JP2012235412A - 容量性負荷駆動回路及び流体噴射装置 - Google Patents

Abstract

【課題】上限あるいは下限付近のデューティー比でも効率よく容量性負荷を駆動する。
【解決手段】容量性負荷駆動回路は、駆動信号ＣＯＭの基準となる駆動波形信号ＷＣＯＭを発生する駆動波形信号発生回路２１０と、ＷＣＯＭをパルス変調して変調信号ＭＣＯＭを生成する変調回路２３０と、ＭＣＯＭを電力増幅して電力増幅変調信号ＡＣＯＭを生成するデジタル電力増幅器２４０と、複数のインダクター２５１と複数のインダクター２５１の少なくともひとつを選択可能な接続手段２５２で構成され、かつＡＣＯＭを平滑化することによってＣＯＭを生成する平滑フィルター２５０と、デジタル電力増幅器２４０から平滑フィルター２５０に流れる電流の方向がＭＣＯＭの一変調周期内で逆転する逆転条件下では、一変調周期内での電流の最大値及び最小値の絶対値が所定の閾値以上となるように、接続手段２５２における選択を切り替える切替制御部２７０とを含む。
【選択図】図２

Description

本発明は、圧電素子などの容量性負荷に駆動信号を用いて駆動する技術に関する。

インクジェットプリンターに搭載されている噴射ヘッドのように、圧電素子などの容量性負荷によって構成されたアクチュエーターは数多く存在する。このようなアクチュエーター（すなわち容量性負荷）を駆動するためには、ある程度の電力を有する駆動信号が必要となる。そこで、駆動信号の元となる駆動波形信号を電力増幅することによって駆動信号を生成することが行われる。ここで、アナログの駆動波形信号をアナログ的に電力増幅してアナログの駆動信号を直接生成したのでは大きな電力損失が発生して電力効率が低下するので、いわゆるＤ級増幅器を用いて電力増幅する技術が提案されている（例えば、特許文献１及び特許文献２参照）。

Ｄ級増幅器は、次のようにして電力増幅を行う。先ず、アナログの駆動波形信号をパルス変調することによって変調信号を生成する。パルス変調には幾つかの方式が知られているが、パルス幅変調と呼ばれる方式が使用されることが一般的である。パルス幅変調と呼ばれる方式とは、変調しようとする駆動波形信号を、一定周期（変調周期）で繰り返される三角波形と比較して、駆動波形信号の電圧の方が三角波形の電圧よりも高い期間ではＯＮを出力し、逆に駆動波形信号の電圧の方が低い期間ではＯＦＦを出力することによって、ＯＮとＯＦＦとを繰り返す変調信号を生成する変調方式である。このようにして得られた変調信号は、駆動波形信号の電圧が高くなるほど、一変調周期内でのＯＮの期間の比率（オンデューティー比又はデューティー比。本明細書中ではデューティー比と呼ぶ）が高くなる。

Ｄ級増幅器では、パルス変調によって得られたデジタルの変調信号を電力増幅した後、平滑フィルターを通してアナログ信号に変換することによって、電力増幅された駆動信号を生成する。このようにしてデジタルの変調信号を電力増幅すれば、アナログの駆動波形信号をアナログのまま電力増幅する場合に比べて電力損失を大幅に低減することができるので、駆動信号を生成する際の電力損失を大幅に低減することが可能である。

特開平１１−２０４８５０号公報 特開２００７−９６３６４号公報

しかし、Ｄ級増幅器を用いて容量性負荷を駆動する場合、変調信号のデューティー比が上限値付近や下限値付近になると、増幅時に大きな電力損失が発生することがあり、その結果、容量性負荷を駆動する際の電力効率が低下する場合があるという問題があった。

この発明は、従来の技術が有する上述した課題の少なくとも一部を解決するためになされたものであり、デューティー比によらず、どのような条件下でも常に効率よく容量性負荷を駆動することが可能な技術の提供を目的とする。

本発明は、上述の課題の少なくとも一部を解決するためになされたものであり、以下の形態又は適用例として実現することが可能である。

［適用例１］容量成分を有する容量性負荷に対して駆動信号を印加することによって、該容量性負荷を駆動する容量性負荷駆動回路であって、前記駆動信号の基準となる駆動波形信号を発生する駆動波形信号発生回路と、前記駆動波形信号をパルス変調して変調信号を生成する変調回路と、前記変調信号を電力増幅して電力増幅変調信号を生成するデジタル電力増幅器と、複数のインダクターと該複数のインダクターの少なくともひとつを選択可能な接続手段で構成され、かつ前記電力増幅変調信号を平滑化することによって前記駆動信号を生成する平滑フィルターと、前記デジタル電力増幅器から前記平滑フィルターに流れる電流の方向が前記変調信号の一変調周期内で逆転する逆転条件下では、該一変調周期内での電流の最大値及び最小値の絶対値が所定の閾値以上となるように、前記接続手段における選択を切り替える切替制御部とを含むことを特徴とする容量性負荷駆動回路。

これによれば、容量性負荷に印加すべき駆動信号の基準となる駆動波形信号を、パルス変調することによって変調信号を生成し、得られた変調信号を電力増幅した後に平滑化することによって駆動信号を生成する。また、デジタル電力増幅器から平滑フィルターに流れる電流の方向が、変調信号の一変調周期内で逆転するような条件（逆転条件）下では、接続手段における選択、すなわち平滑フィルターのインダクターのインダクタンスを変更することによって、その一変調周期内での電流の最大値及び最小値の絶対値が所定の閾値以上に保たれるようにする。

詳細なメカニズムについては後述するが、デジタル電力増幅器から平滑フィルターに流れる電流の方向が、変調信号の一変調周期内で逆転するような条件（逆転条件）下では、変調信号のデューティー比が上限値付近あるいは下限値付近になると、その一変調周期内での電流の最大値及び最小値の絶対値が所定の閾値以上に保たれなくなる。そして、一変調周期内での電流の最大値及び最小値の絶対値が所定の閾値を下回るようになると、デジタル電力増幅器での増幅時に大きな電力損失が発生することが見いだされた。更に、一変調周期内での電流の最大値及び最小値の絶対値は、平滑フィルターのインダクターのインダクタンスを変更することによって変更可能であることも見いだされた。したがって、デジタル電力増幅器から平滑フィルターに流れる電流の方向が一変調周期内で逆転する逆転条件下では、その一変調周期内での電流の最大値及び最小値の絶対値が所定の閾値以上となるように接続手段における選択、すなわち平滑フィルターのインダクターのインダクタンスを変更することで、デジタル電力増幅器での増幅時に大きな電力損失が発生することを回避して、効率よく容量性負荷を駆動することが可能となる。

［適用例２］上記容量性負荷駆動回路であって、前記デジタル電力増幅器は、電源が発生する所定電圧とグランドとの間でプッシュ・プル接続された二つのスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替えることによって、前記電力増幅変調信号を生成しており、前記所定の閾値は、前記電源の発生する所定電圧をＶ、前記二つのスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替える際に該二つのスイッチ素子をいずれもＯＦＦとする時間であるデッドタイムをＴ、前記二つのスイッチ素子の寄生容量のキャパシタンスをＣとしたときに、Ｖ・Ｃ／Ｔなる算出式によって得られる閾値であることを特徴とする容量性負荷駆動回路。

これによれば、詳細には後述するが、デジタル電力増幅器での増幅時に大きな電力損失が発生するのは、前述した逆転条件下で、一変調周期内での電流の最大値及び最小値が所定の閾値を下回ったときであり、この閾値は、デジタル電力増幅器の電源が発生する所定電圧をＶ、デッドタイムをＴ、二つのスイッチ素子の寄生容量のキャパシタンスをＣとしたときに、Ｖ・Ｃ／Ｔなる算出式によって得られることが見いだされた。したがって、逆転条件下でも、一変調周期内での電流の最大値及び最小値がこの閾値を下回らないようにしておけば、デジタル電力増幅器での増幅時に大きな電力損失が発生することを回避することが可能となる。

［適用例３］上記容量性負荷駆動回路であって、前記デジタル電力増幅器は、電源が発生する所定電圧とグランドとの間でプッシュ・プル接続された二つのスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替えることによって、前記電力増幅変調信号を生成しており、かつ、前記スイッチ素子にダイオードが並列接続され、前記所定の閾値は、前記電源の発生する所定電圧をＶ、前記二つのスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替える際に該二つのスイッチ素子をいずれもＯＦＦとする時間であるデッドタイムをＴ、前記ダイオードの接合容量のキャパシタンスをＣｄとしたときに、Ｖ・Ｃｄ／Ｔなる算出式によって得られる閾値であることを特徴とする容量性負荷駆動回路。

これによれば、詳細には後述するが、デジタル電力増幅器での増幅時に大きな電力損失が発生するのは、前述した逆転条件下で、一変調周期内での電流の最大値及び最小値が所定の閾値を下回ったときであり、この閾値は、デジタル電力増幅器の電源が発生する所定電圧をＶ、デッドタイムをＴ、前記ダイオードの接合容量のキャパシタンスをＣｄとしたときに、Ｖ・Ｃｄ／Ｔなる算出式によって得られることが見いだされた。したがって、逆転条件下でも、一変調周期内での電流の最大値及び最小値がこの閾値を下回らないようにしておけば、デジタル電力増幅器での増幅時に大きな電力損失が発生することを回避することが可能となる。

［適用例４］上記容量性負荷駆動回路であって、前記デジタル電力増幅器は、電源が発生する所定電圧とグランドとの間でプッシュ・プル接続された二つのスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替えることによって、前記電力増幅変調信号を生成しており、かつ、前記二つのスイッチ素子の少なくとも一方にコンデンサーが並列接続され、前記所定の閾値は、前記電源の発生する所定電圧をＶ、前記二つのスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替える際に該二つのスイッチ素子をいずれもＯＦＦとする時間であるデッドタイムをＴ、前記コンデンサーと前記二つのスイッチ素子の寄生容量との合成容量のキャパシタンスをＣｓとしたときに、Ｖ・Ｃｓ／Ｔなる算出式によって得られる閾値であることを特徴とする容量性負荷駆動回路。

これによれば、詳細には後述するが、デジタル電力増幅器での増幅時に大きな電力損失が発生するのは、前述した逆転条件下で、一変調周期内での電流の最大値及び最小値が所定の閾値を下回ったときであり、この閾値は、デジタル電力増幅器の電源が発生する所定電圧をＶ、デッドタイムをＴ、前記コンデンサーと前記二つのスイッチ素子の寄生容量との合成容量のキャパシタンスをＣｓとしたときに、Ｖ・Ｃｓ／Ｔなる算出式によって得られることが見いだされた。したがって、逆転条件下でも、一変調周期内での電流の最大値及び最小値がこの閾値を下回らないようにしておけば、デジタル電力増幅器での増幅時に大きな電力損失が発生することを回避することが可能となる。

［適用例５］上記容量性負荷駆動回路であって、前記容量性負荷の容量成分の大きさに関する負荷情報を取得する負荷情報取得手段を備え、前記切替制御部は、前記負荷情報に応じて前記接続手段の接続状態を変更する手段であることを特徴とする容量性負荷駆動回路。

これによれば、容量性負荷に印加される駆動信号が一定電圧ではない場合、デジタル電力増幅器から平滑フィルターに流れる電流の、一変調周期内での最大値及び最小値の絶対値が、所定の閾値以上に保たれる平滑フィルターのインダクターのインダクタンスは、容量性負荷の容量成分の大きさによって変化する。したがって、容量性負荷の容量成分の大きさに関する情報（負荷情報）を取得して、この情報も考慮して接続手段における選択、すなわち平滑フィルターのインダクターのインダクタンスを変更すれば、平滑フィルターのインダクターのインダクタンスを適切に変更することができる。例えば、容量成分の大きさを複数段階に分類して負荷情報として設定しておき、負荷情報に示される分類に応じた複数のインダクターを用意しておく。そして負荷情報に示される分類に応じて接続手段における選択、すなわち平滑フィルターのインダクターのインダクタンスを切り替えることで、より適切なキャリア周波数に変更することが可能となる。

［適用例６］容量成分を有する容量性負荷に対して駆動信号を印加することによって、該容量性負荷を駆動する容量性負荷駆動回路であって、前記駆動信号の基準となる駆動波形信号を発生する駆動波形信号発生回路と、前記駆動信号に位相進み補償を行い、該位相進み補償後の信号を帰還信号として出力する位相進み補償回路と、前記駆動波形信号から前記帰還信号を減算することによって誤差信号を出力する演算回路と、前記誤差信号をパルス変調して変調信号を生成する変調回路と、前記変調信号を電力増幅して電力増幅変調信号を生成するデジタル電力増幅器と、複数のインダクターと該複数のインダクターの少なくとも一つを選択可能な接続手段で構成され、かつ前記電力増幅変調信号を平滑化することによって前記駆動信号を生成する平滑フィルターと、前記デジタル電力増幅器から前記平滑フィルターに流れる電流の方向が前記変調信号の一変調周期内で逆転する逆転条件下では、該一変調周期内での電流の最大値及び最小値の絶対値が所定の閾値以上となるように、前記接続手段における選択を切り替える切替制御部と、を含むことを特徴とする容量性負荷駆動回路。

これによれば、駆動信号の基準となる駆動波形信号に対して、容量性負荷に印加された駆動信号を負帰還させるので、平滑フィルターの共振の影響で駆動信号が歪んでしまうことを抑制することができる。また、駆動信号を負帰還させるに際しては、位相を進ませる補償（位相進み補償）を行ってから負帰還させているので、平滑フィルターによって位相が遅れた駆動信号を負帰還させることが原因で駆動信号の出力が不安定になってしまうこともない。

［適用例７］上記に記載の容量性負荷駆動回路と、液体を供給する供給ポンプと、前記供給ポンプから供給された液体が流入する流体室と、前記容量性負荷であるアクチュエーターと、前記流体室に流入された液体を噴射する噴射ノズルとを有する脈動発生部と、を含み、前記駆動信号が前記アクチュエーターに印加されることによって、前記流体室に流入された液体が前記噴射ノズルからパルス状に噴射されることを特徴とする流体噴射装置。

これによれば、上述した本発明の容量性負荷駆動回路では、効率よく電力増幅を行って容量性負荷を駆動することができる。したがって、上述した本発明の容量性負荷駆動回路は、以下のような流体噴射装置、すなわち、液体を供給する供給ポンプと、該供給ポンプから供給された液体が流入する流体室と、容量性負荷であるアクチュエーターと、該流体室に流入された液体を噴射する噴射ノズルとを有する脈動発生部とを備え、アクチュエーターに駆動信号を印加することによって、該流体室に流入した液体を該噴射ノズルからパルス状に噴射する流体噴射装置で、駆動信号を発生する駆動回路として好適に適用することができる。

第１実施例の容量性負荷駆動回路を搭載した流体噴射装置の構成を示した説明図。 第１実施例の容量性負荷駆動回路の回路構成を示した説明図。 一定電圧出力時のデジタル電力増幅器での消費電力がデューティー比に応じて増加する様子を示した説明図。 デジタル電力増幅器の詳細な構成を示した回路図。 デジタル電力増幅器での電力増幅時に電力損失が発生する理由を示した説明図。 一定電圧の出力時に平滑フィルターのインダクターに流れる電流がほぼ直線的に変化する様子を示した説明図。 一定電圧の出力時に平滑フィルターのインダクターに流れる電流がほぼ直線的に変化する理由を示した説明図。 一定電圧の出力時に平滑フィルターのインダクターに流れる電流の振幅が、デューティー比に応じて変化する様子を示した説明図。 一定電圧の出力時に平滑フィルターのインダクターに大きな電流が流れる条件では、電力増幅時の電力損失が低下する理由を示した説明図。 一定電圧の出力時に平滑フィルターのインダクターに大きな電流が流れる条件では、電力増幅時の電力損失が低下する理由を示した説明図。 一定電圧の出力時のデジタル電力増幅器の動作を、平滑フィルターのインダクターに流れる電流の大きさに応じて示した説明図。 一定電圧の出力時にデジタル電力増幅器で電力損失が発生しない条件を示した説明図。 第１実施例の容量性負荷駆動回路で、デジタル電力増幅器での電力損失の増加を回避する方法を示した説明図。 第１実施例で駆動波形信号にｆｌａｇが設定されている様子を示した説明図。 第１実施例の容量性負荷駆動回路の動作を示した説明図。 第１実施例で駆動波形信号情報にｆｌａｇを設定する処理を示すフローチャート。 第１実施例で駆動波形信号情報にｆｌａｇが設定された他の態様を示した説明図。 第１実施例の変形例の容量性負荷駆動回路の一部を示した説明図。 第２実施例の容量性負荷駆動回路の動作を示した説明図。 第３実施例の容量性負荷駆動回路についての説明図。 第３実施例の容量性負荷駆動回路の回路構成を示した説明図。 第３実施例の容量性負荷駆動回路が負荷情報を取得する態様を例示した説明図。 第３実施例の容量性負荷駆動回路が負荷情報を取得する他の態様を例示した説明図。 変形例１のスイッチ素子に並列に還流ダイオードを設けた場合のデジタル電力増幅器の構成例を示す説明図。 変形例２のデジタル電力増幅器の出力に保護回路としてスナバ回路を設けた構成例を示す説明図。

以下では、上述した本願発明の内容を明確にするために、次のような順序に従って実施例を説明する。
Ａ．第１実施例：
Ａ−１．装置構成：
Ａ−２．容量性負荷駆動回路の回路構成：
Ａ−３．デジタル電力増幅器で電力損失が発生するメカニズム：
Ａ−４．デジタル電力増幅器での電力損失を回避するメカニズム：
Ａ−５．第１実施例での電力損失の増加の回避方法：
Ａ−６．第１実施例の変形例：
Ｂ．第２実施例：
Ｂ−１．第２実施例での電力損失の増加の回避方法：
Ｃ．第３実施例：
Ｄ．変形例１：
Ｅ．変形例２：

Ａ．第１実施例：
Ａ−１．装置構成：
図１は、本実施例の容量性負荷駆動回路を搭載した流体噴射装置の構成を示した説明図である。図示されているように流体噴射装置１００は、大きく分けると、液体を噴射するための脈動発生部１１０と、脈動発生部１１０に向けて流体（液体）を供給する流体供給手段１２０と、脈動発生部１１０及び流体供給手段１２０の動作を制御する制御部１３０などから構成されている。流体噴射装置１００は、パルス状の液体を脈動発生部１１０から噴射することによって、生体組織を切除又は切開することに使用する手術具としてのウォータージェットメスの一例である。

脈動発生部１１０は、金属製の第２ケース１１３に、同じく金属製の第１ケース１１４を重ねた構造となっており、第２ケース１１３の前面には円管形状の流体噴射管１１２が立設され、流体噴射管１１２の先端にはノズル１１１が挿着されている。第２ケース１１３と第１ケース１１４との合わせ面には、薄い円板形状の流体室１１５が形成されており、流体室１１５は、流体噴射管１１２を介してノズル１１１に接続されている。また、第１ケース１１４の内部には、積層型の圧電素子１１６が設けられている。脈動発生部１１０と制御部１３０とは配線ケーブル１５０によって接続されており、制御部１３０内の容量性負荷駆動回路２００からは、配線ケーブル１５０を介して駆動信号が圧電素子１１６に供給される。また、配線ケーブル１５０はコネクターによって脈動発生部１１０に取り付けられている。このため、配線ケーブル１５０は、長さや特性の異なる種々の配線ケーブル１５０に取り替えることが可能となっている。尚、圧電素子１１６が、本発明における「容量性負荷」に対応する。

流体供給手段１２０は、噴射しようとする液体（水、生理食塩水、薬液など）が収容された流体容器１２３から、第１接続チューブ１２１を介して液体を吸い上げた後、第２接続チューブ１２２を介して脈動発生部１１０の流体室１１５内に供給する。このため、流体室１１５は液体で満たされた状態となっている。

そして、制御部１３０から駆動信号を圧電素子１１６に印加すると、圧電素子１１６が伸張して流体室１１５が押し縮められ、その結果、流体室１１５内に充満していた液体が、ノズル１１１からパルス状に噴射される。圧電素子１１６の伸張量は、駆動信号として印加される電圧に依存する。したがって、所望の特性のパルス状の液体を噴射するためには、精度の良い駆動信号を圧電素子１１６に印加する必要がある。そこで、このような駆動信号を生成するために、制御部１３０内には、以下に説明するような容量性負荷駆動回路２００が搭載されている。

Ａ−２．容量性負荷駆動回路の回路構成：
図２は、本実施例の容量性負荷駆動回路２００の回路構成を示した説明図である。図示されているように容量性負荷駆動回路２００は、駆動信号の基準となる駆動波形信号（以下、ＷＣＯＭ）を出力する駆動波形信号発生回路２１０と、駆動波形信号発生回路２１０から受け取ったＷＣＯＭと後述する帰還信号（以下、ｄＣＯＭ）とに基づいて誤差信号（以下、ｄＷＣＯＭ）を出力する演算回路２２０と、演算回路２２０からのｄＷＣＯＭをパルス変調して変調信号（以下、ＭＣＯＭ）に変換する変調回路２３０と、変調回路２３０からのＭＣＯＭをデジタル的に電力増幅して電力増幅変調信号（以下、ＡＣＯＭ）を生成するデジタル電力増幅器２４０と、複数のインダクター２５１と複数のインダクター２５１の少なくとも一つを選択可能な接続手段２５２で構成され、かつ前記デジタル電力増幅器２４０から受け取ったＡＣＯＭから変調成分を取り除いた後、駆動信号（以下、ＣＯＭ）として圧電素子１１６に供給する平滑フィルター２５０と、平滑フィルター２５０から出力されたＣＯＭに対して位相を進ませる補償（位相進み補償）を加えてｄＣＯＭ（帰還信号）を生成する位相進み補償回路２６０と、接続手段２５２における選択を切り替える切替制御部２７０とを備えている。尚、本実施例の容量性負荷駆動回路２００には、ＣＯＭに対して位相進み補償を加えたｄＣＯＭを負帰還させているが、負帰還させない構成とすることも可能である。この場合は、演算回路２２０や位相進み補償回路２６０が不要となる。その結果、変調回路２３０は、ｄＷＣＯＭではなく、ＷＣＯＭに対してパルス変調を行うことになる。

このうち、駆動波形信号発生回路２１０は、ＷＣＯＭのデータ（後述する駆動波形信号情報）を記憶した波形メモリーや、Ｄ／Ａ変換器を備えており、波形メモリーから読み出したデータをＤ／Ａ変換器でアナログ信号に変換することによって、ＷＣＯＭ（駆動波形信号）を生成する。演算回路２２０では、こうして出力されたＷＣＯＭからｄＣＯＭを減算した信号を、ｄＷＣＯＭ（誤差信号）として出力する。尚、アナログ信号に限らず、駆動波形信号発生回路２１０は、ＷＣＯＭのデータを記憶した波形メモリーからデジタルデータとしてＷＣＯＭ（駆動波形信号）を読出し、Ａ／Ｄ変換器でｄＣＯＭをデジタルデータとした後、信号処理回路を用いて演算回路２２０でＷＣＯＭからｄＣＯＭをデジタル演算により減算し、ｄＷＣＯＭ（誤差信号）をデジタルデータとして生成する構成としてもよい。その場合、変調回路２３０は信号処理回路を用いてデジタル回路で構成し、ｄＷＣＯＭをデジタルデータのまま取り扱うようにする。

変調回路２３０では、ｄＷＣＯＭを一定周期（変調周期）の三角波と比較することによって、パルス波状のＭＣＯＭ（変調信号）を生成（パルス変調）する。変調回路２３０によって得られたＭＣＯＭは、デジタル電力増幅器２４０に入力される。デジタル電力増幅器２４０は、プッシュ・プル接続された２つのスイッチ素子（ＭＯＳＦＥＴなど）と、電源と、これらスイッチ素子を駆動するゲートドライバーとを備えている。ＭＣＯＭの出力がＯＮの場合は、ハイ側のスイッチ素子がＯＮになり、ロー側のスイッチ素子がＯＦＦになって、電源の電圧ＶｄｄがＡＣＯＭとして出力される。また、ＭＣＯＭの出力がＯＦＦの場合は、ハイ側のスイッチ素子がＯＦＦになり、ロー側のスイッチ素子がＯＮになってグランドの電圧がＡＣＯＭとして出力される。その結果、変調回路２３０の動作電圧とグランドとの間でパルス波状に変化するＭＣＯＭが、電源の電圧Ｖｄｄとグランドとの間でパルス波状に変化するＡＣＯＭに電力増幅される。この増幅では、プッシュ・プル接続された２つのスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替えているだけなので、アナログ波形を増幅する場合に比べれば、電力損失を抑制することが可能である。

こうして電力増幅されたＡＣＯＭ（電力増幅変調信号）は、ＬＣ回路と接続手段２５２によって構成される平滑フィルター２５０を通すことによってＣＯＭ（駆動信号）に変換され、圧電素子１１６に印加される。ここで、平滑フィルター２５０は複数のインダクター２５１を備えている。図２に示すように、本実施例では、複数のインダクター２５１として、インダクタンスがＬ０のインダクター（便宜上、インダクターＬ０と表記する）と、インダクタンスがＬ１のインダクター（便宜上、インダクターＬ１と表記する）の二つで構成する。ここで、上述したインダクタンスＬ０は、平滑フィルター２５０の共振周波数が、アプリケーションに要求される信号周波数帯域や、駆動信号に重畳されるキャリアリップルの仕様を満足できるような周波数となるように設計された値である。またインダクタンスＬ１は、後述する式（１０）及び式（１１）を満足するように設計された値である。インダクターＬ０及びインダクターＬ１の一端（入力端子）には、それぞれＡＣＯＭが入力される。またインダクターＬ０及びインダクターＬ１の別の一端（出力端子）は、それぞれ接続手段２５２に接続される。接続手段２５２は複数のスイッチ（Ｓ）を備えている。図２に示すように、本実施例では複数のスイッチ（Ｓ）として、スイッチＳ０とスイッチＳ１との二つで構成する。スイッチＳ０の一端はインダクターＬ０の出力端子に、またスイッチＳ１の一端はインダクターＬ１の出力端子に接続される。スイッチＳ０及びスイッチＳ１の別の一端は、平滑フィルター２５０のコンデンサーＣに接続され、圧電素子１１６に印加するＣＯＭを出力する。接続手段２５２のスイッチ（Ｓ）による複数のインダクターの切替えは、切替制御部２７０が、駆動波形信号発生回路２１０からの情報に基づいて切替え可能となっている。

以上の構成とすることで、接続手段２５２のスイッチ（Ｓ）によって、平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスを切り替えることが可能となっている。詳細は後述するが、本実施例では平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスが変更可能な構成であればよく、例えば接続手段２５２の複数のスイッチ（Ｓ）の一端にＡＣＯＭが入力され、複数のスイッチ（Ｓ）の別の一端に複数のインダクター２５１の入力端子が一対に接続され、複数のインダクター２５１の出力端子が平滑フィルター２５０のコンデンサーＣに接続されているような構成でも構わない。また図２では、複数のインダクター２５１として２つの場合の構成例を示しているが、３以上であっても構わない。

ここで、ＣＯＭは演算回路２２０に負帰還されるが、平滑フィルター２５０を通過することによって、ＣＯＭはＷＣＯＭに対して位相が遅れている。そこで、ＣＯＭを単純に負帰還させるのではなく、コンデンサーと抵抗とによって構成された位相進み補償回路２６０を通して位相を進ませる補償（位相進み補償）を行い、得られた信号をｄＣＯＭとして演算回路２２０に負帰還させるようになっている。

Ａ−３．デジタル電力増幅器で電力損失が発生するメカニズム：
上述したように、デジタル電力増幅器２４０は、大きな電力損失を伴うことなく、変調信号（ＭＣＯＭ）を電力増幅してＡＣＯＭを生成することが可能である。しかし、デジタル電力増幅器２４０でも、ある条件が成立すると電力増幅時に大きな電力損失が発生することがある。

図３は、一定電圧出力時のデジタル電力増幅器２４０の回路構成を示した説明図である。図示されるように、例えば負荷に対して一定電圧を出力する場合には、変調信号のデューティー比がある値より小さくなると、急激に電力損失が増加する。変調信号のデューティー比が大きい場合にも、ある値を超えると急激に電力損失が増加する。このような現象が生じると、ＷＣＯＭを変調してＭＣＯＭに変換してから増幅する効果が無くなってしまうので対策が必要となる。そのためには、このような現象が生じるメカニズムを明らかにしなければならない。

図４は、デジタル電力増幅器２４０の詳細な構成を示した回路図である。図示されるように、デジタル電力増幅器２４０は、プッシュ・プル接続された２つのＭＯＳＦＥＴと、電源Ｖｄｄと、これらＭＯＳＦＥＴを駆動するゲートドライバーとを備えている。また、それぞれのＭＯＳＦＥＴには、ドレイン端子、ゲート端子、ソース端子の各端子間に寄生容量が存在する。図中のＣｄｓはドレイン端子とソース端子との間に生じた寄生容量を示し、Ｃｇｄはドレイン端子とゲート端子との間に生じた寄生容量を、そしてＣｇｓはゲート端子とソース端子との間の寄生容量を示している。ここで、Ｃｄｓは実際にはＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードの接合容量であるが、便宜上、本実施例では寄生ダイオードとＣｄｓを個別に図示している。本願の発明者らは、負荷に対して、例えば一定電圧（あるいは、ほとんど一定の電圧）を出力する場合には、これらの寄生容量が原因で、電力損失が発生していることを見いだした。

図５は、デジタル電力増幅器２４０での電力増幅時に電力損失が発生する理由を示した説明図である。デジタル電力増幅器２４０の中には、２つのＭＯＳＦＥＴがプッシュ・プル接続されているが、図５では、これらのＭＯＳＦＥＴをスイッチによって簡略化して表している。また、それぞれのＭＯＳＦＥＴには、図４に示したように３種類の寄生容量が存在するが、図５では、これらの寄生容量を１つにまとめて表示している。尚、以下では、プッシュ・プル接続された２つのＭＯＳＦＥＴの中でハイ側のＭＯＳＦＥＴを「ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）」と称し、ロー側のＭＯＳＦＥＴを「ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）」と称することにする。図５（Ａ）は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）がＯＦＦでＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）がＯＮの状態に相当し、図５（Ｄ）は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）がＯＮでＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）がＯＦＦの状態に相当する。電力増幅時には、これら２つの状態が交互に切り替わる。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）がＯＦＦでＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）がＯＮの状態を、単に「出力状態がＬの状態」と称し、逆に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）がＯＮでＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）がＯＦＦの状態を、単に「出力状態がＨの状態」と称するものとする。

また、２つのＭＯＳＦＥＴがともにＯＮになると、電源Ｖｄｄからグランドに向かって大きな突入電流が流れて素子に損傷を与える。そこで、こうしたことを回避するために、２つの状態を切り替える際には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）及びＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）がいずれもＯＦＦとなる期間（デッドタイム期間）を経由して切り替えるようになっている。図５（Ｂ）は、出力状態がＬの状態からＨの状態に切り替わる際のデッドタイム期間の状態を示しており、図５（Ｅ）は、出力状態がＨの状態からＬの状態に切り替わる際のデッドタイム期間の状態を示している。

ここで、図５（Ａ）に示した状態（出力状態がＬの状態）に着目すると、この状態では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量の一方の端子は電圧Ｖｄｄに接続され、他方の端子はグランドに接続されている。したがって、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量に電荷が蓄積（充電）される。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量については、いずれの端子もグランドに接続されているので、電荷が蓄積されることはない。この状態からデッドタイム期間になると、図５（Ｂ）に示すように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）がＯＦＦになる。

そしてデッドタイム期間が経過すると、今度はＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）がＯＮになる。ここで、ＡＣＯＭ（電力増幅変調信号）が出力される端子をＶｓとする。ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量に着目すると、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）をＯＮにしたとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量の電源Ｖｄｄに接続されている側の端子と、Ｖｓに接続されている側の端子は短絡状態となり、図５（Ａ）の状態で蓄えられていたＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量の電荷は、図５（Ｃ）の一点鎖線の矢印で示すような電流として流れる。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量に着目すると、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）をＯＮにした瞬間に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量のＶｓに接続されている側の端子は電圧Ｖｄｄになり、またグランドに接続されている側の端子はグランドの電位に保たれているので、図５（Ｃ）の破線の矢印で示すような電流が流れ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量が充電される。しかし、図５（Ｃ）で示した一点鎖線と破線との電流がＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）で抵抗損失を発生させる。

このようにしてＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量が充電されると、最終的には図５（Ｄ）に示した状態（出力状態がＨの状態）となる。この状態では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量のＶｓに接続されている側の端子は電圧Ｖｄｄに接続され、グランドに接続されている側の端子はグランドに接続されているので電荷が蓄積（充電）されている。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量の端子はいずれも電源Ｖｄｄに接続されているので電荷が蓄積されることはない。

以上では、図５（Ａ）の状態（出力状態がＬの状態）から図５（Ｄ）の状態（出力状態がＨの状態）に切り替える場合について説明したが、今度は逆に、図５（Ｄ）の状態（出力状態がＨの状態）から図５（Ａ）の状態（出力状態がＬの状態）に切り替える場合について説明する。図５（Ｄ）の状態からデッドタイム期間になると、図５（Ｅ）に示すように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）をＯＦＦにする。この状態では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量は電圧Ｖｄｄに充電されている。そしてデッドタイム期間が経過すると、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）がＯＮになる。すると、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量のＶｓに接続されている側の端子とグランドに接続されている側の端子が短絡状態となり、図５（Ｄ）の状態で蓄えられていたＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量の電荷は、図５（Ｆ）の一点鎖線の矢印で示すような電流として流れる。

また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量の電源Ｖｄｄに接続されている側の端子は電源Ｖｄｄに接続され、Ｖｓに接続されている側の端子はグランドに接続されるので、図５（Ｆ）の破線の矢印で示すような電流が流れ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量が充電される。しかし、図５（Ｆ）で示した一点鎖線と破線との電流がＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）で抵抗損失を発生させる。よって、このようにしてＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量が充電されると、最終的には図５（Ａ）に示した状態となる。

以上は、デジタル電力増幅器２４０に平滑フィルター２５０が接続されていないものとして説明した。しかし、図２に示したようにデジタル電力増幅器２４０には平滑フィルター２５０が接続されているので、このことによる影響も考慮する必要がある。

図６は、一定電圧の出力時に平滑フィルター２５０のインダクターに流れる電流がほぼ直線的に変化する様子を示した説明図である。本実施例のデジタル電力増幅器２４０の出力は、電圧Ｖｄｄとグランドとを繰り返すから、図６の電圧Ｅを電圧Ｖｄｄと読み替えれば、本実施例の平滑フィルター２５０に適用することができる。

一定周期Ｔの中で電圧Ｅ（電圧Ｖｄｄに対応）を印加している時間をｔｏｎとすると、デューティー比Ｄは、ｔｏｎ／Ｔ（パーセント表示の場合は１００×ｔｏｎ／Ｔ）となる。この状態は、平滑フィルター２５０から電圧Ｖｏｕｔ（＝Ｄ×Ｅ）を出力する場合に相当する。そして、このときにインダクターには、電圧Ｅが印加されている期間では、電流がマイナス（電源側に逆流している状態）からほぼ直線的に増加してプラス（グランドに向けて流れる状態）に転じ、印加される電圧が電圧０になっている期間では、プラスからほぼ直線的に減少してマイナスに転じるようなノコギリ刃状の電流が流れる。また、平滑フィルター２５０から出力される電圧が、電圧Ｖｏｕｔ（＝Ｄ×Ｅ）で保たれているということから、一周期の間でコンデンサーに出入りする電荷が等しいから、プラス側への振幅の最大値とマイナス側への振幅の最大値とは等しくなる。

図７は、一定電圧の出力時に平滑フィルター２５０のインダクターに流れる電流Ｉがほぼ直線的に変化する理由を示した説明図である。図７（Ａ）は、電圧Ｅ（電圧Ｖｄｄに対応）を印加している期間について示したものであり、図７（Ｂ）は、印加する電圧をグランドに落としている期間について示したものである。電圧Ｅを印加している期間にインダクターに流れる電流Ｉは、図７（Ａ）中の回路図で示される。平滑フィルター２５０を構成するインダクターのインダクタンスをＬ、コンデンサーのキャパシタンスをＣ、インダクターに流れる初期電流（電圧Ｅ印加開始時点で流れている電流）をＩ０、コンデンサーの初期電圧（電圧Ｅの印加時でのコンデンサーの端子間電圧）をＥ０とすると、電圧Ｅと、電流Ｉとの間には、式（１）で示した微分方程式が成立し、この方程式を解くと電流Ｉは式（２）によって求められる。ここで、ω０は、平滑フィルター２５０の共振周波数（＝１／√（ＬＣ））である。そして、電圧Ｅが印加されている時間ｔｏｎと平滑フィルター２５０の共振周波数ω０との積、ω０・ｔｏｎが０近傍である場合は、ｃｏｓω０ｔはほぼ１とみなすことができ、ｓｉｎω０ｔはほぼω０ｔとみなすことができる。すると式（２）は、式（３）で近似することができ、電流Ｉは時間ｔの経過とともに直線的に増加する。

平滑フィルター２５０に印加する電圧がグランドに落とされている期間についても同様である。すなわち、印加する電圧をグランドに落としている期間にインダクターに流れる電流Ｉは、図７（Ｂ）中の回路図で示すことができ、印加する電圧は０であるから、電流Ｉは式（４）で示した微分方程式が成立する。そしてこの方程式を解くと、印加する電圧がグランドの期間に流れる電流Ｉは式（５）によって求められる。また、ｓｉｎω０ｔをω０ｔとみなして、ｃｏｓω０ｔを１とみなすと、電流Ｉは式（６）で近似することができる。したがって、印加する電圧がグランドに落とされている期間では、電流Ｉは時間ｔの経過とともに直線的に減少する。

図８は、一定電圧の出力時に平滑フィルター２５０のインダクターに流れる電流Ｉの振幅が、デューティー比Ｄに応じて変化する様子を示した説明図である。
ここで、図６に示したように、電圧Ｅを印加した瞬間（ｔ＝０）では、電流Ｉ＝−ＩＡであるから、式（３）においてＩ０＝−ＩＡとなる。また初期電圧Ｅ０は、図６の電圧Ｖｏｕｔ（＝Ｄ×Ｅ）に等しい。更に、電圧Ｅを印加している期間から電圧をグランドに落とす期間に切り替わる直前の時間ｔ＝ｔｏｎにおいては、式（３）においてＩ（ｔｏｎ）＝ＩＡとなる。これらを式（３）に代入して整理すると、インダクターに流れる電流の振幅ＩＡは、図８（Ａ）に示した式（７）によって示される。ただし、図６で示した周期Ｔの逆数をｆｃ（キャリア周波数）とし、式（３）のｔにｔｏｎ＝Ｄ／ｆｃを代入している。式（７）に示されるように、電流の振幅の大きさＩＡはデューティー比Ｄの二次関数であり、図８（Ｂ）に示すように、Ｄ＝０．５（デューティー比Ｄが５０％）の時に最大値となる。

以上のことから次のようなことが説明できる。デジタル電力増幅器２４０の出力を平滑フィルター２５０で平滑化して一定電圧を負荷に印加する場合（デューティー比Ｄが一定の場合）、平滑フィルター２５０のインダクターには、図６に示したようなノコギリ刃状の電流が流れる。電流の振幅がプラス側に最大となるのは、デジタル電力増幅器２４０の出力がグランドに立ち下がる瞬間（出力状態がＨからＬの状態に切り替わる瞬間）であり、マイナス側に最大となるのは、デジタル電力増幅器２４０の出力がグランドから立ち上がる瞬間（出力状態がＬからＨの状態に切り替わる瞬間）である。また、電流の絶対値｜ＩＡ｜は、デューティー比Ｄが５０％の時に最大となり、デューティー比Ｄが５０％から小さくなるにつれて、あるいは５０％から大きくなるにつれて小さくなる。

デジタル電力増幅器２４０に平滑フィルター２５０を接続すると、平滑フィルター２５０のインダクターに流れる電流Ｉがこのような挙動をすることを踏まえた上で、平滑フィルター２５０が接続された状態でのデジタル電力増幅器２４０の動作について説明する。

図９は、一定電圧の出力時に平滑フィルター２５０のインダクターに大きな電流が流れる条件では、電力増幅時の電力損失が低下する理由を示した説明図である。換言すれば、図５（Ａ）の状態（デジタル電力増幅器２４０の出力がＬの状態）から、図５（Ｄ）の状態（出力がＨの状態）に切り替わる際のデッドタイム期間中に発生する現象を示した説明図である。図９（Ａ）に示されるように、デジタル電力増幅器２４０の出力がＬの状態（ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）がＯＦＦで、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）がＯＮの状態）では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量には電荷が蓄えられている。また、図６を用いて前述したように、デジタル電力増幅器２４０の出力がＬからＨの状態に切り替わる直前には、平滑フィルター２５０のインダクターからデジタル電力増幅器２４０に向かって大きさＩＡの電流が流れている。図９（Ａ）では、インダクターからの電流が流れる様子が、破線の矢印によって表されている。

この状態から、デジタル電力増幅器２４０の出力状態を切り替えるために、デッドタイム期間では二つのＭＯＳＦＥＴをいずれもＯＦＦの状態にする。すると、平滑フィルター２５０のインダクターには、自己誘導現象によって電流をそのまま流し続けようとする方向に起電力が発生する。図９（Ｂ）に示した破線の矢印は、前述した起電力によって流れる電流を表している。ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）はＯＦＦに切り替わっているので、こちらを流れることはできない。その一方で、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量には電荷が全く蓄えられていないので、この寄生容量にはインダクターの逆起電力によって電流が流れ、充電される。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量については、インダクターの逆起電力が発生する結果、寄生容量のＶｓに接続されている側の端子電圧が上昇するので、電源Ｖｄｄに接続されている側の端子との端子間電圧が小さくなり、電流が流れる。その結果、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量に蓄えられていた電荷が電源Ｖｄｄに回生される。

そして、図９（Ｃ）に示すように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量に蓄えられていた電荷を全て回生し、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量のＶｓに接続されている側の端子電圧が電圧Ｖｄｄに達するまで寄生容量に電荷を蓄えた後に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）をＯＮにする。こうすれば、図５を用いて前述したように、デジタル電力増幅器２４０の出力をＬからＨの状態に切り替える際に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量に残った電荷の放電、及びＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量の充電に起因する電力損失は全く生じない。すなわち、図９（Ａ）の状態を、デッドタイム期間の間に図９（Ｃ）の状態まで持って行くことができれば、電力損失の発生を抑制することができる。デジタル電力増幅器２４０の出力をＨからＬの状態に切り替える場合にも、同様なことがあてはまる。

図１０は、一定電圧の出力時に平滑フィルター２５０のインダクターに大きな電流が流れる条件では、電力増幅時の電力損失が低下する理由を示した説明図である。換言すれば、図５（Ｄ）の状態（デジタル電力増幅器２４０の出力がＨの状態）から、図５（Ａ）の状態（出力がＬの状態）に切り替わる際のデッドタイム期間中に発生する現象を示した説明図である。図１０（Ａ）に示されるように、デジタル電力増幅器２４０の出力がＨの状態（ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）がＯＮで、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）がＯＦＦの状態）では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量に電荷が蓄えられる。また、図６を用いて前述したように、デジタル電力増幅器２４０の出力がＨからＬの状態に切り替わる直前には、デジタル電力増幅器２４０から平滑フィルター２５０のインダクターに向かって大きさがＩＡの電流が流れている。図１０（Ａ）では、デジタル電力増幅器２４０の電源Ｖｄｄからインダクターに向かって電流が流れる様子が、破線の矢印によって表されている。

この状態から、デジタル電力増幅器２４０の出力状態をＨからＬに切り替えるために、デッドタイム期間では二つのＭＯＳＦＥＴをいずれもＯＦＦの状態にする。すると、平滑フィルター２５０のインダクターには自己誘導現象によって、電流をそのまま流し続けようとする方向に起電力が発生する。図１０（Ｂ）に示した破線の矢印は、前述した起電力によって流れる電流を表している。ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）はＯＦＦに切り替わっているので、電源Ｖｄｄからの電流はこちらを流れることはできない。その一方で、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量には電荷が全く蓄えられていないので、この寄生容量にはインダクターの逆起電力によって電流が流れ、充電される。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量については、インダクターの逆起電力が発生する結果、寄生容量のＶｓに接続されている側の端子の電圧が低下するので、グランドに接続されている側の端子との端子間電圧が小さくなり、電流が流れる。その結果、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量に蓄えられていた電荷が平滑フィルター２５０のコンデンサーに回生される。

そして、図１０（Ｃ）に示すように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量に蓄えられていた電荷を全て回生し、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量の端子間電圧が電圧Ｖｄｄに達するまで寄生容量に電荷を蓄えた後に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）をＯＮにする。こうすれば、図５を用いて前述したように、デジタル電力増幅器２４０の出力をＨからＬの状態に切り替える際に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量に残った電荷の放電、及びＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量の充電に起因する電力損失は全く生じない。すなわち、図１０（Ａ）の状態を、デッドタイム期間の間に図１０（Ｃ）の状態まで持って行くことができれば、電力損失の発生を抑制することができる。

このように、デジタル電力増幅器２４０の出力状態を切り替えたときに、平滑フィルター２５０のインダクターで大きな逆起電力を発生させることができれば、デジタル電力増幅器２４０で発生する電力損失を大幅に抑制することが可能となる。しかし、図８（Ａ）に示したように、デューティー比Ｄが小さい場合、又は大きい場合はインダクターに流れる電流値が小さく、インダクターで十分な大きさの逆起電力を発生させることができなくなったために、図３で示したような大きな電力損失が生じたものと考えられる。

Ａ−４．デジタル電力増幅器での電力損失を回避するメカニズム：
図１１は、一定電圧の出力時のデジタル電力増幅器２４０の動作を、平滑フィルター２５０のインダクターに流れる電流の大きさに応じて示した説明図である。換言すれば、インダクターで十分な大きさの逆起電力を発生させることができる場合と、十分な大きさの逆起電力を発生させることができなかった場合とについて、デジタル電力増幅器２４０の動作が切り替わる様子が示されている。図１１（Ａ）は十分な大きさの逆起電力が発生した場合を示し、図１１（Ｂ）は過不足のない大きさの逆起電力が発生した場合を、図１１（Ｃ）は逆起電力の大きさが不足する場合を示している。

先ず始めに、最も単純な場合である図１１（Ｂ）の場合について説明する。デジタル電力増幅器２４０の出力状態がＬの状態から、デッドタイム期間に切り替わる直前では、図６に示したようにインダクターの電流Ｉはマイナス方向（逆流する方向）に流れている。また、デジタル電力増幅器２４０の出力電圧は０である。この状態を、状態［Ａ］と呼ぶことにする。続いて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）をＯＦＦに切り替えてデッドタイム期間に移行すると、図９（Ｂ）を用いて前述したように、インダクターの逆起電力によってＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量の電荷が充電され、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量に電荷が回生されて、それに伴ってデジタル電力増幅器２４０の出力電圧が上昇し、デッドタイム期間が終了する時に、ちょうど電圧Ｖｄｄに達する。インダクターの逆起電力によってデジタル電力増幅器２４０の出力電圧が上昇している状態を、状態［Ｂ］と呼ぶことにする。

デッドタイム期間を終了して、デジタル電力増幅器２４０の出力状態がＨの状態になると、図６を用いて前述したように、初めのうちはインダクターにマイナス方向（インダクターからデジタル電力増幅器２４０に向かう方向）の電流が流れているが、途中で電流の向きが逆転して、プラス方向（デジタル電力増幅器２４０からインダクターに向かう方向）に電流が流れるようになる。デジタル電力増幅器２４０の出力電圧が電圧Ｖｄｄで、インダクターにマイナス方向の電流が流れている状態を、状態［Ｃ］と呼び、インダクターの電流が逆転してプラス方向の電流が流れるようになった状態を、状態［Ｄ］と呼ぶことにする。

その後、デジタル電力増幅器２４０の出力状態がＨの状態から、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）をＯＦＦに切り替えてデッドタイム期間に移行すると、図１０（Ｂ）を用いて前述したように、インダクターの逆起電力によってＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量の電荷が回生され、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量に電荷が充電されて、それに伴ってデジタル電力増幅器２４０の出力電圧が低下する。そして、デッドタイム期間が終了する時に、電圧０まで低下する。インダクターの逆起電力によってデジタル電力増幅器２４０の出力電圧が低下している状態を、状態［Ｅ］と呼ぶことにする。

デッドタイム期間を終了して、デジタル電力増幅器２４０の出力状態がＬの状態になると、図６を用いて前述したように、初めのうちはインダクターにプラス方向の電流が流れているが、途中で電流の向きが逆転して、マイナス方向に電流が流れるようになる。デジタル電力増幅器２４０の出力電圧が電圧０で、インダクターにプラス方向の電流が流れている状態を、状態［Ｆ］と呼ぶことにする。また、インダクターにマイナス方向の電流が流れている状態は、前述した状態［Ａ］である。

以上では、デッドタイム期間に移行したときに、過不足のない大きさの逆起電力がインダクターで発生した場合に、デジタル電力増幅器２４０の動作が切り替わる様子について説明した。これに対して、十二分な大きさの逆起電力がインダクターで発生した場合には、デジタル電力増幅器２４０の動作は図１１（Ａ）に示すように切り替わる。

先ず、デジタル電力増幅器２４０の出力状態がＬの状態の時は、前述した状態［Ａ］となっており、デッドタイム期間に切り替わると状態［Ｂ］、すなわち、インダクターの逆起電力によってＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量が充電され、またＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量の電荷が回生されて、デジタル電力増幅器２４０の出力電圧が上昇していく状態となる。そして、インダクターで十二分な大きさの逆起電力が発生している場合は、デッドタイム期間が終了する前に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量への充電及びＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量の電荷回生が完了し（すなわち、デジタル電力増幅器２４０の出力電圧がＶｄｄに達し）て、それ以降は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生ダイオードを通って、電荷が電源Ｖｄｄに逆流する状態となる。このような状態を、状態［Ｇ］と呼ぶ。状態［Ｇ］では、デジタル電力増幅器２４０の出力電圧は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生ダイオードの電圧降下分だけ、電圧Ｖｄｄよりも高くなる。

その後、デジタル電力増幅器２４０の出力状態がＨの状態では、前述した状態［Ｃ］（出力電圧がＶｄｄであり、インダクターの電流がマイナスの状態）から、前述した状態［Ｄ］（出力電圧がＶｄｄであり、インダクターの電流がプラスの状態）へと推移する。そして、デッドタイム期間になると、前述した状態［Ｅ］（インダクターの逆起電力によってＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量の電荷が回生され、またＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量が充電されて、出力電圧が低下していく状態）となる。そして、この場合も、インダクターで十二分な大きさの逆起電力が発生している場合は、デッドタイム期間が終了する前に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量からの電荷の回生、及びＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量の充電が完了し（すなわち、デジタル電力増幅器２４０の出力電圧が０まで低下し）て、それ以降は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生ダイオードを介してグランド側から電荷を吸い出す状態となる。このような状態を、状態［Ｈ］と呼ぶ。状態［Ｈ］では、デジタル電力増幅器２４０の出力電圧は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生ダイオードの電圧降下分だけ、電圧０よりも低くなる。

これに対して、インダクターで発生する逆起電力が不足している場合は、デジタル電力増幅器２４０の動作は図１１（Ｃ）に示すようにして切り替わる。デジタル電力増幅器２４０の出力状態がＬの状態からデッドタイム期間に切り替わって、デッドタイム期間が終了するまでの動作は、図１１（Ａ）あるいは図１１（Ｂ）を用いて前述した動作と同様である。すなわち、状態［Ａ］から状態［Ｂ］へと切り替わる。

しかし、インダクターで発生する逆起電力の大きさが不足していると、デッドタイム期間（状態［Ｂ］）が終了しても、デジタル電力増幅器２４０の出力電圧がＶｄｄに達しておらず、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量への充電が完了しない。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量からの電荷の回生も完了しない。この状態でデッドタイム期間が終了し、デジタル電力増幅器２４０の出力状態がＨの状態に切り替わった後、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）を介して電流が流れ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量への充電、及びＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量に残っている電荷の放電が完了するまで、出力電圧が電圧Ｖｄｄまで上昇するようになる。このような状態を、状態［Ｉ］と呼ぶ。状態［Ｉ］の期間は、図５（Ａ）の状態から図５（Ｄ）の状態に切り替えた場合と同様に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）で抵抗による電力損失が発生する。

また、インダクターで発生する逆起電力の大きさが不足していると、デジタル電力増幅器２４０の出力状態をＨからＬに切り替える時、すなわち状態［Ｄ］から状態［Ｅ］に切り替える時にも同様な現象が発生する。この場合、デッドタイム期間（状態［Ｅ］）が終了しても、デジタル電力増幅器２４０の出力電圧が０まで低下しておらず、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量からの電荷の回生が完了しない。同様に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量への充電も完了しない。この状態でデッドタイム期間が終了し、デジタル電力増幅器２４０の出力状態がＬの状態に切り替わった後、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）を介して電流が流れ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量への充電、及びＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量に残っている電荷の放電が完了するまで、出力電圧が電圧０まで低下するようになる。このような状態を、状態［Ｊ］と呼ぶ。状態［Ｊ］の期間は、図５（Ｄ）の状態から図５（Ａ）の状態に切り替えた場合と同様に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）で抵抗による電力損失が発生する。

以上に説明したように、デジタル電力増幅器２４０が状態［Ｉ］あるいは状態［Ｊ］になると電力損失が発生する。そして、これらの状態は、パルス変調のキャリア周波数ｆｃに対応する非常に高い頻度で発生するから、結果的に、大きな電力損失を発生させることになる。したがって、このようなデジタル電力増幅器２４０での電力損失を回避するためには、状態［Ｉ］及び状態［Ｊ］が発生しないようにすればよい。そこで、これらの状態が発生しないための条件について検討する。

図１２は、一定電圧の出力時にデジタル電力増幅器２４０で電力損失が発生しない条件を示した説明図である。図１２（Ａ）は、状態［Ｉ］及び状態［Ｊ］が発生しない条件を説明した図である。状態［Ｉ］は、状態［Ｂ］でのデッドタイム期間が経過した時に、デジタル電力増幅器２４０の出力電圧が電圧Ｖｄｄに達していない場合に発生する。換言すれば、状態［Ｉ］が発生しないための条件は、デッドタイム期間内にデジタル電力増幅器２４０の出力電圧が、電圧０から電圧Ｖｄｄ以上に上昇することである。ここで、ＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）及びＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量のキャパシタンスを、それぞれＣｏｓｓ（Ｈ）及びＣｏｓｓ（Ｌ）とすると、状態［Ｂ］での出力電圧Ｖの上昇は、図１２（Ａ）中に示した式（８）で表示される。ただし、Ｃｏｓｓは出力容量で、一般的にＣｏｓｓ＝Ｃｄｓ＋Ｃｇｄで表される。また、Ｃｏｓｓのキャパシタンスの割合が、Ｃｄｓの分が支配的である場合には、Ｃｏｓｓ≒Ｃｄｓとして考えてもよい。尚、式（８）中のＩＡは、デッドタイム期間に切り替わった瞬間にインダクターに流れていた電流の大きさである。したがって、デジタル電力増幅器２４０の出力状態がＬからＨに切り替わる際のデッドタイム期間をＴｄ１とすると、状態［Ｉ］が発生しないための条件は、図１２（Ｂ）中に式（１０）で示した条件を満足することとなる。

同様に、状態［Ｊ］は、状態［Ｅ］でのデッドタイム期間が経過した時に、デジタル電力増幅器２４０の出力電圧が電圧Ｖｄｄから電圧０まで低下していない場合に発生する。状態［Ｅ］での出力電圧Ｖの低下は、図１２（Ａ）中に示した式（９）で表示される。したがって、デジタル電力増幅器２４０の出力状態がＨからＬに切り替わる際のデッドタイム期間をＴｄ２とすると、状態［Ｊ］が発生しないための条件は、図１２（Ｃ）中に式（１１）で示した条件を満足することとなる。

ここで、式（１０）及び式（１１）の中で、Ｃｏｓｓ（Ｈ）、Ｃｏｓｓ（Ｌ）は、ＭＯＳＦＥＴの仕様によって決まる値なので変更は難しい。また、Ｔｄ１、Ｔｄ２は、高速なスイッチングを行う為にはなるべく短い時間で設計する必要があり、デジタル電力増幅器２４０の出力パルスの最小時間幅が決められると、それ以上の長さの時間には設計できず、変更は難しい。また図８（Ａ）中の式（７）で示したように、ＩＡの式には電圧Ｅ、すなわちＶｄｄが含まれるから、Ｖｄｄを変更することで式（１０）及び式（１１）で示した条件を満足させることは出来ない。これに対してＩＡは式（７）で示されるように、平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスＬによって変更することができる。また、式（７）で示されるデューティー比Ｄは、平滑フィルター２５０から出力しようとする電圧値と対応しているため、この値は変更することができない。

以上のことより、平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスＬを、式（１０）及び式（１１）を満足するように変更してやれば、たとえデューティー比Ｄが上限値付近や下限値付近の値となっても、デジタル電力増幅器２４０での電力損失を増加させないようにすることが可能となる。本実施例の容量性負荷駆動回路２００は、このような原理に基づいて、デジタル電力増幅器２４０での電力損失が増加しないように、平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスＬを変更している。以下、本実施例の容量性負荷駆動回路２００で、デューティー比Ｄの上限付近あるいは下限付近の一定電圧で負荷を駆動しているときの電力損失の増加を回避する方法について具体的に説明する。

Ａ−５．本実施例での電力損失の増加の回避方法：
図１３は、本実施例の容量性負荷駆動回路２００で、デジタル電力増幅器２４０での電力損失の増加を回避する方法を示した説明図である。図２を用いて前述したように、本実施例の駆動波形信号発生回路２１０は、ＣＯＭ（駆動信号）の元となるＷＣＯＭ（駆動波形信号）を出力しており、そのための情報（駆動波形信号情報）を内蔵する波形メモリーに記憶している。

図１３（Ｂ）は、本実施例の駆動波形信号発生回路２１０が記憶している駆動波形信号情報を示した説明図である。図示されるように、駆動波形信号情報には、ＷＣＯＭの出力を開始してからの経過時間と、そのときに出力する電圧と、フラグの設定値（以下、ｆｌａｇと表記する）とが記憶されている。尚、変調回路２３０で用いられる三角波の振幅が決まっているとすると、ＷＣＯＭの電圧値と、デューティー比Ｄとは一対一の関係となる。

図１４は、本実施例で駆動波形信号にｆｌａｇが設定されている様子を示した説明図である。換言すれば、駆動波形信号発生回路２１０に記憶されている駆動波形信号情報を例示した説明図である。図中に斜線を付して示した領域は、ＷＣＯＭの電圧（したがってデューティー比Ｄ）が上限付近（図示した例ではデューティー比Ｄが８０％以上）、あるいは下限付近（図示した例ではデューティー比Ｄが２０％以下）の値を取る領域である。そして、これらの領域内でＷＣＯＭの傾きが０の場合（あるいは極めて小さい場合）はｆｌａｇが「１」に設定され、それ以外の場合にはｆｌａｇが「０」に設定されている。このようなｆｌａｇを設定するための処理については後述する。

図１３（Ａ）に示されるように、本実施例の駆動波形信号発生回路２１０は、波形メモリーに記憶されている駆動波形信号情報を読み出してＷＣＯＭを演算回路２２０に出力し、ｆｌａｇを切替制御部２７０に出力する。また、切替制御部２７０には、図１３（Ｃ）に示すようなｆｌａｇと接続手段２５２のスイッチの制御信号との対応関係が記憶されている。図１３（Ｃ）に示す接続手段２５２のスイッチの制御信号は、’１’がスイッチをＯＮ状態に、また’０’がスイッチをＯＦＦ状態にすることを表す。そして、駆動波形信号発生回路２１０から受け取ったｆｌａｇに対応するスイッチの制御信号を接続手段２５２に出力して、平滑フィルター２５０に備えられた複数のインダクター２５１と、平滑フィルター２５０のコンデンサーＣとの接続状態を設定し、平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスをＬ０又はＬ１に切り替える。このようにすることで、図３に示したような現象、すなわち、デューティー比Ｄの上限付近あるいは下限付近の一定電圧（あるいは一定に近い電圧）で負荷を駆動しているときにデジタル電力増幅器２４０での電力損失が急激に増加する現象を回避することが可能となる。なお、便宜上図１３（Ｃ）にはｆｌａｇと選択される平滑フィルター２５０のインダクター２５１との対応関係を示しているが、選択される平滑フィルター２５０のインダクター２５１の情報は切替制御部２７０に記憶させておく必要はない。

図１５は、本実施例の容量性負荷駆動回路２００の動作を示した説明図である。換言すれば、デジタル電力増幅器２４０で電力損失の増加を回避可能な理由を示した説明図である。尚、以下では、特に断らない限り、一定電圧（したがって、一定のデューティー比）で負荷を駆動しているものとする。仮に、デューティー比によらず平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスをＬ０に固定したとすると、平滑フィルター２５０のインダクター２５１に流れる電流の振幅ＩＡは、図８の式（７）で与えられ、デューティー比が５０％から遠ざかるにしたがって振幅ＩＡは小さくなる。その結果、振幅ＩＡが、図１２に示した式（１０）あるいは式（１１）を満たさなくなると、図１１（Ｃ）に示した現象が発生して、デジタル電力増幅器２４０で大きな電力損失を発生させる。

そこで、図１２の式（１０）及び式（１１）の等号が成立するような振幅ＩＡ、あるいはこの振幅ＩＡよりも少しだけ余裕を持たせた大きめの振幅を、閾値の振幅Ｉｔｈとして設定しておき、図８の式（７）で与えられる振幅ＩＡが閾値の振幅Ｉｔｈ以下となるデューティー比では、図１５（Ａ）に示すように、接続手段２５２によって平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスをＬ０からＬ１に引き下げる。図１５では、２０％以下のデューティー比あるいは８０％以上のデューティー比では、閾値の振幅Ｉｔｈを下回るものとしている。また、引き下げる平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスＬ１は、下限のデューティー比（ここではデューティー比Ｄ＝５％）及び上限のデューティー比（ここではデューティー比Ｄ＝９５％）でも、図８の式（７）で得られる振幅ＩＡが、閾値の振幅Ｉｔｈを下回らない（あるいは振幅Ｉｔｈと等しくなる）インダクタンスに設定する。

こうすれば、図１５（Ａ）中に太い破線で示したように、全てのデューティー比で、平滑フィルター２５０のインダクターに流れる電流の振幅ＩＡを、閾値の振幅Ｉｔｈ以上に保っておくことができる。その結果、図１１（Ｃ）に示した状態［Ｉ］及び状態［Ｊ］が発生しないようにすることができるので、図１５（Ｂ）中に太い破線で示したように、デューティー比の下限付近（低デューティー）あるいは上限付近（高デューティー）で電力損失が増加する現象を回避することが可能となる。

最後に、駆動波形信号情報のＷＣＯＭに対してｆｌａｇを設定するフラグ設定処理について説明する。
図１６は、本実施例で駆動波形信号情報にｆｌａｇを設定する処理を示すフローチャートである。フラグ設定処理を開始すると、先ず始めに、Ｘ（Ｘ−１）＋（２・Ｌ０・Ｉｔｈ／Ｖｄｄ）・ｆｃ＝０を満足するＸを算出する（ステップＳ１００）。ここで、ｆｃはパルス変調時のキャリア周波数であり、Ｉｔｈはインダクターを流れる電流の閾値の振幅であり、Ｖｄｄはデジタル電力増幅器２４０の電源の電圧である。したがって、求められたＸは、平滑フィルター２５０のインダクターを流れる電流の振幅ＩＡが閾値の振幅Ｉｔｈとなるようなデューティー比を示している。

続いて、ＷＣＯＭの中で、電圧値の時間に対する傾きが０（すなわち電圧値が一定）の期間を抽出する。また、抽出箇所の個数ｍを記憶しておく（ステップＳ１０２）。そして、変数ｎを「１」に設定した後（ステップＳ１０４）、抽出しておいたｎ番目の箇所のデューティー比Ｄを算出する（ステップＳ１０６）。デューティー比Ｄは、ＷＣＯＭが示す電圧値を、変調回路２３０がパルス変調時に用いる三角波の振幅電圧で除算することによって算出することができる。

そして、求められたデューティー比Ｄが、先に算出しておいたＸよりも小さいか否か、あるいは１−Ｘよりも大きいか否かを判断する（ステップＳ１０８）。前述したようにＸは、平滑フィルター２５０のインダクターに流れる電流の振幅ＩＡが、閾値の振幅Ｉｔｈとなるデューティー比であるから、ステップＳ１０８では結局、インダクターに流れる電流の振幅ＩＡが、閾値の振幅Ｉｔｈよりも小さくなるようなデューティー比Ｄか否かを判断していることになる。

その結果、算出したデューティー比ＤがＸよりも小さいか、１−Ｘよりも大きかった場合には（ステップＳ１０８：ｙｅｓ）、平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスをＬ０からＬ１に切り替える必要があるものと判断できるので、その期間（ｎ番目の抽出期間）のｆｌａｇを「１」に設定する（ステップＳ１１０）。これに対して、算出したデューティー比ＤがＸよりも大きく、かつ１−Ｘよりも小さかった場合には（ステップＳ１０８：ｎｏ）、平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスをＬ０からＬ１に切り替える必要はないと判断できるので、その期間（ｎ番目の抽出期間）のｆｌａｇを「０」に設定する（ステップＳ１１２）。

このようにして、ｎ番目の抽出期間についてｆｌａｇを設定したら、その抽出期間がｍ番目であるか否かを判断する（ステップＳ１１４）。その結果、ｍ番目の抽出期間ではなかった場合は（ステップＳ１１４：ｎｏ）、まだｆｌａｇを設定していない抽出期間が残っていることになるので、ｎに「１」を加算した後（ステップＳ１１８）、新たなｎについて、ステップＳ１０６以降の処理を行う。これに対して、ｆｌａｇを設定した抽出期間がｍ番目の抽出期間であった場合は（ステップＳ１１４：ｙｅｓ）、抽出した全ての期間についてｆｌａｇを設定したことになる。そこで、抽出していない期間のｆｌａｇに「０」を設定するべく、ｆｌａｇが「１」に設定されていない期間のｆｌａｇを全て「０」に設定した後（ステップＳ１１６）、図１６のフラグ設定処理を終了する。

図１７は、本実施例で駆動波形信号情報にｆｌａｇが設定された他の態様を示した説明図である。
このようにしてｆｌａｇを設定してやれば、種々のＷＣＯＭに対して適切にｆｌａｇを設定することができる。例えば、図１７（Ａ）に示すように、ＷＣＯＭの途中に電圧の傾きが０で、デューティー比が高い期間が存在している場合には、この期間のｆｌａｇを「１」に設定することができる。また、図１７（Ｂ）に示すように、電圧の傾きが０の期間が存在していても、デューティー比が中間的な値を取る場合には、この期間のｆｌａｇは「０」のままに設定しておくことができる。このように、図１６のフラグ設定処理によれば、駆動波形信号情報のｆｌａｇを適切に設定して、平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスをＬ０又はＬ１に切り替えることができる。その結果、たとえデューティー比が高い期間でも、デジタル電力増幅器２４０での電力損失を抑制することが可能となる。

Ａ−６．本実施例の変形例：
以上に説明した本実施例では、接続手段２５２、すなわち平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスをＬ０又はＬ１に切り替えるためのｆｌａｇが、駆動波形信号発生回路２１０がＷＣＯＭを記憶している駆動波形信号情報の中に、予め組み込まれているものとして説明した。この場合、切替制御部２７０は、駆動波形信号発生回路２１０から出力されるｆｌａｇにしたがって接続手段２５２の接続状態、すなわち平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスをＬ０又はＬ１に切り替えればよい。最も、図１６を用いて前述したように、ｆｌａｇはＷＣＯＭの電圧値に基づいて設定することができるので、切替制御部２７０の内部でｆｌａｇを生成し、得られたｆｌａｇに基づいて接続手段２５２の接続状態、すなわち平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスをＬ０又はＬ１に切り替えるようにしてもよい。

図１８は、本実施例の変形例の容量性負荷駆動回路２００の一部を示した説明図である。換言すれば、切替制御部２７０が、接続手段２５２の接続状態、すなわち平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスをＬ０又はＬ１に切り替える様子を示した説明図である。変形例の駆動波形信号発生回路２１０が記憶している駆動波形信号情報には、時間及びＷＣＯＭの電圧値が記憶されているが、ｆｌａｇは記憶されていない。そして、駆動波形信号発生回路２１０は、演算回路２２０と切替制御部２７０とにＷＣＯＭを出力する。変形例の切替制御部２７０では、駆動波形信号発生回路２１０から受け取ったＷＣＯＭに基づいて、フラグ生成回路でｆｌａｇを生成する。そして、生成したｆｌａｇに基づいて接続手段２５２の接続状態、すなわち平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスをＬ０又はＬ１に切り替える。このようにしても、デューティー比に関わらず、デジタル電力増幅器２４０での電力損失を抑制することが可能となる。

Ｂ．第２実施例：
上述した第１実施例では、平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスを、Ｌ０とＬ１との二段階に切り替えるものとしていた。すなわち、平滑フィルター２５０のインダクターに流れる電流の振幅が、閾値の振幅Ｉｔｈよりも小さくなると、平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスをＬ０からＬ１に一気に引き下げるものとしていた。これに対して、より多くの種類のインダクタンスのインダクターを用意しておき、平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスを徐々に切り替えるようにしても良い。以下では、このような本実施例について説明する。尚、本実施例では、前述した第１実施例と異なる構成についてのみ説明し、同様な構成については説明を省略する。

Ｂ−１．本実施例での電力損失の増加の回避方法：
図１９は、本実施例の容量性負荷駆動回路２００の動作を示した説明図である。換言すれば、デジタル電力増幅器２４０での電力損失の増加を回避する様子を示した説明図である。前述した第１実施例では、デューティー比は５％〜９５％の範囲で用いられ、このうち２０％以下あるいは８０％以上のデューティー比では、平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスをＬ０からＬ１に引き下げていた。ここで、デューティー比が２０％あるいは８０％は、平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスがＬ０の時に、平滑フィルター２５０のインダクターに流れる電流の振幅ＩＡが、閾値の振幅Ｉｔｈに達するデューティー比である。

これに対して、本実施例では、デューティー比の５％〜２０％の間に、例えば９％、１３％、１７％といった複数のデューティー比を設定する。また、複数のインダクター２５１には、第１実施例で示したインダクターＬ０及びインダクターＬ１の他に、新にインダクタンスがＬ２、Ｌ３、Ｌ４であるインダクターＬ２、インダクターＬ３、及びインダクターＬ４を設ける。さらに、接続手段２５２においては、インダクターＬ０，Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４を切り替えが可能なように、５つのスイッチＳ０，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を設けておく。デューティー比が５％〜９％の間では平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスをＬ１、デューティー比が９％〜１３％の間では平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスをＬ２、デューティー比が１３％〜１７％の間では平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスをＬ３、デューティー比が１７％〜２０％の間では平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスをＬ４といったように、多段階に平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスを切り替えていく。デューティー比が８０％〜９５％の間についても同様に、例えば８４％、８８％、９２％といった複数のデューティー比を設定する。デューティー比が８０％〜８４％の間では平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスをＬ４、デューティー比が８４％〜８８％の間では平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスをＬ３、デューティー比が８８％〜９２％の間では平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスをＬ２、デューティー比が９２％〜９５％の間では平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスをＬ１といったように、多段階に平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスを切り替えていく。

ここで、デューティー比が５％〜２０％の間を分割する数や、分割するデューティー比は、適宜設定することができる。また、それぞれの期間で設定する平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスＬｎは、図１９（Ｃ）に示した計算式で設定することができる。ここで、Ｘｎは、デューティー比が５％〜２０％の間を区切るデューティー比を示している。また、図１９（Ｃ）の計算式によって得られるインダクタンスＬｎは、デューティー比がＸｎからＸｎ＋１の間で、インダクターに流れる電流の振幅ＩＡが閾値の振幅Ｉｔｈを下回らない周波数の上限値である。したがって、このような計算式に基づいて、それぞれの期間での平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスを切り替えていけば、どのようなデューティー比を取る場合でも、インダクターに流れる電流の振幅ＩＡが閾値の振幅Ｉｔｈを下回らないようにすることができ、デジタル電力増幅器２４０での電力損失を抑制することが可能となる。

ここで、平滑フィルター２５０はＬＣ回路で構成されるローパスフィルターであり、そのカットオフ周波数ｆｃｕｔは、ｆｃｕｔ＝１／（２π・√（ＬＣ））で表される。したがって、平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスの値を引き下げるほど、カットオフ周波数ｆｃｕｔは高周波数側に移動する為、平滑フィルター２５０におけるキャリア周波数成分の振幅減衰量は小さくなる。キャリア周波数成分の振幅減衰量が小さくなると、ＣＯＭ（駆動信号）に重畳されるキャリアリップルの振幅が大きくなってしまう。上述したように、第１実施例では、２０％以下のデューティー比あるいは８０％以上のデューティー比の範囲において、平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスをＬ０からＬ１に一気に引き下げていた。したがって上述した理由から、２０％以下のデューティー比あるいは８０％以上のデューティー比の範囲では、ＣＯＭ（駆動信号）に重畳されるキャリアリップルの振幅は一律に大きくなってしまう。

また、上述したように、本実施例では、デューティー比が１７％〜２０％の間ではＬ４（Ｌ１＜Ｌ４）、デューティー比が１３％〜１７％の間ではＬ３（Ｌ１＜Ｌ３）、デューティー比が９％〜１３％の間ではＬ２（Ｌ１＜Ｌ２）というように、平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスを段階的に引き下げている。したがってデューティー比が９％〜２０％の期間では、本実施例は第１実施例と比較して出力にキャリアリップルが重畳することを抑制することが可能となる。

Ｃ．第３実施例：
上述した第１実施例及び第２実施例では、平滑フィルター２５０の出力電圧（すなわち、ＣＯＭ）が一定電圧である場合について説明した。しかし、平滑フィルター２５０の出力電圧は、必ずしも完全な一定電圧である必要はない。例えば出力電圧が緩やかに変化する場合であれば、上述した説明が同様に成立する。また、出力電圧が急激に変化するのでなければ、短時間だけ同様な説明が成立する可能性がある。以下では、平滑フィルター２５０からの出力電圧が変化する場合に拡張した本実施例について説明する。尚、本実施例でも、前述した第１実施例あるいは第２実施例と異なる構成についてのみ説明し、同様な構成については説明を省略する。

図２０は、本実施例の容量性負荷駆動回路２００についての説明図である。換言すれば、ＣＯＭ（駆動信号）が一定ではない場合に平滑フィルター２５０のインダクターを流れる電流Ｉを示した説明図である。駆動しようとしている圧電素子１１６は容量性負荷であるから、平滑フィルター２５０から圧電素子１１６に向かって電流が流れ込むことによってＣＯＭの電圧が上昇し、圧電素子１１６から平滑フィルター２５０に向かって電流が逆流することによってＣＯＭの電圧が低下する。このため、平滑フィルター２５０のインダクターには、ＣＯＭ（駆動信号）に対して半周期だけ位相が進んだ電流Ｉが流れる。

また、平滑フィルター２５０のインダクターには、デジタル電力増幅器２４０から電圧Ｖｄｄのパルス波形が出力されている。したがって図７で示した式（３）及び式（６）で表されるように、インダクターには、ＣＯＭに対して半周期だけ位相が進んだ波形に、変調回路２３０での変調周期に対応する小さな脈動が重畳した波形の電流Ｉが流れることになる。

したがって、例えば図２０（Ａ）に破線で示したように、電圧の振幅が大きなＣＯＭを出力しようとすると、平滑フィルター２５０のインダクターに流れる電流Ｉは、図中に実線で示した波形の電流となる。駆動信号が０から極大値に向かって上昇している期間では、電流Ｉは常にデジタル電力増幅器２４０からインダクター側に向かって流れている。この場合は、Ａ−３．で説明した、デッドタイム期間中のＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量の電荷回生、及びＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量の充電が行われない。したがって、前述したような、低及び高デューティー時のデジタル電力増幅器２４０での電力損失の増加を抑制することは難しい。また、駆動信号が極大値から０に向かって下降している期間では、電流Ｉは常にインダクターからデジタル電力増幅器２４０に向かって流れるので、同様にＡ−３．で説明した、デッドタイム期間中のＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量の電荷回生、及びＭＯＳＦＥＴ（Ｈ）の寄生容量の充電が行われない。したがって、前述したような、低及び高デューティー時のデジタル電力増幅器２４０での電力損失を抑制することは難しい。

これに対して、図２０（Ｂ）に破線で示したように、電圧の振幅が小さなＣＯＭを出力する場合には、図中に実線で示すように、電流Ｉは１変調周期内で方向が切り替わる形となる。すなわち、Ａ−３．で説明したような、デッドタイム期間中のＭＯＳＦＥＴ（Ｈ又はＬ）の寄生容量の電荷回生、及びＭＯＳＦＥＴ（Ｌ又はＨ）の寄生容量の充電が行われる。したがって前述したように、デジタル電力増幅器２４０での電力損失の増加を抑制することが可能である。すなわち、デッドタイム期間に突入する直前にインダクターに流れている電流Ｉの振幅ＩＡの絶対値が、前述した閾値の振幅Ｉｔｈの絶対値を下回らないようにしておけば、デジタル電力増幅器２４０での電力損失を抑制することが可能となる。

そこで、変調周期内で増減する電流Ｉの上限値ＩＡ（＋）及び下限値ＩＡ（−）に着目する。図２０（Ｃ）に示されるように、上限値ＩＡ（＋）は、ＣＯＭを印加することに因る成分Ｉloadに、パルス変調に伴う成分Ｉd（＋）を加算したものである。また、下限値ＩＡ（−）は、ＣＯＭを印加することに因る成分Ｉloadから、パルス変調に伴う成分Ｉd（−）を加算したものである。

ここで図２０（Ｃ）中に示されるように、ＣＯＭに起因する成分Ｉloadは、ＣＯＭの電圧値ＶＣＯＭ の時間微分に、平滑フィルター２５０を構成するコンデンサー及び圧電素子１１６の合成容量を乗算した電流値となる。図２０（Ｃ）中に示したＣlpfは、平滑フィルター２５０を構成するコンデンサーのキャパシタンスを示しており、Ｃloadは、圧電素子１１６のキャパシタンスを表している。したがって、Ｉloadは、ＣＯＭによって決定されてしまう。これに対して、パルス変調に伴う成分Ｉd（＋），Ｉd（−）は、平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスによって変更することが可能である。このことから、上限値ＩＡ（＋）の絶対値及び下限値ＩＡ（−）の絶対値が、前述した閾値の振幅Ｉthを下回らないように平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスを切り替えれば、ＣＯＭが図２０（Ｂ）に示したようにゆっくりと変化する場合でも、デジタル電力増幅器２４０での電力損失を抑制することが可能となる。

尚、平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスを切り替える態様としては、上限値ＩＡ（＋）の最小値ＩＡ（＋ｍｉｎ）と、下限値ＩＡ（−）の最大値ＩＡ（−ｍａｘ）とを予め求めておき、いずれの絶対値も、閾値の振幅Ｉthを下回らないようなインダクタンスＬｍを図２０（Ｃ）中に示した算出式を用いて計算し、インダクタンスＬｍのインダクターを平滑フィルター２５０の中に備えておき、接続手段２５２を用いて平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスをＬ０からＬｍに切り替える。

また、図２０（Ａ）に示すように、ＣＯＭ（駆動信号）が短時間で大きく変化する場合でも、接続手段２５２で選択されているインダクターの電流Ｉが電流０を横切る際には、短時間ではあるが図９及び図１０を用いて前述した説明が成り立つ場合がある。接続手段２５２で選択されているインダクターの電流Ｉが電流０になるのは、ＣＯＭ（駆動信号）が極値（極大値又は極小値）となる場合であるから、デューティー比Ｄが上限付近あるいは下限付近で、尚かつＣＯＭが極値となる場合には、平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスをＬ０から予め定めておいたインダクタンスＬｍに引き下げるようにしてもよい。このようにしても、デジタル電力増幅器２４０での電力損失を抑制することが可能となる。

尚、接続手段２５２で選択されているインダクターに流れる電流Ｉの中のＣＯＭに起因する成分Ｉloadは、図２０（Ｃ）に示したように、圧電素子１１６のキャパシタンスＣloadによって変化する。したがって、流体噴射装置１００の脈動発生部１１０が付け替えられた場合には、新たな圧電素子１１６のキャパシタンスＣloadに関する情報（負荷情報）を取得可能としておいてもよい。

図２１は、本実施例の容量性負荷駆動回路２００の回路構成を示した説明図である。換言すれば、負荷情報を取得可能とした変形例の回路構成を示した説明図である。図示した変形例では、付け替えられた脈動発生部１１０の負荷情報（ここでは、圧電素子１１６のキャパシタンスＣloadに関する情報）を取得する負荷情報取得手段２８０が設けられており、切替制御部２７０は、負荷情報取得手段２８０から負荷情報を取得することが可能である。

図２２は、本実施例の容量性負荷駆動回路２００が負荷情報を取得する態様を例示した説明図である。図示した例では、圧電素子１１６の側（脈動発生部１１０）に圧電素子１１６のキャパシタンスＣloadを示すＩＤタグ２８４が設けられている。そして、流体噴射装置１００の操作者が、ＩＤタグ２８４に記載された負荷情報を読み取って、負荷情報取得手段２８０に設けられたスイッチ２８２のＯＮ／ＯＦＦを設定することで、切替制御部２７０に負荷情報を入力することができる。例として、２種類の脈動発生部１１０〈便宜上、脈動発生部１１０ａと、脈動発生部１１０ｂと表記する〉が用意されている場合を考える。ここで、図２１及び図２２に示すインダクターのインダクタンスＬ０は、第１実施例で述べたものと同じものである。また同図に示すインダクターのインダクタンスＬ１ａは、脈動発生部１１０ａが取り付けられている場合に、本実施例で述べた上限値ＩＡ（＋）の絶対値及び下限値ＩＡ（−）の絶対値が、閾値の振幅Ｉｔｈを下回らないような平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスである。また同図に示すインダクターのインダクタンスＬ１ｂは、脈動発生部１１０ｂが取り付けられている場合に、本実施例で述べた上限値ＩＡ（＋）の絶対値及び下限値ＩＡ（−）の絶対値が、閾値の振幅Ｉｔｈを下回らないような平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスである。デューティー比Ｄが上限付近あるいは下限付近で、尚かつＣＯＭが極値となる場合において、脈動発生部１１０ａが取り付けられている場合には、平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスをＬ０からＬ１ａに引き下げる。また脈動発生部１１０ｂが取り付けられている場合には、平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスをＬ０からＬ１ｂに引き下げる。その結果、脈動発生部１１０が付け替えられて、圧電素子１１６のキャパシタンスＣloadが変わった場合でも適切に接続手段２５２の接続状態、すなわち平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスを変更して、デジタル電力増幅器２４０で電力損失が増加することを回避することが可能となる。

図２３は、本実施例の容量性負荷駆動回路２００が負荷情報を取得する他の態様を例示した説明図である。
あるいは、図２３に示したように、圧電素子１１６の側（脈動発生部１１０）に、負荷情報を記憶したＲＯＭ２８６を内蔵しておき、この負荷情報を、負荷情報取得手段２８０に設けられたＲＯＭデータリード回路２８８で読み出すことによって、負荷情報を取得するようにしても良い。このようにしても、脈動発生部１１０が付け替えられると、新たな圧電素子１１６のキャパシタンスＣloadに関する情報が切替制御部２７０に伝わって、適切に接続手段２５２の接続状態、すなわち平滑フィルター２５０のインダクターのインダクタンスを切り替えることができるので、デジタル電力増幅器２４０で電力損失が増加することを回避することが可能となる。

Ｄ．変形例１：
ここで、以上に述べた各種実施例においては、図４に示したように、デジタル電力増幅器２４０はプッシュ・プル接続された２つのスイッチ素子で構成され、そのスイッチ素子の例としてＭＯＳＦＥＴを挙げて説明してきた。またそのＭＯＳＦＥＴは、構造上内部にボディダイオードが寄生的に形成されており、そのボディダイオードの接合容量がスイッチ素子の寄生容量の一つであるＣｄｓとして存在する場合について説明してきた。しかしながら、スイッチ素子の種類によっては、構造上ボディダイオードが寄生的に形成されないもの（例えばＩＧＢＴ：絶縁ゲートバイポーラトランジスター）もある。この場合、前述したように、デッドタイム中にインダクターに起電力が生じるが、その際に電流を流せるように、スイッチ素子に並列に還流ダイオードを設けることがある。
図２４は、本変形例のスイッチ素子に並列に還流ダイオードを設けた場合のデジタル電力増幅器２４０の構成例を示す説明図である。図２４ではスイッチ素子にＩＧＢＴを用いた場合の例を示しているが、それに限られるものではない。図２４に示したような還流ダイオードを設ける場合には、その接合容量を前述したＭＯＳＦＥＴのＣｄｓと置き換えて考えることで、デジタル電力増幅器２４０で電力損失が増加することを回避することが可能となる。

Ｅ．変形例２：
また、デジタル電力増幅器２４０において、スイッチング動作によって過渡的なスパイク状の高電圧が発生する場合があるが、これを吸収する為に、デジタル電力増幅器２４０の出力に保護回路を設けることがある。
図２５は、本変形例のデジタル電力増幅器２４０の出力に保護回路としてスナバ回路を設けた構成例を示す説明図である。図２５の場合、スナバ回路のコンデンサーＣｃはＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）の寄生容量Ｃｄｓに並列に接続された構成となる為、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）についてはＣｄｓの容量にＣｃを加えた合成容量、Ｃｃ＋Ｃｄｓとして考えることで、デジタル電力増幅器２４０で電力損失が増加することを回避することが可能となる。

また、上述したようにＭＯＳＦＥＴに並列に還流ダイオードを設ける場合には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｌ）については、ボディダイオードの接合容量と還流ダイオードの接合容量との合成容量をＣｄｓとすればよい。またＭＯＳＦＥＴに並列に還流ダイオードを設け、さらに保護回路としてスナバ回路を設けた場合は、Ｃｃを加えた合成容量、Ｃｃ＋Ｃｄｓとすることで、デジタル電力増幅器２４０での電力損失を抑制することが可能となる。

以上、各種実施例の容量性負荷駆動回路について説明したが、本発明は上記すべての実施例に限られるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の態様で実施することが可能である。例えば、薬剤や栄養剤を内包するマイクロカプセルを形成することに用いる流体噴射装置など、医療機器を含む様々な電子機器に本実施例の容量性負荷駆動回路を適用することで、電力効率が良く小型化の電子機器を提供することができる。また、インクジェットプリンターに搭載されて、インクを噴射する噴射ノズルを駆動するための容量性負荷駆動回路に対しても、本発明を好適に適用することが可能である。

１００…流体噴射装置、１１０…脈動発生部、１１１…ノズル、１１２…流体噴射管、１１３…第２ケース、１１４…第１ケース、１１５…流体室、１１６…圧電素子（容量性負荷）、１２０…流体供給手段、１２１…第１接続チューブ、１２２…第２接続チューブ、１２３…流体容器、１３０…制御部、１５０…配線ケーブル、２００…容量性負荷駆動回路、２１０…駆動波形信号発生回路、２２０…演算回路、２３０…変調回路、２４０…デジタル電力増幅器、２５０…平滑フィルター、２５１…インダクター、２５２…接続手段、２６０…補償回路（位相進み補償回路）、２７０…切替制御部、２８０…負荷情報取得手段、２８２…スイッチ、２８４…ＩＤタグ、２８６…ＲＯＭ、２８８…ＲＯＭデータリード回路。

Claims (7)

1. 容量成分を有する容量性負荷に対して駆動信号を印加することによって、該容量性負荷を駆動する容量性負荷駆動回路であって、
   前記駆動信号の基準となる駆動波形信号を発生する駆動波形信号発生回路と、
   前記駆動波形信号をパルス変調して変調信号を生成する変調回路と、
   前記変調信号を電力増幅して電力増幅変調信号を生成するデジタル電力増幅器と、
   複数のインダクターと該複数のインダクターの少なくともひとつを選択可能な接続手段で構成され、かつ前記電力増幅変調信号を平滑化することによって前記駆動信号を生成する平滑フィルターと、
   前記デジタル電力増幅器から前記平滑フィルターに流れる電流の方向が前記変調信号の一変調周期内で逆転する逆転条件下では、該一変調周期内での電流の最大値及び最小値の絶対値が所定の閾値以上となるように、前記接続手段における選択を切り替える切替制御部と、
   を含むことを特徴とする容量性負荷駆動回路。
2. 請求項１に記載の容量性負荷駆動回路において、
   前記デジタル電力増幅器は、電源が発生する所定電圧とグランドとの間でプッシュ・プル接続された二つのスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替えることによって、前記電力増幅変調信号を生成しており、
   前記所定の閾値は、
   前記電源の発生する所定電圧をＶ、
   前記二つのスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替える際に該二つのスイッチ素子をいずれもＯＦＦとする時間であるデッドタイムをＴ、
   前記二つのスイッチ素子の寄生容量のキャパシタンスをＣとしたときに、
   Ｖ・Ｃ／Ｔなる算出式によって得られる閾値であることを特徴とする容量性負荷駆動回路。
3. 請求項１に記載の容量性負荷駆動回路において、
   前記デジタル電力増幅器は、電源が発生する所定電圧とグランドとの間でプッシュ・プル接続された二つのスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替えることによって、前記電力増幅変調信号を生成しており、かつ、前記スイッチ素子にダイオードが並列接続され、
   前記所定の閾値は、
   前記電源の発生する所定電圧をＶ、
   前記二つのスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替える際に該二つのスイッチ素子をいずれもＯＦＦとする時間であるデッドタイムをＴ、
   前記ダイオードの接合容量のキャパシタンスをＣｄとしたときに、
   Ｖ・Ｃｄ／Ｔなる算出式によって得られる閾値であることを特徴とする容量性負荷駆動回路。
4. 請求項１に記載の容量性負荷駆動回路において、
   前記デジタル電力増幅器は、電源が発生する所定電圧とグランドとの間でプッシュ・プル接続された二つのスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替えることによって、前記電力増幅変調信号を生成しており、かつ、前記二つのスイッチ素子の少なくとも一方にコンデンサーが並列接続され、
   前記所定の閾値は、
   前記電源の発生する所定電圧をＶ、
   前記二つのスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替える際に該二つのスイッチ素子をいずれもＯＦＦとする時間であるデッドタイムをＴ、
   前記コンデンサーと前記二つのスイッチ素子の寄生容量との合成容量のキャパシタンスをＣｓとしたときに、
   Ｖ・Ｃｓ／Ｔなる算出式によって得られる閾値であることを特徴とする容量性負荷駆動回路。
5. 請求項１〜４のいずれか一項に記載の容量性負荷駆動回路において、
   前記容量性負荷の容量成分の大きさに関する負荷情報を取得する負荷情報取得手段を備え、
   前記切替制御部は、前記負荷情報に応じて前記接続手段の接続状態を変更する手段であることを特徴とする容量性負荷駆動回路。
6. 容量成分を有する容量性負荷に対して駆動信号を印加することによって、該容量性負荷を駆動する容量性負荷駆動回路であって、
   前記駆動信号の基準となる駆動波形信号を発生する駆動波形信号発生回路と、
   前記駆動信号に位相進み補償を行い、該位相進み補償後の信号を帰還信号として出力する位相進み補償回路と、
   前記駆動波形信号から前記帰還信号を減算することによって誤差信号を出力する演算回路と、
   前記誤差信号をパルス変調して変調信号を生成する変調回路と、
   前記変調信号を電力増幅して電力増幅変調信号を生成するデジタル電力増幅器と、
   複数のインダクターと該複数のインダクターの少なくとも一つを選択可能な接続手段で構成され、かつ前記電力増幅変調信号を平滑化することによって前記駆動信号を生成する平滑フィルターと、
   前記デジタル電力増幅器から前記平滑フィルターに流れる電流の方向が前記変調信号の一変調周期内で逆転する逆転条件下では、該一変調周期内での電流の最大値及び最小値の絶対値が所定の閾値以上となるように、前記接続手段における選択を切り替える切替制御部と、
   を含むことを特徴とする容量性負荷駆動回路。
7. 請求項１〜６のいずれか一項に記載の容量性負荷駆動回路と、
   液体を供給する供給ポンプと、
   前記供給ポンプから供給された液体が流入する流体室と、前記容量性負荷であるアクチュエーターと、前記流体室に流入された液体を噴射する噴射ノズルとを有する脈動発生部と、
   を含み、
   前記駆動信号が前記アクチュエーターに印加されることによって、前記流体室に流入された液体が前記噴射ノズルからパルス状に噴射されることを特徴とする流体噴射装置。

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