DE112014004142B4

DE112014004142B4 - Topologie im Hochleistungsspannungsbetrieb der Klasse D

Info

Publication number: DE112014004142B4
Application number: DE112014004142.4T
Authority: DE
Inventors: Michael A. de Rooij; Johan T. Strydom; Bhaskaran R. Nair
Original assignee: Efficient Power Conversion Corp
Current assignee: Efficient Power Conversion Corp
Priority date: 2013-09-10
Filing date: 2014-09-02
Publication date: 2021-10-21
Anticipated expiration: 2034-09-03
Also published as: CN105556835B; KR20160058794A; CN105556835A; TWI596893B; JP6486938B2; JP2016537908A; US20180131335A1; KR102087283B1; US10230341B2; DE112014004142T5; TW201524116A; US9887677B2; US20150069855A1; WO2015038369A1

Abstract

Leistungsverstärker, umfassend:ein Paar von Transistoren, die zwischen einer Spannungsquelle und einem Masseanschluss in Reihe geschaltet sind,einen Schaltknoten, der zwischen einem Source-Anschluss eines ersten Transistors des Paars von Transistoren und einem Drain-Anschluss eines zweiten Transistors des Paars von Transistoren angeordnet ist,einen nicht-resonanten Leistungsschwingkreis, der zwischen dem Schaltknoten und dem Masseanschluss oder dem Versorgungsanschluss oder beiden geschaltet ist, wobei der Leistungsschwingkreis einen Induktor mit einer Induktivität aufweist, die eine Ausgangskapazität des Paars von Transistoren dämpft, und einen Kondensator, der mit dem Induktor und dem Masseanschluss in Reihe geschaltet ist, wobei der Kondensator eine Kapazität aufweist, um eine Gleichstromblockierung bereitzustellen, wobei der Leistungsschwingkreis es dem Leistungsverstärker ermöglicht, als unbelasteter Abwärtswandler mit Nullspannungsschalten zu arbeiten, undeinen resonanten Abstimmkreis, der zwischen dem Schaltknoten und einer an den Leistungsverstärker gekoppelten Last in Reihe geschaltet ist,wobei der Leistungsverstärker dazu ausgebildet ist, den Schaltknoten mit einer erforderlichen Totzeit zwischen Gate-Signalen, die an den Transistoren anliegen, selbsttätig zu kommutieren.

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
1. GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf Topologien im Spannungsbetrieb der Klasse D und insbesondere auf Hochleistungsverstärker im Spannungsbetrieb der Klasse D sowie drahtlose Energieübertragungssysteme.
2. BESCHREIBUNG DER VERWANDTEN TECHNIK
In letzter Zeit fanden viele Entwicklungen im Bereich von drahtlosen Stromübertragungssystemen statt (auch als „Energieübertragungssysteme“ bezeichnet), in denen eine hochresonante elektromagnetische Induktion Verwendung findet. Im Allgemeinen umfassen derartige Systeme eine Stromquelle und eine Sendespule sowie eine Empfangsspule, die an das zu versorgende Gerät (d.h. die Last) angeschlossen ist. Die Architektur für drahtlose Stromübertragungssysteme konzentriert sich auf die Verwendung von Spulen, um ein hochfrequentes magnetisches Wechselfeld zu erzeugen, das zur Übertragung von Energie von der Quelle zu dem Gerät dient. Die Stromquelle liefert Energie in Form von Spannung und Strom zu der Sendespule, die um die Spule herum ein Magnetfeld erzeugt, das sich mit Änderungen der angelegten Spannung und des angelegten Stroms verändert. Elektromagnetische Wellen wandern von der Spule durch einen freien Raum zu einer Empfangsspule, die an die Last gekoppelt ist. Während die elektromagnetischen Wellen die Empfangsspule passieren und überstreichen, wird in der Empfangsspule ein Strom induziert, der zu der Energie, welche von der Antenne aufgefangen wird, proportional ist.
Sind die Quelle und die Last während der drahtlosen Stromübertragung gekoppelt, bildet die entstehende Konfiguration gewissermaßen einen Transformator mit einem niedrigen Kopplungsfaktor. Dieser resultierende Transformator weist eine Streuinduktivität auf, die erheblich größer als die Magnetisierungsinduktivität ist. Eine Analyse des Transformatormodells unter diesen Bedingungen zeigt, dass nahezu ausschließlich die Streuinduktivität auf der Primärseite den Wirkungsgrad der Energieübertragung bestimmt. Um die Streuinduktivität zu überwinden, wird in manchen Systemen Resonanz eingesetzt, um die Spannung über der Streuinduktivität und somit der Magnetisierungsinduktivität zu erhöhen, was zu einem Anstieg in der Stromabgabe führt.
In einer herkömmlichen Topologie der drahtlosen Energieübertragung wird ein herkömmlicher Verstärker im Spannungsbetrieb der Klasse D („VMCD“, voltage mode class D) in einem drahtlosen Energieübertragungssystem eingesetzt. 1 veranschaulicht ein Schaltungsschema für einen VMCD-Verstärker. Wie abgebildet weist der VMCD-Verstärker 100 einen Leistungsverstärker 110 und eine Last 120 auf. Der Leistungsverstärker 110 weist zwei Transistoren 111 und 112 auf, die zwischen einer Spannungsquelle VDD und Masse in Reihe geschaltet sind. Die beiden Transistoren 111 und 112 werden um 180 Grad aus der Phase getrieben, um eine Halbbrückentopologie zu bilden. Auf herkömmliche Weise kann es sich bei den Transistoren 111 und 112 zum Beispiel um n-Kanal-MOSFETs vom Anreicherungstyp handelt. Darüber hinaus umfasst der Leistungsverstärker 110 einen ersten Kondensator 113 und einen Induktor 114, die mit der Last 120 in Reihe geschaltet sind, um einen resonanten Abstimmkreis zu bilden. Bei dieser herkömmlichen Gestaltung stimmt der Leistungsverstärker 110 die Last ab, um eine Resonanz mit der gleichen Frequenz wie im Betrieb des Verstärkers 110 vorliegen zu haben. Trotz Nullstromschaltens („ZCS“, zero current switching) erfährt der Leistungsverstärker 110 jedes Mal, wenn ein Spannungsübergang erfolgt, immer noch hohe Verluste auf Grund der Ausgangskapazität Coss der Transistoren 111 und 112. Bei einer Erhöhung der Frequenz erhöhen sich auch die Verluste proportional.
Um diese Probleme zu überwinden, wurde in bestehenden Stromkreisen die Last 120 durch ein entsprechendes Netzwerk ergänzt, so dass die Last 120 für den Leistungsverstärker 110 als induktiv erscheint. 2 veranschaulicht zum Beispiel einen modifizierten Stromkreis des in 1 veranschaulichten VMCD-Verstärkers 100, der jedoch ein entsprechendes Netzwerk umfasst. Wie abgebildet weist das VMCD-System 200 die Transistoren 211 und 212 auf und weist ferner einen Induktor 213 und einen ersten Kondensator 214 auf, der mit dem Transistor 212 parallel geschaltet ist. Ferner ist ein zweiter Kondensator 215 in Reihe mit der Last 220 geschaltet, um einen resonanten Laststromkreis 210 zu bilden. Auf Grund der hohen Schaltfrequenz und der Ausgangskapazität Coss des Geräts muss die Konfiguration des resonanten Laststromkreises (d.h. die Last 220 und der zweite Kondensator 215) so abgestimmt werden, dass er bei Betriebsfrequenz induktiv ist und somit ein Nullspannungsschalten („ZVS“, zero voltage switching) und eine entsprechende Verringerung der Verluste der Ausgangskapazität Coss ermöglicht. Bei dem Aufbau kann diese Abstimmung zu einem Betrieb des Leistungsverstärkers 110 über der Resonanz bei einer Abnahme des Wirkungsgrads der Spulenübertragung führen. Obwohl der Verstärker mit geringeren Verlusten arbeiten wird (d.h. weniger Kühlung benötigt), gleicht der bessere Wirkungsgrad des Verstärkers den geringeren Wirkungsgrad der Spulenübertragung nicht aus.
Der entsprechende Stromkreis (Induktor 213 und Kondensator 214) arbeitet so, dass die Spannung zu dem resonanten Laststromkreis (Kondensator 215 und Last 220) erhöht wird, was von Vorteil sein kann, wenn die Höhe der Eingangsspannung begrenzt ist, da die durchschnittliche Spannung am Ausgang des Verstärkers (Schaltknoten) halb so groß wie die Versorgungsspannung V_DD ist. Jedoch trägt der entsprechende Induktor den vollständigen Strom der Last und unterliegt somit erheblichen Verlusten. Ferner reagiert der Stromkreis empfindlich auf Schwankungen des Lastwiderstands, da das entsprechende Netzwerk zu einem Teil des abgestimmten resonanten Stromkreises wird, was den idealen Betriebspunkt der Induktivität verschiebt, um das richtige Nullspannungsschalten („ZVS“) aufrechtzuerhalten.
Aus dem Stand der Technik sind beispielsweise folgende Schaltverstärker-Systeme bekannt: Die Offenlegungsschrift US 2012/0286868 A1 zeigt einen Schaltverstärker mit einem „matching network 104“ und einem „cancellation network 204“. Die Offenlegungsschrift US 2013/0088088 A1 zeigt ein induktiv gekoppeltes Leistungsübertragungssystem mit Class-D-Verstärker und abgestimmten Resonanzschaltkreisen auf der Sender- und Empfängerseite.
Dementsprechend sind ein Hochleistungs-VMCD-Verstärker und ein Energieübertragungssystem wünschenswert, die vorzugsweise ein niedriges Profil sowohl für die Quellen- als auch für die Geräteeinheiten aufweisen, einfach in der Anwendung sind, widerstandsfähig gegen Veränderungen der Betriebsbedingungen sind und keine Zwangsluftkühlung oder einen Kühlkörper benötigen.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung sieht einen Hochleistungs-VMCD-Leistungsverstärker mit den Merkmalen des Anspruchs 1 vor, der ein Paar von Transistoren aufweist, die zwischen einer Spannungsquelle und einem Masseanschluss in Reihe geschaltet sind. Ferner ist ein Rampenstrom-Leistungsschwingkreis vorgesehen, der zu einem Transistor des Paars von Transistoren parallel geschaltet ist. Der Leistungsschwingkreis weist einen Induktor und einen Kondensator auf, die in Reihe geschaltet sind, und ist dazu vorgesehen, eine Ausgangskapazität Coss jedes Transistors des Paars von Transistoren gemeinsam zu dämpfen. Vorzugsweise ist das L-C-Netzwerk des Leistungsschwingkreises mit einer sehr niedrigen Resonanzfrequenz ausgestaltet, und zwar so, dass der Wandler als unbelasteter Abwärtswandler arbeitet. Das L-C-Netzwerk ist lediglich einem Welligkeitsstrom ausgesetzt, erfährt jedoch keine mit der Last zusammenhängenden Verluste. Infolgedessen können die Induktorgrößen klein bleiben und Verluste können minimiert werden. Bei einer Weiterentwicklung der Erfindung weist der Hochleistungs-VMCD-Leistungsverstärker eine Vielzahl von Rampenstrom-Leistungsschwingkreisen auf, die parallel geschaltet sind und eine separate Programmierbarkeit des ZVS-Stroms (d.h. einen „ZVS VMCD-Leistungsverstärker) ermöglichen. Der VMCD-Leistungsverstärker kann in einem drahtlosen Energieübertragungssystem mit den Merkmalen des Anspruchs 8 umgesetzt werden.
Figurenliste
Die Merkmale, Aufgaben und Vorteile der vorliegenden Offenbarung zeigen sich in der im Folgenden dargelegten detaillierten Beschreibung in Verbindung mit den Zeichnungen noch deutlicher. In den Zeichnungen bezeichnen gleiche Bezugszeichen entsprechende Elemente. Es zeigen:

1 veranschaulicht ein Schaltungsschema für einen herkömmlichen Verstärker im Spannungsbetrieb der Klasse D.
2 veranschaulicht einen herkömmlichen VMCD-Verstärker, der mit einem entsprechenden Netzwerk umgesetzt ist.
3 veranschaulicht einen Hochleistungs-VMCD-Verstärker nach einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung.
4 veranschaulicht ein drahtloses Hochleistungs-VMCD-System nach einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung.
5A veranschaulicht eine theoretische Wellenform für die Schaltgeräte des Energieübertragungssystems, das in 4 veranschaulicht ist.
5B veranschaulicht eine theoretische Wellenform der Komponenten des Leistungsschwingkreises des Energieübertragungssystems, das in 4 veranschaulicht ist.
6 veranschaulicht einen gemessenen Systemwirkungsgrad des Energieübertragungssystems, das in 4 veranschaulicht ist, mit eGaN-FETs.
7 veranschaulicht eine Simulation eines Vergleichs des Gütefaktors zwischen dem Ausführungsbeispiel und dem Energieübertragungssystem, das in 4 veranschaulicht ist.
8 veranschaulicht einen simulierten Vergleich zwischen den gesamten FET-Leistungen für den VMCD-Vergleich zwischen den GaN-Transistoren und den MOSFETs.
9A-C veranschaulichen eine alternative Ausgestaltung eines Hochleistungs-VMCD-Verstärkers nach einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
10 veranschaulicht einen VMCD-Verstärker nach einer weiteren Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung.
11 veranschaulicht ein weiteres Ausführungsbeispiel eines VMCD-Verstärkers nach der vorliegenden Erfindung.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN
AUSGESTALTUNG
In der nachfolgenden detaillierten Beschreibung wird auf bestimmte Ausgestaltungen Bezug genommen. Diese Ausgestaltungen werden ausreichend detailliert beschrieben, um Fachleuten zu ermöglichen, sie umzusetzen. Es versteht sich, dass andere Ausgestaltungen angewendet werden können und dass verschiedene konstruktive, logische und elektrische Veränderungen vorgenommen werden können. Obwohl spezielle Ausgestaltungen in Verbindung mit Energieübertragungssystemen beschrieben sind, sollte es sich darüber hinaus verstehen, dass die vorliegend beschriebenen Merkmale im Allgemeinen auf andere Arten von Stromkreisen, wie zum Beispiel HF-Verstärker und dergleichen, anwendbar sind.
3 veranschaulicht einen Hochleistungs-VMCD-Verstärker nach einer ersten Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung. Wie abgebildet weist der VMCD-Verstärker 300 zwei Transistoren 311 und 312 auf, die zwischen einer Spannungsquelle VDD und Masse in Reihe geschaltet sind und eine Halbbrückentopologie bilden. Bei dem Ausführungsbeispiel handelt es sich bei den Transistoren 311 und 312 um n-Kanal-MOSFETs vom Anreicherungstyp. Es sollte sich jedoch verstehen, dass die Erfindung nicht darauf beschränkt ist. Wie im Folgenden noch detaillierter beschrieben sein wird, finden in dem VMCD-Verstärker 300 vorzugsweise GaN-FETs in einer alternativen Ausgestaltung Verwendung. Trotz fehlender Abbildung sollte es einleuchtend sein, dass ein Steuerkreis, wie zum Beispiel ein Oszillator, an die Gates der Transistoren 311 und 312 gekoppelt ist, um den ersten Transistor 311 und den zweiten Transistor 312 alternativ einzuschalten.
Wie weiterhin abgebildet ist, weist der VMCD-Verstärker 300 einen resonanten Abstimmkreis 320 auf, der aus dem Kondensator 321 und dem Induktor 322 gebildet ist, die zwischen dem Schaltknoten (d.h. dem Knoten zwischen dem Source-Anschluss des Transistors 311 und dem Drain-Anschluss des Transistors 312) und der Last 340 in Reihe geschaltet sind. Der VMCD-Verstärker 300 weist außerdem einen Rampenstrom-Leistungsschwingkreis 330 auf, der zwischen dem Schaltknoten und Masse gekoppelt ist, d.h. mit dem Transistor 312 parallel geschaltet ist. Der Rampenstrom-Leistungsschwingkreis weist den Induktor 331 und den Kondensator 332 auf, die vorgesehen sind, um die Ausgangskapazitäten Coss der Transistoren 311 und 312 dadurch gemeinsam zu dämpfen, dass ein Strom bereitgestellt wird, der es ermöglicht, dass der Stromkreis den Schaltknoten selbsttätig mit der erforderlichen Totzeit zwischen den Gate-Signalen kommutiert, die an den Transistoren 311 und 312 anliegen. Vorzugsweise ist das L-C-Netzwerk des Leistungsschwingkreises mit einer sehr niedrigen Resonanzfrequenz ausgestaltet, die es ermöglicht, dass der Wandler gewissermaßen als unbelasteter Abwärtswandler arbeitet. Das L-C-Netzwerk ist lediglich einem Welligkeitsstrom ausgesetzt, erfährt jedoch keine mit der Last zusammenhängenden Verluste, wie dies bei herkömmlichen Systemen der Fall ist. Infolgedessen können die Induktorgrößen klein bleiben und Verluste können minimiert werden. Indem Verluste auf einem Minimum gehalten werden, funktioniert das L-C-Netzwerk so, dass ein Nullspannungsschaltbetrieb („ZVS“) des Verstärkers gewährleistet ist, was vorteilhafterweise dazu dienen kann, den Betrieb von kapazitiv abgestimmten Lastspulen und, was noch wichtiger ist, Spulen mit großen Lastbereichen zu unterstützen, die zwischen einer induktiven Last und einer kapazitiven Last alternieren können. Darüber hinaus ist bei dem Ausführungsbeispiel der VMCD-Verstärker 300 vorzugsweise so ausgestaltet, dass die Lastresonanz auf die Betriebsfrequenz abgestimmt ist, um den Wirkungsgrad der Energieübertragung noch weiter zu verbessern.
4 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel eines drahtlosen Hochleistungs-VMCD-Systems, welches ein Stromsendegerät und ein Stromempfangsgerät umfasst. Wie abgebildet, veranschaulicht 4 ein Energieübertragungssystem, in dem das Stromsendegerät einen VMCD-Verstärker 300 umfasst, der in 3 veranschaulicht ist. Und zwar weist das Stromsendegerät die Transistoren 411 und 412 auf, die zwischen einer Spannungsquelle VDD und Masse in Reihe geschaltet sind. Ferner weist das Stromsendegerät einen Rampenstrom-Leistungsschwingkreis 430 auf, der den Induktor 431 und den Kondensator 432 umfasst, die zwischen dem Schaltknoten und Masse geschaltet sind. Der Kondensator 413 ist mit der Spule 414 in Reihe geschaltet, damit diese zusammen das Stromsendegerät 401 bilden. Trotz fehlender Abbildung sollte es einleuchtend sein, dass ein Steuerkreis, wie zum Beispiel ein Totzeitsteuermodul, an die Gates der Transistoren 411 und 412 gekoppelt ist, um den ersten Transistor 411 und den zweiten Transistor 412 alternativ einzuschalten.
Ist das Stromempfangsgerät, welches die Last 440 umfasst, induktiv an das Stromsendegerät gekoppelt, wird zwischen den beiden Geräten eine hochresonante drahtlose Energieübertragungsspule mit entsprechendem Netzwerk 460 gebildet. Das Stromempfangsgerät weist die Dioden 451, 452, 453 und 454 und einen Kondensator 455 auf, der zwischen den Dioden 452 und 453 geschaltet ist, die zusammen als ein Gleichrichter funktionieren, wie es dem Fachmann bekannt ist. Ferner weist das Stromempfangsgerät die Kondensatoren 425, 426 und die Spule 427 auf, die zusammen das entsprechende und resonante Abstimmnetzwerk mit dem Kondensator 413 und der Spule 414 des Stromsendegeräts bilden. Vorzugsweise wird die Induktivität des Induktors 431 mit einem geringen Wert gewählt, der so gestaltet ist, dass die Gerätekapazität Coss ausgeglichen wird. Ferner kann der Kapazitätswert des Kondensators 432 bei Bedarf für dynamische Lastanforderungen ausgewählt werden.
5A veranschaulicht eine theoretische Wellenform für jedes der Schaltgeräte (d.h. die Transistoren 411 und 412) des Energieübertragungssystems 400, das in 4 veranschaulicht ist. Wie abgebildet hängt die Drain-Source-Spannung V_DS direkt mit dem Rechtecksignal der Spannungsquelle VDD und der Drain-Strom I_D des Geräts hängt von der Drain-Source-Spannung V_DS ab. 5B veranschaulicht eine theoretische Wellenform der Komponenten Induktor 431 und Kondensator 432 des Leistungsschwingkreises 430. Wieder ist die Drain-Source-Spannung V_DS wie abgebildet gleich dem Rechtecksignal der Spannungsquelle V_DD. Ferner sind der Strom I_LZVS durch den Induktor 431 und der Strom I_Last durch die Last 440 von der Drain-Source-Spannung V_DS des Geräts abhängig. Es sollte einleuchtend sein, dass Lastschwankungen nur eine geringe Auswirkung auf den Leistungsschwingkreis haben, solange Abweichungen des Laststroms unter dem Spitzenstrom in dem Induktor 431 bleiben. Dementsprechend stellt das Energieübertragungssystem 400 die richtige Schaltung für die Geräte sicher und hält die Verluste für die Geräte auf einem niedrigen Wert. Als solche ist der einzige weitere Faktor, der den Betrieb des Energieübertragungssystems 400 beeinflussen kann, die Versorgungsspannung V_DD, da der Strom in dem Induktor 431 von der Versorgung abhängt.
Wie oben beschrieben und in den 3 und 4 gezeigt, weisen der VMCD-Verstärker 300 und das Energieübertragungssystem 400 die Transistoren 311, 312 bzw. 411, 412 auf, bei denen es sich in dem Ausführungsbeispiel um n-Kanal-MOSFETs vom Anreicherungstyp handelt. Vorzugsweise handelt es sich bei den Transistoren 311, 312 und/oder 411, 412 um GaN-FETS, wie zum Beispiel um EPC2007-Geräte, die von Efficient Power Conversion Corporation hergestellt werden.
In einem experimentellen Vergleich zwischen zwei beispielhaften Energieübertragungssystemen - einem mit n-Kanal-MOSFETs vom Anreicherungstyp und einem mit GaN-FETs - zeigt sich, dass GaN-Transistoren bei niedrigeren Ausgangsleistungswerten eine stärkere Auswirkung auf den Wirkungsgrad des Wandlers haben. Dies wird wie folgt beschrieben.
Zunächst kann unter erneuter Bezugnahme zum Beispiel auf 4 das drahtlose Energieübertragungssystem 400 mit GaN-Transistoren als den Transistoren 411 und 412 vorgesehen werden. Darüber hinaus kann der Induktor 431 mit einem Wert von 300 nH vorgesehen werden, und der Kondensator 432 kann mit einem Wert von 1 µF vorgesehen werden, mit einer entsprechenden Totzeit (V_TH zu V_TH) von 3,2 ns bei einer Eingangsspannung von 36 V. Darüber hinaus kann das Spulenset in diesem Ausführungsbeispiel so abgestimmt werden, dass es bei Betriebsfrequenz mit C_S mitschwingt. Die Ergebnisse von Versuchen und Analysen mit dieser Konfiguration werden wie folgt beschrieben.
6 veranschaulicht den gemessenen Wirkungsgrad des Systems (Eingangsversorgung zu Ausgangslast) für das Vergleichsbeispiel, mit einer Gate-Leistung für eine Last von 35,4 Ω und eine Last von 23,6 Ω. Wie abgebildet erreicht der Wirkungsgrad des Systems einen Spitzenwert bei 83,7% bei einer Lastleistung von 36,1 W im Fall der Last von 23,6 Ω.
7 veranschaulicht eine Simulation eines Vergleichs des Gütefaktors zwischen dem Ausführungsbeispiel, welches GaN-Transistoren aufweist, und einem beispielhaften Energieübertragungssystem, in dem MOSFETs Verwendung finden. In dieser experimentellen komparativen Analyse werden von Fairchild Semiconductors® hergestellte n-Kanal-MOSFETs FDMC8622 ausgewählt, da diese Geräte einen ähnlichen Wert Q_OSS und die gleiche Nennspannung aufweisen wie die GaN-Transistoren EPC2007.
Im Allgemeinen sollte es deutlich werden, dass eine Topologie im Spannungsbetrieb der Klasse D mit Nullspannungsschalten als Klasse von weichschaltenden Wandlern (soft-switching Wandlern) gilt. Dementsprechend veranschaulicht 7 einen Vergleich des Soft-Switching-Gütefaktors zwischen den Geräten, die jeweils bei der Konfiguration des beispielhaften Energieübertragungssystems 400 eingesetzt sind, das in 4 veranschaulicht ist. Wie in 7 gezeigt, gibt es zwischen dem Aufbau mit GaN-FETs und dem Aufbau mit MOSFETs keinen nennenswerten Unterschied in Bezug auf den Wirkungsgrad des Systems. Dies ergibt sich aus der Art und Weise, wie der Kondensatorausgang Coss gedämpft wird, und aus der Abstimmung zwischen R_DS(ein) und der Auswirkung der Zeitvorgabe und Größe des Leistungsschwingkreises auf Geräteverluste.
Dagegen veranschaulicht 8 einen Vergleich zwischen den gesamten FET-Leistungen (einschließlich Gate-Leistung) für den VMCD-Vergleich zwischen den GaN-Transistoren und den MOSFETs. Wie abgebildet, beruht der Unterschied zwischen den GaN-Transistoren und den MOSFETs auf dem Verbrauch der Gate-Leistung und macht deutlich, dass GaN-Transistoren bei niedrigeren Ausgangsleistungswerten eine stärkere Auswirkung auf den Wirkungsgrad des Wandlers haben. Der Gesamtunterschied der Geräteleistung ist bei ca. 900 mW über den gesamten Lastleistungsbereich nahezu konstant.
Die 9A-C veranschaulichen alternative Ausgestaltungen eines Hochleistungs-VMCD-Verstärkers nach der vorliegenden Erfindung. Insbesondere weisen die VMCD-Verstärker, die in den 9A-C veranschaulicht sind, ähnliche Komponenten auf wie der in 3 veranschaulichte VMCD-Verstärker 300, mit der Ausnahme, dass in diesen Ausgestaltungen der VMCD-Verstärker zusätzliche Leistungsschwingkreise umfasst, was eine separate Programmierbarkeit des ZVS-Stroms (d.h. einen „ZVS VMCD-Leistungsverstärker) ermöglicht.
Wie in 9A gezeigt, sind zwei Transistoren 911 und 912, vorzugsweise GaN-FETs, vorgesehen, die zwischen einer Spannungsquelle VDD und Masse in Reihe geschaltet sind. Ferner weist der VMCD-Verstärker einen resonanten Abstimmkreis 920 auf, der aus dem Kondensator 921 und dem Induktor 922 gebildet ist, die zwischen dem Schaltungsknoten und der Last 940 in Reihe geschaltet sind. Der beispielhafte VMCD-Verstärker weist außerdem einen primären Leistungsschwingkreis 930 auf, der zwischen dem Schaltungsknoten und Masse geschaltet ist, d.h. parallel mit dem Transistor 912 geschaltet ist. Der Rampenstrom-Leistungsschwingkreis weist den Induktor 931 und den Kondensator 932 auf. Es sollte einleuchtend sein, dass diese Komponenten die gleiche Konfiguration wie der in 3 veranschaulichte VMCD-Verstärker 300 aufweisen. Trotz fehlender Abbildung sollte es einleuchtend sein, dass ein Steuerkreis, wie zum Beispiel ein Totzeitsteuermodul, an die Gates der Transistoren 911 und 912 gekoppelt ist, um den ersten Transistor 911 und den zweiten Transistor 912 alternativ einzuschalten.
Darüber hinaus weist der VMCD-Verstärker, der in 9A veranschaulicht ist, einen oder mehrere sekundäre Leistungsschwingkreise 950 ... auf, die parallel an den primären Leistungsschwingkreis 930 n-gekoppelt sind. Wie abgebildet, ist ein erster ergänzender ZVS-Leistungsschwingkreis 950, welcher den Induktor 951 und den Kondensator 952 umfasst, parallel zu dem primären Leistungsschwingkreis geschaltet. Ein zusätzlicher Transistor 953 ist zwischen dem Kondensator 952 und Masse in Reihe geschaltet. Es ist denkbar, dass der VMCD-Verstärker n ergänzende ZVS-Leistungsschwingkreise aufweisen kann, wobei der n-te Leistungsschwingkreis in 9A so veranschaulicht ist, dass er einen Induktor L_n und einen Kondensator C_n und einen Transistor Q_n+2 aufweist. Es sollte einleuchtend sein, dass bei dieser Konfiguration des primären Leistungsschwingkreises 930, der parallel zu den n ergänzenden ZVS-Leistungsschwingkreisen geschaltet ist, die Ausgangskapazitäten Coss jedes Transistors in dem Kreis gedämpft werden, einschließlich der Transistoren 911, 912, 953, Q_n+2 und so weiter.
9B veranschaulicht eine Modifikation des Hochleistungs-VMCD-Verstärkers, der in 9A abgebildet ist. Wie in 9B gezeigt, weist der Hochleistungs-VMCD-Verstärker eine Vielzahl der gleichen Komponenten wie der Aufbau von 9A auf, einschließlich der Transistoren 911 und 912, des resonanten Abstimmkreises 920 und des primären Leistungsschwingkreises 930, der zwischen dem Schaltknoten und Masse geschaltet ist, und einschließlich des Induktors 931 und des Kondensators 932. Wie ferner gezeigt ist, ist jeder sekundäre Leistungsschwingkreis parallel zu dem Induktor 931 des primären Leistungsschwingkreises 930 geschaltet. Darüber hinaus ist der Kondensator 952 (in 9A gezeigt) durch den Transistor 953 ersetzt. Wieder ist es denkbar, dass der VMCD-Verstärker von 9B n ergänzende ZVS-Leistungsschwingkreise aufweisen kann, wobei der n-te Leistungsschwingkreis in 9B so veranschaulicht ist, dass er einen Induktor L_n und einen Transistor Q_n+2 aufweist. Jeder der n ergänzenden ZVS-Leistungsschwingkreise ist parallel zu dem Induktor 931 des primären Leistungsschwingkreises 930 geschaltet.
9C veranschaulicht eine Modifikation des Hochleistungs-VMCD-Verstärkers, der in 9B abgebildet ist. Bei dieser Ausgestaltung sind die Komponenten die gleichen wie die in 9B gezeigten, mit der Ausnahme, dass der Anschluss des Induktors 931 und des Kondensators 932 des primären Leistungsschwingkreises 930 umgekehrt ist. Mit anderen Worten ist der Kondensator 932 an den Schaltknoten zwischen den Transistoren 911 und 912 gekoppelt und ist der Induktor 931 zwischen dem Kondensator 932 und Masse in Reihe geschaltet. Ähnlich wie bei der in 9B veranschaulichten Ausgestaltung ist jeder sekundäre Leistungsschwingkreis parallel zu dem Induktor 931 des primären Leistungsschwingkreises 930 geschaltet. Wieder ist es denkbar, dass der VMCD-Verstärker von 9C n ergänzende ZVS-Leistungsschwingkreise aufweisen kann, wobei der n-te Leistungsschwingkreis in 9B so veranschaulicht ist, dass er einen Induktor L_n und einen Transistor Q_n+2 aufweist. Jeder der n ergänzenden ZVS-Leistungsschwingkreise ist parallel zu dem Induktor 931 des primären Leistungsschwingkreises 930 geschaltet.
Es versteht sich außerdem für den Fachmann, dass der VMCD-Verstärker, der in den 9A-C veranschaulicht ist, in einem drahtlosen Hochleistungs-VMCD-System umgesetzt sein kann, das eine ähnliche Aufbaukonfiguration hat, wie die, in der der VMCD-Verstärker 300 von 3 in dem Energieübertragungssystem 400 von 4 genutzt wird.
10 veranschaulicht einen VMCD-Verstärker 1000 nach einer weiteren Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung. Wie oben erörtert, bildet der VMCD-Verstärker 300 mit den Transistoren 311 und 312 eine Halbbrückentopologie. Der VMCD-Verstärker 1000, der in 10 veranschaulicht ist, weist vier Transistoren, vorzugsweise GaN-FETs, auf, um eine Vollbrückentopologie zu bilden. Trotz fehlender Abbildung sollte es einleuchtend sein, dass in einer Ausgestaltung ein Steuerkreis, wie zum Beispiel ein Totzeitsteuermodul, an die Gates der Transistoren gekoppelt sein kann, um die Transistoren alternativ ein- und auszuschalten, wie es sich für einen Fachmann versteht.
Wie in 10 gezeigt, weist der VMCD-Verstärker 1000 die Transistoren 1011 und 1012 auf, die zwischen der Spannungsquelle VDD und Masse in Reihe geschaltet sind. Zwei zusätzliche Transistoren 1013 und 1014 sind parallel zu den Transistoren 1011 und 1012 geschaltet, ebenfalls zwischen der Spannungsquelle VDD und Masse. Der aus vier Transistoren bestehende Aufbau bildet eine Vollbrückenkonfiguration für den VCMD-Verstärker 1000. Wie für den Fachmann zu erkennen ist, verdoppelt die Vollbrückenkonfiguration die Ausgangsleistung für die Spannungsquelle V_DD, die an eine Halbbrückenkonfiguration angelegt ist, wie es zum Beispiel in dem in 3 veranschaulichten Aufbau der Fall ist. Vorzugsweise schalten während des Betriebs die Transistoren 1011 und 1014 gemeinsam und die Transistoren 1012 und 1013 gemeinsam.
Ferner wird durch die Vollbrückenkonfiguration ein Kondensator aus dem Leistungsschwingkreis eliminiert, der bei der Halbbrückentopologie des VCMD-Verstärkers 300 von 3 vorgesehen ist. Wie in 10 gezeigt, ist der Induktor 1015 zwischen den Schaltknoten N1 und N2 parallel zu der Last 1020 geschaltet. Der Kondensator 1016 ist für eine resonante Abstimmung mit der Last 1020 vorgesehen. Es sollte außerdem einleuchtend sein, dass der in 10 gezeigte Aufbau die Last 1020 als differentiell angeschlossen aufweist, was ebenfalls mögliche elektromagnetische Interferenzen vorteilhaft reduziert.
Schließlich veranschaulicht 11 noch ein weiteres Ausführungsbeispiel eines VMCD-Verstärkers nach der vorliegenden Erfindung. Wie in 11 gezeigt, weist der Hochleistungs-VMCD-Verstärker eine Vielzahl der gleichen Komponenten wie der Aufbau von 9A-9C auf, einschließlich der Transistoren 911 und 912 und des resonanten Abstimmkreises 920. Bei dieser Ausgestaltung weist der primäre Leistungsschwingkreis 1130 den Induktor 1131 und ein Paar von Transistoren 1113 und 1114 auf. Zusammen sind der Induktor 1131 und der Transistor 1114 in Reihe geschaltet und ferner zwischen dem Schaltknoten und Masse geschaltet. Darüber hinaus ist der Transistor 1113 zwischen der Spannungsquelle VDD und einem knotenverbindenden Induktor 1131 und Transistor 1114 geschaltet. Bei dieser Konfiguration sollte es einleuchtend sein, dass die resonante abgestimmte Last 920 an eine Halbbrückentopologie gekoppelt ist, die es ermöglicht, zwei individuelle Lasten zu verwenden, und zwar derart, dass eine Abstimmung zwischen den Spulen geringfügig verschoben werden kann, was auf Grund der Last- und Kopplungsänderung eine erhebliche Leistungsbandbreite ermöglicht.
Die obige Beschreibung und die Zeichnungen sind nur als Veranschaulichung spezieller Ausgestaltungen gedacht, welche die vorliegend beschriebenen Merkmale und Vorteile erzielen. Es ist möglich, Modifikationen und Anpassungen an spezielle Prozessbedingungen vorzunehmen. Dementsprechend gelten die erfindungsgemäßen Ausgestaltungen als nicht durch die vorhergehende Beschreibung und die Zeichnungen eingeschränkt.

Claims

Leistungsverstärker, umfassend: ein Paar von Transistoren, die zwischen einer Spannungsquelle und einem Masseanschluss in Reihe geschaltet sind, einen Schaltknoten, der zwischen einem Source-Anschluss eines ersten Transistors des Paars von Transistoren und einem Drain-Anschluss eines zweiten Transistors des Paars von Transistoren angeordnet ist, einen nicht-resonanten Leistungsschwingkreis, der zwischen dem Schaltknoten und dem Masseanschluss oder dem Versorgungsanschluss oder beiden geschaltet ist, wobei der Leistungsschwingkreis einen Induktor mit einer Induktivität aufweist, die eine Ausgangskapazität des Paars von Transistoren dämpft, und einen Kondensator, der mit dem Induktor und dem Masseanschluss in Reihe geschaltet ist, wobei der Kondensator eine Kapazität aufweist, um eine Gleichstromblockierung bereitzustellen, wobei der Leistungsschwingkreis es dem Leistungsverstärker ermöglicht, als unbelasteter Abwärtswandler mit Nullspannungsschalten zu arbeiten, und einen resonanten Abstimmkreis, der zwischen dem Schaltknoten und einer an den Leistungsverstärker gekoppelten Last in Reihe geschaltet ist, wobei der Leistungsverstärker dazu ausgebildet ist, den Schaltknoten mit einer erforderlichen Totzeit zwischen Gate-Signalen, die an den Transistoren anliegen, selbsttätig zu kommutieren.
Leistungsverstärker nach Anspruch 1, wobei jeder Transistor des Paars von Transistoren ein GaN-Transistor ist.
Leistungsverstärker nach Anspruch 1, ferner umfassend wenigstens einen ergänzenden Leistungsschwingkreis, der parallel zu dem Leistungsschwingkreis geschaltet ist.
Leistungsverstärker nach Anspruch 3, wobei der wenigstens eine ergänzende Leistungsschwingkreis einen zweiten Induktor und einen zweiten Kondensator umfasst.
Leistungsverstärker nach Anspruch 4, ferner umfassend einen weiteren Transistor, der zwischen dem wenigstens einen ergänzenden Leistungsschwingkreis und dem Masseanschluss in Reihe geschaltet ist.
Leistungsverstärker nach Anspruch 3, wobei der wenigstens eine ergänzende Leistungsschwingkreis Folgendes umfasst: einen zweiten Induktor, welcher ein Paar von Anschlüssen aufweist, wobei ein erster Anschluss an den Schaltknoten gekoppelt ist, und einen weiteren Transistor, welcher einen Source-Anschluss, der an einen Knoten zwischen dem Induktor und dem Kondensator des Leistungsschwingkreises gekoppelt ist, und einen Drain-Anschluss aufweist, der an einen zweiten Anschluss des zweiten Induktors gekoppelt ist.
Leistungsverstärker nach Anspruch 3, wobei der wenigstens eine ergänzende Leistungsschwingkreis Folgendes umfasst: einen zweiten Induktor, welcher ein Paar von Anschlüssen aufweist, wobei ein erster Anschluss an einen Knoten zwischen dem Induktor und dem Kondensator des Leistungsschwingkreises gekoppelt ist, und einen weiteren Transistor, welcher einen Source-Anschluss, der an den Masseanschluss gekoppelt ist, und einen Drain-Anschluss aufweist, der an einen zweiten Anschluss des zweiten Induktors gekoppelt ist.
Drahtloses Energieübertragungssystem, umfassend: ein Stromsendegerät mit: einem Paar von Transistoren, die zwischen einer Spannungsquelle und einem Masseanschluss in Reihe geschaltet sind, einem Schaltknoten, der zwischen einem Source-Anschluss eines ersten Transistors des Paars von Transistoren und einem Drain-Anschluss eines zweiten Transistors des Paars von Transistoren angeordnet ist, einem nicht-resonanten Leistungsschwingkreis, der zwischen dem Schaltknoten und dem Masseanschluss geschaltet ist, wobei der Leistungsschwingkreis einen Induktor mit einer Induktivität aufweist, die eine Ausgangskapazität des Paars von Transistoren dämpft, und einen Kondensator, der mit dem Induktor und dem Masseanschluss in Reihe geschaltet ist, wobei der Kondensator eine Kapazität aufweist, um eine Gleichstromblockierung bereitzustellen, wobei der Leistungsschwingkreis es dem Leistungsverstärker ermöglicht, als unbelasteter Abwärtswandler mit Nullspannungsschalten zu arbeiten, und wobei das Stromsendegerät dazu ausgebildet ist, den Schaltknoten mit einer erforderlichen Totzeit zwischen Gate-Signalen, die an den Transistoren anliegen, selbsttätig zu kommutieren, und ein Stromempfangsgerät mit: einer Last, einem Gleichrichter, der parallel zu der Last geschaltet ist, einem Paar von Kondensatoren, die an den Gleichrichter gekoppelt sind, und einer Empfangsspule, die parallel zu wenigstens einem Kondensator des Paars von Kondensatoren geschaltet ist.
Drahtloses Energieübertragungssystem nach Anspruch 8, wobei bei einer induktiven Kopplung des Stromempfangsgeräts an das Stromsendegerät eine hochresonante drahtlose Energieübertragungsspule mit einem entsprechenden Netzwerk ausgebildet wird.
Drahtloses Energieübertragungssystem nach Anspruch 8, wobei jeder Transistor des Paars von Transistoren ein GaN-Transistor ist.
Drahtloses Energieübertragungssystem nach Anspruch 8, ferner umfassend wenigstens einen ergänzenden Leistungsschwingkreis, der parallel zu dem Leistungsschwingkreis geschaltet ist.
Drahtloses Energieübertragungssystem nach Anspruch 11, wobei der wenigstens eine ergänzende Leistungsschwingkreis einen zweiten Induktor und einen zweiten Kondensator umfasst.
Drahtloses Energieübertragungssystem nach Anspruch 12, ferner einen weiteren Transistor umfassend, der zwischen dem wenigstens einen ergänzenden Leistungsschwingkreis und dem Masseanschluss in Reihe geschaltet ist.
Drahtloses Energieübertragungssystem nach Anspruch 11, wobei der wenigstens eine ergänzende Leistungsschwingkreis Folgendes umfasst: einen zweiten Induktor, welcher ein Paar von Anschlüssen aufweist, wobei ein erster Anschluss an den Schaltknoten gekoppelt ist, und einen weiteren Transistor, welcher einen Source-Anschluss, der an einen Knoten zwischen dem Induktor und dem Kondensator des Leistungsschwingkreises gekoppelt ist, und einen Drain-Anschluss aufweist, der an einen zweiten Anschluss des zweiten Induktors gekoppelt ist.
Drahtloses Energieübertragungssystem nach Anspruch 11, wobei der wenigstens eine ergänzende Leistungsschwingkreis Folgendes umfasst: einen zweiten Induktor, welcher ein Paar von Anschlüssen aufweist, wobei ein erster Anschluss an einen Knoten zwischen dem Induktor und dem Kondensator des Leistungsschwingkreises gekoppelt ist, und einen weiteren Transistor, welcher einen Source-Anschluss, der an den Masseanschluss gekoppelt ist, und einen Drain-Anschluss aufweist, der an einen zweiten Anschluss des zweiten Induktors gekoppelt ist.