JP2016537908A

JP2016537908A - 高効率電圧モードｄ級トポロジ

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Publication number: JP2016537908A
Application number: JP2016540310A
Authority: JP
Inventors: ローイ，マイケルエーデ; ティーストリーダム，ジョアン; アールネアー，バスカラン
Original assignee: エフィシエントパワーコンヴァーションコーポレーション
Priority date: 2013-09-10
Filing date: 2014-09-02
Publication date: 2016-12-01
Anticipated expiration: 2034-09-02
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Abstract

高効率電圧モードＤ級増幅器及びエネルギ伝達システムが提供される。増幅器及びシステムは、電圧源と接地接続との間に直列に接続されるトランジスタの対を有する。更に、ランプ電流タンク回路は、トランジスタの対の１つのトランジスタと並列に結合され、共振調整負荷回路は、ランプ電流タンク回路へ結合される。ランプ電流タンク回路は、トランジスタの対の出力キャパシタンスＣＯＳＳを吸収するインダクタと、直流阻止を提供するキャパシタとを有することができる。

Description

本発明は、概して、電圧モードＤ級トポロジに関係があり、特に、高効率電圧モードＤ級増幅器及び無線エネルギ伝達システムに関係がある。

近年、高共振電磁誘導を用いる無線電力伝送システム（「エネルギ伝達システム」とも呼ばれる。）において多くの進展がある。一般に、そのようなシステムは、電源及び送信コイルと、給電されるべきデバイス（すなわち、負荷）へ接続される受信コイルとを有する。無線電力伝送システムのためのアーキテクチャは、電源からデバイスへエネルギを運ぶために使用される高周波の交流磁場を生成するためのコイルの使用が中心となっている。電源は、印加される電圧及び電流が変化するにつれて変化するコイル周囲の磁場を作り出す送信コイルへ電圧及び電流の形でエネルギを供給する。電磁波は、コイルから自由空間を通って負荷へ結合された受信コイルへ移動する。電磁波が通り過ぎ、受信コイルを通過すると、受信コイルでは、アンテナが捕捉するエネルギに比例する電流が誘導される。

電源及び負荷が無線電力送信の間に結合される場合に、結果として生じる構造は、低い結合係数を持った変圧器を有効に形成する。この現れる変圧器は、磁化インダクタンスよりも有意に大きくなり得る漏れインダクタンスを有する。そのような条件下での変圧器モデルの解析は、一次側の漏れインダクタンスがほぼそれだけでエネルギ伝達の効率を決定づけることを明らかにする。漏れインダクタンスを解消するよう、いくつかのシステムは、漏れインダクタンスにかかる電圧、ひいては、磁化インダクタンスを増大させて、電力供給を増やすために、共振を使用する。

１つの従来の無線エネルギ伝達トポロジは、無線エネルギ伝送システムにおいて旧来の電圧モードＤ級（“ＶＭＣＤ”；Voltage Mode Class D）増幅器を使用する。図１は、ＶＭＣＤ増幅器のための回路図を表す。図示されるように、ＶＭＣＤ増幅器１００は、電力増幅器１１０及び負荷１２０を有する。電力増幅器１１０は、電圧源Ｖ_ＤＤと接地との間に直列に結合されている２つのトランジスタ１１１及び１１２を有する。２つのトランジスタ１１１及び１１２は、ハーフブリッジトポロジを形成するよう、１８０度位相がずれて駆動される。通常、トランジスタ１１１及び１１２は、例えば、エンハンスモードのｎチャネルＭＯＳＦＥＴであることができる。更には、電力増幅器１１０は、共振調整回路を形成するよう負荷１２０と直列に結合されている第１キャパシタ１１３及びインダクタ１１４を有する。この従来の設計では、電力増幅器１１０は、増幅器１１０の動作と同じ周波数で共振するように負荷を調整する。零電流スイッチング（“ＺＣＳ”；Zero Current Switching）にもかかわらず、電力増幅器１１０は、電圧遷移が起こるたびに、トランジスタ１１１及び１１２の出力キャパシタンスＣ_ＯＳＳに起因して、高い損失を依然として経験する。周波数が高くなるにつれて、損失も比例して増大する。

そのような問題を解消するよう、既存の回路は、負荷１２０が電力増幅器１１０にとって誘導性であるように見えるよう整合ネットワークを負荷１２０に付加している。例えば、図２は、図１で表されたＶＭＣＤ増幅器１００の変更された回路を表すが、整合ネットワークを有する。図示されるように、ＶＭＣＤ増幅器２００は、トランジスタ２１１及び２１２を有し、更には、トランジスタ２１２と並列に結合されている第１キャパシタ２１４及びインダクタ２１３を有する。更に、第２キャパシタ２１５が、負荷共振回路２１０を形成するよう負荷２２０と直列に接続されている。高いスイッチング周波数及びデバイス出力キャパシタンスＣ_ＯＳＳに起因して、負荷共振回路構造（すなわち、負荷２２０及び第２キャパシタ２１５）は、動作周波数で誘導性であって、従って、零電圧スイッチング（ＺＶＳ）及び出力キャパシタンスＣ_ＯＳＳの損失の対応する低減を可能にするよう調整されるべきである。設計において、この調整は、コイル送信効率の低下を伴って、共振を上回る電力増幅器１１０の動作をもたらし得る。増幅器は、損失が低減された状態で動作する（すなわち、それほど冷却を要しない）が、改善された増幅器効率は、コイル送信効率の低減を埋め合わせない。

整合回路（インダクタ２１３及びキャパシタ２１４）は、負荷共振回路（キャパシタ２１５及び負荷２２０）への電圧を増大させる働きをする。このことは、もし増幅器の出力（スイッチノード）での平均電圧が供給電圧Ｖ_ＤＤの半分であるならば、入力電圧の大きさに制限が設けられる場合に有利であり得る。しかし、整合インダクタは、負荷の全電流を運び、従って、有意な損失を有する。更には、回路は、整合ネットワークが調整された共振回路の一体部分になる場合に、負荷抵抗変動に敏感である。このことは、適切なＺＶＳを保つよう理想的な動作誘導点をシフトし得る。

然るに、望ましくは電源及びデバイスユニットの両方にとってロープロファイルであって、使用が容易であり、動作条件の変化に高いロバスト性を有し、強制空冷又はヒートシンクを必要としない高効率ＶＭＣＤ増幅器及びエネルギ伝達システムが望ましい。

本発明は、電圧源と接地接続との間に直列に接続されるトランジスタの対を有する高効率ＶＭＣＤ電力増幅器を提供する。更に、ランプ電流タンク回路は、前記トランジスタの対の１つのトランジスタと並列に設けられる。前記タンク回路は、直列に接続されるインダクタ及びキャパシタを有することができ、前記トランジスタの対の各トランジスタの出力キャパシタンスＣ_ＯＳＳをまとめて吸収するよう設けられる。望ましくは、前記タンク回路のＬＣネットワークは、極めて低い共振周波数を有して設計され、それにより、コンバータは、無負荷バックコンバータとして動作する。ＬＣネットワークはリプル電流にしか直面せず、負荷に関する損失を受けない。結果として、インダクタのサイズは小さいままであることができ、損失は最小限にされる。本発明の改良のための１つでは、高効率ＶＭＣＤ電力増幅器は、ＺＶＳ電流（すなわち、“ＺＶＳＶＭＣＤ電力増幅器”）の個別的なプログラム可能性を可能にする並列に結合された複数のランプ電流タンク回路を含む。ＶＭＣＤ電力増幅器は、無線エネルギ伝送システムにおいて実装され得る。

本開示の特徴、目的、及び利点は、図面に関連して理解される場合に、以下で説明される詳細な説明から、より明らかになるであろう。図面において、同じ参照符号は、対応する要素を特定する。

従来の電圧モードＤ級増幅器のための回路図を表す。

整合ネットワークを有して実施された従来のＶＭＣＤ増幅器を表す。

本発明の実施形態に従う高効率ＶＭＣＤ増幅器を表す。

本発明の実施形態に従う高効率無線電力ＶＭＣＤシステムを表す。

図４で表されるエネルギ伝達システムのスイッチングデバイスのための理論上の波形を表す。

図４で表されるエネルギ伝達システムのタンク回路コンポーネントの理論上の波形を表す。

ｅＧａＮＦＥＴを持った図４で表されるエネルギ伝達システムの測定されたシステム効率を表す。

図４で表されるエネルギ伝達システムの例となる実施形態どうしの性能指数比較のシミュレーションを表す。

ＧａＮトランジスタとＭＯＳＦＥＴとの間のＶＭＣＤ比較のための総ＦＥＴ電力どうしのシミュレーションされた比較を表す。

本発明の例となる実施形態に従う高効率ＶＭＣＤ増幅器の代替の実施形態を表す。本発明の例となる実施形態に従う高効率ＶＭＣＤ増幅器の代替の実施形態を表す。本発明の例となる実施形態に従う高効率ＶＭＣＤ増幅器の代替の実施形態を表す。

本発明の他の実施形態に従うＶＭＣＤ増幅器を表す。

本発明に従うＶＭＣＤ増幅器の他の例となる実施形態を表す。

以下の詳細な説明では、特定の実施形態が参照される。それらの実施形態は、当業者がそれらを実施することができるほど十分詳細に記載されている。他の実施形態が用いられてよく、様々な構造的、論理的、及び電気的な変更がなされてよいことが理解されるべきである。更に、具体的な実施形態はエネルギ伝達システムに関連して記載されるが、ここで記載される特徴は、概して、ＲＦ増幅器及び同様のもののような、他のタイプの回路に適用可能であることが理解されるべきである。

図３は、本発明の第１実施形態に従う高効率ＶＭＣＤ増幅器を表す。図示されるように、ＶＭＣＤ増幅器３００は、電圧源Ｖ_ＤＤと接地との間に直列に結合されて、ハーフブリッジトポロジを形成する２つのトランジスタ３１１及び３１２を有する。例となる実施形態において、トランジスタ３１１及び３１２は、エンハンスモードのｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。なお、本発明はそのように制限されないことが理解されるべきである。以下で更に詳細に記載されるように、ＶＭＣＤ増幅器３００は、望ましくは、代替の実施形態ではＧａＮＦＥＴを使用する。たとえ図示されないとしても、当然ながら、例えば発振器のような制御回路は、第１トランジスタ３１１及び第２トランジスタ３１２を交互にオンするようトランジスタ３１１及び３１２のゲートへ結合されている。

更に図示されるように、ＶＭＣＤ増幅器３００は、スイッチノード（すなわち、トランジスタ３１１のソースとトランジスタ３１２のドレインとの間のノード）と負荷３４０との間に直列に結合されているキャパシタ３２１及びインダクタ３２２から形成される共振調整回路３２０を有する。ＶＭＣＤ増幅器３００は、スイッチノードと接地との間に結合されている、すなわち、トランジスタ３１２へ並列に結合されているランプ電流タンク回路３３０を更に有する。ランプ電流タンク回路は、インダクタ３３１及びキャパシタ３３２を有する。それらは、回路がトランジスタ３１１及び３１２へ印加されるゲート信号どうしの間の必要な不感時間を有してスイッチノードを自励させることを可能にする電流を供給することによって、トランジスタ３１１及び３１２の出力キャパシタンスＣ_ＯＳＳをまとめて吸収するよう設けられている。望ましくは、タンク回路のＬＣネットワークは、極めて低い共振周波数を有して設計され、コンバータが無負荷バックコンバータとして有効に動作することを可能にする。ＬＣネットワークは、リプル電流にしか直面せず、従来のシステムによって経験されるような負荷に関する損失を受けない。結果として、インダクタのサイズは小さいままであることができ、損失は最小限にされる。損失を最小限に保つことによって、ＬＣネットワークは、増幅器の零電圧スイッチ（“ＺＶＳ”）を確かにする働きをする。このことは、容量調整された負荷コイル、更に重要なことには、誘導負荷と容量負荷との間を行き来することができる広範な負荷範囲を持ったコイルの動作をサポートするために有利に使用され得る。更に、例となる実施形態において、ＶＭＣＤ増幅器３００は、望ましくは、エネルギ伝達の効率を更に改善するよう動作周波数に合わせられた負荷共振を有して設計される。

図４は、電力送信デバイス及び電力受信デバイスを有する高効率無線電力ＶＭＣＤシステムの例となる実施形態を表す。図示されるように、図４は、電力送信デバイスが図３で表されるＶＭＣＤ増幅器３００を有するエネルギ伝達システムを表す。すなわち、電力送信デバイスは、電圧源Ｖ_ＤＤと接地との間に直列に結合されているトランジスタ４１１及び４１２を有する。更に、電力送信デバイスは、スイッチノードと接地との間に結合されているインダクタ４３１及びキャパシタ４３２を有するランプ電流タンク回路４３０を有する。キャパシタ４１２は、コイル４１４と直列に接続されており、集合的に電力送信デバイス４０１を形成する。たとえ図示されていないとしても、当然ながら、不感時間制御モジュールのような制御回路は、第１トランジスタ４１１及び第２トランジスタ４１２を交互にオンするようトランジスタ４１１及び４１２のゲートへ結合されている。

負荷４４０を含む電力受信デバイスが電力送信デバイスへ誘導結合される場合に、整合ネットワーク４６０と一体となった高共振無線エネルギ伝達コイルは、それら２つのデバイスの間で形成される。電力受信デバイスは、ダイオード４５１、４５２、４５３及び４５４と、ダイオード４５２及び４５３の間に結合されているキャパシタ４５５とを有する。それらは、集合的に、当業者に理解される整流器として機能する。更に、電力受信デバイスは、キャパシタ４２５、４２６及びコイル４２７を有する。それらは、集合的に、電力送信デバイスのキャパシタ４１３及びコイル４１４とともに整合及び共振調整ネットワークを形成する。望ましくは、インダクタ４３１のインダクタンスは、デバイスキャパシタンスＣ_ＯＳＳを相殺するよう設計された小さい値を有して選択される。更に、キャパシタ４３２のキャパシタ値は、必要に応じて動的負荷要求のために選択され得る。

図５Ａは、図４で表されるエネルギ伝達システムのスイッチングデバイス（すなわち、トランジスタ４１１及び４１２）の夫々についての理論上の波形を表す。図示されるように、ドレイン−ソース電圧Ｖ_ＤＳは、電圧源Ｖ_ＤＤの矩形波信号に直接関係があり、デバイスのドレイン電流Ｉ_Ｄは、ドレイン−ソース電圧Ｖ_ＤＳの関数である。図５Ｂは、タンク回路４３０のコンポーネントであるインダクタ４３１及びキャパシタ４３２の理論上の波形を表す。先と同じく、ドレイン−ソース電圧Ｖ_ＤＳは、電圧源Ｖ_ＤＤの矩形波信号と等しいよう示されている。更に、インダクタ４３１を通る電流Ｉ_ＬＺＶＳ及び負荷４４０を通る電流Ｉ_Ｌｏａｄは、デバイスのドレイン−ソース電圧Ｖ_ＤＳに依存する。当然ながら、負荷の変動は、負荷電流における偏差がインダクタ４３１におけるピーク電流を下回ったままである限りは、タンク回路に対して最小限の影響しか有さない。然るに、エネルギ伝達システム４００は、デバイスのための適切なスイッチングを確かにするとともに、デバイスのための低い損失を維持する。そのようなものとして、エネルギ伝達システム４００の動作に影響を及ぼし得る唯一の他の要因は、インダクタ４３１における電流が電源に依存するので、供給電圧Ｖ_ＤＤである。

先に記載され且つ図３及び４において示されたように、ＶＭＣＤ増幅器３００及びエネルギ伝達システム４００は、トランジスタ３１１、３１２及び４１１、４１２を夫々有する。それらのトランジスタは、例となる実施形態において、エンハンスモードのｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。望ましくは、トランジスタ３１１、３１２及び／又は４１１、４１２は、Efficient Power Conversion Corporationによって製造されているEPC2007のようなＧａＮＦＥＴである。

一方がエンハンスモードのｎチャネルＭＯＳＦＥＴを使用し、他方がＧａＮＦＥＴを使用する２つの例となるエネルギ伝達システムの間の実験比較は、ＧａＮトランジスタが、より低い出力電力レベルでコンバータ効率に対してより大きい影響を有することを明らかにする。この比較は、次のとおりに記載される。

最初に、例えば、図４を参照し直すと、無線エネルギ伝達システム４００は、トランジスタ４１１及び４１２としてＧａＮトランジスタを設けられ得る。更に、インダクタ４３１は、３００ｎＨの値を有して設けられ得、キャパシタ４３２は、１μＦの値を有して設けられ得る。このとき、対応する不感時間（Ｖ_ＴＨ〜Ｖ_ＴＨ）は、３６Ｖ入力で３．２ｎｓである。更に、この例となる実施形態では、コイルセットは、動作周波数でＣ_ｓを持った共振に合わせられ得る。この構造の実験及び解析結果は、次のとおりに記載される。

図６は、３５．４Ω負荷及び２３．６Ω負荷のためのゲート電力を含む比較例についての測定されたシステム効率（入力供給対出力負荷）を表す。図示されるように、システム効率は、２３．６Ωの場合について、３６．１Ｗの負荷電力を有して８３．７％に達する。

図７は、ＧａＮトランジスタを有する例となる実施形態とＭＯＳＦＥＴを用いる例となるエネルギ伝達システムとの間の性能指数（“ＦＯＭ”；Figure Of Merit）比較のシミュレーションを表す。この例となる比較解析では、Fairchild Semiconductorによって製造されたｎチャネルＭＯＳＦＥＴであるFDMC8622が選択されている。これは、その素子が、ＧａＮトランジスタであるEPC2007と同じ電圧定格及び類似したＱ_ＯＳＳを有するからである。

一般的に言えば、当然ながら、ＺＶＳ電圧モードＤ級トポロジは、ソフトスイッチングコンバータの類と見なされる。然るに、図７は、図４で表される例となるエネルギ伝達システム４００の構造において夫々使用されるデバイスどうしの間のソフトスイッチングＦＯＭの比較を表す。図７で示されるように、ＧａＮＦＥＴ設計とＭＯＳＦＥＴ設計との間にはシステム効率において明らかな差異はない。このことは、キャパシタ出力Ｃ_ＯＳＳが吸収され、タンク回路のタイミング及び大きさとＲ_{ＤＳ（ｏｎ）}との間のトレードオフがデバイス損失に影響を及ぼす方法に起因する。

しかし、図８は、ＧａＮトランジスタとＭＯＳＦＥＴとの間のＶＭＣＤ比較のために総ＦＥＴ電力（ゲート電力を含む。）間の比較を表す。図示されるように、ＧａＮトランジスタとＭＯＳＦＥＴとの間の差異は、ゲート電力消費に基づき、ＧａＮトランジスタがより低い出力電力レベルでコンバータ効率に対してより大きい影響を有することを明らかにする。総デバイス電力の差は、負荷電力範囲の全体にわたって約９００ｍＷでほぼ一定である。

図９Ａ〜Ｃは、本発明に従う高効率ＶＭＣＤ増幅器の代替の実施形態を表す。特に、図９Ａ〜Ｃで表されるＶＭＣＤ増幅器は、それらの実施形態では、ＶＭＣＤ増幅器が更なるタンク回路を有して、ＺＶＣ電流（すなわち、“ＺＶＣＶＭＣＤ電力増幅器”）の個別的なプログラム可能性を可能にする点を除いて、図３で表されたＶＭＣＤ増幅器３００と同様のコンポーネントを有する。

図９Ａで示されるように、２つのトランジスタ９１１及び９１２、望ましくは、ＧａＮＦＥＴが設けられ、電圧源Ｖ_ＤＤと接地との間に直列に結合されている。更に、ＶＭＣＤ増幅器は、スイッチノードと負荷９４０との間に直列に結合されているキャパシタ９２１及びインダクタ９２２から形成された共振調整回路９２０を有する。例となるＶＭＣＤ増幅器は、スイッチノードと接地との間に結合されている、すなわち、トランジスタ９１２へ並列に結合されている一次タンク回路９３０を更に有する。ランプ電流タンク回路は、インダクタ９３１及びキャパシタ９３２を有する。当然ながら、それらのコンポーネントは、図３で表されたＶＭＣＤ増幅器３００と同じ構造を有する。たとえ図示されていないとしても、当然ながら、不感時間制御モジュールのような制御回路は、第１トランジスタ９１１及び第２トランジスタ９１２を交互にオンするようトランジスタ９１１及び９１２のゲートへ結合されている。

更に、図９Ａで表されているＶＭＣＤ増幅器は、一次タンク回路９３０へ並列に結合されている１つ以上の二次タンク回路９５０．．．ｎを有する。図示されるように、第１の追加のＺＶＳタンク回路９５０は、インダクタ９５１及びキャパシタ９５２を有し、一次タンク回路９３０へ並列に接続されている。更なるトランジスタ９５３は、キャパシタ９５２と接地との間に直列に接続されている。ＶＭＣＤ増幅器はｎ個の追加のＺＶＳタンク回路を有することができると考えられる。図９Ａでは、ｎ番目のタンク回路は、インダクタＬ_Ｎ及びキャパシタＣ_Ｎ並びにトランジスタＱ_２＋ｎを有するよう表されている。当然ながら、ｎ個のＺＶＳタンク回路と並列な一次タンク回路９３０のこの構造は、トランジスタ９１１、９１２、９５３、Ｑ_２＋ｎ及び他を含む回路内の各トランジスタの出力キャパシタンスＣ_ＯＳＳをまとめて吸収する。

図９Ｂは、図９Ａで示された高効率ＶＭＣＤ増幅器の変形を表す。図９Ｂで示されるように、高効率ＶＭＣＤ増幅器は、トランジスタ９１１及び９１２、共振調整回路９２０、並びにスイッチノードと接地との間に結合されており、インダクタ９３１及びキャパシタ９３２を有する一次タンク回路９３０を含め、図９Ａの設計と同じコンポーネントの多くを有する。更に図示されるように、夫々の二次タンク回路は、一次タンク回路９３０のインダクタ９３１へ並列に結合されている。更に、キャパシタ９５２（図９Ａを参照）は、トランジスタ９５３により置換されている。先と同じく、図９ＢのＶＭＣＤ増幅器はｎ個の追加のＺＶＳタンク回路を有することができると考えられる。図９Ｂでは、ｎ番目のタンク回路は、インダクタＬ_Ｎ及びトランジスタＱ_２＋ｎを有するよう表されている。ｎ個の追加のＺＶＳタンク回路の夫々は、一次タンク回路９３０のインダクタ９３１へ並列に結合されている。

図９Ｃは、図９Ｂで示された高効率ＶＭＣＤ増幅器の変形を表す。この実施形態では、コンポーネントは、一次タンク回路９３０のインダクタ９３１及びキャパシタ９３２の接続が入れ替えられている点を除いて、図９Ｂにおけるコンポーネントと同じである。すなわち、キャパシタ９３２は、トランジスタ９１１及び９１２の間のスイッチノードへ結合されており、インダクタ９３１は、キャパシタ９３２と接地との間に直列に結合されている。図９Ｂで表された実施形態と同様に、夫々の二次タンク回路は、一次タンク回路９３０のインダクタ９３１へ並列に結合されている。先と同じく、図９ＣのＶＭＣＤ増幅器はｎ個の対のＺＶＳタンク回路を有することができると考えられる。図９Ｃでは、ｎ番目のタンク回路は、インダクタＬ_Ｎ及びトランジスタＱ_２＋ｎを有するよう表されている。ｎ個の追加のＺＶＳタンク回路の夫々は、一次タンク回路９３０のインダクタ９３１へ並列に結合されている。

また、図９Ａ〜Ｃで表されるＶＭＣＤ増幅器は、図３のＶＭＣＤ増幅器３００が図４のエネルギ伝達システム４００において利用される同様の設計構造を持った高効率無線電力ＶＭＣＳシステムにおいて実装され得ることが当業者に理解されるべきである。

図１０は、本発明の他の実施形態に従うＶＭＣＤ増幅器１０００を表す。上述されたように、トランジスタ３１１及び３１２を有するＶＭＣＤ増幅器３００は、ハーフブリッジトポロジを形成する。図１０で表されているＶＭＣＤ増幅器１０００は、フルブリッジトポロジを形成するよう４つのトランジスタ、望ましくは、ＧａＮＦＥＴを有する。たとえ図示されていないとしても、当然ながら、一実施形態において、不感時間制御モジュールのような制御回路は、当業者に理解されるように、トランジスタを交互にオンし、オフするようトランジスタのゲートへ結合され得る。

図１０で示されるように、ＶＭＣＤ増幅器１０００は、電圧源Ｖ_ＤＤと接地との間に直列に結合されているトランジスタ１０１１及び１０１２を有する。２つの更なるトランジスタ１０１３及び１０１４は、トランジスタ１０１１及び１０１２へ並列に、同じく電圧源Ｖ_ＤＤと接地との間に結合されている。４トランジスタ設計は、ＶＭＣＤ増幅器１０００のためのフルブリッジ構造を形成する。当業者に明らかなように、フルブリッジ構造は、図３で表された設計のようなハーフブリッジ構造に印加される電圧源Ｖ_ＤＤについての出力電力を倍にする。望ましくは、動作の間、トランジスタ１０１１及び１０４は一緒に切り替わり、トランジスタ１０１２及び１０１３は一緒に切り替わる。

更に、フルブリッジ構造は、図３のＶＭＣＤ増幅器３００のハーフブリッジトポロジにおいて設けられていたタンク回路からキャパシタを削除する。図１０で示されるように、インダクタ１０１５は、負荷１０２０と並列に、スイッチノードＮ１及びＮ２の間に結合されている。キャパシタ１０１６は、負荷１０２０との共振調整のために設けられている。また、当然ながら、図１０で示されている設計は、差動的に接続された負荷１０２０を有する。このことはまた、起こり得る電磁干渉を有利に低減する。

最後に、図１１は、本発明に従うＶＭＣＤ増幅器の更なる他の例となる実施形態を表す。図１１で示されるように、高効率ＶＭＣＤ増幅器は、トランジスタ９１１及び９１２並びに共振調整回路９２０を含め、図９Ａ〜Ｃの設計と同じコンポーネントの多数を有する。この実施形態では、一次タンク回路１１３０は、インダクタ１１３１と、トランジスタ１１１３及び１１１４の対とを有する。集合的に、インダクタ１１３１及びトランジスタ１１１４は、直列に結合されており、更には、スイッチノードと接地との間に結合されている。更に、トランジスタ１１１３は、電圧源Ｖ_ＤＤとインダクタ１１３１及びトランジスタ１１１４を接続するノードとの間に結合されている。この構造では、当然ながら、共振調整負荷９４０は、２つの個別的な負荷が使用されることを可能にするハーフブリッジトポロジへ結合され、それにより、コイル間の調整は、負荷及び結合変動に起因して有意な電力帯域幅を容易にしながらわずかにシフトされ得る。

上記の説明及び図面は、単に、ここで記載される特徴及び利点を達成する具体的な実施形態の実例と考えられるべきである。具体的なプロセス条件に対する変更及び置換がなされてよい。然るに、本発明の実施形態は、上記の説明及び図面によって制限されるものと見なされない。

Claims

電力増幅器であって、
電圧源と接地接続との間に直列に接続されるトランジスタの対と、
前記トランジスタの対の第１トランジスタのソースと前記トランジスタの対の第２トランジスタのドレインとの間に配置されるスイッチノードと、
前記スイッチノードと前記接地接続若しくは給電接続又はその両方との間に接続される回路であって、前記トランジスタの対の出力キャパシタンスを吸収するインダクタンスを持ったインダクタを有する回路と、
前記スイッチノードと当該電力増幅器へ結合された負荷との間に直列に接続される共振調整回路と
を有する電力増幅器。
請求項１に記載の電力増幅器と、
負荷、該負荷へ並列に接続される整流器、該整流器へ結合されるキャパシタの対、及び該キャパシタの対の少なくとも１つのキャパシタへ並列に結合される受信コイルを有する電力受信デバイスと
を有する無線エネルギ伝達システム。
前記電力受信デバイスが電力送信デバイスへ誘導結合される場合に、整合ネットワークと一体となった高共振無線エネルギ伝達コイルが形成される、
請求項２に記載の無線エネルギ伝達システム。
前記回路は、前記スイッチノードと前記接地接続との間に直列に接続されるキャパシタ及びインダクタを有するタンク回路である、
請求項１に記載の電力増幅器。
前記キャパシタは、直流阻止を提供するよう構成されるキャパシタンスを有し、
当該電力増幅器は、前記トランジスタの対に印加されるゲート信号どうしの間の必要な不感時間を有して前記スイッチノードを自励させるよう構成される、
請求項４に記載の電力増幅器。
前記タンク回路は、当該電力増幅器が零電圧スイッチングを備えた無負荷バックコンバータとして動作することを可能にする、
請求項４に記載の電力増幅器。
前記タンク回路と並列に結合される少なくとも１つの追加のタンク回路を更に有し、該少なくとも１つの追加のタンク回路は、第２インダクタ及び第２キャパシタを有する、
請求項４に記載の電力増幅器。
前記少なくとも１つの追加のタンク回路と前記接地接続との間に直列に接続される他のトランジスタを更に有する
請求項７に記載の電力増幅器。
前記少なくとも１つの追加のタンク回路は、
前記スイッチノードへ結合される第１端子を含む端子の対を有する第２インダクタと、
前記タンク回路の前記インダクタ及び前記キャパシタの間のノードへ結合されるソース、及び前記第２インダクタの第２端子へ結合されるドレインを有する他のトランジスタと
を有する、
請求項７に記載の電力増幅器。
前記少なくとも１つの追加のタンク回路は、
前記タンク回路の前記インダクタ及び前記キャパシタの間のノードへ結合される第１端子を含む端子の対を有する第２インダクタと、
前記接地接続へ結合されるソース、及び前記第２インダクタの第２端子へ結合されるドレインを有する他のトランジスタと
を有する、
請求項７に記載の電力増幅器。
電力増幅器であって、
電圧源と接地接続との間に直列に接続されるトランジスタの第１対と、
電圧源と接地接続との間に直列に接続されるトランジスタの第２対と、
前記トランジスタの第１対の第１トランジスタのソースと前記トランジスタの第１対の第２トランジスタのドレインとの間に配置される第１スイッチノードと、
前記トランジスタの第２対の第１トランジスタのソースと前記トランジスタの第２対の第２トランジスタのドレインとの間に配置される第２スイッチノードと、
前記第１スイッチノードと前記第２スイッチノードとの間に接続される第１インダクタと、
前記第１スイッチノード又は前記第２スイッチノードのいずれか一方へ結合され且つ直列に負荷へ接続されるキャパシタと
を有する電力増幅器。
前記キャパシタとともに共振調整回路を形成する第２インダクタを更に有し、前記共振調整回路は、前記第１スイッチノードと接地接続との間に且つ前記負荷と直列に結合される、
請求項１１に記載の電力増幅器。
前記第１インダクタ及び前記トランジスタの第２対は、タンク回路を形成する、
請求項１１に記載の電力増幅器。
前記キャパシタ及び前記負荷は、前記第１インダクタへ並列に結合される、
請求項１１に記載の電力増幅器。
前記トランジスタの第１対は、ハーフブリッジ電圧インバータを形成し、前記負荷は、前記ハーフブリッジ電圧インバータへ結合される、
請求項１１に記載の電力増幅器。