JP3333504B2 - 共振型電力変換回路の駆動手段、共振型電力変換回路の駆動制御手段、及び、共振型電力変換回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 第１発明は「直列共振手段に負荷手段を接続した負荷
共振手段」の電流が変圧手段（例：変圧器。）を通じて
「２つのノーマリィ・オフで、ゲート絶縁型もしくは制
御電極絶縁型の可制御スイッチング手段（例:MOS・FE
T、IGBT等。）」を正反対にオン・オフ駆動する共振型
電力変換回路の駆動手段に関する。（請求項１記載の共
振型電力変換回路の駆動手段に対応。） 尚、その変圧手段が駆動する可制御スイッチング手段
の数が３つ以上の場合も有る。また、この駆動手段は自
励式の共振型電力変換回路に利用できるが、この共振型
電力変換回路を応用すると、多重スパークを発生するこ
とができる各用途用の点火回路、特に、内燃機関用点火
回路とロケット・エンジン用点火回路等を構成できる。

第２発明は「直列共振手段に負荷手段を接続した負荷
共振手段」の電流が正帰還手段（例：変圧器、発光・受
光ダイオード対など。）を通じて２つのノーマリィ・オ
フの可制御スイッチング手段（例：バイポーラ・トラン
ジスタ、MOS・FET、IGBT等。）を正反対にオン・オフ駆
動する際にその駆動を制御する共振型電力変換回路の駆
動制御手段に関する。

（請求項２記載の共振型電力変換回路の駆動制御手段に
対応。） 尚、その変圧手段が駆動する可制御スイッチング手段
の数が３つ以上の場合も有る。また、この駆動制御手段
を自励式の共振型電力変換回路に利用すると、その起動
と動作停止を繰り返しても、その起動がいつもスムーズ
に行うことができたり、その再起動の度にその共振用キ
ャパシタンス手段の電圧を所定値に設定できたりする。

この技術は、例えば共振回路を用いた自励式DC−DCコ
ンバータ回路の出力電圧をその起動と動作停止によって
制御する際に役に立つ。また、共振回路を用いた自励式
インバータ回路を応用した点火回路の点火制御の際にも
役に立つ。

第３発明は、共振用インダクタンス手段と共振用キャ
パシタンス手段の直列回路、及び、フル・ブリッジ接続
した４つの可制御スイッチング手段を利用した共振型電
力変換回路において、その負荷の軽重などにかかわら
ず、その共振用キャパシタンス手段の振動ピーク電圧を
一定化することができる共振型電力変換回路に関する。
（請求項３記載の共振型電力変換回路に対応。） 第１〜第３発明の技術を組み合わせた共振型電力変換
回路が可能である。

（請求項４記載の共振型電力変換回路に対応。） 第１発明の背景技術 従来技術として、バイポーラ・トランジスタと直列共
振回路と駆動用変圧器を用いた自励式の共振型電力変換
回路が特公昭36−16861号に開示されている。この回路
を応用して、バイポーラ・トランジスタの代わりにMOS
・FETを用いた自励式の共振型電力変換回路が特開昭63
−59772号に開示されている。後者の基本回路を第２図
に示す。第２図の回路ではトランジスタ２、３と変圧器
５が自己保持機能を持つ３端子スイッチング回路を構成
し、「リアクトル４とコンデンサ６、21が形成する直列
共振手段」に負荷７が接続された負荷共振手段が構成さ
れ、その負荷共振手段の電流が変圧器５を通じてトラン
ジスタ２、３を正反対にオン・オフ駆動する駆動手段が
構成されている。

後者は駆動用変圧器に可飽和形を使うが、そうでなく
ても大丈夫である。第２図の回路の駆動用の変圧器５は
どちらでも構わない。変圧器５を不飽和領域で使えば、
トランジスタ２あるいは３を流れていた共振電流が反転
してその一方の内蔵ダイオードを流れるとき、変圧器５
の出力電圧の反転により両ゲート電圧が反転し、トラン
ジスタ２、３のオンとオフが入れ換わる。あるいは、変
圧器５の励磁電流がそのオンとオフを入れ換える。一
方、変圧器５を飽和させて使えば、その共振電流が反転
する前にそれが飽和した時点でトランジスタ２、３のオ
ンとオフが入れ換わる。

尚、負荷７はリアクトル４（インダクタンス手段の一
種。）と直列接続されているが、これをリアクトル４あ
るいはコンデンサ６又は21（キャパシタンス手段の一
種。）と並列接続しても構わない。

ところで、トランジスタ２、３をバイポーラ・トラン
ジスタに換えると、この回路は前者（特公昭36−16861
号）の回路の変形になるが、駆動用の変圧器５等の動作
は前者のそれらの動作と同じではない。この違いは、前
者の回路は電流駆動形のスイッチング手段を使い、この
回路は電圧駆動形のスイッチング手段を使うために起き
る。この回路の動作はちょっと複雑である。

第２図の回路では、うまい具合に抵抗45とトランジス
タ２のゲート・ソース間静電容量が積分回路を形成し、
この積分回路が２次コイル5bの出力電圧を積分する。こ
の出力電圧は、変圧器５のリーケージ・インダクタンス
を無視すれば、１次コイル5aの励磁インダクタンスの電
圧にその巻数比を掛けた値になる。

よく知られている様に、コイルの電圧をＶ、その電流
をＩ、そのインダクタンスをＬ、時間変数をＴとする
と、Ｖ＝Ｌ・dI/dTの関係があるから、電圧Ｖを積分す
れば電流Ｉが求まる。このため、「その積分回路の出力
電圧波形」すなわち「トランジスタ２のゲート・ソース
間電圧波形」は「前記励磁インダクタンスの電流波形」
すなわち「ほとんどトランジスタ２（又は３）の主電流
の波形」と同じになる。トランジスタ３と抵抗46の側に
ついても同様である。

その結果、その主電流の位相とトランジスタ２、３の
オン・オフのタイミングがぴったり合うと予想される
が、実際には、トランジスタ２、３のオン・オフのしき
い値電圧も係わって来るから、その位相とタイミングは
少しずれる。しかも、その微分式ではインダクタンスＬ
を定数として扱っているが、変圧器５が飽和すると、イ
ンダクタンスＬが変わってしまうから、その関係はやや
こしくなる。

それから、その一方のゲート・ソース間容量のキャパ
シタンスをＣ、抵抗45又は46の値をＲとしたときに、両
方の積分回路が周波数ｆの正弦波を積分するためには、
CR＞＞0.5×（円周率）×ｆの関係を満足しなければな
らないから、抵抗45、46の値を大きくする必要がある。
そして、前記励磁インダクタンスのインピーダンスより
両積分回路のインピーダンスがかなり大きくないと、前
記励磁インダクタンスの電流はトランジスタ２、３の各
主電流と違って来てしまう。いずれにしても、大きな値
の抵抗45、46に対して充分な駆動電圧をトランジスタ
２、３に供給するには、両積分回路に大きな共振電圧を
入力する必要がある。その結果、抵抗45、46によるエネ
ルギー消費も無視できなくなる。

しかしながら、前記励磁インダクタンスはその共振回
路のインダクタンス成分に含まれるから、負荷７をリア
クトル４に並列接続する場合、その振動波形は複雑にな
る。かと言って、リアクトル４と１次コイル5aの直列回
路に負荷７を並列接続することはできない。なぜなら、
前記励磁インダクタンスの電流とトランジスタ２、３の
各主電流が違ってしまう、からである。

従って、『駆動用変圧器（変圧器５）の励磁インダク
タンスがその共振回路のインダクタンス成分として組み
込まれない様にすることが望まれる』という第１の問題
点が第２図の従来回路中の駆動手段に有る。（第１発明
が解決すべき第１の問題点） また、その共振回路のインダクタンス成分はリアクト
ル４のインダクタンスとその励磁インダクタンスの和に
なるので、そのインダクタンス比に応じた共振電圧がそ
の励磁インダクタンスに印加される。このため、その共
振電圧が大きくなると、変圧器５は飽和し易くなる。そ
の結果、変圧器５を飽和させて使う場合、電源電圧の高
低によって、あるいは、負荷７の軽重によって、トラン
ジスタ２、３のオン・オフのタイミングとその各主電流
（共振電流）の位相がずれてしまう。こうなると、直流
電源１から負荷７に与えるエネルギーに対して、その共
振回路から直流電源１に帰還するエネルギーの比率が大
きくなって、負荷７にフルにエネルギーを与えることが
できなくなる。

従って、『駆動用変圧器（変圧器５）の飽和がその共
振電圧の増減に影響されないことが望まれる』という第
２の問題点が第２図の従来回路中の駆動手段に有る。
（第１発明が解決すべき第２の問題点） さらに、その共振電流がほとんどそのままその励磁イ
ンダクタンスを流れるから、変圧器５を不飽和領域で使
うにせよ、飽和させて使うにせよ、その電流の大きさに
応じて変圧器５も大きく設計する必要がある。

従って、『その共振電流の大きさに関係なく駆動用変
圧器（変圧器５）の小型化が望まれる』という第３の問
題点が第２図の従来回路中の駆動手段に有る。（第１発
明が解決すべき第３の問題点） 以上の事はその従来の駆動手段を利用して前記可制御
スイッチング手段の総数を３つ以上にした場合について
も同様である。

そういう訳で、第１発明が解決すべき問題点が以下３
つ従来の共振型電力変換回路の駆動手段に有る。

ａ）駆動用変圧器（変圧器５）の励磁インダクタンスが
その共振回路のインダクタンス成分として組み込まれな
い様にすることが望まれる。（第１の問題点） ｂ）駆動用変圧器（変圧器５）の飽和がその共振電圧の
増減に影響されないことが望まれる。（第２の問題点） ｃ）その共振電流の大きさに関係なく駆動用変圧器（変
圧器５）の小型化が望まれる。（第３の問題点） そこで、第１発明はこれらの問題点を解決できる共振
型電力変換回路の駆動手段を提供することを目的として
いる。

第２発明の背景技術 「直列共振手段に負荷手段を接続した負荷共振手段の
電流が正帰還手段（例：変圧器、発光・受光ダイオード
対など。）を通じて２つの可制御スイッチング手段
（例：バイポーラ・トランジスタ、MOS・FET、IGBT
等。）を正反対にオン・オフ駆動する駆動手段」を利用
して自励式の共振型電力変換回路を構成すると、「前記
駆動手段を制御して動作停止後に再起動するときその直
列共振手段中のキャパシタンス手段の残留電圧によって
は再起動ができない等」の問題点が従来の共振型電力変
換回路の駆動制御手段に有る。

例えば、その再起動時の始めにターン・オンする可制
御スイッチング手段が形成する閉回路中で、その残留電
圧とその電源電圧が打ち消し合って、その再起動ができ
ない場合である。あるいは、両電圧が完全に打ち消し合
わないまでも、両方の電圧差が不充分で振動を開始する
ことができなかったり、振動の立ち上がりが遅くなった
り、する場合である。むしろ反対にその残留電圧がその
再起動を助ける様に作用してくれれば都合が良い。

従って、『その再起動時そのキャパシタンス手段の電
圧がその再起動を助ける様に作用することが望まれる』
という第１の問題点が従来の共振型電力変換回路の駆動
制御手段に有る。（第２発明が解決すべき第１の問題
点） また、その再起動時その残留電圧がいつも所定の電圧
（例えば、電圧ゼロとか、その電源電圧。）であること
が必要な場合が用途によって有るが、その従来の駆動制
御手段ではその残留電圧を所定の電圧に設定することが
できない。

従って、『その再起動時そのキャパシタンス手段の電
圧が所定値であることが望まれる』という第２の問題点
が従来の共振型電力変換回路の駆動制御手段に有る。
（第２発明が解決すべき第２の問題点） 例えば、その直列共振手段を点火コイル（昇圧変圧
器）の１次コイルとコンデンサの直列回路で構成する内
燃機関用点火回路などの場合、その起動と停止を繰り返
すとき、すなわち、その点火動作を繰り返すとき、前記
残留電圧を所定値に設定する必要がある。これは、前記
残留電圧によってその１次コイルの再起動最初の印加電
圧が決まり、この印加電圧によって、その２次側に接続
された点火用放電ギャップのギャップ間を絶縁破壊する
ために必要なその２次コイルの最初の最大出力電圧が決
まる、からである。つまり、この最大出力電圧が前記残
留電圧によって増減する、からである。

尚、この最大出力電圧がそのギャップ間の絶縁破壊電
圧を越えなければ、スパーク放電などは発生せず、点火
ミスとなる。それだけでなく、そのスパーク放電などが
その２次側を短絡しないと、その点火コイルの２つのリ
ーケージ・インダクタンスとそのコンデンサによる正常
な共振動作が行われなくなるから、この点火回路の起動
が困難になり、点火動作が全くできなくなってしまう場
合がある。

以上の事は前記駆動制御手段を利用して前記可制御ス
イッチング手段の総数を３つ以上にした場合についても
同様である。

そういう訳で、共振型電力変換回路の駆動手段を制御
する場合、第２発明が解決すべき問題点が以下２つ従来
の共振型電力変換回路の駆動制御手段に有る。

ａ）その再起動時そのキャパシタンス手段の電圧がその
再起動を助ける様に作用することが望まれる。（第１の
問題点） ｂ）その再起動時そのキャパシタンス手段の電圧が所定
値であることが望まれる。（第２の問題点） そこで、第２発明は、共振型電力変換回路の駆動手段
を制御する場合、これらの問題点を解決することができ
る共振型電力変換回路の駆動制御手段を提供することを
目的としている。

第３発明の背景技術 従来技術としてフル・ブリッジ接続した４つの可制御
スイッチング手段と直列共振回路を用いた電力変換回路
において、「その負荷の軽重にかかわらず、その電圧振
動幅を一定化することができる共振型電力変換回路」を
本発明者は特開平１−173917号の第20図（ａ）、（ｂ）
に開示している。その基本回路を第４図に示す。その作
用は次の通りである。

トランジスタ２、47、15のオン期間中にコンデンサ６
の電圧が直流電源１の電圧と同じになると、それまで逆
電圧のためにオフだったダイオード19がターン・オン
し、コンデンサ６の電圧が直流電源１の電圧にクランプ
される。

このため、ダイオード19とトランジスタ47、２がリア
クトル４と負荷７に対してフライホイール（フリーホイ
ーリング）・ダイオードの様な役割を果たし、リアクト
ル４の電流はこれらを流れる様になり、コンデンサ６の
電圧は電源電圧以上に増えない。トランジスタ３、48、
14のオン期間中も同様である。

その結果、コンデンサ６の電圧の絶対値はその電源電
圧の大きさ以下に制限されるので、その負荷の軽重にか
かわらずその電圧振動幅が一定化し、その共振回路の電
圧振動幅も一定化する。

尚、トランジスタ47、48は、ダイオード19とトランジ
スタ14あるいはトランジスタ15とダイオード20がコンデ
ンサ６を短絡するのを防止するために必要である。

しかしながら、その電圧振動幅一定化のために「第４
図中の各点線で３つずつ繋いだ各トランジスタ群」が連
携してターン・オンする様に、しかし、両トランジスタ
群が同時にターン・オンしない様に駆動しなければなら
ない。

このため、トランジスタ47、48の他に「これらの要件
を満足するトランジスタ駆動手段」が必要になるので、
その負荷の軽重にかかわらず共振用キャパシタンス手段
（コンデンサ６）の電圧振動幅を一定化しようとする
と、『部品点数が多く、しかも、回路構成が複雑にな
る』という第１の問題点が第４図の共振型電力変換回路
に有る。（第３発明が解決すべき第１の問題点） 尚、第４図の共振型電力変換回路の１駆動例として後
述する第15図の回路が有る。

また、その振動周期を短くすると、ダイオード19、20
のターン・オン遅れが無視できなくなり、サージ電流、
サージ電圧が発生してしまう。その発生の仕組みは次の
様に考えられる。その共振動作中にダイオード19又は20
が遅れてターン・オンすると、コンデンサ６の電圧の大
きさはすでにその電源電圧のそれより大きくなってしま
っている。

その結果、そのターン・オンによってダイオード19又
は20の両端電圧が急激に変化し、その電圧差をその順電
圧に戻すために振動電流が流れる。この振動電流は「コ
ンデンサ６、ダイオード19、トランジスタ47、直流電源
１、及び、トランジスタ15内蔵のダイオードを含む閉回
路」中のインダクタンスとキャパシタンスによる共振、
あるいは、「コンデンサ６、トランジスタ14内蔵のダイ
オード、直流電源１、トランジスタ48、及び、ダイオー
ド20を含む閉回路」中のインダクタンスとキャパシタン
スによる共振、によって発生する。しかも、直流電源１
に出力用電源コンデンサが内蔵されて、その出力インピ
ーダンスが小さいと、その振動電流は特に大きくなる。

このため、その本来の共振回路が正常な共振動作を行
うことができなくなったり、ダイオード19、20等での電
力損失が増大してしまったり、余計な電波ノイズが発生
してしまったり、する。

従って、『これらのサージの発生を低減することが望
まれる』という第２の問題点が第４図の共振型電力変換
回路に有る。（第３発明が解決すべき第２の問題点） そこで、第３発明は、ブリッジ接続した４つの可制御
スイッチング手段と、インダクタンス手段とキャパシタ
ンス手段の直列回路を用いた電力変換回路において、
『少ない部品点数で、しかも、簡単な回路構成でその負
荷の軽重にかかわらず共振用キャパシタンス手段の電圧
振動幅を一定化したり、サージの発生を低減したり』す
ることができる共振型電力変換回路を提供することを目
的としている。

第１発明の開示 先ず、第１発明は、 「２つのノーマリィ・オフで、ゲート絶縁型もしくは制
御電極絶縁型の可制御スイッチング手段」、「複数のイ
ンダクタンス手段を磁気結合した変圧手段」及び「直列
共振手段に負荷手段を接続した負荷共振手段」が有っ
て、 前記負荷共振手段に対してどちらの前記可制御スイッチ
ング手段も前記変圧手段の入力側インダクタンス手段を
介して直接あるいは等価的に直列接続され、 前記変圧手段が前記負荷共振手段の電流から各前記可制
御スイッチング手段の駆動信号を形成してそれぞれに正
帰還し、両前記可制御スイッチング手段が正反対にオン
・オフ駆動される様に前記変圧手段の出力側インダクタ
ンス手段が各前記可制御スイッチング手段に接続される
場合、 前記変圧手段のプラス、マイナスの入力電圧を同じ最大
絶対値に制限する定電圧手段を有する共振型電力変換回
路の駆動手段である。

尚、その変圧手段は例えば１つの変圧器でも良いし、
複数の変圧器を組み合わせたものでも良い。また、この
駆動手段を利用して駆動する可制御スイッチング手段の
総数を３つ以上にすることもできる。

このことによって、前記定電圧手段が「前記変圧手段
の入力側に印加される交流電圧の絶対値」を一定化する
ので、その励磁インダクタンスはその共振回路のインダ
クタンス成分から切り離される。（第１の効果） また、印加交流電圧の絶対値の一定化により前記変圧
手段の飽和動作はその共振電圧の増減に影響されない。
（第２の効果） さらに、その共振電流がどんなに大きくなっても、そ
のほとんどを前記定電圧手段がバイパスするし、その励
磁インダクタンスの印加交流電圧の絶対値が一定化され
るので、前記変圧手段は飽和し難くなり、その分だけ前
記変圧手段を小型化することができる。（第３の効果） 第２発明の開示 次に、第２発明は、 「２つのノーマリィ・オフの可制御スイッチング手
段」、「それらの主電流から各前記可制御スイッチング
手段の駆動信号を形成してそれぞれに正帰還する正帰還
手段」及び「直列共振手段に負荷手段を接続した負荷共
振手段」が有って、前記負荷共振手段に対してどちらの
前記可制御スイッチング手段も前記正帰還手段の入力部
を介して直接あるいは等価的に直列接続され、 両前記可制御スイッチング手段が前記正帰還手段を通じ
て前記負荷共振手段の電流によって正反対にオン・オフ
駆動される様に前記正帰還手段の出力部が各前記可制御
スイッチング手段に接続され、 両前記可制御スイッチング手段がオフの間に前記直列共
振手段の共振用キャパシタンス手段が放電しない回路構
成の場合、 「外部から与えられる駆動制御信号に基づいて両前記可
制御スイッチング手段の一方をトリガーするトリガー手
段」と、 「前記駆動制御信号に基づいて一方をオフ駆動するオフ
駆動手段」と、 「一方のオン・オフを検出してオン・オフ検出信号を出
力するオン・オフ検出手段」と、 「前記オン・オフ検出信号に従って動作し、一方がオン
であることを前記オン・オフ検出手段が検出する限り、
前記オフ駆動手段が一方をオフ駆動するのを阻止するオ
フ駆動阻止手段」、 を有する共振型電力変換回路の駆動制御手段である。

尚、この駆動制御手段を利用して駆動する可制御スイ
ッチング手段の総数を３つ以上にすることもできる。

このことによって、この駆動制御手段が前記回路構成
の共振型電力変換回路に組み込まれると、この駆動制御
手段の作用により必ずその共振型電力変換回路は一方の
ターン・オンによってその動作を開始し、両前記可制御
スイッチング手段の他方のターン・オフによってその動
作を停止する。すなわち、その起動と動作停止それぞれ
のタイミングがいつも同じになる。その結果、その再起
動のとき、前記キャパシタンス手段の電圧は一定化し、
しかも、その電圧方向は、一方のターン・オンによって
その共振回路が振動を始めるのを助ける方向である。

その結果、その再起動時、前記キャパシタンス手段の
電圧がその再起動を助ける様に作用する。（第１の効
果） また、その再起動時の前記キャパシタンス手段の電圧
を所定値に設定することができる。（第２の効果） 第３発明の開示 そして、第３発明は、 直流電圧を供給する直流電源手段のプラス電源端子から
マイナス電源端子へその電圧方向に第１の非可制御スイ
ッチング手段、その電圧と逆向きに第２、第３の非可制
御スイッチング手段およびその電圧方向に第４の非可制
御スイッチング手段をこの順に直列接続し、 前記プラス電源端子から前記マイナス電源端子へ第１、
第２の可制御スイッチング手段をこの順に直列接続し、 前記第２、第３の非可制御スイッチング手段の接続点と
前記第１、第２の可制御スイッチング手段の接続点の間
に共振用キャパシタンス手段を接続し、 前記第１、第２の非可制御スイッチング手段の接続点と
前記第２、第３の非可制御スイッチング手段の接続点の
間に第３の可制御スイッチング手段、共振用インダクタ
ンス手段および負荷手段を直列接続し、 前記第２、第３の非可制御スイッチング手段の接続点と
前記第３、第４の非可制御スイッチング手段の接続点の
間に前記負荷手段、共振用インダクタンス手段および第
４の可制御スイッチング手段を直列接続し、 「前記第１、第４の可制御スイッチング手段と前記第
２、第３の可制御スイッチング手段を交互にオン駆動す
る駆動手段」を有する共振型電力変換回路である。

このことによって、従来の普通のブリッジ接続型共振
型電力交換回路に４つの非可制御スイッチング手段
（例：ダイオードなど。）を追加接続しただけで、新た
な可制御スイッチング手段を１つも追加せずにその目的
を果たすことができる。従って、その駆動手段も複雑に
ならないから、『少ない部品点数で、しかも、簡単な回
路構成で、その負荷の軽重にかかわらず前記共振用キャ
パシタンス手段の電圧振動幅を一定化することができ
る。』（第１の効果） また、前記第１あるいは第４の非可制御スイッチング
手段が、前記第２あるいは第３の非可制御スイッチング
手段のターン・オン遅れによって生じようとするサージ
を抑える様に働くので、そのサージの発生を低減するこ
とができる。（第２の効果） その作用は次の通りである。第１〜第４の可制御スイ
ッチング手段の作用によって前記共振用キャパシタンス
手段の電圧の大きさがその電源電圧の大きさと同じにな
ると、「前記第２の非可制御スイッチング手段と前記第
３の可制御スイッチング手段の直列回路」と「前記第４
の可制御スイッチング手段と前記第３の非可制御スイッ
チング手段の直列回路」それぞれが前記共振用インダク
タンス手段に対してフライホイール（フリーホイーリン
グ）・ダイオードの様な役割を果たす。その結果、前記
共振用キャパシタンス手段の電圧振動幅が一定化する。

そして、「前記第２の非可制御スイッチング手段と前
記第１の可制御スイッチング手段の直列回路」が前記共
振用キャパシタンス手段を短絡するのを前記第１の非可
制御スイッチング手段が阻止し、「前記第２の可制御ス
イッチング手段と前記第３の非可制御スイッチング手段
の直列回路」が前記共振用キャパシタンス手段を短絡す
るのを前記第４の非可制御スイッチング手段が阻止す
る。

それから、「前記共振用キャパシタンス手段、前記第
２の非可制御スイッチング手段、前記直流電源手段およ
び前記第２の可制御スイッチング手段を含む閉回路」中
に前記第１の非可制御スイッチング手段が前記第２の非
可制御スイッチング手段と逆向きに含まれているから、
前記第１の非可制御スイッチング手段が「サージの原因
となるその閉回路中の共振動作」を妨げる。同様に、
「前記共振用キャパシタンス手段、前記第１の可制御ス
イッチング手段、前記直流電源手段および前記第３の非
可制御スイッチング手段を含む閉回路」中に前記第４の
非可制御スイッチング手段が前記第３の非可制御スイッ
チング手段と逆向きに含まれているから、前記第４の非
可制御スイッチング手段が「サージの原因となるその閉
回路中の共振動作」を妨げる。その結果、前記第２ある
いは第３の非可制御スイッチング手段のターン・オン遅
れによるサージの発生が抑制される。

尚、請求項４記載の共振型電力変換回路は、第１発明
の駆動手段、第２発明の駆動制御手段および第３発明の
共振型電力変換回路を組み合わせたものなので、請求項
４記載の共振型電力変換回路の発明は第１〜第３発明そ
れぞれと同一発明である。

各発明を実施するための最良の形態 第１〜第３発明をより詳細に説明するために以下添付
図面に従ってこれらを説明する。

第１図（ａ）に示す第１発明の実施例は請求項１記載
の共振型電力変換回路の駆動手段に対応する。第１図
（ａ）の実施例ではトランジスタ２、３が直流電源１の
両電源端子間にアーム対を形成し、リアクトル４とコン
デンサ６が直列共振回路を形成する。７は負荷にであ
る。負荷７インダクタンス成分あるいはキャパシタンス
成分が含まれていれば、これもその共振回路の構成要素
となる。

２つのダイオード８は、１次コイル5aの両端子間に逆
並列接続され、駆動用の変圧器５の入力電圧の絶対値を
一定化する前述の定電圧手段に相当する。

２次コイル5bの出力電圧はトランジスタ２のゲートに
正帰還され、トランジスタ２がオンであるべき時にプラ
スのゲート電圧がこれに与えられ、トランジスタ２がオ
フであるべき時にマイナスのゲート電圧がこれに与えら
れる。トランジスタ３と２次コイル5c側についても同様
である。

４つのツェナー・ダイオード９と２つの抵抗10は念の
ために接続したが、無くても構わない。負荷７の電流が
小さければ、２つのダイオード８は無くても良い。これ
は、逆向きに直列接続した２つのツェナー・ダイオード
９が前述の定電圧手段になる、からである。

スイッチ11と抵抗12はこの電力変換回路を起動する起
動手段である。抵抗12の一端をトランジスタ２のゲート
に接続してあるが、そのソースに接続しても構わない
し、トランジスタ３のゲートに接続しても構わない。ま
た、起動補助用に抵抗をトランジスタ３のドレイン・ソ
ース間に並列接続しても良い。

以下、この回路の動作について述べる。スイッチ11を
オンにすると、トランジスタ２のゲートにプラス電圧が
与えられ、トランジスタ３のゲートには変圧器５を通し
てマイナスのゲート電圧が与えられる。このため、トラ
ンジスタ２がターン・オンし始めて、負荷７や１次コイ
ル5a等に電流が流れ始めると、さらにトランジスタ２、
３の各ゲートに変圧器５の出力電圧が正帰還される。そ
の結果、トランジスタ２のオンとトランジスタ３のオフ
は完全となる。

その後、負荷７の振動電流が反転してトランジスタ２
内蔵のダイオードを流れ始めると、変圧器５の出力電圧
も反転するので、トランジスタ２、３のオンとオフが入
れ換わる。さらにその後、その振動電流が反転してトラ
ンジスタ３内蔵のダイオードを流れ始めると、その出力
電圧も反転するので、トランジスタ２、３のオンとオフ
が入れ換わる。以後、同様に同じ事が繰り返され、この
回路は発振し続ける。

尚、この回路の場合、電源を切ってその動作を停止す
る。また、この回路では１つの変圧器５から２つの出力
電圧を取り出しているが、２つの変圧器を使い、その両
１次コイルを直列接続して、両変圧器から２つの出力電
圧を取り出す様にしても良い。もちろん、この場合、そ
れぞれに定電圧手段が要る。そして、それぞれの偏磁に
注意する必要がある。さらに、トランジスタ２、３それ
ぞれのゲートとソースを２次コイル5b、5cそれぞれに直
接接続しているが、トランジスタ２又は３のターン・オ
フ遅れによる電源短絡を防止するために、後述する第５
図の実施例の様にそれぞれ抵抗を介して接続しても構わ
ないし、後述する第15図の実施例の様にその各抵抗にダ
イオードを１つずつ並列接続しても構わない。

第１図（ｂ）の実施例は、第１図（ａ）の回路を利用
した点火回路で、請求項２記載の共振型電力変換回路の
駆動制御手段（第２発明）の１実施例でもある。

点火コイル16の２つのリーケージ・インダクタンスが
主にリアクトル４｛第１図（ａ）｝の役割を果たす。17
は点火用放電ギャップ、18はシールド・ケースで、電波
ノイズ対策である。できれば、シールド・ケース18をア
ースし、１次コイル16aのリード線を貫通コンデンサを
介してこのケースから引き出すことが望ましい。

コンデンサ６、21はそれぞれ直流電源13の各電源端子
に接続されている。この様に、コンデンサは２つ有って
も構わない。ダイオード19、20は、コンデンサ６、21の
電圧をゼロから直流電源13の電圧の範囲に制限し、その
振動電圧のピーク値を一定にする。つまり、トランジス
タ14あるいは15がターン・オフしたとき、コンデンサ
６、21の電圧はほぼゼロか、その電源電圧の大きさであ
る。このため、トランジスタ14あるいは15がターン・オ
ンした直後、その電源電圧にほとんど等しい電圧が１次
コイル16aに印加されるので、その電源電圧が低下しな
い限りこの点火回路はいつも同じ最大出力電圧を発生す
ることができる。

その動作は次の通りである。トランジスタ14のオン期
間中にコンデンサ21の電圧がほぼゼロで、コンデンサ６
の電圧がほぼ前記電源電圧になると、それまで逆電圧の
ためにオフだったダイオード19がターン・オンし、コン
デンサ６は直流電源13にクランプされる。その結果、ダ
イオード19とトランジスタ14が１次コイル16aに対して
フライホイール・ダイオードの様な役割を果たすので、
コンデンサ６、21の両電圧はそのままで変わらない。同
様にトランジスタ15のオン期間中もこれとダイオード20
が１次コイル16aに対して同様な役割を果たす。ただ
し、そのために、変圧器５とこれから述べる駆動制御手
段等がトランジスタ14、15のオン期間を適正に無駄なく
確保する。

トランジスタ25、26の部分がこの点火回路の駆動制御
手段を構成する。入力端子t1には、この点火回路の起動
と停止を制御する点火信号すなわち起動・停止信号（こ
の場合の駆動制御信号に相当。）が入力される。トラン
ジスタ25、26及びダイオード23等が請求項２記載中のオ
フ駆動手段に、トランジスタ26と抵抗22等が同項記載中
のトリガー手段に、トランジスタ26、ダイオード29及び
抵抗30等が同項記載中のオン・オフ検出手段に、トラン
ジスタ26等が同項記載中のオフ駆動阻止手段に、それぞ
れ相当する。

以下、この点火回路の起動と停止動作を説明する。こ
の回路動作はトランジスタ15のターン・オンで始まり、
トランジスタ14のターン・オフで停止する様になってい
る。これは、この回路の起動と動作停止を容易にするた
めや、トランジスタ14あるいは15がターン・オンした直
後に直流電源13の電圧にほとんど等しい電圧が１次コイ
ル16aに印加される様にするため、である。さらには、
振動電流が１次コイル16aに流れている最中にトランジ
スタ14あるいは15がターン・オフしない様にするためで
ある。つまり、電流ゼロ・スイッチングがその目的であ
る。

最初、その点火信号がロー・レベルのとき、トランジ
スタ25はオンで、トランジスタ15のゲートの方へ流れよ
うとする抵抗22の電流をバイパスする。３つのダイオー
ド23がこのバイパスを完全にする。

その点火信号が立ち上がると、トランジスタ26がトラ
ンジスタ25をターン・オフさせるので、トランジスタ15
にプラスのゲート電圧が抵抗22を介して与えられ、トラ
ンジスタ14にマイナスのゲート電圧が変圧器５を介して
与えられる。その後の動作はほぼ第１図（ａ）の回路説
明で述べた通りで、この点火回路は発振し、連続的にス
パークを発生する。このスパークの発生は前記点火信号
がハイ・レベルである限り続く。

その後、その点火信号が立ち下がるとき、トランジス
タ15のゲート電圧がゼロか、マイナスならば、その点火
信号の立下りと同時にトランジスタ26はターン・オフす
る。そして、トランジスタ25がターン・オンし、トラン
ジスタ15のゲート電圧がプラスになるのをツェナー・ダ
イオード９と共に妨げる。このため、トランジスタ14が
ターン・オフした時点でこの回路は発振を停止する。

しかし、その点火信号が立ち下がるとき、トランジス
タ15のゲート電圧がプラスだと、その点火信号が立ち下
がっても抵抗30の電流がトランジスタ26をオンに保つ。
このため、トランジスタ25のターン・オンは、トランジ
スタ15のゲート電圧が立ち下がるまで、つまり、トラン
ジスタ15がターン・オフするまで待たされる。この後は
前述した通り、トランジスタ14がターン・オフした時点
でこの点火回路は動作を停止する。

尚、ダイオード19、20の作用により、１次コイル5a、
16aを流れる振動電流は、トランジスタ14あるいは15内
蔵のダイオードをほとんど流れない。このため、トラン
ジスタ14、15のオンとオフが切り換わる切っ掛けを、変
圧器５の励磁（又は相互）インダクタンスの励磁電流が
作ると考えられる。

その振動電流により一旦増したその励磁電流がその振
動電流の減少に付いて行けない一方、点火コイル16がそ
の励磁電流全部の通過を妨げるので、そのあぶれた電流
分が２次コイル5b、5c側に流れ、両ゲート電圧を反転さ
せると考えられる。あるいは、ダイオード19又は20のオ
ン電圧に充電されたコンデンサ６又は21の電圧によって
１次コイル16aの電流が反転するとも考えられる。

また、トランジスタ14、15、ダイオード19、20、コン
デンサ６、21等の漏れ電流によって、コンデンサ６の電
圧が動作停止中に低下するようなら、コンデンサ21に高
抵抗を並列接続すれば良い。

第３図に示す第３発明の実施例は、請求項３記載の共
振型電力変換回路に対応する。ダイオード40、19、20、
41が順に同項記載中の第１〜第４の非可制御スイッチン
グ手段に、トランジスタ38、39、36、37が順に同項記載
中の第１〜第４の可制御スイッチング手段にそれぞれ相
当する。ただし、トランジスタ36、39とトランジスタ3
8、37を交互にオン駆動する「同項記載中の駆動手段に
相当するもの」は図示されず、省略されている。

その作用は次の通りである。トランジスタ36、39のオ
ン期間中にコンデンサ６の電圧の大きさが直流電源１の
電圧の大きさと同じになると、それまで逆電圧のために
オフだったダイオード19がターン・オンする。その結
果、ダイオード19とトランジスタ36がリアクトル44に対
してフライホイール（フリーホイーリング）・ダイオー
ドの様な役割を果たすから、コンデンサ６の電圧はもう
電源電圧以上増えない。トランジスタ37、38とダイオー
ド20の場合も同様である。この様にして、コンデンサ６
の電圧振動幅は一定化され、コンデンサ６とリアクトル
44の共振回路の電圧振動幅も一定化される。

また、ダイオード40が、ダイオード19とトランジスタ
38がコンデンサ６を短絡するのを阻止する。そして、ダ
イオード41が、トランジスタ39とダイオード20がコンデ
ンサ６を短絡するのを阻止する。

第４図の回路と比べると、トランジスタ47、48は要ら
なくなり、代わりにダイオード40、41を用いた。従っ
て、トランジスタ２個分の駆動手段などを省略すること
ができる。同時に、これらと他のトランジスタ２、３、
14、15の同時導通に気を使わずに済むので、少ない部品
点数で、簡単な回路構成でコンデンサ６の電圧振動幅を
一定化することができる。こういう効果がこの実施例を
含め、第３発明に有る。（第１の効果） 尚、従来の第４図の回路を利用した第１発明の実施例
については第15図のところで述べるが、１例としてトラ
ンジスタ47、48の他に必要な部品の数、回路構成の複雑
さが具体的に分かる。一方、第３発明を利用した第１発
明の実施例については第10図のところで述べる。この回
路はＰ、Ｎチャネル型MOS・FETを使うから両回路をその
まま比較できないが、前述の第１の効果が分かる。

そして、トランジスタ36、39のオン期間中にダイオー
ド19のターン・オン遅れによってコンデンサ６の電圧の
大きさが直流電源１の電圧のそれより大きくなってしま
っても、「コンデンサ６、ダイオード19、40、直流電源
１、及び、ダイオード43を含む閉回路中の、サージ原因
となる共振動作」をダイオード40が阻止する。同様に、
トランジスタ37、38のオン期間中にダイオード20のター
ン・オン遅れによってコンデンサ６の電圧の大きさが直
流電源１の電圧のそれより大きくなってしまっても、
「コンデンサ６、ダイオード42、直流電源１、及び、ダ
イオード41、20を含む閉回路中の、サージ原因となる共
振動作」をダイオード41が阻止する。その結果、ダイオ
ード19あるいは20のターン・オン遅れによるサージの発
生は低減される。（第２の効果） 第５図の実施例は、第１発明の駆動手段を用いた共振
型電力変換回路で、第１図（ａ）の回路を利用した放電
灯点灯回路である。図中49は整流器、50はトリガー・ダ
イオード、51は放電灯である。

第６図の実施例は、第１発明の駆動手段を用いた共振
型電力変換回路で、磁気結合した２つのコイルを持つリ
アクトル52を使っている。その磁気結合の向きに関し
て、その２つの逆起電力の向きを同じにしても良いし、
反対にしても良い。

第７図の実施例は、第１発明の駆動手段を用いてお
り、トランジスタ２、３、14、15をフル・ブリッジ接続
した共振型電力変換回路である。変圧器53は２つ追加し
た可制御スイッチング手段も駆動しているので、変圧器
53は４つの２次コイルを持ち、トランジスタ２、３とト
ランジスタ14、15の各組に対して変圧器53、負荷７及び
共振手段などが第１発明の駆動手段を構成する。スイッ
チ11等がこの回路の起動と動作停止を制御する。スイッ
チ11がターン・オンするとこの回路は動作を停止し、ス
イッチ11がターン・オフするとこの回路は起動する。

第８図の実施例は、第１発明の駆動手段と第２発明の
駆動制御手段を利用している。その点火信号（この場合
の駆動制御信号に相当する。）は端子t4に入力される。
この起動・停止手段（駆動制御手段）は、トランジスタ
54、55、26等で構成されており、第１図（ｂ）の回路の
それと違うが、これらの基本的な作用は同じである。ト
ランジスタ26と抵抗56等が請求項２記載中のトリガー手
段に、トランジスタ55、26等が同項記載中のオフ駆動手
段に、トランジスタ54と変圧器５等が同項記載中のオン
・オフ検出手段に、トランジスタ54等が同項記載中のオ
フ駆動阻止手段に、それぞれ相当する。

ただし、この回路は、トランジスタ14のターン・オン
で動作を始め、トランジスタ15のターン・オフで動作を
停止する。そのために、トランジスタ54等が、トランジ
スタ14のオン・オフを変圧器５を介して検出し、トラン
ジスタ14のオン期間中トランジスタ55のターン・オンを
阻止する。このオン・オフ検出方法はトランジスタ14の
ゲート電圧を検出することによって行われている。

尚、２つのダイオード57を取り外して、トランジスタ
55のコレクタをトランジスタ14側の２つのツェナー・ダ
イオード９のカソードに第18図の回路の様に接続しても
良い。この場合、動作停止中にそのコレクタ電流が２次
コイル5bに流れない様に、点線で示す様に逆並列接続し
た２つのダイオードを接続した方が良い。

また、もし、動作停止中にダイオード19に漏れ電流が
有っても、その漏れ電流は１次コイル58a、5a、２次コ
イル5b、ダイオード57及びトランジスタ55を通ってアー
スへ流れるから、コンデンサ６がそれによって充電され
ることは無い。

さらに、抵抗56の一端を直流電源13のプラス電源端子
にではなく、直流電源１のそれに接続しても良い。その
場合、その抵抗値を小さくする必要があるだろう。そし
て、抵抗56から直流電源１の方へ電流が逆流するのを防
ぐために、その両方の間にダイオードを接続するのも良
い。

第９図の実施例はＰチャネル型とＮチャネル型のパワ
ーMOS・FETを使っており、両ゲート電圧は共通であるか
ら、１つの２次コイルだけしか持たない変圧器31が使え
る。スイッチ11は起動用スイッチで、スイッチ59は動作
停止用スイッチで、抵抗60は起動補助用である。スイッ
チ11は起動後オフにした方が良い。負荷７はこの回路の
様に変圧器を介してリアクトル４とコンデンサ６と等価
的に直列接続しても構わない。この場合この変圧器と負
荷７が前述した負荷手段に相当する。

第10図の実施例は、第１発明の駆動手段を用いた第３
発明の共振型電力変換回路である。２組のＰ、Ｎチャネ
ル型パワーMOS・FET等がフル・ブリッジ接続されてい
る。ダイオード61、62は有っても無くても良い。抵抗60
は起動のためにトランジスタ64に並列接続されている
が、トランジスタ63のソースとアース間に抵抗60を接続
しても良い。

第11図の実施例は、第10図の回路を利用したDC−DCコ
ンバータ回路である。整流器66とコンデンサ67のところ
がこの回路の電源出力部である。

本発明者は、１次コイル68aの電圧の最大絶対値を所
定値（例えば、ほぼその入力電源電圧の大きさ。）に抑
えるために、整流器65の出力を電源コンデンサ69に帰還
させている。この回路の起動と停止をスイッチ11のオ
ン、オフで行うことができる。そのために、ダイオード
71、コンデンサ72、抵抗73、74、及び、３次コイル70d
が起動・停止手段を構成する。尚、この回路の定数、使
用部品の１例は特願平２−14857号に開示されている。

第12図の実施例は、第１図（ｂ）の回路を応用したDC
−DCコンバータ回路で、シュミット・トリガー回路によ
って電圧制御が施されている。

整流器65と２次コイル68cは蛇足で必要無いが、その
シュミット・トリガー回路が無い場合必要である。２次
コイル68cの巻数は例えば１次コイル68aの２倍である。
つまり、本発明者は１次コイル68aの電圧の最大絶対値
をその入力電源電圧の半分に抑えているのである。

スイッチ11、ダイオード71、コンデンサ72、及び、抵
抗73、74が形成する起動・停止手段が、この回路の１番
最初の起動と１番最後の動作停止を制御する。そして、
その電圧制御中にこの回路の再起動と再動作停止の繰り
返しをそのシュミット・トリガー回路が制御し、その出
力電圧を一定に保つ。すなわち、その出力電圧が所定値
に達すると、そのトリガー回路がこの回路のインバータ
部の発振動作を停止し、それが別の所定値まで下がる
と、そのトリガー回路がそのインバータ部を起動して発
振させる。その２つの所定値の関係はそのシュミット・
トリガー回路のヒステリシス特性によって決まる。尚、
この回路の定数、使用部品の１例は特願平２−14857号
に開示されている。（参考：特開昭63−302217号の第20
図の回路） 第13図の実施例は第１発明の駆動手段を用いた共振型
電力変換回路である。この回路では、トランジスタ２、
３と変圧器75が構成するプッシュ・プル形変換回路が、
コンデンサ６、リアクトル４及び１次コイル5aの直列回
路の両端電圧を切り換える。本発明者はその直列回路な
どを２次コイル75cに並列接続しているが、それらを１
次コイル75a又は75bに並列接続することもできる。ある
いは、それらをトランジスタ２、３の両ドレイン間に接
続することもできる。尚、この実施例では、その直列回
路の両端電圧を切り換える方法して、プッシュ・プル形
変換回路を使った。別の方法として、ハーフ・ブリッジ
形変換回路あるいはフル・ブリッジ形変換回路を使う回
路も可能である。

第14図の実施例は、２つの直流電源１、76と２つのト
ランジスタ２、３を用いた共振型電力変換回路で、第１
発明の駆動手段を使用している。トランジスタ２と１次
コイル77aが１つのアームを形成し、１次コイル77bとト
ランジスタ３が１つのアームを形成する。

第15図の実施例は、第４図の回路において第１発明の
駆動手段を用いたものである。変圧器の出力側に接続さ
れた４組の「『逆向きに直列接続された２つのツェナー
・ダイオード』と『ゲートに接続されたダイオード』の
直列回路」が双方向の定電圧手段を構成し、変圧器のプ
ラス、マイナスの入力電圧の最大絶対値はその出力側か
ら制限する。トランジスタ２、３、14、15、47及び48の
各ゲートに、並列接続した抵抗とダイオードが１組ずつ
接続されている。これらは、短絡防止のために各ターン
・オフ・タイムをそのままにして、各ターン・オン・タ
イムを長くするためにある。

第16図の実施例は、第３図に示す第３発明の共振型電
力変換回路の１実施例を利用した点火回路である。

第17図の実施例は第７図の回路の変形である。変圧器
78の入力側は２つの１次コイル78a、78bで構成されてい
る。トランジスタ２と１次コイル78a等が１つのアーム
を形成し、トランジスタ14と１次コイル78b等が１つの
アームを形成している。あるいは、１次コイル78b等を
第14図の回路の様にトランジスタ３あるいは15のドレイ
ン側に接続しても良い。また、ダイオード８を１つずつ
各１次コイルに図の様に接続しても良いし、逆並列接続
した２つのダイオード８を１次コイル78a又は78bに点線
の様に並列接続しても良い。

第18図の実施例は、第１発明の駆動手段（と第２発明
の駆動制御手段）を用いており、第８図の回路の変形で
ある。この回路は必ず、トランジスタ２のターン・オン
で起動し、トランジスタ３のターン・オフで動作を停止
する。

その起動・停止信号（駆動制御信号）が動作停止を指
示して、トランジスタ２がターン・オフした後、変圧器
５、トランジスタ３及びその内蔵ダイオードの作用によ
りコンデンサ６は減衰振動してほとんど電圧ゼロに収束
する。コンデンサ21は反対にほぼ直流電源13の電圧に収
束する。その結果、再起動でトランジスタ２がターン・
オンするとき、コンデンサ６、21の電圧はその再起動を
助ける様な電圧となる。

それから、第18図中に点線で示した２つのダイオード
が接続される場合、前述の様なコンデンサ６の減衰振動
は生じず、トランジスタ３がターン・オフしたとき、そ
の共振電流は流れなくなる。このため、その再起動のと
きコンデンサ６、21の接続点の電位はマイナスとなり、
より再起動し易くなる。この場合、第２発明の駆動制御
手段を用いていることになる。

尚、その動作中トランジスタ２、３のオンとオフの切
り換えが、その各主電流がゼロのときに行われるなら、
その再起動、動作停止も電流ゼロで行うことができる。
こういう効果がこの実施例を含め第２発明に有る。

第19図の回路は、第２発明の駆動制御手段の構成要素
の１例で、「トランジスタ２に正帰還手段、トリガー手
段およびオフ駆動手段を組み合わせたスイッチング回
路」である。例えば後述する第29図に示す第１、第２発
明の実施例ではトランジスタ15の駆動に利用されてい
る。

変圧器31はトランジスタ２の主電流からそのゲート駆
動信号を形成してトランジスタ２に正帰還する正帰還手
段の役割を果たす。そして、トランジスタ34、ダイオー
ド33、抵抗35及びスイッチ11が切換えスイッチング手段
を構成する。

トランジスタ２の主電流が１次コイル31aを流れる様
になっており、スイッチ11がオフなら、２次コイル31b
の出力電圧がトランジスタ34、抵抗35又はダイオード32
を介してそのゲート・ソース間に与えられる。

しかし、スイッチ11がオンなら、直流電源１がダイオ
ード33とスイッチ11を介してトランジスタ２にゲート逆
バイアス電圧を供給する。スイッチ11がオンの間トラン
ジスタ34がオフであり、抵抗35の電流が２次コイル31b
を励磁する。その後、スイッチ11をターン・オフさせる
と、２次コイル31bの励磁電流がこのスイッチング回路
のトリガー電流となる。従って、このスイッチング回路
は別にトリガー手段を必要としないという効果がこの回
路に有る。

第20図の回路も第２発明の駆動制御手段の構成要素の
１例である。トランジスタ34、80、81、ダイオード32及
び抵抗35が切換えスイッチング手段を構成する。

第21図の実施例は、第２発明の駆動制御手段の構成要
素の１例で、第19図のスイッチング回路を利用したアー
ム対である。例えば後述する第22図に示す第１、第２発
明の実施例では図左側のアーム対に応用されている。そ
の他にも第30図、第32図、第34図の各実施例にも応用さ
れている。

「逆並列接続した２つのダイオード79の３組」は「ベ
ース逆バイアス電圧を稼ぐため」と「２次コイル5b、5c
の両出力電圧のバランスをとるため」に有る。

第22図の実施例は、第１発明の駆動手段、第２発明の
駆動制御手段を利用した共振型電力変換回路である。

第23図、第24図の各実施例は、第２発明の駆動制御手
段の構成要素の１例で、「トランジスタ等のアーム対に
前述した正帰還手段とオフ駆動手段を組み合わせたスイ
ッチング回路」である。その正帰還手段に発光・受光ダ
イオード対を用いている。

第25図の実施例も第２発明の駆動制御手段の構成要素
の１例である。

第26図の実施例は、第２発明の駆動制御手段の１実施
例と第８図の回路を利用して、バイポーラ・トランジス
タで組んだ共振型電力変換回路である。

第27図の実施例は第１発明の駆動手段を用いた共振型
電力変換回路である。

第28図の実施例は第２発明の駆動制御手段を用いた共
振型電力変換回路である。但し、抵抗83の値は非常に大
きく、抵抗83の電流だけでは発光ダイオード84は発光し
ない。コンデンサ82の充電電流だけが発光ダイオード84
を発光させる。抵抗85の電流がトランジスタ２、３のオ
ンとオフの切り換わりを助ける。

第29図に示す第１、第２発明の実施例は、第31図のDC
−DCコンバータ回路と接続して使われる。両図中で接続
端子ct1〜ct3は同じ符号同士が接続される。

この実施例は、第１発明の駆動手段、第２発明の駆動
制御手段および第19図のスイッチング回路を用いた点火
回路（点火用の電力変換回路）である。

具体的には、この点火回路は、第１図（ｂ）の回路に
おいて、その動作停止中にトランジスタ15の漏れ電流を
小さくするために、そのゲートに逆バイアス電圧を印加
するように改善した点火回路である。この改善はこの回
路を高温環境中で動作させる場合に特に効果がある。あ
るいは、耐ノイズの面で効果がある。

点火信号（この場合の起動・停止信号もしくは駆動制
御信号に相当。）は端子t5に入力される。コンデンサ６
は有っても無くても良い。

トランジスタ34、25、ダイオード32、33及び抵抗35等
が３端子スイッチを構成する。この３端子スイッチが、
その動作停止中に直流電源１がトランジスタ15にゲート
逆バイアス電圧を供給する閉回路を形成し、その動作中
に変圧器５がトランジスタ15にその出力電圧を入力する
閉回路を形成する。これらの部分は第19図のスイッチン
グ回路と同じである。ただし、図で下側の２つのツェナ
ー・ダイオード９、ダイオード33、57及びトランジスタ
25を通る電流経路において、これらが直流電源１を短絡
しないように、これらのオン電圧とツェナー電圧の総和
は必ずその電源電圧より大きくなければならない。

この回路の起動は以下の様にして行われる。トランジ
スタ25のオン期間中に直流電源１、２次コイル5c、抵抗
35、ダイオード57及びトランジスタ25を流れる電流が２
次コイル5cを励磁する。その後、トランジスタ25がター
ン・オフして、この励磁電流が前述の３端子スイッチを
通ってトランジスタ15をトリガーすると、トランジスタ
15と変圧器５の正帰還作用によってトランジスタ15は完
全にターン・オンする。

それから、トランジスタ86等が、トランジスタ15のゲ
ート電圧を検出することによりトランジスタ15のオン・
オフを検出し、トランジスタ15のオン期間中にトランジ
スタ26等と共にトランジスタ25のターン・オンを妨げ
る。

第31図のDC−DCコンバータ回路では、トランジスタ93
〜96及び変圧器107等がインバータ回路を構成し、トラ
ンジスタ98〜99等が構成するシュミット・トリガー回路
がその直流出力電圧を安定化する。

このインバータ回路の動作の概要は次の通りである。
トランジスタ93のオン期間中に変圧器107が飽和する
と、Ｂ−Ｈカーブから分かるようにその透磁率と共にそ
の励磁インダクタンスLeが急減する。

一方、その急減度合に比べればその磁気エネルギーＥ
（＝Le×ｉ×i/2）の方は急激に消費されず、一定と見
なせるので、エネルギー保存法則からそのエネルギーを
一定に保つために、変圧器107それ自体が１次コイル107
aの電流ｉを急増させようとする。しかし、トランジス
タ93の主電流を検出する抵抗111とトランジスタ95等
が、その主電流がある所定値に達するとトランジスタ93
をターン・オフさせようと働くので、１次コイル107aの
電流はその所定値以上にトランジスタ93を流れることは
できない。

そこで、変圧器107は、そのあぶれた分に相当する電
流をもう１つの１次コイル107b等に流そうと作用する。
その結果、１次コイル107bの電圧が反転し、トランジス
タ94内蔵のダイオードがターン・オンして帰還ダイオー
ドの役割を果たす。その間、トランジスタ94のドレイン
電圧が低下し、トランジスタ93がターン・オフし、トラ
ンジスタ94にゲート順バイアス電圧が与えられる。同様
に、トランジスタ94のオン期間中にもトランジスタ94、
96等が同様な動作をする。この様にして、トランジスタ
93、94が交互にターン・オンして、インバータ動作が行
われる。

それから、その交流出力電圧を整流器100が整流した
直流出力電圧を、トランジスタ98、99を中心とするシュ
ミット・トリガー回路が検出して、その電圧がほぼ一定
になるようにそのインバータ回路を起動したり、その動
作を停止したりする。しかし、このシュミット・トリガ
ー回路は直接その直流出力電圧を検出することができな
いため、その入力電圧とその出力電圧のマッチングをと
るのが、ダイオード105、106、抵抗121〜123及びコンデ
ンサ127の回路部である。

その仕組みは以下の通りである。ダイオード105のア
ノード電位、つまり、接続端子ct2の電位を基準にする
と、ダイオード106のカソード電位はダイオード105、10
6、抵抗123及びコンデンサ127によって一定電位に固定
される。ダイオード106のカソード電位とトランジスタ9
9のベース電位と接続端子ct1の電位の関係は、ちょうど
「てこの原理」における支点、作用点、力点の関係に似
ており、抵抗122、121の抵抗比でほぼ決まる。この様に
してマッチングが行われる。

第30図に示す第１、第２発明の実施例も、第８図の回
路において動作停止中にトランジスタ14の漏れ電流を小
さくするために改良された点火回路で、第31図のDC−DC
コンバータ回路と組み合わせて使われる。両図中で、接
続端子ct1〜ct3は同じ符号同士が接続される。点火信号
（この場合の起動・停止信号もしくは駆動制御信号に相
当。）は端子t6に入力される。

トランジスタ91等が定電圧回路を構成するが、本発明
者がこの定電圧回路をこの実施例に導入した理由は次の
通りである。トランジスタ15内蔵のダイオード、トラン
ジスタ14側の２つのツェナー・ダイオード９、ダイオー
ド33、57及びトランジスタ55を通る電流経路において、
これらが直流電源１を短絡しない様にするには、これら
の直列回路に印加される電圧をこれらのオン電圧あるい
はツェナー電圧の総和より小さくすれば良い。そこで、
本発明者は、その総和電圧より小さい電圧を出力する定
電圧回路をこの実施例に導入した。

ところで、第29図の回路と同様にトランジスタ34、5
5、ダイオード32、33、57及び抵抗35等が切換えスイッ
チング手段を形成している。この切換えスイッチング手
段が、その動作停止中に直流電源１が前記定電圧回路を
介してトランジスタ14にゲート逆バイアス電圧を供給す
る閉回路を形成し、その動作中に変圧器５がトランジス
タ14にその出力電圧を入力する閉回路を形成する。これ
らの部分は第21図のスイッチング回路を利用している。

この回路の起動は次の様にして行われる。トランジス
タ55のオン期間中に直流電源１、トランジスタ15内蔵の
ダイオード、２次コイル5b、抵抗35、ダイオード57、ト
ランジスタ55及び前記定電圧回路を流れる電流が２次コ
イル5bを励磁する。その後、トランジスタ55がターン・
オフして、その励磁電流が前述の３端子スイッチを介し
てトランジスタ14をトリガーすると、トランジスタ14と
変圧器５の正帰還作用によってトランジスタ14は完全に
ターン・オンする。

ところで、本発明者は、トランジスタ14のオン・オフ
検出に、トランジスタ26等がトランジスタ14のゲート電
位を検出する方法を用いている。トランジスタ14がオン
ならば、そのゲート電位は接続端子ct1の電位より高い
か、同じ位である。しかし、トランジスタ14、15のオン
・オフ動作中トランジスタ14がオフならば、僅かな時間
差はあってもトランジスタ15はオンである。

だから、トランジスタ14のソース電位は直流電源１の
プラス電源端子の電位とほとんど同じである。しかも、
トランジスタ14は逆バイアスされているから、いくらコ
ンデンサ６の電圧が大きくても、トランジスタ14のゲー
ト電位はアース電位に近くなる。従って、抵抗88、27の
値が適当であれば、トランジスタ14のオン・オフ検出が
可能になる。

尚、抵抗88の一端をトランジスタ14のゲートにではな
くそのソースに接続する方法も可能である。また、抵抗
87の作用は重要である。

第32図に示す第１、第２発明の実施例は、複数の点火
コイル58から少なくとも１つを選ぶ電子配電機能を持つ
点火回路で、第31図のDC−DCコンバータ回路と組み合わ
せて使われる。両図中で、接続端子ct1〜ct3は同じ符号
同士が接続される。点火信号（この場合の起動・停止信
号もしくは駆動制御信号に相当。）は端子t7に入力され
る。

点火コイル58、トランジスタ130〜132及びスイッチ13
3等の組合せは必要な組数だけ接続される。全点火コイ
ル58は便宜上１つのシールド・ケース134の中に画かれ
ている。１対のトランジスタ130、131は交流スイッチを
形成する。３端子スイッチを形成するトランジスタ132
及びスイッチ133等がその交流スイッチを制御する。ス
イッチ133がオンである組の点火コイル58が選ばれるこ
とになる。尚、前述の交流スイッチにトライアックを使
うことも可能である。

ところで、この回路にもコンデンサ６の電圧をほぼゼ
ロと前述のDC−DCコンバータ回路の出力電圧の間に制限
する仕組みが有る。これについて述べる。

トランジスタ14、129のオン期間中にコンデンサ６の
電圧がその出力電圧とほぼ同じになると、それまで逆電
圧のためにオフだったダイオード19がターン・オンする
ので、１次コイル58aの電流はトランジスタ129とダイオ
ード19を流れる様になり、コンデンサ６の電圧はそのま
まになる。つまり、ダイオード19とトランジスタ129が
１次コイル58aに対してフライホイール（フリーホイー
リング）・ダイオードの様な役割を果たすのである。

一方、トランジスタ15のオン期間中にコンデンサ６の
電圧がほぼゼロになると、それまで逆電圧のためにオフ
だったダイオード20がターン・オンするので、１次コイ
ル58aの電流はダイオード20とトランジスタ15を流れる
様になり、コンデンサ６の電圧はほぼゼロのままとな
る。

それから、この回路の起動・停止手段（前述した駆動
制御手段に相当。）の仕組みは第30図の回路のそれとほ
ぼ同じであるが、トランジスタ86等が変圧器128を介し
てトランジスタ14のオン・オフを検出する。

第33図に示す第１、第２発明の実施例は、コンデンサ
６の電圧をほぼゼロと直流電源13の電圧の間に制限した
電力変換回路である。トランジスタ14、129のオン期間
中、トランジスタ136内蔵のダイオードとトランジスタ1
29がリアクトル４に対してフライホイール・ダイオード
の様な役割を果たす。一方、トランジスタ15、136のオ
ン期間中、トランジスタ129内蔵のダイオードとトラン
ジスタ136がリアクトル４に対して同様な役割を果た
す。

また、トランジスタ34、135、55等が切換えスイッチ
ング手段を構成するが、この回路の起動・停止手段（前
述した駆動制御手段に相当。）の仕組みは第32図の回路
のそれと基本的に同じである。

第34図に示す第１、第２発明の実施例も、コンデンサ
６の電圧をほぼゼロと直流電源13の電圧の間に制限した
電力変換回路で、その主回路は基本的に第32図のそれと
同じである。但し、Ｎチャネル形のトランジスタ15とＰ
チャネル形のトランジスタ130が２次コイル5cを共有す
るので、コイル数が少ない変圧器５を使用できる。

第35図の実施例は、第２発明の駆動制御手段の１実施
例と第１図（ｂ）の回路を利用して、バイポーラ・トラ
ンジスタで組んだ電力変換回路である。

最後に、ゲート絶縁型もしくは制御電極絶縁型の可制
御スイッチング手段として、MOS・FETを用いた実施例を
示して来たが、もちろん、これに限定される訳ではな
い。その代わりにIGBT（Insulated Gate Bipolar Tr
ansistor）、あるいは、BIMOS複合素子などを用いても
構わない。

【図面の簡単な説明】

第１図（ａ）は第１発明の共振型電力変換回路の駆動手
段の１実施例を示す回路図である。 第１図（ｂ）は第１発明の駆動手段の１実施例と第２発
明の駆動制御手段の１実施例を用いた共振型電力変換回
路を示す回路図である。 第２図は従来の共振型電力変換回路を示す回路図であ
る。 第３図は第３発明の共振型電力変換回路の１実施例を示
す回路図である。 第４図は従来の共振型電力変換回路を示す回路図であ
る。 第５図は第１発明の駆動手段の１実施例を用いた放電灯
点灯回路を示す回路図である。 第６図、第７図はそれぞれ第１発明の駆動手段の１実施
例を用いた共振型電力変換回路を１つずつ示す回路図で
ある。 第８図は第１発明の駆動手段の１実施例と第２発明の駆
動制御手段の１実施例を用いた点火回路を示す回路図、 第９図は第１発明の駆動手段の１実施例を用いた共振型
電力変換回路を示す回路図である。 第10図、第11図はそれぞれ第１発明の駆動手段の１実施
例と第３発明の共振型電力変換回路の１実施例を用いた
共振型電力変換回路を１つずつ示す回路図である。 第12図は第１発明の駆動手段の１実施例と第２発明の駆
動制御手段の１実施例を用いた共振型電力変換回路を示
す回路図である。 第13図〜第15図はそれぞれ第１発明の駆動手段の１実施
例を用いた共振型電力変換回路を１つずつ示す回路図で
ある。 第16図は第３発明の共振型電力変換回路の１実施例を用
いた点火回路を示す回路図である。 第17図は第１発明の駆動手段の１実施例を用いた共振型
電力変換回路を示す回路図である。 第18図は第１発明の駆動手段の１実施例と第２発明の駆
動制御手段の１実施例を用いた共振型電力変換回路を示
す回路図である。 第19図〜第21図はそれぞれ第２発明の駆動制御手段の構
成要素の例を１つずつ示す回路図である。 第22図は第１発明の駆動手段の１実施例と第２発明の駆
動制御手段の１実施例を用いた共振型電力変換回路を示
す回路図である。 第23図〜第25図はそれぞれ第２発明の駆動制御手段の構
成要素の例を１つずつ示す回路図である。 第26図は第２発明の駆動制御手段の１実施例を用いた共
振型電力変換回路を示す回路図である。 第27図は第１発明の駆動手段の１実施例を用いた共振型
電力変換回路を示す回路図である。 第28図は第２発明の駆動制御手段の１実施例を用いた共
振型電力変換回路を示す回路図である。 第29図、第30図、第32図はそれぞれ第１発明の駆動手段
の１実施例と第２発明の駆動制御手段の１実施例を用い
た点火回路の１部を１つずつ示す回路図である。 第31図は、第29図、第30図、第32図の各実施例と組み合
わせるDC−DCコンバータ回路を示す回路図である。 第33図、第34図はそれぞれ第１発明の駆動手段の１実施
例と第２発明の駆動制御手段の１実施例を用いた共振型
電力変換回路を１つずつ示す回路図である。 第35図は第２発明の駆動制御手段の１実施例を用いた共
振型電力変換回路を示す回路図である。 （符号の説明） ４……リアクトル、５……変圧器、5a……１次コイル、
5b、5c……２次コイル、７……負荷、16……点火コイ
ル、16a……１次コイル、17……点火用放電ギャップ、1
8……シールド・ケース、31a……１次コイル、31b……
２次コイル、49……整流器、50……トリガー・ダイオー
ド、51……放電灯、58……点火コイル、58a……１次コ
イル、65、66、100……整流器、134……シールド・ケー
ス、t1〜t7……端子、ct1〜ct3……接続端子。

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】「２つのノーマリィ・オフで、ゲート絶縁
   型もしくは制御電極絶縁型の可制御スイッチング手
   段」、「複数のインダクタンス手段を磁気結合した変圧
   手段」及び「直列共振手段に負荷手段を接続した負荷共
   振手段」が有って、 前記負荷共振手段に対してどちらの前記可制御スイッチ
   ング手段も前記変圧手段の入力側インダクタンス手段を
   介して直接あるいは等価的に直列接続され、 前記変圧手段が前記負荷共振手段の電流から各前記可制
   御スイッチング手段の駆動信号を形成してそれぞれに正
   帰還し、両前記可制御スイッチング手段が正反対にオン
   ・オフ駆動される様に前記変圧手段の出力側インダクタ
   ンス手段が各前記可制御スイッチング手段に接続される
   場合、 前記変圧手段のプラス、マイナスの入力電圧を同じ最大
   絶対値に制限する定電圧手段を有することを特徴とする
   共振型電力変換回路の駆動手段。
2. 【請求項２】「２つのノーマリィ・オフの可制御スイッ
   チング手段」、「それらの主電流から各前記可制御スイ
   ッチング手段の駆動信号を形成してそれぞれに正帰還す
   る正帰還手段」及び「直列共振手段に負荷手段を接続し
   た負荷共振手段」が有って、 前記負荷共振手段に対してどちらの前記可制御スイッチ
   ング手段も前記正帰還手段の入力部を介して直接あるい
   は等価的に直列接続され、 両前記可制御スイッチング手段が前記正帰還手段を通じ
   て前記負荷共振手段の電流によって正反対にオン・オフ
   駆動される様に前記正帰還手段の出力部が各前記可制御
   スイッチング手段に接続され、 両前記可制御スイッチング手段がオフの間に前記直列共
   振手段の共振用キャパシタンス手段が放電しない回路構
   成の場合、 「外部から与えられる駆動制御信号に基づいて両前記可
   制御スイッチング手段の一方をトリガーするトリガー手
   段」と、 「前記駆動制御信号に基づいて一方をオフ駆動するオフ
   駆動手段」と、 「一方のオン・オフを検出してオン・オフ検出信号を出
   力するオン・オフ検出手段」と、 「前記オン・オフ検出信号に従って動作し、一方がオン
   であることを前記オン・オフ検出手段が検出する限り、
   前記オフ駆動手段が一方をオフ駆動するのを阻止するオ
   フ駆動阻止手段」、 を有することを特徴とする共振型電力変換回路の駆動制
   御手段。
3. 【請求項３】直流電圧を供給する直流電源手段のプラス
   電源端子からマイナス電源端子へその電圧方向に第１の
   非可制御スイッチング手段、その電圧と逆向きに第２、
   第３の非可制御スイッチング手段およびその電圧方向に
   第４の非可制御スイッチング手段をこの順に直列接続
   し、 前記プラス電源端子から前記マイナス電源端子へ第１、
   第２の可制御スイッチング手段をこの順に直列接続し、 前記第２、第３の非可制御スイッチング手段の接続点と
   前記第１、第２の可制御スイッチング手段の接続点の間
   に共振用キャパシタンス手段を接続し、 前記第１、第２の非可制御スイッチング手段の接続点と
   前記第２、第３の非可制御スイッチング手段の接続点の
   間に第３の可制御スイッチング手段、共振用インダクタ
   ンス手段および負荷手段を直列接続し、 前記第２、第３の非可制御スイッチング手段の接続点と
   前記第３、第４の非可制御スイッチング手段の接続点の
   間に前記負荷手段、共振用インダクタンス手段および第
   ４の可制御スイッチング手段を直列接続し、 「前記第１、第４の可制御スイッチング手段と前記第
   ２、第３の可制御スイッチング手段を交互にオン駆動す
   る駆動手段」を有することを特徴とする共振型電力変換
   回路。
4. 【請求項４】「直流電圧を供給する直流電源手段」、
   「ノーマリィ・オフで、ゲート絶縁型もしくは制御電極
   絶縁型の第１〜第４の可制御スイッチング手段」及び
   「複数のインダクタンス手段を磁気結合した変圧手段」
   が有って、 前記直流電源手段のプラス電源端子からマイナス電源端
   子へその電圧方向に第１の非可制御スイッチング手段、
   その電圧と逆向きに第２、第３の非可制御スイッチング
   手段およびその電圧方向に第４の非可制御スイッチング
   手段をこの順に直列接続し、 前記プラス電源端子から前記マイナス電源端子へ前記第
   １、第２の可制御スイッチング手段をこの順に直列接続
   し、 前記第２、第３の非可制御スイッチング手段の接続点と
   前記第１、第２の可制御スイッチング手段の接続点の間
   に共振用キャパシタンス手段を接続し、 前記第１、第２の非可制御スイッチング手段の接続点と
   前記第２、第３の非可制御スイッチング手段の接続点の
   間に前記第３の可制御スイッチング手段、共振用インダ
   クタンス手段、負荷手段および前記変圧手段の入力側イ
   ンダクタンス手段を直列接続し、 前記第２、第３の非可制御スイッチング手段の接続点と
   前記第３、第４の非可制御スイッチング手段の接続点の
   間に前記変圧手段の入力側インダクタンス手段、前記負
   荷手段、共振用インダクタンス手段および前記第４の可
   制御スイッチング手段を直列接続し、 前記変圧手段が前記負荷手段の電流から各前記可制御ス
   イッチング手段の駆動信号を形成してそれぞれに正帰還
   し、前記第１、第４の可制御スイッチング手段と前記第
   ２、第３の可制御スイッチング手段が正反対にオン・オ
   フ駆動される様に前記変圧手段の出力側インダクタンス
   手段を各前記可制御スイッチング手段に接続し、 「前記変圧手段のプラス、マイナスの入力電圧を同じ最
   大絶対値に制限する定電圧手段」を有し、 「外部から与えられる起動・停止信号に基づいてトリガ
   ー動作し、起動時に前記第２、第３の可制御スイッチン
   グ手段をトリガーするトリガー手段」を有し、 「前記起動・停止信号に基づいて前記第２、第３の可制
   御スイッチング手段をオフ駆動するオフ駆動手段」を有
   し、 「前記第２、第３の可制御スイッチング手段の両方がオ
   フであるかどうか検出してオン・オフ検出信号を出力す
   るオン・オフ検出手段」を有し、 「前記オン・オフ検出信号に従って動作し、それらのう
   ち一方でもオンであることを前記オン・オフ検出手段が
   検出する限り、前記オフ駆動手段が前記第２、第３の可
   制御スイッチング手段をオフ駆動するのを阻止するオフ
   駆動阻止手段」を有することを特徴とする共振型電力変
   換回路。