
に接続された単駆動スイッチング装置Ｑ３を使用してい
る。スイッチング装置Ｑ３は、スイッチング装置Ｑｌ、
Ｑ２のように、ＭＯＳＦＥＴであっても良い。スイッチ
ング装置Ｑ３のドレーンに接続された直列共振回路は、
インダクタンスＬ１と負荷に接続された容量、すなわち
Ｄ級電力増幅器１０とを含んでいる。好ましくは、イン
ダクタンスＬ１は、駆動装置１６とＥ級電力増幅器１０
とをつなぐ分離変圧器Ｔ１の漏れインダクタンスを含む
。寄生インダクタンスを使用することにより、駆動装置
のサイズをコンパクトにでき、効率アップが図れる。 直列共振回路の容量は、阻止容量Ｃと、変圧器Ｔ１の一
次コイルに反射されるブロッキング）容量Ｃｂ１は、そ
こへの直流電圧の印加を阻止することにより、変量は、
実際上は寄生容量Ｃ，Ｃ，の結合による反射容量と一致
する。Ｅ級１ＳＳ１° ｔｓｓ２ 電力増幅器は、スイッチング装置Ｑ３のドレーン電流を
十分に一定に維持することを保証するために、更にＲＦ
チョークを備えている。少なくともスイッチング装置Ｑ
３の出力寄生容量部分を含む容量Ｃ８は、スイッチング
装置Ｑ３を分岐するために使用される。駆動スイッチン
グ装置Ｑ３は、例えば１３．５６ＭＨ７程度の高周波数
（無電極高輝度放電ランプ用の０級バラストを駆動する
に適当な周波数）において、正弦波パワー信号を生成す
る発振器１８によって駆動される。 十分な高品質要素Ｑにより、Ｅ級駆動回路からの出力電
圧は正弦波となる。 ［００１４］ 図３Ａには、変圧器Ｔ１を介して図示されたＥ級駆動回
路とともに、Ｄ級増幅器を駆動する結果得られる１８０
°位相外れ正弦波ゲートソース電圧波形ＶＧＳ、■
（それぞれ振幅ｖＰ）が示されている（図２参照）。ス
イッチング装置Ｑｌ、Ｑ２は理想的なものではなく、こ
のなめ、これらの装置がオンできる前に達しなければな
らない閾電圧ｖＴを有している。スイッチング装置Ｑ１
のオフと０２のオンの間に発生する移行時間ｔａが、図
３に示されている。本発明によれば、この後説明するよ
うに、ゼロ電圧スイッチングを達成するために、この移
行時間ｔｄを有効に活用している。 ［００１５］ 図３Ｂには、図２のＤ級増幅器のスイッチング装置Ｑ２
のドレーン電圧波形Ｖ（ｔ）、すなわち、２つのスイッ
チング装置Ｑｌ、Ｑ２の間の接点における電圧を表すグ
ラフが示されている。この電圧波形は通常は台形である
。移行時間ｔｄは、図示されているように、台形電圧の
最高値から最低値までの移行と又はその逆の移行に必要
な時間である。図４には、また電圧波形Ｖ （ｔ）に対
応する基本成分波形Ｖ、（ｔ）が示されている。基本成
分波形Ｖ、、（ｔ）の振幅Ｖ、は以下のような式によっ
て求められる。 ［００１６］
【数１】
ロードインピーダンス角Φ
して求められる。
［００１７］
【数２】
（ラジアン）
は、
以下のように移行時間ｔｄＯ項と
［００１８］
図３０は、図２のＤ級増幅器のゼロ電圧スイッチングを
達成するための状態における、出力ロード電流波形ｉ
（ｔ）が電圧波形Ｖ （ｔ）を示したグラフである。 特に、本発明によれば、電圧波形Ｖ （ｔ）と電流波形
ｉ （ｔ）がゼロ点で交差した時にスイッチングが行
われるように、移行時間ｔｄが有効に活用される。この
ようにして、それぞれのスイッチング装置の出力容量が
スイッチングの瞬間に確実に放電され、これにより無損
失のスイッチングが行われる。以下に示す数式流■１と
した場合の、電圧スイッチング式り級電力増幅器のスイ
ッチング装置の出力容量Ｃｏ５５の放電を示している。 ［００１９］ 、特開平４−１５９８０４ （１０） ｒ数３】 本発明においては、出力容量Ｃ、Ｃスイッチング装置の
閾電圧ＶＴＯ８Ｓ１０ＳＳ２゛ 電力出力要求及び共振負荷ネットワークのインピーダン
スに応じて、ゲート−有効に活用する。特に、 出力電力Ｐｏは以下のように求められる。 ［００２０３
達成するための状態における、出力ロード電流波形ｉ
（ｔ）が電圧波形Ｖ （ｔ）を示したグラフである。 特に、本発明によれば、電圧波形Ｖ （ｔ）と電流波形
ｉ （ｔ）がゼロ点で交差した時にスイッチングが行
われるように、移行時間ｔｄが有効に活用される。この
ようにして、それぞれのスイッチング装置の出力容量が
スイッチングの瞬間に確実に放電され、これにより無損
失のスイッチングが行われる。以下に示す数式流■１と
した場合の、電圧スイッチング式り級電力増幅器のスイ
ッチング装置の出力容量Ｃｏ５５の放電を示している。 ［００１９］ 、特開平４−１５９８０４ （１０） ｒ数３】 本発明においては、出力容量Ｃ、Ｃスイッチング装置の
閾電圧ＶＴＯ８Ｓ１０ＳＳ２゛ 電力出力要求及び共振負荷ネットワークのインピーダン
スに応じて、ゲート−有効に活用する。特に、 出力電力Ｐｏは以下のように求められる。 ［００２０３
【数４］
更に、
上記積分式（数３）
と項の整理によって、
直流電源電圧■ＤＤは以下のよ
うに求められる。
［００２１］
【数５】
式（数１）、（数４） （数５）は、以下のようなり
級電力増幅器のピーク出力電流工、を求める式を算出す
るために解かれる。 ［００２２］
級電力増幅器のピーク出力電流工、を求める式を算出す
るために解かれる。 ［００２２］
【数６】
図４には、図２のＤ級電力増幅器１０のスイッチング装
置Ｑｌ、Ｑ２用のインターナショナル−レフティファイ
ヤー社製のＩ ＲＦ １４０−Ｍ２Ｓ−ＦＥＴタイプの
直流電源電圧Ｖ に対するピーク出力電流■１の値を
示すグラフが示されＤＤＩ ている。図４のグラフから、供給電圧ＶＤＤＩとピーク
出力電流の値を含んだ動作点が導かれる。特に、ＩＲＦ
１４０−ＭＯＳ−ＦＥＴタイプの安全動作点は、限定領
域１９内に見出される。図５と図６は、それぞれＩ Ｒ
Ｆ １４０−Ｍ２Ｓ−ＦＥＴタイプの最適な移行時間ｔ
に対するピーク出力電流１１と直流供給電圧■ＤＤＩ
の関係を示すグラフである。図４〜図６は、式（数１）
〜（数６）を用いて作成される。 ［００２３］ ２つの移行時間曲線、すなわち図５及び図６の間に挿入
することにより、最適移行時間ｔ が選択された動作点
、すなわちピーク出力電流１１と直流供給電圧間ｔ の
提供が要求されたゲートソース電圧信号ｖ 、■
の振幅■、を以ｄ
ＧＳＩ ＧＳ２下の式に
基づいて設定できる。 ［００２４］
置Ｑｌ、Ｑ２用のインターナショナル−レフティファイ
ヤー社製のＩ ＲＦ １４０−Ｍ２Ｓ−ＦＥＴタイプの
直流電源電圧Ｖ に対するピーク出力電流■１の値を
示すグラフが示されＤＤＩ ている。図４のグラフから、供給電圧ＶＤＤＩとピーク
出力電流の値を含んだ動作点が導かれる。特に、ＩＲＦ
１４０−ＭＯＳ−ＦＥＴタイプの安全動作点は、限定領
域１９内に見出される。図５と図６は、それぞれＩ Ｒ
Ｆ １４０−Ｍ２Ｓ−ＦＥＴタイプの最適な移行時間ｔ
に対するピーク出力電流１１と直流供給電圧■ＤＤＩ
の関係を示すグラフである。図４〜図６は、式（数１）
〜（数６）を用いて作成される。 ［００２３］ ２つの移行時間曲線、すなわち図５及び図６の間に挿入
することにより、最適移行時間ｔ が選択された動作点
、すなわちピーク出力電流１１と直流供給電圧間ｔ の
提供が要求されたゲートソース電圧信号ｖ 、■
の振幅■、を以ｄ
ＧＳＩ ＧＳ２下の式に
基づいて設定できる。 ［００２４］
【数７】
最後に、要求動作周波数で振幅Ｖ を有するゲートソー
ス電圧信号ｖ、■Ｐ
Ｇ５ｌＧ５２を形成するための入力信号を生成する発
振器１８の設計については周知である。 ［００２５］ 高周波数り級電力増幅器の第２の実施例は、図７に示さ
れているように、他のＤ級増幅器２０を備えており、こ
のＤ級増幅器２０においては、正弦波ゲートソース電圧
信号の振幅が、移行時間ｔｄが本発明の本質により有効
に活用されるように制御される。このようなり級駆動回
路は、ハーフブリッジ配列内で直流電源ｖＤＤ３と直列
に接続された２つのスイッチング装置Ｑ４．Ｑ５を備え
ている。直列共振回路は、スイッチング装置Ｑ４．Ｑ５
の間の接合点に接続においてハーフブリッジと接続され
ている。直列共振回路は、スイッチング装置Ｑ４．Ｑ５
の入力寄生容量Ｃ，Ｃ，のために、インダクタンスＬ
と、阻止容量Ｃｂ２と反１ＳＳ１’ １ｓｓ２
１射容量の直列結合とを
備えている。阻止容量Ｃは容量Ｃ，Ｃ，の結合のｂ２
１ＳＳ１° ＩＳＳま ために一般に反射容量に比べて太きいため、直列共振回
路の容量は結果的に寄生容量Ｃ，Ｃ，の総反射容量に等
しくなる。インダクタンスＬ１は、好ましｌ５Ｓ１’
１ｓｓ２ くは分離変圧器Ｔ１の漏れインダクタンスを備える。Ｄ
級駆動回路は発振器２４により変圧器２２を介して駆動
される。 ［００２６］ 以上のように本発明の一実施例を説明したが、本発明は
このような実施例に何ら限定されるものではなく、本発
明の範囲を逸脱しない範囲で種々の設計変更が可能であ
る。従って、本発明は特許請求の範囲によってのみ限定
される。
ス電圧信号ｖ、■Ｐ
Ｇ５ｌＧ５２を形成するための入力信号を生成する発
振器１８の設計については周知である。 ［００２５］ 高周波数り級電力増幅器の第２の実施例は、図７に示さ
れているように、他のＤ級増幅器２０を備えており、こ
のＤ級増幅器２０においては、正弦波ゲートソース電圧
信号の振幅が、移行時間ｔｄが本発明の本質により有効
に活用されるように制御される。このようなり級駆動回
路は、ハーフブリッジ配列内で直流電源ｖＤＤ３と直列
に接続された２つのスイッチング装置Ｑ４．Ｑ５を備え
ている。直列共振回路は、スイッチング装置Ｑ４．Ｑ５
の間の接合点に接続においてハーフブリッジと接続され
ている。直列共振回路は、スイッチング装置Ｑ４．Ｑ５
の入力寄生容量Ｃ，Ｃ，のために、インダクタンスＬ
と、阻止容量Ｃｂ２と反１ＳＳ１’ １ｓｓ２
１射容量の直列結合とを
備えている。阻止容量Ｃは容量Ｃ，Ｃ，の結合のｂ２
１ＳＳ１° ＩＳＳま ために一般に反射容量に比べて太きいため、直列共振回
路の容量は結果的に寄生容量Ｃ，Ｃ，の総反射容量に等
しくなる。インダクタンスＬ１は、好ましｌ５Ｓ１’
１ｓｓ２ くは分離変圧器Ｔ１の漏れインダクタンスを備える。Ｄ
級駆動回路は発振器２４により変圧器２２を介して駆動
される。 ［００２６］ 以上のように本発明の一実施例を説明したが、本発明は
このような実施例に何ら限定されるものではなく、本発
明の範囲を逸脱しない範囲で種々の設計変更が可能であ
る。従って、本発明は特許請求の範囲によってのみ限定
される。
【図１】
従来の電圧スイッチングＤ級電力増幅器の概略図である
。
。
【図２】
本発明の第１実施例に係るＤ級電力増幅器及びその駆動
回路を示す概略図である。
回路を示す概略図である。
【図３Ａ］
図２のＤ級電力増幅器の動作を説明するのに有用な電圧
。 フである。 【図３Ｂ］ 図２のＤ級電力増幅器の動作を説明するのに有用な電圧
。 電流波形を示すグラ 電流波形を示すグラ フである。 【図３Ｃ］ 図２のＤ級電力増幅器の動作を説明するのに有用な電圧
、電流波形を示すグラフである。 【図４】 図２に示されたようなり級電力増幅器に使用されるＩ
ＲＦ １４０−Ｍ２Ｓ−ＦＥＴタイプ用の直流電力供給
電圧に対する出力電流ピークを示すグラフである。
。 フである。 【図３Ｂ］ 図２のＤ級電力増幅器の動作を説明するのに有用な電圧
。 電流波形を示すグラ 電流波形を示すグラ フである。 【図３Ｃ］ 図２のＤ級電力増幅器の動作を説明するのに有用な電圧
、電流波形を示すグラフである。 【図４】 図２に示されたようなり級電力増幅器に使用されるＩ
ＲＦ １４０−Ｍ２Ｓ−ＦＥＴタイプ用の直流電力供給
電圧に対する出力電流ピークを示すグラフである。
【図５】
図２に示されたようなり級電力増幅器に使用されるＩ
ＲＦ １４０−Ｍ２Ｓ−ＦＥＴタイプ用の最適移行時間
に対する直流電力供給電圧を示すグラフである。
ＲＦ １４０−Ｍ２Ｓ−ＦＥＴタイプ用の最適移行時間
に対する直流電力供給電圧を示すグラフである。
【図６】
図２に示されたようなり級電力増幅器に使用されるＩ
ＲＦ １４０−Ｍ２Ｓ−ＦＥＴタイプ用の最適移行時間
に対する出力電流ピークを示すグラフである。
ＲＦ １４０−Ｍ２Ｓ−ＦＥＴタイプ用の最適移行時間
に対する出力電流ピークを示すグラフである。
【図７】
本発明の第２実施例に係るＤ級電力増幅器及びその駆動
回路を示す概略図である。
回路を示す概略図である。
【符号の説明】
電力増幅器
高効率駆動装置
発振器
電力増幅器
変圧器
発振器
【図１】
図面
【図２】
【図３Ａ］
ン
【図３Ｂ］
【図３Ｃ］
【図４】
○
【図５】
寸
【図６】
【図７】
Claims (11)
- 【請求項１】ハーフブリッジ配列内で直列接続された第
１及び第２のスイッチング装置を有し、前記第１及び第
２のスイッチング装置の接合点に接続された出力共振回
路を含むタイプであり、前記出力共振回路はインダクタ
ンスと直列に接続された容量を含み、前記第１及び第２
のスイッチング装置はそれぞれ入力容量を有する、高効
率Ｄ級電圧スイッチング電力増幅器用駆動装置において
、前記第１及び第２のスイッチング装置に入力正弦波電
力信号を供給するための正弦波信号発生手段と、 実質的に無損失のスイッチングを行うために、前記第１
及び第２のスイッチング装置の一方のターンオフと前記
第１及び第２のスイッチング装置の他方のターンオンの
間の移行時間を制御するための前記正弦波信号発生手段
に関連した手段とを備えたことを特徴とする高効率Ｄ級
電圧スイッチング電力増幅器用駆動装置。 - 【請求項２】前記正弦波信号形成手段が、漏れインダク
タンスを有する変圧器と、それらと並列結合状態で接続
された分岐容量を有する第３のスイッチング装置を含み
、前記変圧器によって前記Ｄ級電力増幅器と結合される
Ｅ級電力増幅器と、前記並列結合と直列に接続されるＲ
Ｆチョーク手段と、前記第３のスイッチング装置と前記
ＲＦチョーク手段との接合点に接続され、第２のインダ
クタンスと直列に接続された第２の容量を含む第２の共
振回路とを備え、前記移行時間制御手段が、前記第１及
び第２のスイッチング装置の入力における電圧信号の振
幅をそれぞれ変化させる手段を備えていることを特徴と
する請求項１記載の高効率Ｄ級電圧スイッチング電力増
幅器用駆動装置。 - 【請求項３】前記第２のインダクタンスが、前記漏れイ
ンダクタンスを含んでいることを特徴とする請求項２記
載の高効率Ｄ級電圧スイッチング電力増幅器用駆動装置
。 - 【請求項４】前記第２の容量が、前記第１及び第２のス
イッチング装置の入力容量とそれぞれ直列であり、前記
変圧器に対して直流電圧の供給を阻止する機能を有する
阻止（ブロッキング）容量を備えていることを特徴とす
る請求項２記載の高効率Ｄ級電圧スイッチング電力増幅
器用駆動装置。 - 【請求項５】前記正弦波信号形成手段が、漏れインダク
タンスを有する変圧器によって前記高効率Ｄ級電力増幅
器と結合される第２のＤ級電力増幅器を備え、当該第２
のＤ級電力増幅器はハーフブリッジ配列内において直列
に接続された第３及び第４のスイッチング装置と、付加
インダクタンスと直列に接続された付加容量を含む第２
の共振回路とを備え、前記移行時間制御手段が、前記第
１及び第２のスイッチング装置の入力における電圧信号
の振幅をそれぞれ変化させる手段を備えていることを特
徴とする請求項１記載の高効率Ｄ級電圧スイッチング電
力増幅器用駆動装置。 - 【請求項６】前記付加インダクタンスが、前記漏れイン
ダクタンスを備えていることを特徴とする請求項５記載
の高効率Ｄ級電圧スイッチング電力増幅器用駆動装置。 - 【請求項７】前記付加容量が、前記第１及び第２のスイ
ッチング装置の入力容量とそれぞれ直列であり、前記変
圧器に対して直流電圧の供給を阻止する機能を有する阻
止容量を備えていることを特徴とする請求項５記載の高
効率Ｄ級電圧スイッチング電力増幅器用駆動装置。 - 【請求項８】前記正弦波形成手段と結合され、前記入力
正弦波電力信号から１８０゜の位相外れをもった２つの
正弦波信号を形成する手段を備え、これら２つの正弦波
信号が各々前記第１及び第２のスイッチング装置に供給
されることを特徴とする請求項１記載の高効率Ｄ級電圧
スイッチング電力増幅器用駆動装置。 - 【請求項９】前記第１及び第２のスイッチング装置が、
各々ＭＯＳ−ＦＥＴを備えていることを特徴とする請求
項１記載の高効率Ｄ級電圧スイッチング電力増幅器用駆
動装置。 - 【請求項１０】前記第１及び第２のスイッチング装置が
、各々絶縁ゲートバイポーラトランジスタを備えている
ことを特徴とする請求項１記載の高効率Ｄ級電圧スイッ
チング電力増幅器用駆動装置。 - 【請求項１１】前記第１及び第２のスイッチング装置が
、各々ＭＯＳ制御サイリスタを備えていることを特徴と
する請求項１記載の高効率Ｄ級電圧スイッチング電力増
幅器用駆動装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/454,614 US5023566A (en) | 1989-12-21 | 1989-12-21 | Driver for a high efficiency, high frequency Class-D power amplifier |
| US454614 | 1989-12-21 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04159804A true JPH04159804A (ja) | 1992-06-03 |
| JPH0787311B2 JPH0787311B2 (ja) | 1995-09-20 |
Family
ID=23805362
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2413091A Expired - Lifetime JPH0787311B2 (ja) | 1989-12-21 | 1990-12-21 | 高効率ｄ級電圧スイッチング電力増幅器用駆動装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5023566A (ja) |
| JP (1) | JPH0787311B2 (ja) |
| DE (1) | DE4040693A1 (ja) |
| NL (1) | NL9002583A (ja) |
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1990
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